JPH0271686A - テレビジョン装置の切換型電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、テレビジョン装置の切換型電源に関するも
のである。

〔発明の背景〕

テレビジ膳ン受像機においては、フライバック変圧器か
らオーディオ負荷回路に供給される電力量は２つの要因
によって制限される。その要因の第１はオーディオ信号
により誘起される走査寸法の変調であり、２番目は水平
用カトランジスタのような偏向回路の半導体電力素子の
温度上昇である。これらの制限はテレビジョン受像機が
ＳＣＲ調整器を使用する場合に特に厳しいものとなる。

これらの制限を克服する周知方法は、高価になるが、１
チャンネル当り約１ワツト以上のオーディオ出力が要求
される場合には全く独立した電源を使用することである
。

〔発明の概要〕

この発明の特徴は、現在の切換型電源内を循環するエネ
ルギから負荷回路へ電力を供給することができる電源で
ある。第１のスイッチがＤＣ（直流）入力電圧源とエネ
ルギ蓄積インダクタンスに結合されていてＤＣ供給電圧
源となる。この第１スイツチが動作すると上記インダク
タンス中に切換えられた（以下切換という）波形電圧が
発生する。電源変圧器の第１巻線がこのＤＣ供給電圧源
に結合され、この電圧源から付勢される。第２のスイッ
チがこの第１巻線に結合されていて、第１のスイッチと
同期的に動作して変圧器の第２巻線中に、上記インダク
タンス中の切換波形電圧と同期して切換波形電圧を発生
させる。この第２巻線は上記インダクタンスに結合され
て、循環エネルギがＤＣ供給電圧源とエネルギ蓄積イン
ダクタンスとの間を循環するための磁路を電源変圧器を
介して形成する。上記エネルギ蓄積インダクタンスと負
荷回路とに、補助巻線が磁気的に結合されていて循環エ
ネルギの少なくとも一部を負荷回路に転送する。

この発明の別の特徴によれば、負荷回路のエネルギ供給
要求は２つの切換型電源段の間で分担される。第１の切
換段がＤＣ入力電圧源と第１変圧器とに結合されて、そ
の変圧器の第１巻線と第２巻線中に第１と第２の切換波
形電圧を発生する。

この第１と第２の巻線には第１と第２のフィルタ段が結
合され、第１と第２のＤＣ供給電圧源をそれぞれ形成す
る。第２の切換段は、第２変圧器の第１巻線と第１ＤＣ
供給電圧とに結合されて、第２変圧器の巻線中に切換波
形電圧を発生する。この第２変圧器の第２巻線には第３
のフィルタ段が結合されていて、第３のＤＣ供給電圧源
を構成する。第２と第３のＤＣ供給電圧源は合成されて
第４のＤＣ供給電圧源を形成する。オーディオ回路のよ
うな負荷回路は、第２および第３のＤＣ供給電圧源から
共働的に抽出される電力からの第４の電源によって付勢
される。

〔実施例の説明〕

第１図にはこの発明による補助電源を含むテレビジ璽ン
装置の調整切換型電源の一実施例構成が示されている。

第１図において、テレビジョン装置の切換型電源段ｌＯ
は、ブリッジ型全波整流器３１の２つの入力端子３６と
３７の間に結合されたＡＣ（交流）主電圧源３０より成
り出力端子３４と電流帰路端子３５の間に未調整のＤＣ
入力電圧ｖ１を発生するＤＣ入力電圧源１３０を含んで
いる。この電圧Ｖｔはキャパシタ３２によって濾波され
る。電流帰路端子３５はホット接地点として示されてお
り、この点は感電に対してＡＣ主電源３０から導電的に
分離されていない。

未調整電圧Ｖｉは、水平フライバック電源変圧器Ｔ１の
巻線ｗ２を介して、切換段ＳＷＩの可制御サイリスタ切
換素子ＳＣＲＳｔの７ノードに結合される。エネルギ蓄
植インダクタンスＬｌの一端はＳＣＲＳｌのカソードに
結合され、またその他端は調整済みＢ＋供給端子１８に
結合されている。キャパシタＣＯは端子１８に発生する
ＤＣ供給電圧ｖＯの濾波作用を行なう、切換段ＳＷＩの
ダイオードＤ！である第２の切換素子は、その７ノード
をＳＣＲＳｌとインダクタンスＬ１の相互接続点（端子
１４）に結合され、またカソードを電流帰路端子３５に
接地されている。

ＤＣ供給電圧ｖＯはフライバック変圧器〒１の１次巻線
Ｗ１に供給されてそれを付勢する。水平偏向段２０が１
次巻線！ｄ１に結合されていてその黒丸印を付けた端子
に切換波形電圧リトレースパルスＶｐ　（第２図ａに示
す）を発生させる。水平偏向回路２０は水平発振器と駆
動器２１、リトレース・キャパシタ２５、水平偏向巻線
２６とＳ成形キャパシタ２７の直列接続体、および水平
出力トランジスタ２３と並列ダンパ・ダイオード２４よ
り成るトレース切換装置ＳＷ２を備えている。駆動変成
器２２は、偏向段２０内におけるホット−コールド間電
気的分離を行なう。

フライバック変圧器Ｔ１は２次巻線１３．　Ｗ４．１５
およびＷ６を有し、これらはＡＣ主電源３０から導電的
には分離されている０巻線Ｗ３は高電圧巻線で、高電圧
回路２８を付勢して端子Ｕにアルタ加速電位を発生させ
る０巻線ｗ４の黒丸印のない端子には整流器４２が結合
されていて、各偏向サイクルのトレース期間中端子４９
にＤＣ供給電圧ｖ３を発生し、これはキャパシタ４３で
濾波される。電圧ｖ３はテレビジ冨ン受像機の垂直偏向
回路４５のような負荷回路に給電する。２次巻線Ｗ４の
黒丸印付き端子は大地基準電位６に結合されており、こ
の電位点は、感電対策用分離の点から見れば、ＡＣ主電
源３０から導電的に分離されている０巻線−５の黒丸印
無しの端子には整流器３９が結合されていて、各偏向サ
イクルのトレース期間中導通して端子５１にＤＣ供給電
圧ｖ５を生成する。この電圧はキャパシタ４８で濾波さ
れる。電圧ｖ５は、テレビジョン受像機中の、第１図に
は示されていない、幾つかの集積回路に対する電源電圧
となる。フライバック変圧器ＴＩの、第１図には示され
ていない、他の巻線は、テレビジョン受像機中の種々の
回路に対する他の電源電圧および同期信号を供給する。

Ｂ子供給電圧ｖＯとフライバック変圧器から取出される
諸ＤＣ電圧を調整するために、調整器制御回路２９にこ
の供給電圧の変動を表わす帰還電圧Ｖｆが供給される。

帰還電圧Ｖｒは、端子５１とコールド大地基準電位６の
間に結合された、抵抗１５．１６および１７から成る分
圧器の一部をなす可変抵抗１６の可動アームに、発生す
る。

調整器制御回路２９はゲート・パルスを発生し、それを
ホット−コールド間分離バリヤとしても働く結合変圧器
５３を介してＳＣＲＳｌに供給する。トレース切換装置
９１２の動作に、ＳＣＲＳｌとダイオード０１３の切換
動作を同期させるために、フライバック変圧器巻線Ｗ６
から調整器制御回路２９にリトレースーパルス電圧を供
給する。

動作時、調整器制御回路２９は、第２の実線波形の水平
偏向期間ｔｌ−ｔ８のトレース期間内における制御可能
な時点ｔ３に、　ＳＣＲＳｔをターンオンする。

ＳＣＲＳｌが導通すると、端子１４のカソード電圧は、
入力電圧Ｖｉと第２図ａのフライバック２次巻線電圧マ
Ｓの正のトレース電圧マｔ（一定値Ｖｒを有するものと
して理想化されている）の代数和に等しくなる。調整器
のインダクタンスＬｌの両端間に発生した第２図すに示
した電圧ＶＬＩは、端子１４の電圧と調整済みＢ十供給
端子１８に生じた電圧ｖＯとの間の差に等しくなる０時
点ｔ３から時点ｔ４付近のトレース期間の終点まで、電
圧ＶＬＩ　は正で比較的一定のレベルＶＢを持っている
。電圧ＶＬＩはインダクタンスＬｌ中に上向きのランプ
電流ｉｕ　を生成し、この電流は出力端子３４から第２
図Ｃに示す入力電流１１として流出する０時点ｔ４に近
いリトレースの開始点付近で、この入力電流ｉ１、従っ
てインダクタンスＬｌ中の電流ｉＬ＋　はピーク値ＩＬ
Ｍ＋に到達する。

リトレース期間中、フライバック巻線Ｗ２中の電圧マＳ
は、ＡＣの零に対してピーク値がＶｐの負方向パルス電
圧マｒである０時点ｔ４に近いリトレースの開始点から
りトレース期間内の時点ｔ５まで、インダクタンスＬ１
の電圧マＬ１の波形は下降方向のりトレース・パルス電
圧マｒに追随する。　ｔ４〜ｔ５の期間中、入力電流ｉ
１は増加が止まり、リトレース・パルス電圧マｒの影響
を受けて電圧Ｖｔｔの極性が反転するにつれて、僅かに
減少し始める。

時点ｔ５の近くで、電圧ＶＬＩは負の値−Ｖ＾まで減少
する。この値は調整済みＢ十電圧ｖＯとダイオード電圧
降下値Ｉ　Ｖｂｅとの和の大きさに等しい、端子１４す
なわちＳＣＲＳｔとダイオードＤｉの接続点における電
圧は大地電位のすぐ下であるから、ダイオードを導通さ
せてインダクタンスＬｌ中に電流を流す、第２図ｄのダ
イオード電流ｉｏ＋によって示されるように、時点ｔ５
でダイオードＤＩが導通することによってＳＣＲＳｔの
カソードははＣ大地電位にクランプされる。しかしその
アノード電圧は負のりトレース・パルス電圧マｒの影響
の下に減少し続ける。　ＳＣＲＳｌは、第２図Ｃに示さ
れるように時点ｔ５の近くで入力電流ｉｔが零になるこ
とによって、その７ノ一ドーカソード間主電流路が逆バ
イアスされるために、この時点ｔ５の近くで急速に非導
通となる。

ダイオードＤＩが導通していることによって、電圧Ｖ口
は、調整済みＢ子供給電圧レベルｖＯとダイオード旧の
順方向電圧降下Ｉ　Ｖｄｅの和に等しい大きさを持つ負
の電圧にクランプされる。インダクタンスＬｌ中の電流
１口は、第２図ｄのダイオード電流ｉｏ＋　で示される
下向きのランプ電流波形である０時点ｔ７の付近で、イ
ンダクタンスＬｌ中の電流は零まで減少し、ダイオード
Ｄｌは電流が逆方向に流れようとするにつれて逆バイア
スされる０時点ｔ７から次の偏向サイクルのトレース期
間中のある制御可能の時点に調整器制御回路２９がＳＣ
ＲＳｌをゲートシて導通させるまで、インダクタンスＬ
ｌ中に電流が流れない。

負荷とＡＣ電源線電圧の変動に対抗するように、Ｂ土供
給電圧とフライバック変圧器Ｔ１の出力電圧を調整する
ために、調整器制御回路２９はフィードバック電圧Ｖｒ
に従って、ＳＣＲＳｌのターンオン時点をトレース期間
内で変化させる。

次に第１図の主電源１０内のエネルギ転送と電力の流れ
について説明する０期間ｔ１〜ｔ３とｔ５〜ｔ８の間は
、ＳＣＲＳｌは非導通であり、供給端子３４から入力電
流ｉｔは流れない、これらの期間中は、入力電圧源１３
０からのエネルギの転送は無い。

ＳＣＲＳｔがターンオンされる時点ｔ３から時点ｔ４付
近のトレース期間の終了点まで、端子３４からフライバ
ック変圧塁巻線誓２、ＳＣＲＳｔおよびインダクタンス
Ｌ１を通して調整済みＢ十供給端子１Ｂに、上向きラン
プ電流１１が流れる。この期間中、入力電圧源１３０に
よって、エネルギが供給されてインダクタンスＬｌ中に
蓄えられる。リトレースの開始点に近い短期間ｔ４〜ｔ
５内に、エネルギは減少する電流ｉＬ＋　によってイン
ダクタンスＬ１から除かれる。

トレース期間の初期に、フライバック変成器の１次巻線
Ｍｌ中の電流ｉｐが負のとき、その１次巻線ｌ１１１か
ら水平Ｂ＋フィルタ・キャパシタＣＯ中へエネルギが流
入する０期間ｔ３〜ｔ４中、インダクタンス電流ｉ１＋
は１次巻線電流ｉｐに反映して、Ｂ＋フィルタ・キャパ
シタＣＯからエネルギが流出する。

時点ｔ１〜ｔ４のトレース期間中、トレース切換器ＳＷ
２によって調整済みＢ十電圧ｖＯが、フライバック変圧
器１次巻線Ｗ１にその黒丸印は端子に対し無印端子が正
になるように、印加される。印加された電圧ｖＯは、時
点ｔｌとｔ３間の電流ｉｐａ　として第２図ｅに示され
るように、１次巻線電流ｉｐに上向きランプ磁化電流成
分を生成する０時点ｔ３の後でＳＣＲＳｌが導通状態に
なると、巻線旧と−２は密な変圧器結合をしているため
、２次巻線Ｗ２中を流れる電流ｉ！が１次巻線電流に成
る別の成分を加える。

第２図のＣとｅに示されるように、ＳＣＲＳｔが導通し
ている時点ｔ３〜ｔ５の期間中は、電流１１は変圧器Ｔ
１の巻回比Ｎｓ：Ｎｐに従ってステップ・ダウンされる
。従って、１次巻線電流ｉ、の部分ｊｐｂは磁化電流成
分と、入力電流ｉｔ・によって生成される変圧器結合電
流成分との双方を含んでいる。第２図ｅには、フライバ
ック変圧器トレース整流電源で発生した１次巻線電流の
成分は図示されていない。

トレース期間の前半部の間１次巻線電流ｉｐが負で１次
巻＆１ｌＷ１の無印端子が正のとき、エネルギは１次巻
線−１からＢ土供給端子１８に流出してフィルタキャパ
シタＣＯに蓄積される。トレース期間のそれより後の期
間にこの１次巻線の無印端子における１次巻線電流ｉｐ
と電圧が共に正のときに、エネルギはＢ土供給端子１８
から１次巻１ｉＷｌ中へ流れ込む、このエネルギの一部
は振幅が増大する磁化電流の形でフライバック変圧器中
に蓄積される。

時点ｔ４と１８間のりトレース期間中には、この１次巻
線電流は一般に第２図ｅに示すような共振電流ｉｐｃで
ある。リトレースの開始点におけるピークの大きさＩＮ
＋　はそのリトレース終点のピークの大きさＩＭ２　よ
りも大きく、フライバック変圧器を介して、主として高
圧回路２８であるリトレース駆動負荷回路へエネルギの
正味転送が行なわれることを示している。

フライバック変圧器の２次巻線Ｗ２はＳＣＲＳｔと直列
に結合されているので、ＳＣＲＳｌが入力電流１１を導
通しているトレース期間内のｔ３〜ｔ４期間中、この２
次巻線ｗ２はエネルギ源として作用する。第２図ａとＣ
から判るように、正の電流ｉ１は、トレース期間中無印
端子に対して負の電圧である２次巻線Ｗ２の黒丸印端子
に、流入する。それでエネルギはインダクタンスＬｌと
Ｂ土供給端子１８に向って流出する。

２次巻線１１２の流出エネルギは、Ｂ土供給端子１８か
ら１次巻線Ｗｔ中へ流入するエネルギからフライバック
変圧器Ｔ１の磁気結合を介して供給される。

こうして、電力供給段１０中では、フライバック変圧器
の磁気結合を介し、またＳＣＲＳｔとインダクタンスＬ
１を通る電流路を介して１次巻線１１と２次巻線Ｗ２間
の閉ループ内を循環する循環エネルギが生成される。リ
トレースの開始点に近い短い期間ｔ４〜ｔ５の間、第２
図ａの電圧マｒが正のときエネルギは２次巻線Ｗ２から
端子１８へ向って流出し、電圧マｒが負のときインダク
タンスＬ１から巻線−２に流入する。

この発明の一つの面として、１次巻線Ｗｔと２次巻線−
２の間を循環するエネルギは、第１図のオーディオ回路
４６のようなテレビジョン受像機の負荷回路に大きな電
力を供給する補助電源４０として利用することができる
。この発明の上記の形を実現するには、補助巻線Ｌ２を
インダクタンスＬｌと共通の磁心上に巻いてインダクタ
ンスＬｌと磁気的に結合させて補助電源変圧器Ｔ２を形
成するようにする。この変圧器はまた感電防止用分離装
置としても作用する。

巻線Ｌ１とＬ２の巻回極性が第１図に示す通りであれば
、巻線Ｌ２の無印端子は分離された大地基準電位点６に
結合され、黒丸印端子は整流器Ｄ２の７ノードに結合さ
れる。フィルタ・キャパシタＣ２は整流器Ｄ２のカソー
ドに補助電源端子５２で結合される。電源端子５２は比
較的小さな電流制限抵抗４７を介してオーディオＢ＋供
給端子５０に結合される。

オーディオＢ＋供給端子５０にはフィルタ・キャパシタ
４１が結合されている。

動作時、各偏向サイクル内でＳＣＲＳｔが導通状態のと
き、第２図のｔ３〜ｔ５期間中、巻線Ｌｌの黒丸印付き
端子は無印端子に対して負で、第２図ｇに示すように巻
線Ｌ２の黒丸印付き端子に−ＶＢ　　レベルの負電圧Ｖ
Ｌ２　を生成する。リトレースの開始点に近いｔ４〜ｔ
５期間中、電圧ＶＬＩの変圧された電圧であるＶＬ２の
波形は、第２図ａの電圧マｒの極性を反転したものとな
る。

時点ｔ５の後で、リトレース・パルス電圧マｒは、ＳＣ
ＲＳｌの導通を遮断し、巻線Ｌｌ中の電流はダイオード
旧に流れる。ダイオードＤＩによって調整済みＢ子供給
電圧ｖＯが巻線Ｌｌの両端間に印加され、この電圧ｖＯ
は時点ｔ５の後で変圧器作用によって第２図ｇに示す如
く振幅Ｖ＾′の正の電圧マＬ２　を発生する。ダイオー
ドＤ２は順バイアスされてフィルターキャパシタＣ２を
充電し、電圧レベルＶ＾′からｌ　Ｖｂｅを差引いたレ
ベルに等しい補助ＤＣ電源電圧ｖ２を端子５２に生成す
る。

次に、第３図の電気的等価回路を参照しつ覧補助電源４
０の動作を説明する１、第３図において、理想的変圧器
Ｔ２’は第１図の巻線Ｌｌに相当し同巻線と同じ巻回数
Ｎ１を有する１次巻線ＷＬＩ　を持っている。変圧器？
２’は、巻線Ｌ２に相当しこれと同巻回数Ｎ２の２次巻
線ＷＬ２　を持っている。インダクタンスｆＬｐは第１
図の変圧器Ｔ２の１次漏洩インダクタンスに相当し、イ
ンダクタンスＸｓは１次側に反映した変圧器Ｔ２の２次
漏洩インダクタンスに対応し、インダクタンスＬｍは変
圧器Ｔ２の分路または磁化インダクタンスに対応してい
る。第１図のダイオードＤ２は、第３図では１次側に変
換され、かつ２次漏洩インダクタンス文Ｓと直列に配置
されている。第１図のダイオードＤｉは、第３図では１
次漏洩インダクタンスＪｌｐ　と直列になっている。−
磁化したインピーダンス２１は第１図の端子５２に結合
されたオーディオ負荷に対応している。

第１図の電流ｉｔｚは、第３図では理想的変圧器の２次
巻線ＷＬ２　を流れるように示されている。この電圧は
、理想的変圧器の１次巻線臀［１と２次漏洩インダクタ
ンス文、を流れる１次巻線電流ｉ’ｚに変圧器変換され
る。第１図のダイオード電流ｉｏ＋は、第３図では１次
漏洩インダクタンス交ｐを流れるように示されている。

磁化電流１１は、第３図の変圧器等価回路中では、磁化
インダクタンスし−を流れかつダイオード電流ｉｏ＋　
と２次巻線電流ｉＬ２の変換された成分　ｉ′Ｌｔとの
代数和に等しいものとして規定されている。

第３図の変圧器等価回路は、第２図の時点ｔ５で、リト
レースリパルス電圧マｒによってＳＣＲＳｌが遮断され
ダイオードＤ１が電流導通にあづかるときに、成立する
。すなわち、第２図ｄの時点ｔ５に、第３図の電流ｉｏ
＋は、最大値ＸＳａでありこの値はＳＣＲＳｌが遮断さ
れる瞬間の電流の大きさに等しい、２次巻線電流ｉｕ　
とその反映電流ｉ”ｚは。

時点ｔ５以前にはダイオードＤ２が非導通状態にあるた
め共に零で゛ある。

時点ｔ５で、ダイオードＤＩが導通すると、キャパシタ
ＣＯに生じた電圧ｖＯはＴ形インピーダンス（見１）　
、ｔ、ｓ、見＄）を介して第３図の＠線豐Ｌ１　に印加
されて、巻線戦１の両端間に電圧Ｖｌ”を発生する。極
性は黒丸印付きの巻線端子の方が正である０時点ｔ５に
ダイオードＤＩが導通することによって、キャパシタＣ
Ｏの両端間に生じた電圧ｖＯは直列結合されたインダク
タンス２ｐとＬ−の両端間に印加される。

磁化インダクタンスＬ口は１次漏洩インダクタンス見ρ
より非常に大きいから、この磁化インダクタンスの両端
間に生ずる電圧Ｖ−は殆んど電圧ＶＯに等しい、オーデ
ィオ負荷ＺＬの負荷作用のために、補助電源電圧ｖ２と
、従って変換された補助電源電圧Ｖｌ’は電圧Ｖ、より
も遥かに小さい、変換された電流ｉ”ｚは１時点ｔ５に
、順バイアスされたダイオードＤ２と、変゛換された２
次漏洩インダクタンスＵｓ　と磁化インダクタンスし−
とを介して、流れ始める。第２図ｆに示されるように、
この変換された電流ｉｕは、電圧Ｖ−と電圧ｖ１′間の
差に従っておよび変換された２次漏洩インダクタンスＪ
１ｓの値に従って決まる勾配をもって、時点ｔ５に上昇
（ランプアップ）し始める。第２図ｆの電流ｉ”Ｌｌが
上昇するにつれて、第２図ｄの電流ｉｏ＋は、この両電
流の和が磁化電流ｉｓと等しい状態で、下降°（ランプ
ダウン）する。

時点ｔ７に、第３図のダイオードＤ１の電流は傾斜下降
（ランプダウン）して零になりこのダイオードは逆バイ
アスされた状態になり、電圧ｖＯと１次漏洩インダクタ
ンスＵｐを回路の残部から切離す０時点ｔ７後に、変換
された補助電源電圧Ｖｌ′は、磁化インダクタンスＬｍ
と変換された２次漏洩インダクタンス見Ｓの直列接続体
の両端間に印加される０巻線ＷＬＩ中の電流ｉ’Ｌ＋は
そのピーク値から零に向って傾斜下降し始め、第２図ｆ
の時点ｔ９で零になり、この時ダイオードＤ２は非導通
状態になる。変換された電流ｉ’Ｌ＋が流れるｔ５〜ｔ
９の期間中、キャパシタＣ２は２次巻線電流ｉ［２によ
り充電されて、オーディオ負荷ＺＬに消費された電荷を
補充する。

この発明の一特徴によれば、補助電源４０は、これを水
平Ｂ子供給電圧ｖＯを調整する主電源１０と共に使用す
ると、独自に補助電源電圧ｖ２の負荷調整を行なう。

一例として、オーダ・イオ負荷がたとえば３ワツトから
２３ワツトに増大した場合を考えよう、第２図の破線波
形がその様な場合に相当する。調整されたＢ十電圧ｖＯ
を変化しないように保ちながら入力電源１３０から付加
的なオーディオ負荷電力を供給するために、調整器制御
回路２９は第２図Ｃの早い時点ｔ２でＳＣＲＳｌをター
ンオンする。入力電流ｉ１はトレース期間内でより長い
期間上昇（ランプアップ）してよりピーク値！Ｌｓ２に
到達する。これは、ＳＣＲＳｌが遮断されてダイオード
旧に電流が流れる時点ｔ５に、インダクタンス中により
多量のエネルギが蓄えられたことを示している。第２図
ｄの破線波形電流ｉｏ＋　に示されるように、時点ｔ５
におけるピーク・ダイオード電流ｉＭｂは軽い負荷状態
を表わす実線波形よりも上方に増大している。

第３図の変圧器等価回路が形成される時点ｔ５において
、変換された補助電源電圧Ｖｌ’はオーディオ負荷の増
大のために大きさを低下させられようとする。これと対
照的に、Ｂ子供給電圧ｖＯと、従って磁化電圧Ｖ−は主
電源１０の作用によって調整された状態を維持しようと
する。変換された２次漏洩インダクタンス文、の両端間
にかかる電圧は、磁化電圧Ｖ、と変換された補助電源電
圧Ｖｌ’との間の電圧差に等しく、オーディオ負荷が軽
い場合よすも重い場合の方が大きい、この大きな印加電
圧のために、電流ｉ′ｚとこれに対応する電流ｉＬ２は
、第２図ｆの破線波形と実線波形とを比較すれば判るよ
うに軽い負荷の場合におけるよりも重い負荷の場合の方
がより大きな率で上昇（ランプアップ）する。

磁化電流ｉａは電流ｉｏ＋　とｉｚ　の和に等しいから
、電流ｉ′シ１のこの急速な上昇によって電流ｉｏ＋は
そのピーク値ｉｘｂから急速に下降することになる。こ
れは第２図ｄに破線波形で示されている。この電流は重
い負荷状態ではより早い時点すなわち時点ｔ６で零にな
る。

時点ｔ６で、ダイオードＤＩは非導通となって電流ｉ′
ｚとｉｕ　はこの時点ｔ６からダイオードＤ２が非導通
になる時点ｔｌＧまで、その傾斜下降（ダウンランプ）
が始まる。第２図ｆを見れば、重い負荷状態では、電流
ｉＬ２はより一層大きなピーク値ＩＭＳ　２に上昇（ラ
ンプアー２プ）し、時点ｔ６後は変換された補助電源電
圧ｖ１′と磁化インダクタンスＬｍのインダクタンスと
の値によって主として決定される率で下降することが判
る。変換された２次漏洩インダクタンスＪｌｓ　のイン
ダクタンスは磁化インダクタンスｔａよりも非常に小さ
いものであり、電流ｉ′ｚとｉＬ２の下降率には殆んど
影響を与え）ない。

オーディオ負荷ＺＬ中で生じた損失を補充するために補
助電源キャパシタＣ２に転送されるエネルギの量は第２
図ｆの曲線ｉＬ２の下側の面積で表わされる０重いオー
ディオ負荷状態を表わす電流ｉｕの破線波形の下側の面
積は、軽い負荷状態を表わす実線波形の下側の面積より
も大きい。

同じ様に、第２図ｄの電流ｉｏ＋の波形の下側の面積は
Ｂ＋フィルタ番キャパシタＣＯに戻るエネルギを表わし
ている。このエネルギは、ＳＣＲＳｔが遮断状態になる
時点ｔ５にインダクタＬｌ中に蓄えられていたエネルギ
から得られる０重負荷のときには、フィルターキャパシ
タＣＯに供給されるエネルギの量は軽負荷時に供給され
るエネルギ量よりも少ない。

時点ｔ５にインダクタＬｌ中に蓄積されているエネルギ
は、補助電源４０内のダイオードＤ２が非導通になる時
点までにこのインダクタから完全に取出される。インダ
クタＬｌから取出されたそのエネルギは２つの場所へ行
く。そのエネルギの一部は、Ｂ＋フィルタ・キャパシタ
ＣＯがダイオード電流ｉｏ＋で充電されるときそのキャ
パシタＣＯへ移り、残部のエネルギは補助電源キャパシ
タＣ２が電流ｉ［２で充電されるときそのキャパシタＣ
２に供給される。

第２図ｄとｆの破線波形を実線波形と比較して見ると１
重い負荷のときには時点ｔ５にインダクタＬｌに蓄えら
れていたエネルギのより大きな部分が、Ｂ＋フィルタ・
キャパシタＧＯに供給されるよりも重負荷による損失分
を補充するために補助電源キャパシタＣ２に供給される
ことが判る。負荷が軽い場合には、その逆で、蓄積され
ていたエネルギの過半がＢ＋フィルタ・キャパシタＣＯ
に供給され補助電源キャパシタＣ２に供給される分は少
ない。

補助電源４０内の変圧器Ｔ２の設計パラメータは、たと
えば３ワツトという最小オーディオ負荷からたとえば２
３ワツトの重いオーディオ負荷までの広いオーディオ負
荷範囲に亘って、自動的に補助電源電圧ｖ２がうまく調
整された状態に保たれるよう）なものである、第３図の
補助電源４０の変圧器等価回路に固有の点は、負荷によ
ってもたらされる補助電源電圧ｖ２の非常に小さな減少
に応じて補助電源電流ｉＬ２が大きく増加することであ
る。たとえば、オーディオ負荷が軽い場合には補助電源
電圧ｖ２の値は２５ポルトに等しいが、重いオーディオ
負荷の場合にはこの電圧ｖ２は僅か１ボルト或いは２ボ
ルト低下して２４ポルトまたは２３ボルトのレベルにな
るに過ぎない。

オーディオ負荷の大きさは、時点ｔ５にインダクタＬｌ
が蓄積していた全エネルギが事実上すべて補助キャパシ
タＣ２に移りＢ＋フィルタ・キャパシタＣＯには全く供
給されない状態に到達する点まで。

増加することができる。この点に到達すると、それ以上
オーディオ負荷を増加させても、より多くのエネルギが
キャパシタＣ２に転送されることば無くなる。その様な
状態では、キャパシタＣ２からはそこに供給されるエネ
ルギよりも多量のエネルギが取去られるので、補助電源
電圧ｖ２は急速に減少する。

この発明の一特徴に従えば、補助電源４０によって供給
できる最大エネルギ量は、フライバック変圧器の２次巻
線Ｗ２がＳＣＲＳｔと同一回路中に存在することによっ
て増強される。　ＳＣＲＳｌが導通しているときは入力
電流１１はインダクタＬ２を流れる。この電流はまた巻
線賀２中にも流れることが必要である。

傾斜上昇する入力電流ｉ見は、インダクタＬｌ中にエネ
ルギを蓄えて、時点ｔ５後に引続いて行われる転送に備
える。このエネルギの供給源は入力電圧源１３０であり
、他の供給源は、調整済みＢ十供給端子１８から１次巻
線Ｗｌへ、およびフライバック変圧器Ｔ１の磁気的結合
を介して２次巻線−２へと循環する循環エネルギである
。この循環エネルギは、次にインダクタＬｌに進む。

インダクタＬｌ中に；ｆ積されるエネルギの量は入力電
源１３０だけによってそれに供給されるエネルギの量よ
りも大きい、上記の循環エネルギから取出されるこのイ
ンダクタＬｌ中の大きな蓄積エネルギは、より大きな最
大オーディオ負荷を支えるこ３　とができるようにする
利点がある。

時点ｔ５でインダクタＬｌ中に蓄えられているエネルギ
の量は、ＡＣ主電源電圧が低くかつフライバック変圧器
Ｔ１にかかるビーム電流負荷が小さい場合に最小である
。その様な場合には、重いオーディオ負荷が補助電源４
０の設計上の限界に達したりそれを超えようとすると、
補助電源電圧ｖ２と、従って端子５０におけるオーディ
オＢ十電源電圧ｖ４を、必要以上に減少させるようにな
る。

この発明の更に別の特徴によれば、第１図のダイナミッ
クに変化するオーディオ負荷回路４６に対する電力は、
補助電源４θと切換型電源段ｌθとから共同供給するこ
とができる。これを可能とするために、垂直Ｂ子供給電
圧ｖ３のようなフライバック変圧器の２次供給電圧を、
電流制限抵抗４４を介してオーディオＢ十電源端子５０
に供給している。抵抗４４は垂直Ｂ十供給端子４Ｓとオ
ーディオＢ＋供給端子５０の間に結合されている。

必要に応じて、電流は、補助電源端子５２から小さな抵
抗値をもつ電流制限抵抗４７を介して、或いは垂直Ｂ十
供給端子４９から小さな抵抗値の電流制限抵抗４４を介
して、オーディオＢ＋供給端子５０に供給される。電流
制限抵抗４７は、電流制限抵抗４４よりも充分に小さく
、たとえば抵抗４４の５分の１乃至１０分の１である。

垂直Ｂ子供給電圧ｖ３はオーディオＢ子供給電圧ｖ４の
値に近い交称値となるように設計される。補助電圧とし
てこの垂直Ｂ子供給電圧を選択することは、このオーデ
ィオＢ子供給電圧と大体同じ電圧レベルの高圧電力電源
であるという観点から見て有利なことである。

最大過度の負荷状態を除いてオーディオ負荷回路４６に
よるすべての負荷状態において、負荷電流と電力は主と
して補助電源端子５２から小さな値の抵抗４７を介して
流れる。最大のまたは限界負荷条件において、補助電源
端子５２の電圧ｖ２が目立って減少し始めようとすると
き、垂直Ｂ十供給端子４９は抵抗４４を介して負荷電流
の大部分を供給する。

従って、過大なオーディオ負荷状態下においても、オー
ディオＢ子供給電圧ｖ４は、抵抗４４を介して利用でき
る付加供給電圧源によって比較的安定に維持される。

第１図に示された電圧Ｖ２．　Ｖ３およびｖ４の値は２
３ワツトという重いオーディオ負荷に対するものである
。負荷電流と電力の約３分の２は補助供給巻線Ｌ２から
端子５２を介して、またその３分の１はフライバック変
圧器の２次巻線り４から端子４９を介して、流れる。供
給端子５２と４９からオーディオ負荷回路４６に対して
供給する電力の相対的負担率は抵抗４７と４４の値を調
整することによって変えることができる。

オーディオ負荷が３ワット前後の軽負荷の場合の諸電圧
の概略値は、たとえば、Ｖ２＝　２５．５Ｖ、Ｖ３＝２
５Ｖ　、　Ｖ４＝２５．４Ｖ−ｔ’あル、オーディオＢ
十供給電圧ｖ４は垂直Ｂ子供給電圧ｖ３よりも僅かに大
きく、僅かな電流が補助電源端子５２からオーディオＢ
＋供給端子５０を介して垂直Ｂ十供給端子４９へ流れて
いることを示す、この場合すべてのオーディオ負荷電力
は補助電源４０から供給される。補助電源４０の諸パラ
メータ、たとえば変圧器Ｔ２の巻回比や抵抗４７と４４
の抵抗値など、を変えることによって、軽いオーディオ
負荷時に、オーディオＢ子供給電圧ｖ４は垂直Ｂ子供給
電圧ｖ３より僅かに低い値に保たれる。電力のほぼ１０
０％近くがなお補助電源端子５２を介して供給される。

重い、オーディオ負荷がかかって垂直Ｂ十供給端子４９
における負荷が増大すると、垂直Ｂ＋フィルタ争キャパ
シタ４３の両端間のＡＣリップルが増加する傾向になる
。垂直偏向回路４５内の垂直増幅器の負帰還回路は、オ
ーディオ負荷によって誘起されるリップルに対して充分
速く応答することができず、垂直偏向振幅およびラスク
高さの不所望な変調を除くことができない。

この発明のまた別の特徴として、垂直Ｂ＋フィルタ書主
キヤパシタ３の端子間に生ずるリップル電圧は、垂直Ｂ
十供給端子４９と抵抗１６の可動アームとの間に直列接
続された抵抗１３とキャパシタ８を介して、調整器制御
回路２９にＡＣ結合される。キャパシタ４３の端子間の
ＡＣリップルは、帰還電圧Ｖｆの一成分となり、このオ
ーディオで誘起されたリップルを除去する向きに調整さ
れたＢ中電圧ｖＯを変化させるようにＳＣＲＳｔのター
ンオン時点を変調する。　ＳＣＲ！９１の水平周波数の
切換作用は充分に速く、電源段１Ｇが垂直Ｂ子供給電圧
ｖ３中のオーディオ誘起リップルに追随してこれを補償
することができるようにする。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明による補助電源を具えた、テレビジミ
ン装置用の調整された切換型電源の一例を示す図、第２
図ａ−ｇは第１図の回路の動作を説明するに有用な各部
の波形図、第３図は第１図に示す一例補助電源の、変圧
器等価回路図である。 ３０・・・ＡＣ主電圧源、　３１・・・ＤＣ入力電圧源
（全波整流器）　、　ＳＷｔ・・・第１の切換装置、Ｌ
ｌ・・・エネルギ蓄積インダクタンス、ｖｌ・・・直流
入力電圧、ｖＯ・・・第１の直流供給電圧源、ＶＬＩ・
・・第１の切換済み波形電圧、Ｔ１・・・電源変圧器、
ＳＷ２・・・第２の切換装置、旧・・・電源変圧器の第
１の巻線、ｗ２・・・電源変圧器の第２の巻線、４６・
・・負荷回路、　Ｌ２・・・補助巻線、２０・・・第１
の負荷回路、２９・・・制御回路、Ｓｌ・・・制御可能
な切換素子、旧・・・第２の切換素子、ＶＳ・・・偏向
周波数電圧、Ｄ２、Ｃ２・・・整流回路、４６・・・第
２の負荷回路。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流入力電圧の電圧源と、エネルギ蓄積インダク
   タンスと、上記直流入力電圧と上記インダクタンスとに
   結合されて第１の直流供給電圧源を生成する第１の切換
   装置であって上記インダクタンス中に第１の、切換波形
   電圧を発生する装置と、上記第１の直流供給電圧源に結
   合されそれによって付勢される第１の巻線を有する電源
   変圧器と、上記第１の巻線に結合され上記第１の切換装
   置と同期して動作し／第１の切換波形電圧と同期した第
   ２の切換波形電圧を上記第１の巻線中に発生させる第２
   の切換装置と、上記インダクタンスに結合されていて上
   記電源変圧器を介して、上記第１の直流供給電圧源と上
   記エネルギ蓄積インダクタンスの間で循環するようにエ
   ネルギを循環させる磁路を形成する上記電源変圧器の第
   ２の巻線と、負荷回路と、上記エネルギ蓄積インダクタ
   ンスに磁気的に結合されると共に上記負荷回路に結合さ
   れ上記循環エネルギの少なくとも一部分を上記負荷回路
   に転送する補助巻線と、を具備して成るテレビジョン装
   置の切換型電源。
2. （２）直流入力電圧の電圧源と、偏向周波数電圧の電圧
   源と、エネルギ蓄積インダクタンスと、上記直流入力電
   圧の電圧源と上記インダクタンスとに結合された主電流
   路を有する制御可能な切換素子と、上記インダクタンス
   と第１の負荷回路とに結合された偏向周波数パルス変圧
   器と、上記制御可能な切換素子に結合された各偏向サイ
   クルのうち上記偏向周波数電圧が第１の極性を呈する期
   間内の制御可能なある時点に上記主電流路を導通状態に
   切換えて両電源から上記インダクタンス中に制御可能な
   量のエネルギを蓄積するための制御回路と、上記主電流
   路と上記偏向周波数電圧の電圧源と上記インダクタンス
   とに結合されていて上記偏向周波数電圧が上記と逆の極
   性を呈する期間中上記主電流路を非導通状態に切換える
   第２の切換素子とを有し、上記インダクタンス中に蓄積
   されていたエネルギはこの逆極性の期間中、上記第１の
   負荷回路中で生じた損失を補充するように上記パルス変
   圧器を介して放出されるものであり、更に、上記エネル
   ギ蓄積インダクタンスに磁気的に結合された供給巻線と
   、上記供給巻線と第２の負荷回路とに結合され、上記偏
   向周波数電圧の上記逆極性期間中導通するような極性を
   有し上記インダクタンス中に蓄積されていたエネルギを
   更に放出して上記第２の負荷回路中で生じた損失を上記
   供給巻線を介して補充する整流回路と、を具備して成る
   テレビジョン装置の切換型電源。
3. （３）直流入力電圧の電圧源と、第１と第２の巻線を有
   する第１の変圧器とを具え、 特徴として更に、上記第１の変圧器に結合されていて上
   記第１と第２の巻線中に第１と第２の切換波形電圧を発
   生させる第１の切換段と、上記第１と第２の巻線にそれ
   ぞれ結合され第１の直流供給電圧源と第２の直流供給電
   圧源とを生成する第１と第２のフィルタ段と、第１と第
   ２の巻線を有する第２の変圧器と、上記第２の変圧器の
   第１の巻線と上記第１の直流供給電圧源とに結合され上
   記第２の変圧器を付勢してその第１と第２の巻線に切換
   波形電圧を発生させる第２の切換段と、上記第２の変圧
   器の上記第２の巻線に結合され第３の直流供給電圧源を
   生成する第３のフィルタ段と、上記第２と第３の直流供
   給電圧源を合成して第４の直流供給電圧源を発生させる
   手段と、上記の第４の直流供給電圧源によって付勢され
   上記第２と第３の直流供給電圧源から共働的に引出され
   る電力の供給を受け、しかも重負荷状態においてはその
   電力の大部分を上記第２と第３の直流供給電圧源から供
   給されるダイナミック変動負荷回路と、を具備して成る
   テレビジョン装置の切換型電源。