JP4294905B2 - 細動除去器 - Google Patents

Description

【０００１】
本発明は、細動除去器に関し、特に、しかし排他的にではなく、外部細動除去器に関する。
【０００２】
外部細動除去器は、心室細動（ＶＦ）または 心室頻拍（ＶＴ）のような異常な心臓鼓動を、患者の胴に取り付けられた電極を使用して患者に伝えられる高エネルギーショックパルスを使用して補正する。前記電極を患者の胴に外部から装着することは、これらの装置を携帯型にすることができ、救急人員によって運ぶことができることを意味する。不幸にも、前記パルスを患者の胴に外部から伝えることは、心臓の表面に直接接続する埋め込み可能な細動除去器の場合より高いエネルギーが必要であることを意味する。より高いエネルギーの必要は、これらの装置が、オペレータが望むより大きく、より重くなることを意味する。外部細動除去器のサイズおよびコストの双方を低減することは、前記装置をより容易に運ぶことができ、より多くの人員が前記装置を持つことができるようになることを意味する。
【０００３】
単相または二相切り捨て指数関数波形を伝える先行技術の細動除去器は、制御または駆動信号をシリコン装置の配置に供給することによってこれを行う。直接の電気的接続を与える機械的なスイッチまたはリレーを使用するよりも、シリコン装置を、高インピーダンス状態からより低いインピーダンス状態に、制御信号を使用して駆動することができる。このプロセスは、機械的スイッチから得られるよりきわめて速く、数ミリ秒の波形を正確に発生することを可能にする。これらの方法は、しかしながら、高電圧装置を低電圧コントローラから、例えば、光アイソレータまたはカップリングトランスを使用することによって絶縁する必要があるため、複雑で費用がかかる。
【０００４】
代表的に、先行技術の方法は、シリコン制御整流器（ＳＣＲ）と、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を有する。これらの装置は、１０００Ｖを超えるパルスを、数１０ボルトにおいてのみ定格するゲート駆動回路を使用して伝導する。しかしながら、現在の商用装置は、約１２００ボルト以上に耐えることができない。したがって、代表的に外部細動除去器に必要な数千ボルトを超えるパルスを伝導するために、いくつかの装置を互いの上部に配置する必要がある。これは、“トーテムポール化”として知られる概念であり、当業者には既知である。トーテムポール化なしでは、前記ＳＣＲは、一度これらの最高電圧定格を超えると、これらの低インピーダンス状態に自動的に変化する。同様に、前記ＩＧＢＴは、その最高電圧を超えると、破壊的に故障する。さらに、ＳＣＲは、電圧の変化の速度（δＶ／δｔ）が度を越すと、自動的に状態を変化する。
【０００５】
図１を例として示し、この図は、互いにトーテムポール化した２つのＳＣＲ、ＳＣＲ１およびＳＣＲ２を含む。図１において、上方の装置ＳＣＲ２に対するゲート駆動回路ＧＤ２は、点ＢとＣの間の下方の装置ＳＣＲ１の両端間の電圧に等しい電圧Ｖｌにおける点Ｂにおける信号グランドの上にフロートしている。この理由のため、ＳＣＲ２へのゲート駆動を、共通グランド点Ｃから絶縁する必要がある。図１において、この絶縁を、トランスカップラＴによって達成する。前記トランスは、どのような直接の電気的接続もなしで、前記パルスを絶縁バリアＩＢと交差させる。全体の配置は、ＳＣＲ１およびＳＣＲ２へのゲート駆動波形が同期しているならば、増加した電圧容量を有する単一ＳＣＲと等価に機能する。前記ゲート駆動波形を、通常、タイミングコントローラから論理回路網によって発生する。絶縁された駆動回路を使用してこれらのシリコン装置を制御することは、大きい物理的なギャップまたはエアスペースが最終的な回路の異なった領域において必要であるため、前記回路のサイズを全体として減少することを試みることが制限を有することを意味する。さらに、前記アイソレータは、追加のサポート回路網と、同期した駆動波形とを必要とし、これらのすべては、最終的な設計における物理的空間と、追加のコストとを占める。
【０００６】
本発明の目的は、これらの欠点を軽減または除去した、改善された細動除去器を提供することである。
【０００７】
本発明の一態様によれば、請求項１および／またはこれに従属する任意の１つ以上の請求項において指定したような細動除去器が提供される。
【０００８】
本発明は、前記装置のすべての機能を行う方法ステップを含む上述した装置が動作する方法も目的とする。
【０００９】
本明細書において、“制御されない固体装置”（ＵＳＤ）は、どのような外部制御信号の適用もなく、予め決定されたしきい値を超える電圧がその端子の両端間に印加された場合、高インピーダンス状態からより低いインピーダンス状態への遷移を自動的に受ける二端子固体装置を意味する。ＵＳＤを、単一の集積された構成要素としてもよく、多数の固体構成要素から構成された回路としてもよい。ＵＳＤの基本的な例は、ショットキダイオードである。
【００１０】
“ブレイクオーバＵＳＤ”は、印加された電圧がしきい値を超えた場合、より低いインピーダンス状態に無条件に遷移するＵＳＤである。
【００１１】
“ブレイクアンダＵＳＤ”は、印加された電圧が第１しきい値より高い第２しきい値を超えない場合、より低いインピーダンス状態に遷移するだけのＵＳＤである。
【００１２】
本発明の実施形態を、例として、添付した図面の参照とともに説明する。
【００１３】
ここで説明すべき本発明の実施形態は、ショットキダイオードの特徴を有し、ここでは、上記で規定した制御されない固体装置（ＵＳＤ）と呼ぶ装置または回路を使用する。ＳＣＲおよびＩＧＢＴと異なり、ショットキダイオードは、高インピーダンス状態からより低いインピーダンス状態に入るのにゲート駆動信号を必要としない。図２ａは、個々のドーピング濃度Ｐ１、Ｎ１、Ｐ２およびＮ２を有する４層のシリコン装置としてのショットキダイオードの基板構成を示す。
【００１４】
図２ｂは、ショットキダイオードを示すのに使用する記号を示し、２つの関係する端子のみが存在することに注意されたい。本質的に、ショットキダイオードは、印加された信号の極性が特定の方向において前記装置を順方向バイアスする場合、そのデフォルトの高インピーダンス状態から減少したインピーダンスの状態に変化することのみができる一方向である。反対の極性の信号を印加することは、電圧がその逆ブレイクダウン電圧（Ｖｒ）を超えない限り、装置の状態を変化させない。ショットキダイオードの特徴は、電圧を順方向バイアスにおいて該装置の両端間に印加すると、該装置が、前記電圧が予め決められたしきい値（Ｖｔｈ）を超えた場合にのみ、そのより低いインピーダンス状態に変化することである。しかしながら、ショットキダイオードは、商業的に容易に利用可能ではなく、これらは、代表的に、低電圧および小電流にのみ耐えることができる。しかしながら、この制限を、他の商業的に利用可能な装置を、高電圧および大電流に関する等価な機能を行うように配置することによって、克服することができる。
【００１５】
図３は、ショットキダイオードと等価で、ＤＩＡＣおよびＴＲＩＡＣを使用する、高電圧、大電流、高インピーダンスの“ブレイクオーバ”ＵＳＤである。図３の全体の回路は、２つの端子、アノードＡ’およびカソードＫ’のみを有することに注意されたい。前記ＴＲＩＡＣは、適切な電圧がそのゲート端子ｇに印加された場合、大電流を流すことを可能にする低インピーダンスの状態に変化する。抵抗Ｒ１およびＲ２の組み合わせは、電圧Ｖを電圧Ｖｂに分圧し、トランジスタＴ１のベースにおいて、カソードＫ’を基準とする分圧器を形成し、ここで、Ｖｂ＝Ｖ［Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）］である。トランジスタＴ１のエミッタフォロワ配置は、点Ｘにおいて前記ＤＩＡＣに印加された電圧を、電圧Ｖｂより約０．７Ｖ下に保持する。
【００１６】
前記ＤＩＡＣは、両端間の電圧がそのしきい値Ｖｄを超えない限り、そのデフォルトの高インピーダンス状態のままである。したがって、この電圧しきい値を超えない限り、前記ＵＳＤは、Ａ’とＫ’との間の高インピーダンスのままである。しかしながら、Ｘにおける電圧が前記ＤＩＡＣのしきい値Ｖｄを超えた場合、前記ＤＩＡＣは、フォールドバックし、電圧を前記ＴＲＩＡＣのゲートにおいて出現させ、前記ＴＲＩＡＣは、大電流を流させるＡ’とＫ’との間のその低インピーダンス状態に変化する。したがって、前記ＵＳＤが状態を変化する全電圧を、分圧器Ｒ１／Ｒ２によって正確に設定する。前記ＵＳＤを、その両端間、すなわち端子Ａ’およびＫ’の両端間の電圧Ｖが特定のしきい値Ｖｔｈｎｉ達した場合、その低インピーダンス状態に変化するように望む場合、Ｒ１およびＲ２の値を、この電圧ＶｔｈがＸにおける電圧をＤＩＡＣしきい値電圧Ｖｄに等しくする用に選択し、すなわち、式Ｖｄ＝［Ｖｔｈ（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））］−０．７をＲ１およびＲ２に関して解く。抵抗Ｒ３は、前記ＴＲＩＡＣのゲート端子に流れ込む電流を制限し、前記ゲートが端子Ａ’およびＫ’の両端間の比較的高い電圧によって損傷するのを防ぐ。Ｒ１およびＲ２の比によって決定されている前記装置の状態変化と、Ｔ１の電流ゲインを経てＲ３によって行われる前記ＤＩＡＣへの供給とにより、Ｒ１およびＲ２の双方の値を高く保つことができる。Ｒ１およびＲ２に関して高いインピーダンス値を使用することは、高インピーダンス状態において、前記ＵＳＤを通じてきわめて小さい電流漏れしかないことを意味する。ダイオードＤ１は、逆バイアス方向におけるどのような電流も阻止し、実際には、前記ＵＳＤに関する逆ブレイクダウン特性を決定する。
【００１７】
高インピーダンスの初期状態から低インピーダンス状態にすることができるどのような装置も、図３におけるＴＲＩＡＣの代わりに使用することができ、例えば、前記ＵＳＤは、ＩＧＢＴ、ＳＣＲ、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）またはＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）の組み合わせを用いることができる。種々の可能なインプリメンテーションは、当業者に既知であろう。
【００１８】
図４ａは、アノードＡ’およびカソードＫ’の両端間の瞬時電圧が、良好に規定されたしきい値Ｖｌを超え、さらにより高い電圧しきい値Ｖｈをまだ超えていない場合、前記装置が低インピーダンス状態に変化するように構成されている場合の他のＵＳＤを示す。すなわち、図４ａにおける前記装置の両端間に印加される電圧ＶがＶｌからＶｈまでの良好に指定された範囲内である場合、前記装置は、その低インピーダンス状態に入り、この範囲外の場合、前記装置は、そのデフォルトの高インピーダンスモードのままである。この特定の特徴により、前記装置は、“ブレイクアンダ”ＵＳＤと呼ばれる。図４ｂおよび４ｃは、前記装置の回路記号と、Ｉ−Ｖ特性を各々示す。
【００１９】
図４ａにおけるブレイクアンダＵＳＤのインプリメンテーションは、図３におけるブレイクオーバ装置のインプリメンテーションと同様である。主な違いは、キャパシタＣ１および第２トランジスタＴ２の存在である。キャパシタＣ１は、Ｒ１の両端間の電圧の変化の速度を制限する。これは、前記ＤＩＡＣの両端間の電圧の変化の速度を制限する。前記ＤＩＡＣの両端間の電圧が上昇するのが遅いため、分圧器Ｒ４／Ｒ５によって規定されるようなＴ２のベースにおける電圧Ｙが、前記ＤＩＡＣ電圧がそのしきい値Ｖｄに達する前に、Ｔ２のベースエミッタ接合の両端間の順方向バイアス電圧より高くなった場合、トランジスタＴ２はターンオンし、前記ＴＲＩＡＣのゲートをＫ’に短絡し、このようにして、前記ＴＲＩＡＣのゲートに流れ込むどのような電流も妨げる。この配置を使用して、上方電圧しきい値Ｖｈを、分圧器Ｒ４／Ｒ５によって設定することができ、下方しきい値Ｖｌを、Ｒ１／Ｒ２によって前のように設定することができる。
【００２０】
どのようなブレイクアンダ装置も、前記装置を高インピーダンス状態に保持する上方しきい値Ｖｈを超えるのに十分なほど高い電圧がその端子の両端間に一度印加されると、印加された電圧が振幅において降下する場合、前記装置は、高インピーダンス状態のままであるように配置することができる。このモードにおいて、前記低インピーダンス状態に変化するため、前記電流をほとんどゼロに減少し、再印加しなければならない。この後者の装置を、ヒステリシスを有するブレイクアンダＵＳＤと呼ぶ。
【００２１】
図５ａは、ヒステリシスを有するブレイクアンダＵＳＤに関する回路記号を示す。図５ｂは、図４に示すブレイクアンダ装置を基礎としたこの装置のインプリメンテーションを示す。違いのみを説明する。トランジスタＴ２は、ここでは、第２ＤＩＡＣ ＤＩＡＣ２に供給する第２エミッタフォロワを形成する。点Ｙにおける電圧を、Ａ’、Ｋ’の両端間の電圧Ｖが上方しきい値Ｖｈと等しい場合、ＤＩＡＣ２のしきい値と等しい値を有するように設計する。図５ｂから、点Ｘにおける電圧と異なり、点Ｙにおける電圧は、瞬時にＶに追従し、Ｒ４およびＲ５によって設定された比にしたがうＶの一部になる。電圧Ｖが、Ｙにおける電圧がＤＩＡＣ２の電圧しきい値を超えるようにした場合、第２ＴＲＩＡＣ ＴＲＩＡＣ２が低インピーダンス状態に入る。ＴＲＩＡＣ２がその低インピーダンス状態に入るとすぐに、Ｔ１のベースにおける電圧はほとんどゼロに低下する。ＴＲＩＡＣ２が一度低インピーダンス状態に入ると、Ｔ１は、どのような電流も、ＤＩＡＣ１と、したがって、ＴＲＩＡＣ１のゲートとに供給することができない。図４のこの“フィードバック”拡張は、ヒステリシスのレベルを前記配置に導入した。このときＴＲＩＡＣ１がその低インピーダンス状態に入る唯一の方法は、Ａ’、Ｋ’の両端間の電圧をゼロに低下し、Ｒ１、Ｒ２およびＤＩＡＣ１によって設定された下方しきい値と、Ｒ４、Ｒ５およびＤＩＡＣ２によって設定された上方しきい値との間の値を有する新たな電圧を印加することである。この装置は、本質的に３つのモード、２つの高インピーダンスと、１つの低インピーダンスとを有する。前記配置に印加される瞬時電圧が下方しきい値Ｖｌより下の場合、Ｒ１、Ｒ２およびＴ１の組み合わせは、ＤＩＡＣ１が電流を流さず、ＴＲＩＡＣ１がその高インピーダンスのままであることを意味する。この印加された電圧が下方しきい値Ｖｌより高く、上方しきい値Ｖｈより低い場合、Ｒ４、Ｒ５およびＴ２の組み合わせは、ＤＩＡＣ２が電流を流さず、ここで、一度Ｃ１の両端間の電圧が上昇するのに十分な時間を有すると、ＤＩＡＣ１は電流をＴＲＩＡＣ１のゲートに流し、ＴＲＩＡＣ１はその低インピーダンス状態に入ることを意味する。しかしながら、この印加される電圧が上方しきい値Ｖｈより高い場合、Ｒ４、Ｒ５およびＴ２の組み合わせは、ＤＩＡＣ２が電流をＴＲＩＡＣ２のゲートに流し、これによって、ＤＩＡＣ１を抑制し、ＴＲＩＡＣ１をその高インピーダンス状態に保つ。
【００２２】
図３ないし５のＵＳＤのいずれも、単一の別個の集積装置におけるドープシリコン層として実現することができることに注意すべきである。どの装置も、どのような外部制御も必要とせず、これらの２つの端子Ａ’およびＫ’の両端間の電圧が指定されたしきい値より上および／または下である場合に導通するという特徴を持たない。他の特徴は、これらの低インピーダンス状態において、これらは、これらを流れる電流がゼロに近く減少した場合にのみ、これらのハイインピーダンス状態に戻ることができることである。正確に、どの電流をこれらがドロップアウトするかは、使用する特定の装置に依存する。
【００２３】
図６は、患者電極対ＡおよびＢの両端間に単相出力電圧パルスを与えるように設計された本発明による細動除去器の基本的な実施形態を示す。この細動除去器は、この例において充電回路６２によって充電されるキャパシタであるエネルギー源６０と、制御信号６４の発生に応じて電極ＡおよびＢの両端間の前記キャパシタに電圧を接続する出力回路とを有する。前記出力回路は、エネルギー源６０の＋ｖｅ側を電極Ａに接続する第１電流経路と、前記エネルギー源の−ｖｅ側を電極Ｂに接続する第２電流経路とを具える。前記第１電流経路は、ブレイクオーバＵＳＤ ＵＳＤ１（ｂｏ）を含み、前記第２電流経路は、ＩＧＢＴ ＩＧＢＴ１を含む。ブレイクオーバＵＳＤ１（ｂｏ）は、前記エネルギー源から印加される電圧がそのしきい値を超えるのに十分なほど高い場合、出力電極ＡおよびＢの両端間に接続された負荷（患者）にエネルギー源６０からの電流を流す。ブレイクオーバＵＳＤ１（ｂｏ）を、図３の参照とともに説明したように構成することができる。
【００２４】
最初に、前記負荷の両側は、高インピーダンスに遭遇する。ゲート駆動パルス６４をＩＧＢＴ１に印加することは、後者をターンオンし、ＵＳＤ１（ｂｏ）の両端間の全体のエネルギー源電圧を低下させる。前記エネルギー源をＵＳＤ１（ｂｏ）に関するしきい値より上の電圧に充電すると、後者は、その低インピーダンス状態に変化する。前記エネルギー源は、ここで、前記負荷への放電を開始する。予め決められた期間後、駆動パルス６４をＩＧＢＴ１のゲートから除去することは、ＩＧＢＴ１をその高インピーダンス状態に戻し、前記回路における電流はほぼゼロに減少する。ほとんどゼロの電流により、装置ＵＳＤ１（ｂｏ）は回復し、前記負荷は、もう一度、ＡおよびＢの両側における高インピーダンスに遭遇する。
【００２５】
電極Ａと前記エネルギー源の＋ｖｅ端子との間の前記ＵＳＤの使用は、絶縁された制御回路接続が必要ないことを意味する。図６の回路における唯一の制御素子は、ＩＧＢＴ１のゲートであり、これは、絶縁バリアが必要ないように、前記回路グランドを基準とする。慣例的なダイオードＤ１を使用し、充電が改良した場合、前記充電回路網に電流が戻って流れるのを防ぐ。図６の回路によって発生された出力は、簡単な単相切り捨て指数関数波形である。
【００２６】
図６は、前記第１電流経路における１個のＵＳＤのみを示すが、前記高インピーダンス状態において前記出力回路によって耐えることができる電圧を、上述したように、前記第１電流経路において２つ以上のＵＳＤをトーテムポール化することによって増すことができる。直列における２個以上のＵＳＤは、実際にはちょうど、個々の装置のしきい値の和であるしきい値Ｖｔｈを有する単一のＵＳＤのように動作する。
【００２７】
図７は、患者電極ＡおよびＢの両端間に二相切り捨て指数関数出力電圧パルスを与えるように設計された本発明による細動除去器の一実施形態を示す。本質的には、図６の実施形態を、点線によって示す第３および第３電流経路を与えるように変更した。前記第３電流経路は、エネルギー源６０の＋ｖｅ側を電極Ｂに接続し、前記第４電流経路は、前記エネルギー源の−ｖｅ側を電極Ａに接続する。前記第３電流経路は、２個の“トーテムポール化”ＳＣＲ、ＳＣＲ１およびＳＣＲ２を含み、前記第４電流経路は、他のＩＧＢＴ、ＩＧＢＴ２を含む。前記第１および第２電流経路は、前記第１経路を２つのトーテムポール化ブレイクオーバＵＳＤ、ＵＳＤ１（ｂｏ）およびＵＳＤ２（ｂｏ）とともに示す以外、以前のようである。前記ＵＳＤを、図３に示すようにしてもよい。上述した理由のため、前記ＳＣＲは、絶縁されたゲート駆動を有する。
【００２８】
動作において、エネルギー源６０を、最初に、トーテムポール化ＵＳＤのしきい値Ｖｔｈを超える電圧に充電する。次に、時間ｔ０（図８参照）において、装置ＩＧＢＴ１にゲートパルス６４を与え、その低インピーダンス状態にする。これは、実質上、前記エネルギー源の全体の電圧を前記トーテムポール化ＵＳＤの両端間に加える（２つのＵＳＤを上記のように使用し、前記回路が耐えることができる電圧を増す）。したがって、前記ＵＳＤはターンオンし（装置ＳＣＲ１、ＳＣＲ２およびＩＧＢＴ２はこれらの高インピーダンス状態のままである）、電流は、前記負荷を通って、電極Ａから電極Ｂに流れる。エネルギーが前記エネルギー源から前記負荷によって除去されるにつれ、前記エネルギー源によって印加される電圧は減衰する。より後の時間ｔ１において、ＩＧＢＴ１は、そのゲート信号を除去され、その高インピーダンス状態に戻る。これにより、前記回路における電流は、ほとんどゼロに減少し、装置ＵＳＤ１（ｄｏ）およびＵＳＤ２（ｄｏ）は、これらの高インピーダンス状態に戻る。瞬時ｔ１を、この時点において、前記エネルギー源において残っている電圧がトーテムポール化装置ＵＳＤ１（ｄｏ）およびＵＳＤ２（ｄｏ）のしきい値Ｖｔｈ未満であるように選択する。
【００２９】
ここで、ｔ１より少し後の時間ｔ２において、装置ＩＧＢＴ２、ＳＣＲ１およびＳＣＲ２を、ゲート駆動パルス６４’によって同時に駆動し、これらをこれらの低インピーダンス状態にする。ここで、放電電流は、前記負荷を通って反対方向に、すなわち、電極Ｂから電極Ａに流れる。他の予め決められた期間が経過した後、装置ＩＧＢＴ２へのゲート駆動を除去し、前記回路において流れる電流はほとんどゼロに減少する。再び、これにより、前記２つのＳＣＲはこれらの高インピーダンス状態に戻る。結果として生じる出力は、図８に示すようなものである。
【００３０】
この回路において、絶縁ゲート駆動が、前記ＳＣＲに必要である。しかしながら、２つのこのような絶縁ゲート駆動のみがこの場合において必要である。先行技術によって使用される方法は、少なくとも４つの絶縁ゲート駆動回路を必要とする。また、以前に必要だった６つの制御ラインの代わりに、合計４つの装置のみを制御する必要がある。
【００３１】
図９は、本発明の第３実施形態を示す。これは、図７の実施形態とは、トーテムポール化ＳＣＲ、ＳＣＲ１およびＳＣＲ２を、ヒステリシスを有するトーテムポール化ブレイクアンダＵＳＤ、ＵＳＤ３（ｂｕ）およびＵＳＤ４（ｂｕ）と交換したことが異なる。
【００３２】
動作において、エネルギー源６０を、最初に、前記トーテムポール化ブレイクオーバＵＳＤのしきい値Ｖｔｈより高く、前記トーテムポール化ブレイクアンダＵＳＤの上方電圧しきい値Ｖｈよりも高い電圧に充電する。次に、時間ｔ０（この場合においても用い、図８参照）において、装置ＩＧＢＴ１にゲートパルス６４を与え、その低インピーダンス状態にする。これは、実質上、前記エネルギー源の全電圧を、トーテムポール化ブレイクオーバＵＳＤ、ＵＳＤ１（ｄｏ）およびＵＳＤ２（ｄｏ）の両端間に加える。すべての他の装置は、これらの高インピーダンス状態のままである（前記ブレイクアンダＵＳＤは、電圧がこれらの上方しきい値Ｖｈより上だからであり、これは、そうでなければ、これらがターンオンし、前記負荷をバイパスしてしまうため、重要である）。したがって、前記ブレイクオーバＵＳＤは、ターンオンし、電流は、前記負荷を通って、電極Ａから電極Ｂに流れる。エネルギーが前記エネルギー源から前記負荷によって除去されるにつれ、前記エネルギー源によって印加される電圧は減衰する。より後の時間ｔ１において、ＩＧＢＴ１は、そのゲート信号を除去され、その高インピーダンス状態に戻る。これにより、前記回路における電流は、ほとんどゼロに減少し、装置ＵＳＤ１（ｄｏ）およびＵＳＤ２（ｄｏ）は、これらの高インピーダンス状態に戻る。瞬時ｔ１を、この時点において、前記エネルギー源において残っている電圧がトーテムポール化装置ＵＳＤ１（ｄｏ）およびＵＳＤ２（ｄｏ）のしきい値Ｖｔｈ未満であるが、トーテムポール化装置ＵＳＤ３（ｄｕ）およびＵＳＤ４（ｄｕ）の上方および下方電圧しきい値Ｖｌ、Ｖｈの間であるように選択する。
【００３３】
ここで、ｔ１より少し後の時間ｔ２において、装置ＩＧＢＴ２にゲート駆動パルス６４’を与え、その低インピーダンス状態にする。ここで、装置ＵＳＤ３（ｄｕ）およびＵＳＤ４（ｄｕ）は、これらの両端間に印加される電圧がこれらの上方および下方電圧しきい値の間であるため、ターンオンし、放電電流は、前記負荷を通って反対方向において、すなわち、電極Ｂから電極Ａに流れる。他の予め決められた期間の経過後、装置ＩＧＢＴ２へのゲート駆動はｔ３において除去され、前記回路において流れる電流は、ほとんどゼロに減少する。再び、これにより、ＵＳＤ３（ｄｕ）およびＵＳＤ４（ｄｕ）はこれらの高インピーダンス状態に戻る。結果として生じる出力は、図８に示すようなものである。
【００３４】
特別な注意は、この配置に関して、前記回路における装置のいずれに対しても、絶縁接続ゲート制御接続がないことである。また、２つの装置（ＩＧＢＴ１およびＩＧＢＴ２）のみが制御信号を必要とし、双方とも回路グランドを基準とする直接の電気的接続が存在する。これは、サイズおよび構成要素のコストにおける重要な節約である。さらに、前記回路全体を制御するために、そうでなければ必要だった５つの代わりに２つの制御信号のみが必要である。前記制御回路を、ここで、一方のＩＧＢＴ、ＩＧＢＴ１を単純にパルス駆動し、前記出力波形の第１相を発生することができ、第２のＩＧＢＴ、ＩＧＢＴ２をパルス駆動し、前記出力の第２相を発生することができる。
【００３５】
図１０は、本発明の第４実施形態を示す。これは、図９の実施形態とは、２個のＩＧＢＴ、ＩＧＢＴ１およびＩＧＢＴ２を、ブレイクオーバＵＳＤ、ＵＳＤ５（ｂｏ）およびブレイクアンダＵＳＤ、ＵＳＤ６（ｂｕ）と各々交換したことにおいて異なる。また、ＩＧＢＴ（ＩＧＢＴ３）を、前記第２および第４電流経路に共通に加えた。簡単にするために、上述したように、ＵＳＤのような２つ以上の装置を各電流経路においてトーテムポール化し、前記回路のより高い電圧に耐える能力を増すこともできるが、前記回路は、前記第１および第３電流経路において単一のＵＳＤ（各々、ＵＳＤ１（ｂｏ）およびＵＳＤ２（ｂｕ））を使用する。この配置は、他の回路素子ＩＧＢＴ３を追加したが、前記出力回路は完全に自動であり、ＡおよびＢの両端間の前記負荷に接続されたすべての装置は制御されない。必要な唯一の制御信号は、共通グランドにおけるＩＧＢＴ３のゲートへ戻る信号である。
【００３６】
動作において、エネルギー格納装置６０を、ブレイクオーバ装置ＵＳＤ１（ｂｏ）およびＵＳＤ５（ｂｏ）のしきい値より高く、ＵＳＤ３（ｂｕ）およびＵＳＤ６（ｂｕ）がこれらの低インピーダンス状態になるしきい値範囲に入らないのに十分なほど高い電圧に充電することによって、ＩＧＢＴ３に印加されたゲート駆動パルス６４は、ＵＳＤ１（ｂｏ）およびＵＳＤ５（ｂｏ）をターンオンし、電流を、前記負荷を通じてＡからＢの方向において流す。予め決められた期間後、ＩＧＢＴ３へのゲート駆動を除去することは、以前のように、前記回路における電流をほとんどゼロに減少し、すべての装置をこれらのハイインピーダンス状態に戻す。前記エネルギー格納装置の両端間の電圧が、ここで、ＵＳＤ１（ｂｏ）およびＵＳＤ５（ｂｏ）のしきい値より下であり、さらに、前記電圧が、ＵＳＤ３（ｂｕ）およびＵＳＤ６（ｂｕ）がこれらの低インピーダンス状態に入るのに必要なしきい値内であるならば、第２ゲートパルス６４’のＩＧＢＴ３への適用により、電流は前記負荷を通ってＢからＡへ反対方向において流れる。再び、これによって、図８の二相波形が発生する。
【００３７】
前記装置のいずれにもどのような絶縁接続も必要ないだけでなく、前記回路全体を完全に動作するために、単一の装置のみがゲート駆動信号を印加されればよいことに注意されたい。この配置は、ＵＳＤ１（ｂｏ）、ＵＳＤ５（ｂｏ）、ＵＳＤ３（ｂｕ）、ＵＳＤ６（ｂｕ）およびＩＧＢＴ３を含む前記出力回路全体を、単一の集積された固体構成要素として容易に実現できることを意味することは、明らかであろう。これはさらに、前記出力段全体が、５つの接続のみを必要とする単一のカプセルに入れられた集積されたモジュールであることを意味する。これらの接続は、共通グランド接続と、エネルギー源からの入力と、電極ＡおよびＢへの２つの出力接続と、前記モジュールを制御することができる共通グランドを基準とする単一の入力制御接続とである。図１１は、このような集積回路６６を含む回路のブロック図を示し、標準ＴＴＬ形式信号を必要とする前記回路中に制御端子を残して、前記ＩＧＢＴに関するゲート駆動回路をこのモジュールに含めることができることに注意されたい。これは、費用、サイズおよび複雑さにおける膨大な節約を意味する。
【００３８】
図１０に示すものの変形例であり、同様に前記出力回路を単一の集積された回路構成要素としてもよい本発明の第５実施形態において、前記エネルギー源を、パッシブキャパシタでなく、プログラム可能なアクティブ電源６８とする。図１２ａを参照し、ここで、前記エネルギー源を、プログラムされた一定のＤＣ電圧を供給するように設計し、この電圧を、ブレイクオーバ装置ＵＳＤ１（ｂｏ）およびＵＳＤ５（ｂｏ）の導通しきい値Ｖｔｈより上で、ブレイクアンダ装置ＵＳＤ３（ｂｕ）およびＵＳＤ６（ｂｕ）の低インピーダンスしきい値範囲より高いレベルにおいて設定し、電流は再び前記負荷を通ってＡからＢに流れる。次に、前記プログラム可能電源を、ゼロボルトの電圧を予め決められた期間中供給するように設定することにより、すべての前記装置はこれらの高インピーダンス状態に戻る。さらに、ＵＳＤ１（ｂｏ）およびＵＳＤ５（ｂｏ）のしきい値より低く、ブレイクアンダ装置ＵＳＤ３（ｂｕ）およびＵＳＤ６（ｂｕ）がこれらの低インピーダンス状態に入るのに必要なしきい値範囲内の電圧を供給するように設定することにより、前記電流は、ＢからＡに反対方向において流れる。結果として生じる波形を、図１２ｂにおいて例としてみることができる。前記回路配置内に追加のＵＳＤを配置することによって、選択可能ないくつかのエネルギー源を有することも可能である。前記出力回路に供給するのにどのエネルギー源を使用すべきかを、必要なパルス形状を達成するのを望むときにいつでも選択することができる。
【００３９】
したがって本発明は、他の手段によって現在利用可能であるより、少ない構成要素で、より簡単に、種々さまざまなパルスおよびパルス形状を発生することができる改善された手段を提供する。
【００４０】
ＵＳＤまたは他の固体装置を含む他の電流経路を、上述した回路のいずれかにおいて、前記エネルギー源と、電極ＡおよびＢとの間に追加し、これによって、第３、第４またはその後の相を予め決められた極性において追加することができることを理解すべきである。
【００４１】
他の保護構成要素を、実際に前記回路の確実な動作のために必要としてもよいことも理解すべきである。例として、インダクタを前記エネルギー源の出力部と直列に配置し、前記回路における電流の変化の速度を制限することができる。このような追加は、当業者に既知である。
【００４２】
上記で示したように、トーテムポール化を使用して、前記回路が耐えることができる電圧を増加することは、当業者に既知である。したがって、上記実施形態のすべてにおいて、電極ＡまたはＢへの、またはこれらからの各々の電流経路は、単一のＵＳＤまたは他の固体装置、または、電圧要求にしたがってトーテムポール化した２つ以上のこれらのような装置のみを含むことができる。
【００４３】
本発明は、ここで説明した実施形態に限定されず、これらの実施形態を、本発明の範囲から逸脱することなく変形または変更することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ２つのＳＣＲの組み合わせが単一の装置よりも高い電圧に耐えられるようにする前記２つのＳＣＲの“トーテムポール化”を示す回路である。
【図２】 ａ、ｂおよびｃは、各々、ショットキダイオードの基板構成、回路記号およびＩ＝Ｖ特性である。
【図３】 ブレイクオーバＵＳＤの回路図である。
【図４ａ】 ブレイクアンダＵＳＤの回路図である。
【図４ｂ】 ブレイクアンダＵＳＤの回路記号である。
【図４ｃ】 ブレイクアンダＵＳＤのＩ＝Ｖ特性である。
【図５ａ】 ヒステリシスを有するブレイクアンダＵＳＤの回路記号である。
【図５ｂ】 ヒステリシスを有するブレイクアンダＵＳＤの回路図である。
【図６】 本発明による細動除去器の第１実施形態の回路図である。
【図７】 本発明による細動除去器の第２実施形態の回路図である。
【図８】 図７の実施形態によって発生することができる波形の一例を示す。
【図９】 本発明による細動除去器の第３実施形態の回路図である。
【図１０】 本発明による細動除去器の第４実施形態の回路図である。
【図１１】 出力回路を単一カプセル化集積回路構成要素として実現した場合の第４実施形態を示す。
【図１２ａ】 本発明による細動除去器の第５実施形態の回路図である。
【図１２ｂ】 ａの実施形態によって発生することができる波形の一例を示す。

Claims (6)

1. 患者に取り付ける第１電極および第２電極と、電圧源と、少なくとも１つの制御信号の発生に応じて前記電圧源を前記第１電極と前記第２電極との間に接続する出力回路とを具える細動除去器において、前記出力回路が、前記電圧源の一方の側を前記第１電極に接続する第１電流経路と、前記電圧源の他方の側を前記第２電極に接続する第２電流経路と、前記電圧源の前記一方の側を前記第２電極に接続する第３電流経路と、前記電圧源の前記他方の側を前記第１電極に接続する第４電流経路とを含み、前記第１電流経路から前記第４電流経路までの各々が、少なくとも１つの固体スイッチング装置を含み、前記少なくとも１つの固体スイッチング装置の各々が２つの端子を有し、前記第１電流経路及び前記第３電流経路の各々における前記少なくとも１つの固体スイッチング装置が、所定しきい値より高い電圧が前記２つの端子間に印加された際に自動的に高インピーダンス状態から低インピーダンス状態に遷移する無制御の二端子固体装置であり、前記第１電流経路における前記少なくとも１つの固体スイッチング装置が、当該固体スイッチング装置の前記２つの端子間に印加された電圧が所定しきい値を超えた際に無条件に前記低インピーダンス状態に遷移し、前記第３電流経路における前記少なくとも１つの固体スイッチング装置が、当該固体スイッチング装置の前記２つの端子間に印加された電圧が第１所定しきい値を超えているが第２所定しきい値を超えていない場合に前記低インピーダンス状態に遷移することを特徴とする細動除去器。
2. 請求項１に記載の細動除去器において、前記第２電流経路および前記第４電流経路の各々が、被制御の固体スイッチング装置を含むことを特徴とする細動除去器。
3. 請求項１に記載の細動除去器において、前記第２電流経路における前記少なくとも１つの固体スイッチング装置が、当該固体スイッチング装置の前記２つの端子間に印加された電圧が所定しきい値を超えた際に無条件に前記低インピーダンス状態に遷移し、前記第４電流経路における前記少なくとも１つの固体スイッチング装置が、当該固体スイッチング装置の前記２つの端子間に印加された電圧が第１所定しきい値を超えているが第２所定しきい値を超えていない場合に前記低インピーダンス状態に遷移し、前記出力回路が、前記第２電流経路および前記第４電流経路に共通の、被制御の固体スイッチング装置も含むことを特徴とする細動除去器。
4. 請求項１ないし３のいずれか１項に記載の細動除去器において、前記電圧源をキャパシタとしたことを特徴とする細動除去器。
5. 請求項１ないし３のいずれか１項に記載の細動除去器において、前記電圧源をプログラム可能電圧源としたことを特徴とする細動除去器。
6. 請求項１ないし５のいずれか１項に記載の細動除去器において、前記出力回路を単一の集積固体装置としたことを特徴とする細動除去器。

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