KR0137273B1 - 스위칭 전원 공급기 - Google Patents

Abstract

내용 없음.

Description

스위칭 전원 공급기

제1도는 본 발명에 따른 보조 전원 공급기를 구비하는 텔레비젼 장치용 조절 스위치 전원 공급기의 도시도.

제2a 내지 2g도는 제1도의 회로 동작 설명에서 사용한 파형의 도시도,

제3도는 제1도의 보조 전원 공급기의 변압기 등가 회로 도시도.

*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

21 : 구동기24 : 댐퍼 다이오드

29 : 조절기 제어 회로31 : 전파 브리지 정류기, 캐패시터

본 발명은 텔레비젼 장치용 스위칭 전원 공급기에 관한 것이다.

텔레비젼 수상기에 있어서, 오디오 부하회로에 대한 플라이백 변압기에 의해 나누어진 전력의 합은 두 요소에 의해 제한된다. 첫번째 주사 사이즈의 유도된 오디오 변조이며, 두번째 수평 출력 트랜지스터와 같이 편향 반도체 전력 성분에서의 온도 상승이다. 이들 제한은 특히 상기 텔레비젼 수상기가 SCR 조절기로서 사용될 때 제공된다. 이들 제한을 극복하는 가장 효율적 방법은 채널당 대략 1와트 보다 더 큰 오디오 출력을 요구할 때 전체 독립 전원 공급기 사용을 포함하는 것으로 알려져 있다.

상기 발명의 특징은 전원 공급기 스위칭 존재시 에너지 순환으로부터 부하 회로에 대해 전력을 제공가능하게 하는 전원공급기이다. 제1의 스위치의 DC 공급전압의 소스 개선을 위해 에너지 저장 인덕턴스와 DC 입력전압의 소스에 연결되어 있다. 제1의 스위칭 동작은 인덕턴스에서 스위칭 파형 전압을 발생한다. 공급 변압기의 제1차 권선은 DC 공급 전압의 소스에 의해 연결되어 동작한다. 제2스위치는 제1차 권선에 연결되어 동작한다. 제2스위치는 제1차 권선에 연결되어 있으며 인덕턴스에서 스위치 파형 전압을 가지고 동기된 변압기의 2차 권선에서 스위치 파형 전압의 발생을 위해 제1스위치와 함께 동작된다. 상기 제2차 권선은 인덕턴스에 연결되어 있으며 에너지 저장 인덕턴스 및 DC 공급 전압의 소스 사이에 순환에 대해 에너지 순환용 자기통로의 공급 변압기를 통해 제공된다. 보조 권선은 자기적으로 에너지 저장 인덕턴스와 부하회로에 에너지 순환의 최소 한부분에 전송하기 위해 부하회로에 연결되어 있다.

상기 발명의 또다른 특징에 따라, 상기 부하 회로의 에너지 공급요구는 2개의 스위칭 전원 공급 단자사이에 공유된다. 제1의 스위칭 단은 변압기의 제1차 및 2차 권선에서 제1 및 제2스위칭 파형 전압용 제1변압기와 DC 입력 전압의 소스에 연결되어 있다. 제1 및 제2필터단은 DC 공급 전압의 제1 및 제2소스의 발생을 위해 제1 및 제2차 권선에 연결되어 있다. 제2의 스위칭단은 제2의 변압기의 권선에서 스위치 파형 전압 발생용 제1DC공급 전압과 제2변압기의 제1차 권선에 연결되어 있다. 제3의 필터단은 DC 공급 전압의 제3의 소스 발생을 위해 제2의 변압기의 제2차 권선에 연결되어 있다. DC 공급 전압의 제2 및 제2의 소스는 DC 공급 전압의 제4의 소스 발생을 위해 연결되어 있다. 오디오 회로와 같은 부하회로는 DC 공급 전압의 제2 및 제3의 소스로부터 유도된 전력으로부터 제4의 소스에 의해 에너지화된다.

제1도에서, 텔레비젼 장치의 스위칭 파워 공급단(10)은 출력단자(34) 및 전류 리턴 단자(35) 사이의 비조절 DC 입력 전압 Vi 발생을 위해 전파 브리지 정류기(31)의 입력단자 사이에서 연결된 AC 주전압(30)의 소스를 포함하는 DC 입력 전압 소스(130)를 구비한다. 캐패시터(32)는 전압 Vi의 필터링을 제공한다. 전류 리턴 단자(35)는 핫 그라운드로서 표시되며, 전기적 쇼크 위험에 대해 AC 주소스(30)로부터 전도적으로 비절연된다.

비조절된 전압 Vi는 수평 플라이백 공급 변압기 T1의 권선 W2를 토해 스위칭단 SW1의 조절가능한 다이리스터 스위칭 소자-SCR S1의 애노드에 연결되어 있다. 에너지 기억 인덕턴스 L1의 하나의 단은 SCR S1의 캐소오드에 연결되어 있으며, 다른 단은 조절된 B⁺공급단자(18)에 연결된다.

캐패시터 CO는 단자(18)에서 발생된 DC 공급 전압 공급 VO의 필터링을 제공한다. 제2의 스위칭 소자, 스위칭 단 SW1의 다이오드 D1은 전류 리턴 단자(35)에 대해 그라운드된 애노드 및 인덕턴스 L1(단자 14) 및 SCR S1의 정숀에 연결된 캐소오드를 구비한다.

DC 공급 전압 VO는 플라이백 변압기 T1의 제1차 권선 W1을 에너지화하여 연결되어 있다. 수평 편향단(20)은 제1차 권선 W1에 연결되어 있으며 제1차 권선 W1의 돗트 단자에서 스위치된 파형 전압 리트레이스 펄스 Vp(제2a도에 도시된)를 발생한다. 수평 편향회로(20)는 수평 발진기 및 구동기(21)를 구비하며, 병렬 댐퍼 다이오드(24) 및 수평 출력 트랜지스터(23)를 포함하는 트레이스 스위칭 배열 SW2 및 S형 캐패시터(27)과 수평 편향권선(26)에 직렬로 연결되어 있다. 구동기 변압기(22)는 편향단(20)에서 핫-콜드(hot-cold)의 전기적 절연을 제공한다.

플라이백 변압기 T은 제2차 권선 W3, W4, W5 및 W6를 구비하며 AC 주소스(30)으로부터 전도적으로 절연되어 있다. 권선 W3는 고전압 권선이 되며 단자 U에서 얼터 가속전위를 제공하기 위해 고전압 회로(28)를 활성화한다. 정류기(42)는 권선 W4의 언돗(undottde) 단자에 연결되어 있으며 캐패시터(43)에 의해 필터된 단자(49)에서 DC 공급 전압 V3를 발생하기 위하여 각각의 편향 사이클의 크레이스 간격동안 전도된다. 전압 V₃는 수직 편향 회로(45)로서 텔레비젼 수상기의 부하회로와 같이 인가된다. 제2차 권선 W4의 돗트된 단자는 전기적 쇼크 위험 절연에 따라 AC 주소스(30)로부터 전도적으로 절연되어 있다. 정류기(39)는 권선 W5의 비돗트 단자에 연결되어 있는 캐패시터(48)에 의해 필터된 단자(51)에서 DC 공급 전압 V5를 발생하기 위해 각각의 편향 사이클의 트레이스 간격동안 전도된다.

전압 V5는 제1도에 도시하지 않았지만, 상기 여러 텔레비젼 수상기 집적 회로에 대하여 공급 전압을 제공한다. 제1도에 도시하지는 않았지만, 플라이백 변압기 T1의 다른 권선은 다른 공급 전압을 제공하며 상기 텔레비젼 수상기의 여러 회로에 대해 신호를 동기화한다.

상기 B⁺공급 전압 VO 및 DC 전압에서 유도된 플라이백 변압기를 조절하기 위하여, 조절기 제어 회로(29)는 공급 전압에서 진동을 표시하는 피드백 전압 V_f를 수신한다. 피드백 전압 V_f는 단자(51) 및 콜드 그라운드 기준 전압(6) 사이에 연결된 레지스터(15,16,17), 전압 분할기의 부분인 가변저항(16)의 와이퍼 암에서 발생한다.

조절기 제어회로(29)는 핫콜드 절연 배리어(barrier)로서 제공되며 연결 변압기(53)를 통해 SCR S1에 공급되는 게이팅 펄스를 발생한다. 트레이스 스위칭 장치 SW2의 동작과 함께 다이오드 D1 및 SCR S1의 스위칭 동기화를 위해서, 리트레이스 펄스전압은 프라이백 변압기 권선 W6로부터 조절기 제어회로(29)에 연결되어 있다.

동작에 있어서, 조절기 제어회로(29)는 제2a도 내지 2g도의 상기 굵은선의 파형의 수평 편향 주기 t1-t8의 트레이스 간격내에서 제어가능한 순간 t3에서 SCR S1상에 턴한다. SCR S1 전도와 함께, 단자(14)에서 캐소오드 전압은 입력 전압 Vi의 대수합과 동일하며 상기 플라이백 2차 권선 전압 V_s의 정극성 트레이스 전압 V_t(일정값 V_T를 가진 것처럼)는 제2a도에 도시되어 있다. 상기 전압 V_L1은 제2b도에 도시되어 있으며, 조절기 인덕턴스 L1 양단에서 발생하고, 조절된 B⁺공급단자(18)에서 발생된 전압 VO 및 단자(14)에서 전압사이의 전압에서 차와 동일하다. 상기 트레이스 간격 가까이 시간 t4의 말단에 대해 시간 t3로부터, 전압 V_L1은 정극성이 되며 관계된 일정 레벨 V_B가 된다. 전압 V_L1은 제2C도에 도시된 입력 전류 Vi1으로서 출력 단자(34)로부터 인덕턴스 L1에서 흐르는 전류 i_L1의 상측 램프를 발생한다. 리트레이스 시작부 근처에서, 시간 t4 가까이, 인덕턴스 L1에서 전류 i_L1및 전류 i1은 피크값 I_LM1에 도달한다.

리트레이스 간격동안, 플라이백 권선 W2의 전압 VS는 AC 제어에 관계한 피크 크기 Vp의 음극성 공기 펄스 전압 Vr이 된다. 리트레이스 시작가까이, 시간 t4가까이, 리트레이스 내의 시간 t5 다음이 될 때까지, 인덕턴스 L1 양단의 전압 V_L1은 아래쪽의 고잉 리트레이스 펄스 전압 Vr 파형으로 흐른다. 간격 t4-t5 동안에, 이력 전압 i1은 증가를 정지하게 되고 리트레이스 펄스 전압 Vr의 영향하에 전압 V_L1의 반대 극성처럼 천천히 감소를 시작한다.

시간 t5 가까이, 전압 V_L1은 조절된 B⁺전압 VO펄스 1Vbe 다이오드 전압 강하에 대한 크기와 동일한 음극성 값 -V_A에 대해 감소한다. 단자(14)에서 전압, 다이오드 D1 및 SCR S1의 캐소오드 정숀은 그라운드 전위 바로 밑이 되며, 상기 다이오드는 전도적으로 되며 인덕턴스 L1에서 흐르는 전류를 발생한다. 제2d도에 다이오드 전류 i_D1에 의해 상술된 바와 같이, 시간 t5 가까이 전도되는 다이오드 D1을 가지고, SCR S1의 캐소오드는 그라운드 전위 가까이 클램프된다. 상기 애노드 전압을 따라서, 음극성 리트레이스 펄스 전압 Vr의 영향의 감소에 대해 계속된다. SCR S1은 빠르게 제로 가까운 시간 t5에 대해 압력 전류 i1에 의해 제2C도에 상술된 바와 같이 SCR로 인해 시간 t5 가까이서 비전도 상태가 된다.

다이오드 D1 전도와 함께, 전압 V_L1은 다이오드 D1, 1V_be양단의 전방 강하 조절된 B⁺공급 전압 레벨 VO 펄스와 동일한 크기를 가지고 음극성 전압에 대해 클램프된다. 인덕턴스 L1에서의 상기 전류 i_L1은 제2d도의 다이오드 전류 i_D1에 의해 상술된 아래를 향한 램프 전류 파형이 된다. 시간 t7 가까이, 인덕턴스 L1에서 전류는 제로로 감소되며 다이오드 D1은 반대방향에 대해 시도되는 전류로서 역으로 바이어스된다. 다음 편향 싸이클의 트레이스 간격동안 제어가능한 순간에서 전도시 조절기 제어 회로(29)가 SCR S1으로 게이트될 때까지 시간 t7후에 인덕턴스 L1에서는 전류가 흐르지 않는다.

상기 AC 라인 진동 및 부하에 대해 플라이백 변압기 T1의 출력전압 및 B⁺공급 전압을 조절하기 위하여, 조절기 제어 회로(29)는 피드백 전압 V_f에 따라 트레이스 간격에서 SCR S1의 순간 턴온을 변화한다.

에너지 전송 및 전원은 제1도의 주전원 공급기(10)에 흐르고 후에 상술되어 진다. 상기 t1-t3 및 t5-t8 간격동안에, SCR S1는 비전도 상태가 되며, 공급단자(34)로부터 입력 전류 i1이 흐르지 않는다. 이들 간격동안, 입력 전압 소스(130)으로부터 에너지 전송을 하지 않는다.

시간 t3로부터, SCR S1이 턴온될 때, 트레이스 간격의 말단까지, 시간 t4 가까이, 상측램프 전류 i1은 조절된 B⁺공급단자(18)에 대하여, 인덕턴스 L1 및 SCR S1, 플라이백 변압기 권선 W2를 통해, 단자(34)로부터 흐른다. 이간격 동안에, 에너지는 인덕턴스 L1에 저장되고 입력 전압 소스(130)에 의해 공급된다. 리트레이스 시작부 가까이 있는 짧은 간격 t4-t5내에서, 에너지는 상기 감소 전류 i_L1에 의해 인덕턴스 L1으로부터 이동한다.

상기 트레이스 간격의 초기 부분동안에, 에너지는 1차 권선 전류 i_p가 음극성일 때, 플라이백 변압기 1차 권선 W1으로부터 수평 B⁺필터 캐패시터 CO에 흐른다. 간격 t3-t4 동안 인덕턴스 전류 i_L1이 1차 권선 전류 i_p에서 반사될 때, 에너지는 B⁺필터 캐패시턴스 CO의 출력으로 흐른다.

시간 t1-t4 사이의 트레이스 동안 조절된 B⁺전압 VO는 상기 돗트된 단자에 관계하여 정극성으로 되는 권선의 비도트된 단자를 가지고, 플라이백 변압기 제1차 권선 W1 양단의 트레이스 스위치 SW2에 의해 공급된다. 공급된 전압 VO는 시간 t1 및 t3 사이의 전류 ipa에 의해 제2e도에 도시된 바와 같이, 제1차 권선 전류 ip에 대한 자화 전류 성분 업램핑을 개선한다. 시간 t3 후에, SCR S1이 전도될 때, 제2차 권선 W2에 흐르는 전류 i1은 권선 W1 및 W2의 타이트한 변압기 연결로 인해 제1차 권선 전류에 대해 첨가적 성분을 더한다. 제2c 및 2e도에 도시된 바와 같이, 상기 간격 t3-t5 동안, SCR S1이 전도될 때, 전류 i1은 변압기 T1 권선비 Ns : Np에 따라 낮처진다. 제1차 권선 전류 i_p의 부분 i_pb은 입력 전류 i1에 의해 발생된 2개의 전류 성분에 연결된 변압기 및 자화 전류 성분을 포함한다. 제1차 권선 전류는 플라이백 변압기 트레이스 정류 공급에 의해 발생되며 제2e도의 도시로부터 생략되어 있다.

상기 트레이스 간격의 초기부분 동안에, 제1차 권선 전류 ip가 음극성이 되고 비도트된 제1차 권선 W1의 단자가 양극성이 되었을 때, 에너지는 필터 캐패시터 CO에서 기억된 B⁺공급단자(18)에서 제1차 권선의 출력으로 흐른다. 상기 트레이스 간격의 마지막 부분동안, 제1차 권선의 비도트 단자에서 전압과 1차 권선 전류 i_p2개가 정극성이 되었을 때, 에너지는 제1차 권선 W1에서 B⁺공급단자(18)의 출력으로 흐른다. 상기 에너지 부분은 증가 증폭자화 전류에서 플라이백 변압기에 저장되어 있다.

리트레이스 간격동안, 시간 t4 및 t8 사이에 제1차 권선 전류는 일반적으로 제2e도에 도시된 바와 같이 공진 전류 i_pc가 된다. 리트레이스 시초에서 피크 크기 I_M1은 리트레이스 말단에서 피크 크기 I_M2보다 크며, 중요한 고전압 회로(28), 리트레이스 구동부하 회로에 대해 플라이백 변압기를 통해 에너지의 넷(net) 전달을 표시한다.

플라이백 변압기 2차 권선 W2가 SCR S1과 직렬로 연결되어 있기 때문에, 상기 2차 권선은 또한 SCR S1이 전도 입력 전류 i1일 때 트레이스내에서 간격 t3-t4동안 에너지 소스로서 동작한다. 제2a도 및 2c도로부터 알 수 있는 바와 같이, 정극성 전류 i1은 2차 권선 W2의 돗트단자에 흐르며 단자는 비도트된 단자에 따라 트레이스 동안 음극성 전압이 된다. 에너지는 B⁺공급 단자(18)과 인덕턴스 L1을 향해 권선 W2의 출력으로 흐른다.

제2차 권선 W2의 출력으로 흐르는 에너지는 B⁺공급 단자(18)로부터 제1차 권선 W1에서 흐르는 에너지로부터 플라이백 변압기 T의 자석을 통해 공급된다. 따라서, 파워 공급단(10)에서, 순환 에너지는 SCR S1 및 인덕턴스 L1과 전류 통로 및 플라이백 변압기 T의 자석을 통해 제1차 권선 W1 및 제2차 권선 W2 사이의 폐회로에서 순환을 발생한다. 리트레이스 시초에 근접한 짧은 간격 t4-t5 동안에, 제2a도의 전압 Vr이 정극성일 때 단자(18)를 향해 제2차 권선 W2의 에너지 출력이 되며, 에너지는 전압 Vr이 음극성일 때 인덕턴 L1으로부터 권선 W2에서 흐른다.

상기 발명의 양상에 따라 제1차 권선 W1 및 제2차 권선 W2 사이의 에너지 순환은 제1도의 오디오 회로(46)와 같이 텔레비젼 수상기 부하회로에 실제 전원을 제공하기 위해 보조 전원 공급기(40)에 의해 활용되어진다. 상기 발명의 양상을 수행하는데 있어서, 보조 권선 L2는 자기적으로 인덕턴스 L1에 연결되어 있으며 보조 공급 변압기 T2의 형태에 대해 공통 코아 주위의 권선은 또한 전기적 쇼크 위험이 절연 배리어로서 제공된다.

제1도에 도시된 바와 같은 권선 L1 및 L2의 권선 극성을 가지고, 권선 L2의 비도트 단자는 절연된 그라운드 기준 전위(6)에 연결되어 있으며 상기 도트단자는 정류기 D2의 애노드에 연결되어 있다. 필터 캐패시터 C2는 보조 공급 단자(52)에서 정류기 D2의 캐소오드에 연결되어 있다. 공급 단자(52)는 관계된 작은 전류 제한 레지스터(47)를 통해 오디오 B⁺공급 단자(50)에 연결되어 있다. 필터 캐패시터(41)는 오디오 B⁺공급단자(50)에 연결되어 있다.

동작시, SCR S1이 각각의 편향 싸이클에서 전도될 때, 제2도의 간격 t3-t5 동안에 권선 L1의 도트단자는 비도트 단자에 관계하여 음극성이 되며, 제2g도에 도시된 바와 같이 권선 L2의 도트 단자에서 레벨-V_B'의 음극성 전압 V_L2를 발생한다. 리트레이스 시초가까이 간격 t4-t5 동안에, 전압 V_L2'은 전압 V_L1'의 전압을 전달하며 제2a도의 전압 Vr 대응극 변환의 파형으로 흐른다.

시간 t5후에 리트레이스 펄스 전압 Vr은 SCR S1에서 전도를 차단하며 다이오드 D1은 권선 L1에서 흐르는 전류를 발생한다. 상기 조절된 B⁺공급 전압 VO는 제2g도에 도시된 바와 같이, 시간 t5후에 증폭 V_A'의 정극성 전압 V_L2를 발생하는 변압기 및 권선 L1 양단의 다이오드 D1에 의해 동작된다. 다이오드 D2는 전방 바이어스가 되며 전압 레벨 V_A'보다 작은 1Vbe와 동일하게 단자(52)에서 보조 DC 공급 전압 V2를 발생하기 위해 필터 캐패시터 C2를 충전한다.

보조 전원 공급(40)의 동작은 제3도에 도시된 전기적 등가 회로를 이용하여 설명되어 있다. 제3도에 있어서, 이상 변압기 T2'는 제1도의 권선 L1에 대응하여 1차 권선 W_L1을 구비하며, 권선수 N1과 같은 횟수를 갖는다. 변압기 T2'는 권선 L2에 대응한 제2차 권선 W_L2'를 구비하며, 권선수 N2와 같은 횟수를 갖는다. 인덕턴스 1p는 제1도의 변압기 T2 1차 누설 인덕턴스에 대응하며, 인덕턴스 1s는 1차에 대해 반사백 변압기 T2의 제2차 누설 인덕턴스에 대응하며, 인덕턴스 Lm은 션트 또는 변압기 T2의 자화 인덕턴스에 대응한다. 제1도의 다이오드 D2는 제3도의 1차측에 전달되며 2차 누설 인덕턴스 1s와 직렬로 되어 있다. 제1도의 다이오드 D1은 1차 누설 인덕턴스 1p와 직렬로 된 것처럼 제3도에 도시되어 있다. 등가화 임피던스 Z_L은 오디오 부하에 대응하여 제1도의 단자(52)에 연결되어 있다.

제1도의 전류 i_L2는 이상적 변압기 2차 권선 W_L2에서 흐르는 것처럼 제3도에 도시되어 있다. 상기 전류는 2차 누설 인덕턴스 1s 및 이상적 변압기 1차 권선 W_L1에서 흐르는 제1차 권선 전류 i_L1'에 전달된다. 제1도의 다이오드 전류 i_D1는 제1차 누설 인덕턴스 1p내에 흐르는 것으로 제3도에 도시되어 있다. 자화 전류 im는 자화 인덕턴스 Lm내에 흐른 것으로 제3도의 변압기 등가 전류에 한정되며 다이오드 전류 i_D1의 대수합과 2차 권선 전류 i_L2의 변화된 변형 i_L1'과 같다. 제3도의 변압기 등가 전류는 SCR S1이 리트레이스 펄스 전압 Vr으로 차단되고 다이오드 D1가 전도 전류를 인계받을 때, 제2도의 시간 t5에서 성립된다. 그런데, 제2d도의 시간 t5에서는, 제3도의 전류 i_D1는 그것의 차단 순간에 SCR S1내의 전류와 동일한 크기로 최대값 I_Ma에 존재한다. 제2차 권선 전류 i_L2및 그것의 반사된 전류 i_L1'는 다이오드 D2의 저지된 상태때문에 시간 t53전에는 둘다 제로 상태이다.

시간 t5에서, 다이오드 D1이 도통될 때, 캐패시터 CO 양단에 발생된 전압 VO는 권선 W_L1양단에 전압 V1'를 발생하도록 T-회로망 임피던스(1p, Lm, 1s)에 인가되며, 여기서 권선의 도트 단자는 정극성이 된다. 시간 t5에서 전도하는 다이오드 D1에 대해, 캐패시터 CO 양단에 발생된 전압 VO은 직렬 접속된 인덕턴스 1p 및 Lm 양단에 인가된다.

자화 인덕턴스 Lm는 1차 누설 인덕턴스 1p보다 훨씬 크기 때문에, 자화 인덕턴스 양단에 발생된 전압 Vm은 전압 VO와 거의 같다. 오디오 부하에 의한 부하 작용 때문에, 보조 공급 전압 V2 그런데, 변화된 보조 공급 전압 V1'는 크기가 전압 Vm보다 훨씬 낮다. 변환된 전류 i_L1'는 시간 t5에서 순방향 바이어스된 다이오드와 변환된 제2누설 인덕턴스 1s 및 자화 인덕턴스 Lm를 통해 흐르도록 한다. 제2f도에서 도시된 예와 같이, 변환된 전류 i_L1'는 전압 Vm 및 전압 V1'간의 전압차와 변환된 2차 누설 인덕턴스 1s의 값에 따라서 결정되는 경사로 시간 t5에서 사면을 만들도록 한다. 제2f도의 전류 i_L1'가 경사진 바와 같이, 제2d도의 전류 i_D1는 아래로 경사지며, 두 전류의 합은 자화 전류 im와 같다.

시간 t7에서, 제3도내의 다이오드 D1 전류는 제로 이하로 경사지게 되고, 다이오드는 역 바이어스되며, 전압 VO와 잔류 전류로부터 1차 누설 인덕턴스 1p를 이동시킨다. 시간 t7 이후에, 변환된 보조 공급전압 V1'은 자화 인덕턴스 Lm의 직렬 배열 및 변환된 2차 누설 인덕턴스 1s 양단에 가하게 된다. 권선 W_L1의 전류 i_L1'는 그것의 피크 크기로부터 제로 이하로 경사지며 다이오드 D2가 저지되어 있는 시간에서, 제2f도의 시간 t9에서 제로점에 도달한다. 간격 t5 내지 t9동안, 변환된 전류 i_L1'이 흐를 때, 캐패시터 C2는 2차 권선 전류 i_L2로 오디오 부하 ZL에서의 전하 손실을 보충하도록 충전된다.

본 발명은 특징에 따라, 보조 전원 공급기(40)는 전원 공급기가 수평 B⁺공급 전압 VO으로 조절하는 주 전원 공급기(10)와 접속하여 사용될 때, 보조 공급 전압 V2의 부하 조절을 고유적으로 제공한다.

예로 3와트에서 예로 23와트까지 증가된 오디오 부하의 실예를 고려한다. 제2도에서의 대시 라인 파형은 상기와 같은 상태에 적용한다. 변화하지 않은 전압 VO를 조절된 B⁺로 유지하는 동안, 입력 공급기(130)로부터 부수적인 오디오 부하 전력을 제공하도록, 조절 제어 회로(29)는 제2c도의 순간 t2에서 SCR S1을 턴온한다. 입력 전류 i1는 트레이스이내의 긴 간격동안 경사지게 되며 아주높은 피크 크기 i_Lm2에 도달하고, SCR S1이 차단되고 다이오드 D1가 전류의 흐름을 수행할 때, 시간 t5에서 인덕터 L1내에 보다 많은 저장된 에너지를 나타낸다. 제2d도에 전류 i_D1의 점선의 파형으로 도시된 바와 같이, 시간 t5에서의 피크 다이오드 전류 i_Mb는 굵은선의 파형, 경미한 부하상태로 증가된다.

시간 t5에서, 제3도의 변압기 등가 전류가 될 때, 오디오 부하가 증가되기 때문에 변환된 보조 공급 전압 V1'은 크기가 감소되는 경향이 있다. B⁺공급 전압 VO와 대조를 이루어, 자화 전압 Vm은 주 전원 공급기(10)의 동작으로 안정되게 유지시키는 경향이 있다. 변환된 2차 누설 인덕턴스 1s 양단에 가해진 전압은 자화 전압 Vm 및 변환된 보조 공급 전압 V1'간의 전압차이며, 경미한 오디오 부하하에서 보다도 중오디오 부하하의 전압이 훨씬 크게 가하게 된다. 훨씬 크게 가해진 전압 때문에, 전류 i_L1'및 대응 전류 i_L2는 점선의 파형과 굵은선의 파형을 비교함으로서 제2f도에 도시된 바와 같이, 경미한 부하하에서 보다도 중부하 하에서의 비가 훨씬 크게 경사한다.

자화 전류 im는 전류 i_D1와 i_L1'의 합과 같기 때문에, 전류 i_L1'의 급승경사는 제2d도에 점선의 파형으로 도시된 바와 같이, 그것의 피크값 i_Mb으로부터 전류의 급하강 경사를 초래한다. 상기 전류는, 중부하 상태하에서, 보다 많은 얼라이어 시간, 시간 t6에서 제로에 도달한다.

시간 t6에서, 다이오드 D1는 저지되고, 전류 i_L1'및 i_L2는 다이오드 D2가 지지되는 시간에서, 시간 t6에서 시간 t10까지 하강 경사한다. 중부하 하에서, 전류 i_L2가 피크 크기 i_MS2를 훨씬 더 크게 경사하는 제2f도로부터 주목하고, 시간 t6후에, 변환된 보조 공급전압 V1'의 값과 자화 인덕턴스 Lm의 인덕턴스로 대부분 결정된 비율로 하강 경사한다. 변환된 2차 누설 인덕턴스 1s의 인덕턴스는 자화 인덕턴스 Lm'보다 훨씬 작으며, 전류 i_L1'및 i_L2가 강하 경사하는 비율상의 매우 작은 영향을 갖는다.

오디오 부하 Z_L내에 초래된 손실을 새로 보충하도록 보조 공급 캐패시터 C2에 전송된 에너지의 양은 제2f도의 곡선 하부의 영역으로 나타나게 된다. 중오디오 부하 위치를 나타내는, 전류 i_L2의 점선 파형 하부의 영역은 경부하 상태를 나타내는 굵은선의 파형 하부의 영역보다 훨씬 크다.

유사하게, 제2d도의 전류 i_D1의 파형 하부의 영역은 B⁺필터 캐패시터 CO에 복귀된 에너지를 나타낸다. 상기 에너지는 SCR S1이 차단될 때, 시간 t5에서의 인덕턴 L1내에 저장된 에너지로부터 얻게 된다. 중부하 이하에서, B⁺필터 캐패시터 CO에 공급된 에너지의 양은 경부하 이하에 공급된 에너지의 양보다 훨씬 작다.

시간 t5에서는 인덕터 L1내에 저장된 에너지는 보조 전원 공급기(40)내에 다이오드 D2가 저지되어진 시간 동안 인덕터로부터 완전히 이동된다. 인덕터 L1으로부터 이동된 에너지는 두 위치에 전한다. 에너지의 일부는 캐패시터가 다이오드 전류 i_D2에 의해 충전될 때 B⁺필터 캐패시터 CO에 전하고, 나머지 부분은 캐패시터가 전류 i_L2에 의해 충전될 때 보조 공급 캐패시터에 전한다.

제2d 및 제2f도의 점선 파형과 굵은선의 파형을 비교하면, 시간 t5에서의 인덕턴스 L1내에 저장된 에너지보다 많은 중부하에서는 B⁺필터 캐패시터 CO에 공급된 것보다 큰 중부하 손실을 보충하도록 보조 공급 캐패시터 C2에 전하는 것을 뜻한다. 경부하 하에서, 실은 역으로, 보다 많은 저장된 에너지 B⁺필터 캐패시터 CO에 공급되고, 보다 적게 저장된 에너지는 보조 공급 캐패시터 C2에 전한다.

보조 전원 공급기(40)내의 변압기 T2의 디자인 파라이터들은 예로 3와트의 극히 작은 오디오 부하로부터 예로 23와트의 중량 오디오 부하까지의 광범위한 오디오 부하에 걸쳐 잘 조절된 보조 공급 전압 V2를 자동적으로 유지하도록 그와 같이 한다. 제3도의 보조 전원 공급기의 변압기 등가회로내의 속성은 보조 공급 전압 V2내의 감소를 유도한 매우 작은 부하에 응답하여 보조 공급 전류 i_L2로 크게 증가한다. 예컨대, 경량 오디오 부하하에서, 보조 공급 전압 V2은 25볼트의 값과 같으며, 그런데, 중량 오디오 부하하에서, 전압 V2은 1볼트 또는 2볼트 내지 24 또는 23볼트의 레벨만큼한 감소한다.

오디오 부하의 양은 실제적으로 시간 t5에서 인덕터 L1내에 저장된 모든 에너지가 보조 공급 캐패시터 C2에 전하고 B⁺필터 캐패시터 CO에 전혀 공급되지 않는 점에 이를 때까지 증가된다. 상기 점에 이르게 될 때, 오디오 부하내의 어떤 또다른 증가는 캐패시터 C2에 전송된 보다 많은 에너지를 발생하지 않는다. 상기 상황하에서는, 보조 공급 전압 V2는 캐패시터에 공급된 에너지보다도 캐패시터 C2로부터 이동된 에너지만큼 신속하게 감소시킨다.

본 발명의 특성에 따라서, 보조 전원 공급기(40)로 공급되어 있는 에너지의 최대량은 SCR S1과 함께 회로내에 있는 플라이백 변압기 2차 권선 W2의 존재로 강하된다. SCR S1이 전도할 때, 입력 전류 i1는 인덕터 L2내에 흐른다. 상기 전류는 역시 권선 W2내에 흐를 필요성이 있다.

비경사진 압력 전류 i1는 시간 t5 이후에, 뒤따르는 전송용으로 인덕터 L1내에 에너지를 저장한다. 상기 에너지의 원은 입력 전압원(130)이며; 또다른 원은 조절된 B⁺공급 단자(18)로부터 1차 권선 W1에 순환하고 플라이백 변압기 T1의 크기를 걸쳐 2차 권선 W2으로 순환하는 순환에너지이다. 상기 순환에너지는 인덕터 L1에 보내게 된다.

인덕터 L1내에 저장된 에너지의 양은 입력원(130)으로만 공급되어 있는 에너지의 양보다 훨씬 크다. 안성마춤으로, 순환에너지로부터 구동된 인덕터 L1내에 훨씬 크게 저장된 에너지는 최대 오디오 부하를 지탱하는 것이 가능하다.

시간 t5에서 인덕터 L1내에 저장된 에너지의 양은 낮은 AC 메인 공급전압 및 플라이백 변압기 T1상의 광빔전류부하의 상태하에서 가장 적다. 상기와 같은 상태에 있어서, 중량 비디오 부하는 보조 전원 공급기(40)의 설계의 한계에 도달하거나 초과되는 경향이 있으며, 보조 공급 전압 V2를 발생하는 경향이 있고, 따라서 단자(50)에서의 오디오 B⁺공급 전압 V4를 보다 더 감소시키는 것이 바람직하다.

본 발명의 또다른 특징에 따라서, 제1도의 오디오 부하회로(46)에 동적으로 변하는 전력은 보조 전원 공급기(40)와 스위칭 전원 공급기 단(10)으로부터 공동으로 구동된다. 상기 결과를 성취하도록 수직선 B⁺공급전압 V3과 같은 플라이백 변압기 2차 공급전압은 전류 제한 레지스터(44)를 걸쳐 오디오 B⁺공급단자(50)에 연결된다. 레지스터(44)는 수직선 B⁺공급단자(49)와 오디오 B⁺공급단자(50)간에 연결된다.

결점이 생긴 바와 같이, 전류는 보조 공급단자(52)로부터 작은 값으로 된 전류 제한 레지스터(47)를 걸쳐 오디오 B⁺공급단자(50)에 공급되거나 또는 수직선 B⁺공급단자(49)로부터 작은 값으로 된 전류 제한 레지스터(44)를 걸치든 간에 오디오 B⁺공급단자(50)에 공급된다. 전류 제한 레지스터(47)는 전류 제한 레지스터(44)보다 암시적으로 가장 작게, 예컨대 5 내지 10배만큼 작게 만든다. 수직선 B⁺공급 전압 V3은 오디오 B⁺공급전압 V4의 값에 가까운 액면상의 값을 가지도록 설계된다. 보충전압으로서 수직선 B⁺공급전압을 선택하는 것은 오디오 B⁺공급전압과 거의 동일 전압 레벨의 고전원 공급원으로 있는 관점에서 장점이 있다.

오디오 부하회로(46)로서 거의 대부분 극단적인 부하하에서는, 부하 전류 및 전력은 대부분 보조 공급단자(52)로부터 가장 작은 값으로 된 레지스터(47)를 걸쳐 흐른다. 최대 또는 한계부하 상태에서, 보조 공급단자(52)에서 전압 V2이 암시적으로 감소하기 시작하는 경향이 있을 때, 수직선 B⁺공급단자(49)는 레지스터(44)를 걸쳐 부하 전류의 상당량을 공급한다. 따라서, 극단적인 오디오 부하 상태하에 있더라도, 오디오 B⁺공급 전압 V4는 이용가능한 부가적인 공급 전압원에 의해 레지스터(44)를 걸쳐 비교적 안정되게 유지된다.

제1도에 도시된 전압 V2, V3 및 V4에 대한 값은 23와트이 중량 오디오 부하가 적합하다. 부하 전류 및 전력의 거의 2/3는 보조 공급 권선 L2으로부터 단자(52)를 걸쳐 흐르고, 1/3은 플라이백 변압기 2차 권선 W4으로부터 단자(49)를 걸쳐 흐른다. 공급 단자(52 및 49)로부터 오디오 부하 회로(46)와 전력의 상대 상태는 레지스터(47 및 44)의 값을 조절함으로서 변하게 한다.

약 3와트의 경미한 오디오 부하에 대하여, 대체적인 전압값은 다음과 같다. 즉, 전압 V2=25.5V, 전압 V3=25V, 및 전압 V4=25.4V이다. 오디오 B⁺공급 전압 V4은 적은 양의 전류가 보조공급단자(52)로부터 오디오 B⁺공급 단자(50)를 걸쳐 수지 B⁺공급 단자(49)에 흐르는 것을 나타낸 수직 B⁺공급 전압 V3보다 약간 크다. 상기 상태에 있어서, 모든 오디오 부하 전력은 보조 전원 공급기(40)로 공급된다. 변압기 T2의 권수 또는 레지스터(47 및 44)의 값과 같은 보조 전원 공급기(40)의 파라이터들을 바꿈으로서, 오디오 B⁺공급 전압 V4는 경미한 오디오 부하에서 수직선 B⁺공급 전압 V3보다 경미하게 낮게 유지한다. 전력의 거의 100{%}는 보조 공급 단자(52)를 걸쳐 공급된다.

중량 오디오 부하때문에 수직선 B⁺공급단자(49)상의 증가된 부하는 수직선 B⁺필터 캐패시터(43) 양단에 AC 리플을 증가시키는 경향이 있다. 수직선 편향(45)내의 수직선 증폭기 음극성 피드백 회로는 수직 편향 증폭 및 래스터 고도의 바람직하지 않은 변조를 기피하도록 오디오 부하 유도 리플에 충분한 고속 응답을 할 수 없게 한다.

본 발명의 다른 상태에 따라서, 수직선 B⁺필터 캐패시터(43) 양단에 발생된 리플 전압은 수직 B⁺공급단자(49) 및 레지스터(16)의 와이퍼 암간에 직렬로 연결한 레지스터(13) 및 캐패시터(8)를 걸쳐 조절기 제어회로(29)에 AC 연결된다. 캐패시터(43) 양단의 AC 리플은 오디오 유도 리플에 상쇄하는 방향으로 조절된 B⁺전압 VO를 수정하는 방법으로 SCR S1의 턴-온 시간동안 변조시키는 피드백 전압 Vf의 성분에 기여한다. SCR S1의 수평비 스위칭은 수직선 B⁺공급 전압 V3내의 오디오 유도 리플에 대해 뒤따르고 보상하도록 전원 공급기 단(10)이 충분히 빠르게 된다.

Claims (25)

1. DC 입력 전압의 소스와, 에너지 저장 인덕턴스를 포함하는 텔레비젼 장치용 스위칭 전원 공급기에 있어서, 상기 DC 입력 전압(Vi)과 상기 인덕턴스(L1)에 연결되어 DC 공급 전압의 제1소스(Vo)를 발생하고 상기 인덕턴스(L1)에서 제1스위치된 파형 전압(V_L1)을 발생하는 제1스위칭 장치(SW1)를 동작시키는 제1스위칭 장치(SW1)와, DC 공급 전압의 제1소스(Vo)에 연결되어 동작되는 제1권선(W1)을 가지는 공급 변압기(T1)와, 제1권선(W1)에 연결되어 상기 제1스위치된 파형 전압(V_L1)으로 동기화된 제1권선(W1)에서 제2의 스위치된 파형 전압을 발생하도록 제1스위칭 장치(SW1)로 순간적으로 동작하는 제2스위칭 장치(SW2)와, 상기 인덕턴스(L1)에 연결되어 DC 공급 전압(Vo)의 제1소스와 에너지 저장 인덕턴스(L1) 사이를 순환하기 위해 에너지를 계산하는 자기 통로를 상기 공급 변압기(T1)를 통해 제공하는 제2권선(W2)과, 부하 회로(46)와, 에너지 저장 인덕턴스(L1)와 상기 부하 회로(46)에 자기적으로 연결되어 상기 부하 회로(46)에 적어도 한 부분의 순환 에너지를 전달하는 보조 권선(L2)을 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
2. 제1항에 있어서, 상기 공급 변압기(T1)의 공급 권선(W4)은 DC 공급 전압(V3)의 제2소스를 발생하는 정류기(42) 및 필터(43)단에 연결되며, 상기 제2DC공급 전압(V3)의 소스는 보충 에너지를 상기 순환 에너지의 부분에 전달하기 위해 부하 회로(46)에 연결되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
3. 제2항에 있어서, 보조 정류기(D2) 및 필터(C2)단은 상기 제3소스(40)를 통해 상기 순환 에너지를 부분을 전달하는 부하 회로(46)에 연결된 DC 공급 전압(V2)의 제3소스(40)를 발생하기 위해 보조 권선(L2)에 연결된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
4. 제1항 또는 제3항에 있어서, 상기 부하 회로는 동적으로 변화하는 오디오 회로(46)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
5. 제4항에 있어서, DC 공급 전압(V3)의 제2소스는 수직 편향 회로에 연결되어 그로부터 전원을 공급하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
6. 제5항에 있어서, 상기 제2 및 제3(40)의 DC 공급 전압(V2 및 V3)의 소스 각각은 많은 전력을 각각 작은 값의 레지스터(47,44)를 통해 오디오 회로(46)에 공급되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
7. 제1항에 있어서, 상기 제1스위칭 장치(SW1)는 상기 제1스위칭 장치(SW1)는 전도성일 때 제1스위칭 소자(S1)를 구비하며, DC 입력 전압(Vi)의 소스(31)와 에너지 저장 인덕턴스(L1)사이의 전류에 대한 통로를 제공하며, 비전도성일 때, 상기 인덕턴스(L2)로부터 DC 입력 전압(Vi)의 소스를 차단하며, 상기 제1스위칭 소자(S1)가 비전도성일 때 상기 인덕턴스(L1)의 전류를 흐르게 하는 제2스위칭 소자(D1)를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
8. 제7항에 있어서, 상기 제1스위칭 소자는 다이리스터(S1)를 구비하며 상기 제2스위칭 소자 다이오드(D1)를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
9. 제7항에 있어서, 상기 제2권선(W2)은 스위치된 파형 전압은 상기 제2권선 전압(Vs)의 극성으로 복귀시 전류 통로를 반전 바이어싱하기 위해 제1스위칭 소자(S1)의 주전류 통로에 인가되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
10. 제9항에 있어서, 상기 공급 전압기는 수평 플라이백 변압기(T1)를 구비하며 상기 제2스위칭 장치(SW2)는 수평 편향 트레이스 스위치(23)를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
11. 제7항에 있어서, 상기 부하 회로(46)를 상기 보조 권선에 연결되고 상기 제1스위칭 소자(SW1)가 비전도 상태일 때 전도 상태로 되는 제3의 스위칭 소자(D2)를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
12. 제11항에 있어서, 상기 제2스위칭 소자(D1)는 전도성일 때, 상기 인덕턴스(L1) 양단의 DC 공급 전압(Vo)의 제1소스에 연결되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
13. DC 입력 전압 소스와, 편향비 전압 소스와, 에너지 저장 인덕턴스와, 상기 DC 입력 전압 소스와 상기 인덕턴스에 연결된 주 전류 통로를 가지는 제어가능한 스위칭 소자를 구비하는 텔레비젼 장치용 스위칭 전원 공급기에 있어서, 상기 인덕턴스(L1)와 제1부하 회로(20)에 연결된 편향비 펄스 변압기(T1)와, 상기 제어가능한 스위칭 소자(S1)에 연결되어 2개의 소스로부터 제어가능한 양의 에너지를 상기 인덕턴스(L1)에 기억하기 위해 상기 편향비 전압의 제1극성 간격(트레이스 간격)내의 제어가능한 순간에서 전도 상태의 각 편향 싸이클로 주전류 통로를 스위칭하는 제어 회로(29)와, 상기 주전류 통로, 편향비 전압(Vs)의 소스(W2), 상기 인덕턴스(L1)에 연결되어 상기 편향비 전압(Vs)의 대응 극성 간격(리트레이스 간격)동안 비전도 상태로 상기 주전류 통로를 스위칭하는 제2스위칭 소자(D1)를 구비하며, 상기 인덕턴스(L1)에 기억된 에너지는 펄스 변압기(T1)를 통해, 상기 제1부하 회로(20)에 보존된 손실을 채우기 위해 다음 극성 간격동안 소모되며, 상기 에너지 저장 인덕턴스(L1)에 자기적으로 연결된 공급 권선(L2)과, 상기 공급 권선(L2) 및 제2부하 회로(46)에 연결되며, 상기 공급 권선(L2)을 통해, 상기 제2부하 회로(46)에 보존된 손실을 채우기 위해 상기 인덕턴스(L1)에 저장된 에너지를 더 소모하는 상기 편향 비 전압(Vs)의 대응 극성 간격동안 전도하기 위해 폴(polde)되어 있는 정류기 회로(D2,C2)를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
14. DC 입력 전압의 소스와, DC 입력 전압의 소스에 연결되어 제1 및 제2권선을 가지는 제1변압기를 구비하는 텔레비젼 장치용 스위칭 전원 공급기에 있어서, 상기 제1변압기(T2)에 연결되어 상기 제1(L1) 및 제2(L2)권선에 제1 및 제2스위치된 파형 전압을 발생하는 제1스위칭단(SW1)과, 상기 제1(L1) 및 제2(L2)권선에 각각 연결되어 각각 제1(Vo) 및 제2(V2)의 DC 공급 소스 전압을 발생하는 제1(Co) 및 제2(C2) 필터단과, 제1(W1) 및 제2(W4)권선을 가지는 제2변압기(T1)와, 상기 제2변압기(T1)의 제1권선(W1)과 제1DC 공급전압(Vo)에 연결되어 상기 제2변압기(T1)의 제1(W1) 및 제2(W4)의 권선에서 스위치된 파형 전압을 발생하도록 제2변압기(T1)를 에너지화하는 제2스위칭 단(SW2)과, 상기 제2변압기(T1)의 제2권선(W4)에 연결되어 제3의 DC 공급 소스 전압(V3)을 발생하는 제3의 필터 단(43)과, DC 공급 전압의 제3의 소스(V4)를 발생하기 위해 제2(V2) 및 제3의 DC 공급 전압(V3)을 조합하는 수단(44,47)과, 제4의 DC 공급 전압원(V4)에 의해 에너지화되고 상기 제2(V2) 및 제3(V3)의 DC 공급 전압원으로부터 조인트하게 유도된 전원에 의해 공급되며, 이에 따라서 과부하하에서 상기 제2(V2) 및 제3(V3)의 DC 공급 전압원은 실제로 상기 부하 회로(46)에 많은 전력을 공급하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
15. 제14항에 있어서, 상기 부하회로는 고전력 오디오 회로(46)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
16. 제15항에 있어서, 상기 DC 공급 전압(V3)의 제3의 소스는 수직 편향 회로에 연결되어 있으며 그로부터 전원을 공급하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
17. 제14항에 있어서, 상기 부하회로(46)에 공급되는 전원은 DC 공급 전압(V2)의 제2소스에 의해 주로 공급되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
18. 제14항에 있어서, 경부하 하에서 DC 공급 전압(V2)의 제2소스는 최소의 모든 전원에 실제 공급되며 상기 부하 회로(46)에 공급되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
19. 제14항에 있어서, 상기 제2의 변압기는 수평 플라이백 변압기(T1)를 포함하며 제2의 스위칭 단(SW2)은 수평 편향 회로(20)를 포함하며, DC 공급 전압(V3)의 제3의 소스에 의해 부하회로(46)에 공급된 전원은 상기 제2의 권선(W4)에 대한 플라이백 변압기(T1)의 제1권선(W1)으로부터 흐르며 제1의 변압기(T1)의 제2권선(L2)은 바이패스되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
20. 제19항에 있어서, 상기 플라이백 변압기(T1)는 제3의 권선(W2)을 포함하며 상기 제1의 스위칭 단은 상기 제1의 변압기(T2)의 제1권선(L1)과 플라이백 변압기(T1)의 제3의 권선(W2)에 직렬 배열되어 연결된 다이리스터(S1)를 포함하며 상기 제3의 권선(W2)에서 리트레이스 펄스 전압(Vs)은 다이리스터(S1) 턴오프에 대해 주전류 통로 다이리스터에 공급되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
21. 제20항에 있어서, 정류기(D1)는 상기 다이리스터(S1)가 턴오프될 때, 전류 전도하도록 상기 제1변압기(T2)의 상기 제1권선에 연결되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
22. 제14항에 있어서, 상기 조합 수단은 DC 공급 전압의 상기 제2(V2) 및 제3(V3)소스에 대해 제1단자(52 및 49)에 제각기 연결되고 DC 공급 전압의 상기 제4소스(V2)를 가진 접합 단자(50)에 대해 제2단자에 제각기 연결된 제1(47) 및 제2(44)의 작은 값의 레지스터를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
23. 제22항에 있어서, 상기 제1레지스터(47)는 전원이 DC 공급 전압의 상기 제2소스(V2)에 의해 상기 부하회로(46)에 공급되도록 상기 제2레지스터(44)보다 작은값인 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
24. 제23항에 있어서, 상기 부하회로는 고전력 오디오 회로(46)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.
25. 제24항에 있어서, DC 공급 전압의 상기 제3소스(V3)는 수직 편향 회로(45)에 연결되고, 그곳에 전력을 공급하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급기.

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