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Die vorliegende Erfindung betrifft
einen Defibrillator, insbesondere, aber nicht ausschließlich, einen
externen Defibrillator.
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Externe Defibrillatoren korrigieren
einen anomalen Herzrhythmus, z. B. ventrikuläre Fibrillation (VF) oder ventrikuläre Tachykardie
(VT), mit einem Hochenergie-Schockimpuls,
der einem Patienten über
an seinem Torso angebrachte Elektroden zugeführt wird. Das externe Anbringen
der Elektroden am Torso des Patienten bedeutet, dass diese Geräte tragbar
sind und von Notpersonal mitgeführt
werden können.
Leider bedeutet die externe Zuführung
der Impulse zur Brust des Patienten, dass höhere Energie nötig ist,
als dies bei implantierbaren Defibrillatoren der Fall wäre, die
direkt mit der Herzoberfläche verbunden
sind. Die Notwendigkeit für
höhere
Energie hat bisher bedeutet, dass diese Geräte größer und schwerer sind, als
sich der Bediener wünschen würde. Die
Reduzierung von Größe und Kosten
externer Defibrillatoren bedeutet, dass die Geräte leichter getragen werden
können
und dass sich mehr Menschen diese Geräte leisten können.
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Defibrillatoren des Standes der Technik,
die eine monophasische oder biphasische gekürzte Exponentialwellenform
zuführen,
legen dazu Steuer- oder Treibersignale an eine Anordnung von Siliciumbauelementen
an. Anstatt mechanische Schalter oder Relais zu benutzen, die eine
direkte elektrische Verbindung herstellen, können Siliciumbauelemente mit
einem Steuersignal von einem Hochimpedanzzustand in einen Zustand
mit niedrigerer Impedanz gebracht werden. Dies geht weitaus schneller,
als es mit mechanischen Schaltern möglich wäre, und erlaubt eine akkurate
Erzeugung von Wellenformen von mehreren Millisekunden. Diese Methoden
sind jedoch komplex und kostenaufwändig, weil die Hochspannungsgeräte von den
Niederspannungssteuerungen isoliert werden müssen, beispielsweise mit Hilfe
von Optoisolatoren oder Kopplungstransformatoren.
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Verfahren des Standes der Technik
arbeiten gewöhnlich
mit Thyristoren (SCRs) und Isolierschicht-Bipolartransistoren (IGBTs).
Diese Bauelemente leiten Impulse von mehr als 1000 V mit Gate-Treiberschaltungen,
die lediglich einen Nennwert von mehreren Dutzend Volt haben. Derzeitige kommerziell
erhältliche
Bauelemente können
jedoch nicht mehr als etwa 1200 Volt aushalten. Um also Impulse
von mehr als mehreren tausend Volt zu leiten, die gewöhnlich für eine externe
Defibrillation benötigt werden,
müssen
mehrere Bauelemente übereinander
platziert werden. Dies ist ein als "Totem-Poling" bekanntes Konzept, das in der Fachwelt
hinlänglich bekannt
ist. Ohne Totem-Poling würden
die Thyristoren ihren Niederimpedanzzustand spontan ändern, sobald
ihre maximale Nennspannungsgrenze überschritten wird. Ebenso würde ein
IGBT destruktiv ausfallen, wenn seine Höchstspannung überschritten wird.
Ferner ändert
ein Thyristor spontan seinen Zustand, wenn die Spannungsänderungsrate
(δV/δt) überschritten
wird.
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1 zeigt
ein Beispiel, das zwei miteinander im Totem-Pole-Verfahren geschaltete
Thyristoren, SCR1 und SCR2, beinhaltet. In 1 floatet die Gate-Treiberschaltung GD2 zum oberen Bauelement SCR2
an Punkt B über
Signalerde, bei der es sich um eine Spannung V1 handelt, die der
Spannung über das
untere Bauelement SCR1 zwischen den Punkten B und C entspricht.
Aus diesem Grund muss der Gate-Treiber zu SCR2 vom gemeinsamen Erdungspunkt
C isoliert werden. In 1 wird
diese Isolation mit einem Transformatorkoppler T erzielt. Der Transformator
ermöglicht
es, dass der Impuls die Isolationsbarriere 1B ohne direkte elektrische
Verbindung überquert.
Die gesamte Anordnung funktioniert wie ein einzelner SCR mit erhöhter Spannungsfähigkeit, vorausgesetzt,
dass die Gate-Treiberwellenformen auf SCR1 und SCR2 synchronisiert
sind. Die Gate-Treiberwellenformen werden gewöhnlich durch einen Logikschaltkomplex
von einem Timing-Controller erzeugt. Die Verwendung von isolierten
Treiberschaltungen zum Steuern dieser Siliciumbauelemente bedeutet,
dass die Möglichkeit,
die Größe der Schaltung
insgesamt zu reduzieren, begrenzt ist, da große physikalische Lücken oder
Luftspalte in verschiedenen Bereichen der endgültigen Schaltung notwendig
sind. Ferner erfordern die Isolatoren einen zusätzlichen Unterstützungsschaltkomplex
und synchronisierte Treiberwellenformen, die alle physikalischen
Raum im endgültigen
Design einnehmen und zusätzliche
Kosten verursachen.
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Es ist eine Aufgabe der Erfindung,
einen verbesserten Defibrillator bereitzustellen, in dem diese Nachteile
gemildert oder abgestellt sind.
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Gemäß einem Aspekt der Erfindung
wird ein Defibrillator gemäß Beschreibung
in Anspruch 1 und/oder einem oder mehreren der davon abhängigen Ansprüche bereitgestellt.
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In der vorliegenden Beschreibung
bedeutet ein "ungesteuertes
Halbleiterbauelement" (USD)
ein Halbleiterbauelement mit zwei Polen, das ohne Anlegen eines
externen Steuersignals automatisch einen Übergang von einem Hochimpedanzzustand
in einen Zustand mit niedrigerer Impedanz erfährt, wenn eine Spannung an
seine Pole angelegt wird, die größer ist als
ein vorbestimmter Schwellenwert. Ein USD kann eine einzelne integrierte
Komponente oder eine aus mehreren Halbleiterkomponenten konstruierte
Schaltung sein. Ein Grundbeispiel eines USD ist eine Shockley-Diode.
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Ein "Breakover-USD" ist ein USD, das unbedingt in den Zustand
mit niedrigerer Impedanz übergeht,
wenn die angelegte Spannung den Schwellenwert überschreitet.
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Ein "Breakunder USD" ist ein USD, das nur dann in den Zustand
mit nidriger. Impedanz übergeht, wenn
die angelegte Spannung einen zweiten Schwellenwert nicht überschreitet,
der größer ist
als der erste Schwellenwert.
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Ausgestaltungen der Erfindung werden nachfolgend
beispielhaft mit Bezug auf die Begleitzeichnungen beschrieben. Dabei
zeigt:
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1,
wie zuvor beschrieben, eine Schaltung, die die "Totem-Pole"-Anordnung von zwei Thyristoren illustriert,
so dass die Kombination der beiden Bauelemente eine höhere Spannung
aushalten kann als ein einzelnes Bauelement;
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2a, 2b und 2c jeweils Substrataufbau, Schaltungssymbol
und I=V Kennlinie einer Shockley-Diode;
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3 einen
Schaltplan eines Breakover-USD;
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4a, 4b und 4c jeweils einen Schaltplan, ein Schaltungssymbol
und eine I=V Kennlinie eines Breakunder-USD;
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5a und 5b jeweils das Schaltungssymbol
und einen Schaltplan für
ein Breakunder-USD mit Hysterese;
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6 einen
Schaltplan einer ersten Ausgestaltung eines erfindungsgemäßen Defibrillators;
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7 einen
Schaltplan einer zweiten Ausgestaltung eines erfindungsgemäßen Defibrillators;
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8 ein
Beispiel für
die Wellenform, die mit der Ausgestaltung von 7 erzeugt werden kann;
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9 einen
Schaltplan einer dritten Ausgestaltung eines erfindungsgemäßen Defibrillators;
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10 einen
Schaltplan einer vierten Ausgestaltung eines erfindungsgemäßen Defibrillators;
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11 die
vierte Ausgestaltung, bei der die Ausgangsschaltung als einzelne
verkapselte integrierte Schaltungskomponente ausgeführt ist;
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12a einen
Schaltplan einer fünften
Ausgestaltung eines erfindungsgemäßen Defibrillators; und
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12b ein
Beispiel für
die Wellenform, die mit der Ausgestaltung von 12a erzeugt werden kann.
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Die hier beschriebenen Ausgestaltungen
der Erfindung arbeiten mit Bauelementen oder Schaltungen mit den
Kennlinien von Shockley-Dioden und werden nachfolgend als ungesteuerte
Halbleiterbauelemente (USDs) gemäß obigen
Definition bezeichnet. Im Gegensatz zu SCRs und IGBTs, benötigt eine
Shockley-Diode kein Gate-Treibersignal, um es vom Hochimpedanzzustand
in einen Zustand mit niedrigerer Impedanz zu bringen. 2a zeigt den Substrataufbau
einer Shockley-Diode als vierschichtiges Siliciumbauelement mit
jeweiligen Dotierungsdichten P1, N1, P2 und N2.
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2b zeigt
das Symbol zum Bezeichnen einer Shockley-Diode; man beachte, dass
es nur zwei Anschlusspole gibt. Eine Shockley-Diode ist im Wesentlichen
unidirektional, da sie ihren Zustand nur vom vorgabemäßigen Hochimpedanzzustand
in einen Zustand mit reduzierter Impedanz ändern kann, wenn die Polarität des angelegten
Signals in einer bestimmten Richtung geht, um das Bauelement in Durchlassrichtung
vorzuspannen (siehe 2c). Das
Anlegen eines Signals mit entgegengesetzter Polarität wird den
Zustand des Bauelementes nicht ändern,
es sei denn, dass die Spannung den Durchbruchspannungswert in Sperrrichtung
(Vr) überschreitet.
Eine Charakteristik einer Shockley-Diode ist, dass beim Anlegen
einer Spannung über
das Bauelement in Durchlassvorspannungsrichtung das Bauelement seinen
Zustand nur dann in den Zustand mit niedrigerer Impedanz ändert, wenn
die Spannung einen vorbestimmten Schwellenwert (Vth) überschreitet.
Shockley-Dioden sind jedoch im Handel nicht überall erhältlich, und diejenigen, die
es sind, können
gewöhnlich
nur geringe Spannungen und Ströme
aushalten. Diese Begrenzung kann jedoch dadurch überwunden werden, dass andere
im Handel erhältliche
Bauelemente so angeordnet werden, dass sie die äquivalente Funktion für hohe Spannungen
und Ströme
ausführen.
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3 ist
eine Hochspannungs-Hochstrom-Implementation eines "Breakover"-USD, äquivalent
zu einer Shockley-Diode, unter Verwendung eines DIAC und eines TRIAC.
Man beachte, dass die gesamte Schaltung von 3 nur zwei Pole hat, eine Anode A' und eine Kathode
K'. Der TRIAC wechselt in
einen Niederimpedanzzustand, so dass ein hoher Strom fließen kann,
wenn eine entsprechende Spannung an seinen Gate-Anschluss g angelegt
wird. Die Kombination aus Widerständen R1 und R2 bildet einen
Spannungsteiler, der die Spannung V auf eine Spannung Vb, referenziert
auf die Kathode K',
an der Basis des Transistors T1 unterteilt, wobei Vb = V[R2/(R1
+ R2)]. Die Emitterfolgerkonfiguration des Transistors T1 hält die an
den DIAC an Punkt X angelegte Spannung auf etwa 0,7 Volt unter der
Spannung Vb.
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Der DIAC bleibt in seinem vorgabemäßigen Hochimpedanzzustand,
es sei denn, dass die Spannung darüber den Schwellenwert Vd überschreitet. Wenn
also dieser Spannungsschwellenwert nicht überschritten wird, bleibt das
USD im Hochimpedanzzustand zwischen A' und K'. Wenn jedoch die Spannung bei X den Schwellenwert
Vd des DIAC übersteigt
dann läuft
der DIAC zurück
und läst
zu, dass eine Spannung am Gate des TRIAC erscheint, und der TRIAC
geht dann in seinen Niederimpedanzzustand, so dass ein hoher Strom
zwischen A' und
K' fließen kann.
Die Gesamtspannung, bei der das USD den Zustand ändert, kann daher mit dem Spannungsteiler
R1/R2 akkurat eingestellt werden. Wenn das USD in seinen Niederimpedanzzustand übergehen soll,
wenn die Spannung V darüber,
d. h. über
die Pole A' und
K', einen bestimmten
Schwellenwert Vth erreicht, dann werden die Werte von R1 und R2
so gewählt,
dass diese Spannung Vth bewirkt, dass die Spannung bei X gleich
der DIAC-Schwellenspannung Vd ist, d. h. man löst die Gleichung Vd = [Vth(R2/(R1
+ R2))] – 0,7
für R1
und R2. Der Widerstand R3 begrenzt den Stromfluss in den Gate-Anschluss
des TRIAC und verhütet
eine Beschädigung des
Gate durch die relativ hohe Spannung über die Pole A' und K'. Man beachte, dass,
da die Zustandsänderung
des Bauelementes durch das Verhältnis von
R1 und R2 bestimmt wird und die Zufuhr zum DIAC von R3 durch die
Stromverstärkung
von T1 erfolgt, die Werte von R1 und R2 hoch gehalten werden können. Die
Verwendung von Hochimpedanzwerten für R1 und R2 bedeutet, dass
im Hochimpedanzzustand nur sehr wenig Leckstrom durch das USD auftritt.
Die Diode D1 wirkt jedem Stromfluss in Vorspannungssperrrichtung
entgegen und bestimmt in der Tat die Durchbruchcharakteristiken
in Sperrrichtung für
das USD.
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Man beachte, dass jedes Bauelement,
das von einem anfänglichen
Hochimpedanzzustand in einen Niederimpedanzzustand gesetzt werden
kann, anstelle des TRIAC in 3 verwendet
werden könnte.
So hätte
das USD z. B. eine Kombination von IGBTs, SCRs, FETs (Feldeffekttransistoren)
oder BJTs (Injektionstransistor) verwendet.
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Die verschiedenen Ausführungsmöglichkeiten
werden der Fachperson bekannt sein.
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4a zeigt
ein weiteres USD, wobei das Bauelement so konfiguriert wurde, dass
es dann in einen Niederimpedanzzustand übergeht, wenn die Momentanspannung über die
Anode A' und die
Kathode K' einen
wohldefinierten Schwellenwert V1 überschreitet, aber einen noch
höheren
Spannungsschwellenwert Vh nicht überschreitet.
Mit anderen Worten, wenn die über
das Bauelement in 4a angelegte
Spannung V innerhalb eines gut vorgegebenen Bereiches von V1 bis
Vh liegt, dann geht das Bauelement in seinen Niederimpedanzzustand,
während
das Bauelement, wenn der Wert außerhalb dieses Bereichs liegt,
in seinem vorgabemäßigen Hochimpedanzmodus
bleibt. Mit dieser besonderen Charakteristik wird das Bauelement
als "Breakunder-USD" bezeichnet. Die 4b und 4c zeigen jeweils das Schaltungsbauelement
und die I-V Kennlinie des Bauelementes.
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Die Implementation des Breakunder-USD
in 4a ist ähnlich der
des Breakover- Bauelementes in 3. Der Hauptunterschied
besteht in der Anwesenheit eines Kondensators C1 und eines zweiten Transistors
T2. Der Kondensator C1 begrenzt die Geschwindigkeit der Spannungsänderung über R1. Dadurch
wird wiederum die Geschwindigkeit der Spannungsänderung über den DIAC begrenzt. Da die
Spannung über
den DIAC nur langsam ansteigt, wenn die Spannung Y an der Basis
von T2, wie durch den Spannungsteiler R4/R5 bestimmt, über die Durchlassvorspannung über den
Basisemitter-Übergang
von T2 ansteigt, bevor die DIAC-Spannung ihren Schwellenwert Vd
erreicht, schaltet der Transistor T2 ein, um das Gate des TRIAC
mit K' kurzzuschließen und
somit jeglichen Stromfluss in das Gate des TRIAC zu sperren. Mit
dieser Anordnung kann die obere Spannungsschwelle Vh vom Spannungsteiler
R4/R5 eingestellt werden, und die untere Spannungsschwelle V1 kann
wie zuvor mit R1/R2 eingestellt werden.
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Ein Breakunder-Bauelement kann ferner
so angeordnet werden, dass, wenn eine Spannung über seine Pole angelegt ist,
die groß genug
ist, um den oberen Schwellenwert Vh zu überschreiten, so dass das Bauelement
im Hochimpedanzzustand gehalten wird, das Bauelement im Hochimpedanzzustand bleibt,
wenn die Größe der angelegten
Spannung abfällt.
In diesem Modus muss, damit ein Übergang
in den Niederimpedanzzustand erfolgt, der Strom auf praktisch null
reduziert und dann erneut zugeführt werden.
Dieses letztere Bauelement wird als Breakunder-USD mit Hysterese
bezeichnet.
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5a zeigt
das Schaltungssymbol für
ein Breakunder-USD mit Hysterese. 5b zeigt
eine Ausführung
des Bauelementes auf der Basis des in 4 gezeigten
Breakunder-Bauelementes.
Es werden nur die Unterschiede beschrieben. Ein Transistor T2 bildet
jetzt einen zweiten Emitterfolger, der einen zweiten DIAC speist,
DIAC2. Die Spannung an Punkt Y ist so ausgelegt, dass sie einen
Wert hat, der dem Schwellenwert von DIAC2 entspricht, wenn die Spannung
V über
A', K' gleich einem oberen
Schwellenwert Vh ist. Aus 5b ist
ersichtlich, dass im Gegensatz zur Spannung an Punkt X, die Spannung
an Punkt Y V sofort folgt und ein Anteil von V gemäß dem durch
R4 und R5 eingestellten Verhältnis
ist. Wenn die Spannung V bewirkt, dass die Spannung bei Y den Spannungsschwellenwert
von DIAC2 überschreitet,
dann tritt ein zweiter TRIAC, TRIAC2, in einen Niederimpedanzzustand
ein. Sobald TRIAC2 in seinen Niederimpedanzzustand geht, wird die
Spannung Vb an der Basis von T1 auf nahezu null reduziert. Wenn
TRIAC2 im Niederimpedanzzustand ist, kann T1 keinen Strom mehr zu
DIAC1 und somit zum Gate von TRIAC1 speisen. Durch diese "Feedback"-Erweiterung von 4 kommt ein gewisses Maß an Hysterese
zur Anordnung hinzu. Die einzige Möglichkeit, dass der TRIAC1
jetzt in seinen Niederimpedanzzustand gehen kann, besteht darin,
die Spannung über
A, K' auf null zu
reduzieren und dann eine neue Spannung anzulegen, deren Wert zwischen
dem von R1, R2 und DIAC1 gesetzten unteren Schwellenwert und dem
von R4, R5 und DIAC2 gesetzten oberen Schwellenwert liegt. Dieses
Bauelement hat im Wesentlichen drei Betriebsarten, zwei Hochimpedanz-
und eine Niederimpedanzbetriebsart(en). Wenn die an die Anordnung
angelegte Momentanspannung unter dem unteren Schwellenwert V1 liegt,
dann bedeutet die Kombination von R1, R2 und T1, dass DIAC1 keinen
Strom durchlässt
und TRIAC1 in seinem Hochimpedanzzustand bleibt. Wenn die angelegte
Spannung höher
als der untere Schwellenwert V1 und geringer als der obere Schwellenwert
Vh ist, dann bedeutet die Kombination von R4, R5 und T2, dass DIAC2
keinen Strom durchlässt,
und nachdem DIAC1 jetzt, wenn die Spannung über C1 genügend Zeit zum Ansteigen hatte,
Strom zum Gate von TRIAC1 durchlässt,
geht TRIAC1 in seinen Niederimpedanzzustand. Wenn die angelegte Spannung
jedoch größer ist
als der obere Schwellenwert Vh, dann bedeutet die Kombination aus
R4, R5 und T2, dass DIAC2 Strom zum Gate von TRIAC2 durchlässt, dadurch
DIAC1 sperrt und TRIAC1, in seinem Hochimpedanzzustand hält.
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Es ist zu bemerken, dass beliebige
der USDs der 3 bis 5 als dotierte Siliciumschichten
in einem einzelnen diskreten integrierten Bauelement ausgeführt werden
könnten.
Keines der Bauelemente erfordert eine externe Steuerung und hat
die Eigenschaft zu leiten, wenn die Spannung über seine beiden Pole A' und K' über und/oder unter einem vorgegebenen
Schwellenwert liegt. Eine weitere Charakteristik ist die, dass sie,
wenn sie sich in ihrem Niederimpedanzzustand befinden, nur dann
in ihren Hochimpedanzzustand zurückkehren
können,
wenn der Stromfluss durch sie auf nahe null reduziert wird. Bei
welchem Stromwert sie genau abfallen, ist vom jeweils verwendeten
Bauelement abhängig.
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6 zeigt
eine Grundausgestaltung eines Defibrillators gemäß der Erfindung, der einen
monophasischen Ausgangsspannungsimpuls über ein Paar Patientenelektroden
A und B bereitstellt. Der Defibrillator hat eine Energiequelle 60,
in diesem Fall einen Kondensator, der von einer Ladeschaltung 62 geladen
wird, und eine Ausgangsschaltung zum Schalten der Spannung auf dem
Kondensator über die
Elektroden A, B nach dem Auftreten eines Steuersignals 64.
Die Ausgangsschaltung umfasst einen ersten Strompfad, der die positive
Seite der Energiequelle 60 mit der Elektrode A verbindet,
und einen zweiten Strompfad, der die negative Seite der Energiequelle
mit der Elektrode B verbindet. Der erste Strompfad enthält ein Breakover-USD,
USD1(bo), während
der zweite Strompfad einen IGBT, IGBT1, enthält. Das Breakover-USD1(bo)
lässt Strom
von der Energiequelle 60 durch die über die Ausgangselektroden
A und B angeschlossene Last (Patient) durch, wenn die angelegte
Spannung von der Energiequelle hoch genug ist, um ihren Schwellenwert
zu überschreiten.
Das Breakover-USD1(bo) kann wie mit Bezug auf 3 beschrieben konstruiert sein.
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Zunächst erfahren beide Seiten
der Last eine hohe Impedanz in A und B. Durch Anlegen eines Gate-Treiberimpulses 64 an
IGBT1 wird dieser eingeschaltet, und die gesamte Energiequellenspannung über USD1(bo)
fällt ab.
Vorausgesetzt, die Energiequelle ist auf eine Spannung über dem
Schwellenwert für
USD1(bo) geladen, wechselt dieses in seinen Niederimpedanzzustand.
Die Energiequelle beginnt nun, in die Last abzuladen. Die Wegnahme des
Treiberimpulses 64 vom Gate von IGBT1 nach einer vorbestimmten
Zeitperiode hat zur Folge, dass IGBT1 in seinen Hochimpedanzzustand
zurückkehrt und
der Strom in der Schaltung auf etwa null reduziert wird. Bei einem
Stromfluss von fast null erholt sich das Bauelement USD1(bo), und
die Last beginnt wiederum, eine hohe Impedanz auf beiden Seiten von
A und B zu sehen.
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Die Verwendung des USD zwischen Elektrode
A und dem positiven Pol der Energiequelle bedeutet, dass keine isolierte
Steuerschaltungsverbindung erforderlich ist. Das einzige steuernde
Element in der Schaltung von 6 ist
das Gate von IGBT1, und dies wird auf Schaltungserde referenziert,
so dass keine Isolationsbarriere nötig ist. Die konventionelle Diode
D1 wird verwendet, um Stromfluss zurück in den Ladeschaltkomplex
zu verhindern, wenn die Ladung abgeschlossen ist. Der von der Schaltung
von 6 erzeugte Ausgang
ist eine einfache, monophasische, verkürzte Exponentialwellenform.
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6 zeigt
zwar nur ein USD im ersten Strompfad, aber es ist zu verstehen,
dass die Spannung, die die Ausgangsschaltung im Hochimpedanzzustand
dann aushalten kann, durch eine Totem-Pole-Anordnung von zwei oder
mehr USDs im ersten Strompfad wie zuvor beschrieben erhöht werden kann.
Zwei oder mehr USDs in Serie verhalten sich tatsächlich wie ein einzelnes USD
mit einem Schwellenwert Vth, der die Summe der Schwellenwerte der einzelnen
Bauelemente ist.
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7 zeigt
eine Ausgestaltung eines Defibrillators gemäß der Erfindung zum Bereitstellen
eines biphasischen, verkürzten
Exponentialausgangsspannungsimpulses über die Patientenelektroden
A und B. Die Ausgestaltung von 6 wurde
im Wesentlichen so modifiziert, dass ein dritter und ein vierter
Strompfad hinzukamen (durch gestrichelte Linien dargestellt). Der
dritte Strompfad verbindet die positive Seite der Energiequelle 60 mit
der Elektrode B, und der vierte Strompfad verbindet die negative
Seite der Energiequelle mit der Elektrode A. Der dritte Strompfad
enthält
zwei "totem-poled" SCRs, SCR1 und SCR2,
während
der vierte Strompfad einen weiteren IGBT beinhaltet, IGBT2. Der
erste und der zweite Strompfad sind wie zuvor, mit der Ausnahme dass
der erste, Strompfad mit zwei totem-poled Breakover-USDs, USD1(bo)
und USD2(bo), dargestellt ist. Die USDs können wie in 3 gezeigt sein. Aus zuvor beschriebenen
Gründen
haben die SCRs isolierte Gate-Treiber.
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Beim Betrieb wird die Energiequelle 60 zunächst auf
eine Spannung geladen, die den Schwellenwert Vth der totem-poled
USDs überschreitet. Dann
erhält
das Bauelement IGBT1 zum Zeitpunkt t0 (siehe 8) einen Gate-Impuls 64, so
dass er in seinen Niederimpedanzzustand gebracht wird. Dies setzt
im Wesentlichen die gesamte Spannung der Energiequelle über die
totem-poled USDs (es werden zwei USDs wie zuvor erwähnt verwendet,
um die Spannung zu erhöhen,
die die Schaltung aushalten kann). Daher schalten die USDs ein (die
Bauelemente SCR1, SCR2 und IGBT2 bleiben in ihrem Hochimpedanzzustand),
und ein Strom fließt
durch die Last von Elektrode A zu Elektrode B. Wenn Energie von der
Energiequelle durch die Last weggenommen wird, fällt die durch die Energiequelle
angelegte Spannung ab. Zu einem späteren Zeitpunkt t1 wird das
Gate-Signal von
IGBT1 weggenommen, und der Transistor kehrt in seinen Hochimpedanzzustand
zurück.
Dies hat zur Folge, dass der Strom in der Schaltung auf fast null
reduziert wird, so dass die Bauelemente USD1(bo) und USD2(bo) in
ihren Hochimpedanzzustand zurückkehren.
Der Moment t1 ist so gewählt,
dass an diesem Punkt die an der Energiequelle verbleibende Spannung
unter dem Schwellenwert Vth der totempoled Bauelemente USD1(bo)
und USD2(bo) liegt.
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Jetzt erhalten zum Zeitpunkt t2,
kurz nach t1, die Bauelemente IGBT2, SCR1 und SCR2 gleichzeitige
Gate-Treiberimpulse 64',
um sie in ihren Niederimpedanzzustand zu bringen. Jetzt fließt ein Entladestrom
in der entgegengesetzten Richtung durch die Last, d. h. von Elektrode
B zu Elektrode A. Nach Ablauf einer weiteren vorbestimmten Zeitperiode
wird der Gate-Treiber zum Bauelement IGBT2 bei t3 weggenommen, und
der in der Schaltung fließende Strom
wird auf fast null reduziert. Auch dies bewirkt wieder, dass die
beiden Thyristoren in ihren Hochimpedanzzustand zurückkehren.
Der resultierende Ausgang ist wie in 8 dargestellt.
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In dieser Schaltung werden isolierte Gate-Treiber
für die
Thyristoren benötigt.
Es werden in diesem Fall jedoch nur zwei solcher isolierter Gate-Treiber
benötigt.
Die im Stand der Technik verwendeten Verfahren erforderten wenigstens
vier isolierte Gate-Treiberschaltungen.
Es brauchen insgesamt auch nur vier Bauelemente anstatt der zuvor notwendigen
sechs Steuerleitungen gesteuert zu werden.
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9 zeigt
eine dritte Ausgestaltung der Erfindung. Sie unterscheidet sich
von der Ausgestaltung in 7 dadurch,
dass die totem-poled SCRs, SCR1 und SCR2, durch, totem-poled Breakunder-USDs
mit Hysterese ersetzt wurden, nämlich USD3(bu)
und USD4(bu).
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Beim Betrieb wird die Energiequelle 60 zunächst auf
eine Spannung geladen, die höher
ist als die Schwellenspannung Vth der totem-poled Breakover-USDs
und auch höher
ist als die obere Spannungsschwelle Vh der totem-poled Breakunder-USDs.
Dann erhält
das Bauelement IGBT1 zum Zeitpunkt t0 (siehe 8, die in diesem Fall ebenfalls zutrifft)
einen Gate-Steuerimpuls 64, der es in seinen Niederimpedanzzustand
setzt. Dadurch wird im Wesentlichen die gesamte Spannung der Energiequelle über die
totem-poled Breakover-USDs
angelegt, nämlich
USD1(bo) und USD2(bo). Alle anderen Bauelemente bleiben in ihrem
Hochimpedanzzustand (die Breakunder-USDs, weil die Spannung über ihrem
oberen Schwellenwert Vh liegt; dies ist deshalb wichtig, weil sie
sonst einschalten und die Last umgehen würden). Die Breakover-USDs schalten
somit ein, und es fließt
ein Strom durch die Last von Elektrode A zu Elektrode B. Wenn die
Last Energie von der Energiequelle abzieht, fällt die von der Energiequelle
angelegte Spannung ab. Zu einem späteren Zeitpunkt t1 wird das
Gate-Signal von IGBT1 wegenommen und der Transistor kehrt in seinen
Hochimpedanzzustand zurück.
Dies hat zur Folge, dass der Strom in der Schaltung auf fast null
reduziert wird, so dass die Bauelemente USD1(bo) und USD2(bo) in
ihren Hochimpedanzzustand zurückkehren.
Der Zeitpunkt t1, wird so gewählt,
dass die zu diesem Zeitpunkt an der Energiequelle verbleibende Spannung unter
dem Schwellenwert Vth der totem-poled Bauelemente USD1(bo) und USD2(bo),
aber zwischen dem oberen und dem unteren Spannungsschwellenwert
V1, Vh der totem-poled Bauelemente USD3(bu) und USD4(bu) liegt.
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Jetzt erhält zu einem Zeitpunkt t2, der
unmittelbar auf t1 folgt, das Bauelement IGBT2 einen Gate-Treiberimpuls 64', um es in seinen
Niederimpedanzzustand zu setzen. Jetzt schalten die Bauelemente
USD3(bu) und USD4(bu) ein, weil die daran anliegende Spannung zwischen
dem oberen und dem unteren Spannungsschwellenwert liegt, und ein Entladestrom
fließt
in der entgegengesetzten Richtung durch die Last, d. h. von Elektrode
B zu Elektrode A. Nach Ablauf einer weiteren vorbestimmten Zeitperiode
wird der Gate-Treiber
zum Bauelement IGBT2 bei t3 weggenommen, und der in der Schaltung
fließende
Strom wird auf fast null reduziert. Auch dies hat wieder zur Folge,
dass USD3(bu) und USD4(bu) in ihren Hochimpedanzzustand zurückkehren.
Der resultierende Ausgang ist wie in 8 gezeigt.
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Besonders bemerkenswert ist, dass
es für diese
Anordnung keine isolierten Gate-Steuerverbindungen
zu einem der Bauelemente in der Schaltung gibt. Außerdem erfordem
nur zwei Bauelemente (IGBT1 und IGBT2) Steuersignale, und dies sind
beide direkte elektrische Verbindungen, die auf Schaltungserde referenziert
sind. Dies bedeutet eine erhebliche Einsparung im Hinblick auf Größe und Komponentenkosten.
Ferner werden zum Steuern der gesamten Schaltung nur zwei Steuersignale
und nicht die fünf
benötigt,
die sonst notwendig wären.
Die Steuerschaltung kann jetzt einfach einen IGBT, IGBT1, ansteuern,
um die erste Phase der Ausgangswellenform zu erzeugen, und den zweiten IGBT
ansteuern, IGBT2, um die zweite Phase des Ausgangs zu erzeugen.
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10 zeigt
eine vierte Ausgestaltung der Erfindung. Diese unterscheidet sich
von der Ausgestaltung in 9 dahingehend,
dass die beiden IGBTs, IGBT1 und IGBT2, jeweils durch einen Breakover-USD,
USD5(bo), und einen Breakunder-USD, USD6(bu), ersetzt wurden. Ebenso
kam ein gemeinsamer IGBT(IGBT3) zum zweiten und vierten Strompfad
hinzu. Der Einfachheit halber verwendet die Schaltung einzelne USDs
(jeweils USD1(bo) und USD3(bu)) im ersten und dritten Strompfad,
aber wie beschrieben können
auch zwei oder mehr solcher Bauelemente in jedem Pfad totem-poled
werden, um die Fähigkeit
der Schaltung zu erhöhen,
höhere Spannungen
auszuhalten. In dieser Anordnung ist zwar ein weiteres Schaltungselement,
IGBT3, hinzugekommen, aber die Ausgangsschaltung ist vollautomatisch,
und alle an der Last über
A und B angeschlossenen Bauelemente sind ungesteuert. Das einzige
benötigte
Steuersignal ist das Signal zum Gate von IGBT3 in der gemeinsamen
Erdrückleitung.
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Beim Betrieb schaltet, nachdem das
Energiespeichergerät 60 auf
eine Spannung geladen wurde, die größer ist als der Schwellenwert
der Breakover-Bauelemente USD1(bo) und USD5(bo), und die auch hoch
genug ist, um nicht in den Schwellenwertbereich einzutreten, der
USD3(bu) und USD6(bu) in ihren Niederimpedanzzustand setzen würde, ein
an IGBT3 angelegter Gate-Treiberimpuls 64 USD1(bo) und
USD5(bo) ein und bewirkt, dass Strom durch die Last in Richtung
von A zu B fließt.
Durch Wegnehmen des Gate-Treiber
zum IGBT3 nach einem vorbestimmten Zeitintervall wird damit der
Strom in der Schaltung auf fast null reduziert, und alle Bauelemente
kehren in ihren Hochimpedanzzustand zurück. Vorausgesetzt, die Spannung über das
Energiespeichergerät
ist jetzt geringer als der Schwellenwert für USD1(bo) und USD5(bo), und
ferner unter der Voraussetzung, dass die Spannung innerhalb des Schwellenbereiches
liegt, der notwendig ist, damit die Breakunder-Bauelemente USD3(bu)
und USD6(bu) in ihren Niederimpedanzzustand eintreten können, bewirkt
das Anlegen eines zweiten Gate- Impulses 64' an IGBT3, dass
der Strom durch die Last in der entgegengesetzten Richtung von B
zu A fließt. Auch
dies hat wieder zur Folge, dass die biphasische Wellenform von 8 erzeugt wird.
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Man beachte, dass nicht nur kein
Bedarf an isolierten Verbindungen mit einem der Bauelemente besteht,
sondern auch, dass nur an ein einziges Bauelement ein Gate-Treibersignal angelegt
zu werden braucht, damit die gesamte Schaltung voll funktionsfähig ist.
Man wird verstehen, dass diese Anordnung bedeutet, dass die gesamte
Ausgangsschaltung einschließlich
USD1(bo), USD5(bo), USD3(bu), USD6(bu) und IGBT3 sich leicht als
einzelne integrierte Halbleiterkomponente ausführen lässt. Dies würde ferner bedeuten, dass die
gesamte Ausgangsstufe ein einzelnes verkapseltes integriertes Modul wäre, das
nur 5 Verbindungen benötigt.
Diese Verbindungen wären
eine gemeinsame Erdung, ein Eingang von einer Energiequelle, zwei
Ausgangsverbindungen mit den Elektroden A und B sowie eine einzelne
Eingangssteuerverbindung, die auf die gemeinsame Erde referenziert
ist, die das Modul steuern würde. 11 zeigt das Blockdiagramm
einer Schaltung, die eine solche integrierte Schaltung 66 beinhaltet;
man beachte, dass selbst die Gate-Treiberschaltung für den IGBT
in dem Modul enthalten sein kann, so dass lediglich der Steueranschluss
in die Schaltung ein standardmäßiges TTL-Typ-Signal benötigt. Dies
ergibt enorme Einsparungen im Hinblick auf Kosten, Größe und Komplexität.
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In einer fünften Ausgestaltung der Erfindung, die
eine Modifikation der in 10 gezeigten
ist und die ebenfalls mit der Ausgangsschaltung als einzelne integrierte
Schaltungskomponente ausgebildet sein kann, ist die Energiequelle
eine programmierbare aktive Stromversorgung 68 und kein
passiver Kondensator. Gemäß 12a ist die Energiequelle
so ausgelegt, dass sie eine programmierte konstante Gleichspannung
zuführt,
und wenn diese Spannung auf einem Pegel oberhalb des leitenden Schwellenwertes
Vth der Breakover-Bauelemente USD1(bo) und USD5(bo) liegt und größer ist
als der Niederimpedanz-Schwellenbereich von Breakunder-Bauelementen
USD3(bu) und USD6(bu), dann fließt wieder Strom durch die Last
von A zu B. Wenn man dann die programmierbare Stromversorgung so
einstellt, dass sie eine Spannung von null Volt für ein vorbestimmtes Zeitintervall
erzeugt, dann kehren alle Bauelemente in ihren Hochimpedanzzustand
zurück.
Wenn die Stromversorgung dann so eingestellt wird, dass sie eine
Spannung erzeugt, die geringer ist als die Schwellenwerte für USD1(bo)
und USD5(bo) und innerhalb des Schwellenbereiches liegt, der notwendig ist,
damit die Breakunder-Bauelemente USD3(bu) und USD6(bu) in ihren
Niederimpedanzzustand gehen, dann wird bewirkt, dass der Strom in
der entgegengesetzten Richtung von B zu A fließt. Die resultierende Wellenfom
ist aus dem in 12b gezeigten Beispiel
ersichtlich. Es wäre
auch möglich,
dass mehrere Energiequellen vorhanden sind, die dadurch wählbar sind,
dass zusätzliche
USDs in die Schaltungsanordnung eingebaut werden. Welche Energiequelle
verwendet wird, um die Ausgangsschaltung zu speisen, könnte dann
zu jedem beliebigen gewünschten
Zeitpunkt gewählt
werden, an dem die benötigte
Impulsform erzielt werden soll.
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Die Erfindung ergibt somit ein verbessertes Mittel
zum Erzeugen einer großen
Vielzahl von Impulsen und Impulsformen, aber mit weniger Komponenten
und einer weitaus größeren Einfachheit,
als dies bisher mit anderen Mitteln möglich war.
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Es ist klar, dass weitere Strompfade,
die USDs oder andere Halbleiterbauelemente enthalten, zwischen der
Energiequelle und den Elektroden A und B in beliebigen der oben
beschriebenen Schaltungen eingebaut werden könnten, so dass eine dritte,
vierte oder weitere Phase in einer vorbestimmten Polarität hinzugefügt werden
könnte.
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Es ist auch klar, dass weitere Schutzkomponenten
für einen
zuverlässigen
Betrieb der Schaltungen in der Praxis notwendig sein können. So
könnte beispielsweise
ein Induktor in Reihen mit dem Ausgang der Energiequelle zwischengeschaltet
werden, um die Geschwindigkeit der Stromänderung in der Schaltung zu
begrenzen. Solche Zusätze
sind der Fachperson hinlänglich
bekannt.
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Wie zuvor gezeigt, ist die Verwendung
einer Totem-Pole-Anordnung zum Erhöhen der Spannung, die die Schaltung
aushalten kann, der Fachperson hinlänglich bekannt. In allen vorangegangen
Ausgestaltungen kann daher jeder Strompfad zu oder von einer Elektrode
A oder B nur ein einzelnes USD oder anderes Halbleiterbauelement
oder zwei oder mehr solcher Bauelemente beinhalten, die je nach
den Spannungsanforderungen totem-pole-artig angeordnet werden.
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Die Erfindung ist nicht auf die hierin
beschriebenen Ausgestaltungen begrenzt, die modifiziert oder variiert
werden können,
ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen.