JP2781919B2

JP2781919B2 - テレビジョン装置の切換型電源

Info

Publication number: JP2781919B2
Application number: JP1122676A
Authority: JP
Inventors: ロドリゲス―カバゾスエンリケ
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1988-05-16
Filing date: 1989-05-15
Publication date: 1998-07-30
Anticipated expiration: 2013-07-30
Also published as: JPH0271686A; CN1037818A; FI93412B; CA1300743C; KR900019361A; US4829216A; EP0342503A3; FI892227A; FI892227A0; KR0137273B1; EP0342503A2; CN1018228B; FI93412C

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、テレビジョン装置の切換型電源に関する
ものである。

〔発明の背景〕

テレビジョン受像機においては、フライバック変圧器
からオーディオ負荷回路に供給される電力量は２つの要
因によって制限される。その要因の第１はオーディオ信
号により誘起される走査寸法の変調であり、２番目は水
平出力トランジスタのような偏向回路の半導体電力素子
の温度上昇である。これらの制限はテレビジョン受像機
がSCR調整器を使用する場合に特に厳しいものとなる。
これらの制限を克服する周知方法は、高価になるが、１
チャンネル当り約１ワット以上のオーディオ出力が要求
される場合には全く独立した電源を使用することであ
る。

〔発明の概要〕この発明の特徴は、現在の切換型電源内を循環するエ
ネルギから負荷回路へ電力を供給することができる電源
である。第１のスイッチがDC（直流）入力電圧源とエネ
ルギ蓄積インダクタンスに結合されていてDC供給電圧源
となる。この第１スイッチが動作すると上記インダクタ
ンス中に切換えられた（以下切換という）波形電圧が発
生する。電源変圧器の第１巻線がこのDC供給電圧源に結
合され、この電圧源から付勢される。第２のスイッチが
この第１巻線に結合されていて、第１のスイッチと同期
的に動作して変圧器の第２巻線中に、上記インダクタン
ス中の切換波形電圧と同期して切換波形電圧を発生させ
る。この第２巻線は上記インダクタンスに結合されて、
循環エネルギがDC供給電圧源とエネルギ蓄積インダクタ
ンスとの間を循環するための磁路を電源変圧器を介して
形成する。上記エネルギ蓄積インダクタンスと負荷回路
とに、補助巻線が磁気的に結合されていて循環エネルギ
の少なくとも一部を負荷回路に転送する。

この発明の別の特徴によれば、負荷回路のエネルギ供
給要求は２つの切換型電源段の間で分担される。第１の
切換段がDC入力電圧源と第１変圧器とに結合されて、そ
の変圧器の第１巻線と第２巻線中に第１と第２の切換波
形電圧を発生する。この第１と第２の巻線には第１と第
２のフィルタ段が結合され、第１と第２のDC供給電圧源
をそれぞれ形成する。第２の切換段は、第２変圧器の第
１巻線と第1DC供給電圧とに結合されて、第２変圧器の
巻線中に切換波形電圧を発生する。この第２変圧器の第
２巻線には第３のフィルタ段が結合されていて、第３の
DC供給電圧源を構成する。第２と第３のDC供給電圧源は
合成されて第４のDC供給電圧源を形成する。オーディオ
回路のような負荷回路は、第２および第３のDC供給電圧
源から共働的に抽出される電力からの第４の電源によっ
て付勢される。

〔実施例の説明〕

第１図にはこの発明による補助電源を含むテレビジョ
ン装置の調整切換型電源の一実施例構成が示されてい
る。

第１図において、テレビジョン装置の切換型電源段10
は、ブリッジ型全波整流器31の２つの入力端子36と37の
間に結合されたAC（交流）主電圧源30より成り出力端子
34と電流帰路端子35の間に未調整のDC入力電圧V_iを発生
するDC入力電圧源130を含んでいる。この電圧V_iはキャ
パシタ32によって濾波される。電流帰路端子35はホット
接地点として示されており、この点は感電に対してAC主
電源30から導電的に分離されていない。

未調整電圧V_iは、水平フライバック電源変圧器T1の巻
線W2を介して、切換段SW1の可制御サイリスタ切換素子S
CR S1のアノードに結合される。エネルギ蓄積インダク
タンスL1の一端はSCR S1のカソードに結合され、またそ
の他端は調整済みＢ＋供給端子18に結合されている。キ
ャパシタC0は端子18に発生するDC供給電圧VOの濾波作用
を行なう。切換段SW1のダイオードD1である第２の切換
素子は、そのカソードをSCR S1とインダクタンスL1の相
互接続点（端子14）に結合され、またアノードを電流帰
路端子35に接地されている。

DC供給電圧VOはフライバック変圧器T1の１次巻線W1に
供給されてそれを付勢する。水平偏向段20が１次巻線W1
に結合されていてその黒丸印を付けた端子に切換波形電
圧リトレースパルスV_P（第２図ａに示す）を発生させ
る。水平偏向回路20は水平発振器と駆動器21、リトレー
ス・キャパシタ25、水平偏向巻線26と成形キャパシタ27
の直列接続体、および水平出力トランジスタ23と並列ダ
ンパ・ダイオード24より成るトレース切換装置SW2を備
えている。駆動変成器22は、偏向段20内におけるホット
−コールド間電気的分離を行なう。

フライバック変圧器T1は２次巻線W3、W4、W5およびW6
を有し、これらはAC主電源30から導電的には分離されて
いる。巻線W3は高電圧巻線で、高電圧回路28を付勢して
端子Ｕにアルタ加速電位を発生させる。巻線W4の黒丸印
のない端子には整流器42が結合されていて、各偏向サイ
クルのトレース期間中端子49にDC供給電圧V3を発生し、
これはキャパシタ43で濾波される。電圧V3はテレビジョ
ン受像機の垂直偏向回路45のような負荷回路に給電す
る。２次巻線W4の黒丸印付き端子は大地基準電位６に結
合されており、この電位点は、感電対策用分離の点から
見れば、AC主電源30から導電的に分離されている。巻線
W5の黒丸印無しの端子には整流器39が結合されていて、
各偏向サイクルのトレース期間中導通して端子51にDC供
給電圧V5を生成する。この電圧はキャパシタ48で濾波さ
れる。電圧V5は、テレビジョン受像機中の、第１図に示
されていない、幾つかの集積回路に対する電源電圧とな
る。フライバック変圧器T1の、第１図には示されていな
い、他の巻線は、テレビジョン受像機中の種々の回路に
対する他の電源電圧および同期信号を供給する。

Ｂ＋供給電圧VOとフライバック変圧器から取出される
諸DC電圧を調整するために、調整器制御回路29にこの供
給電圧の変動を表わす帰還電圧V_fが供給される。帰還電
圧V_fは、端子51とコールド大地基準電位６の間に結合さ
れた、抵抗15、16および17から成る分圧器の一部をなす
可変抵抗16の可動アームに、発生する。

調整器制御回路29はゲート・パルスを発生し、それを
ホット−コールド間分離バリヤとしても働く結合変圧器
53を介してSCR S1に供給する。トレース切換装置SW2の
動作に、SCR S1とダイオードD13の切換動作を同期させ
るために、フライバック変圧器巻線W6から調整器制御回
路29にリトレース・パルス電圧を供給する。

動作時、調整器制御回路29は、第２の実線波形の水平
偏向期間t1〜t8のトーレス期間内における制御可能な時
点t3に、SCR S1をターンオンする。SCR S1が導通する
と、端子14のカソード電圧は、入力電圧V_iと第２図ａの
フライバック２次巻線電圧vsの正のトレース電圧vt（一
定値V_Tを有するものとして理想化されている）の代数和
に等しくなる。調整器のインダクタンスL1の両端間に発
生した第２図ｂに示した電圧V_L1は、端子14の電圧と調
整済みＢ＋供給端子18に生じた電圧VOとの間の差に等し
くなる。時点t3から時点t4付近のトレース期間の終点ま
で、電圧V_L1は正で比較的一定のレベルV_Bを持ってい
る。電圧V_L1はインダクタンスL1中に上向きのランプ電
流i_L1を生成し、この電流は出力端子34から第２図ｃに
示す入力電流i1として流出する。時点t4に近いリトレー
スの開始点付近で、この入力電流i1、従ってインダクタ
ンスL1中の電流i_L1はピーク値I_LM1に到達する。

リトレース期間中、フライバック巻線W2中の電圧vs
は、ACの零に対してピーク値がV_Pの負方向パルス電圧vr
である。時点t4に近いリトレースの開始点からリトレー
ス期間内の時点t5まで、インダクタンスL1の電圧v_L1の
波形は下降方向のリトレース・パルス電圧vrに追随す
る。t4〜t5の期間中、入力電流i1は増加が止まり、リト
レース・パルス電圧vrの影響を受けて電圧V_L1の極性が
反転するにつれて、僅かに減少し始める。

時点t5の近くで、電圧V_L1は負の値−V_Aまで減少す
る。この値は調整済みＢ＋電圧VOとダイオード電圧降下
値1Vbeとの和の大きさに等しい。端子14すなわちSCR S1
とダイオードD1の接続点における電圧は大地電位のすぐ
下であるから、ダイオードを導通させてインダクタンス
L1中に電流を流す。第２図ｄのダイオード電流i_D1によ
って示されるように、時点t5でダイオードD1が導通する
ことによってSCR S1のカソードはほゞ大地電位にクラン
プされる。しかしそのアノード電圧は負のリトレース・
パルス電圧vrの影響の下に減少し続ける。SCR S1は、第
２図ｃに示されるように時点t5の近くで入力電流i1が零
になることによって、そのアノード−カソード間主電流
路が逆バイアスされるために、この時点t5の近くで急速
に非導通となる。

ダイオードD1が導通していることによって、電圧V_L1
は、調整済みＢ＋供給電圧レベルVOとダイオードD1の順
方向電圧降下1Vdeの和に等しい大きさを持つ負の電圧に
クランプされる。インダクタンスL1中の電流i_L1は、第
２図ｄのダイオード電流i_D1で示される下向きのランプ
電流波形である。時点t7の付近で、インダクタンスL1中
の電流は零まで減少し、ダイオードD1は電流が逆方向に
流れようとするにつれて逆バイアスされる。時点t7から
次の偏向サイクルのトレース期間中のある制御可能の時
点に調整器制御回路29がSCR S1をゲートして導通させる
まで、インダクタンスL1中には電流が流れない。

負荷とAC電源線電圧の変動に対抗するように、Ｂ＋供
給電圧とフライバック変圧器T1の出力電圧を調整するた
めに、調整器制御回路29はフィードバック電圧V_fに従っ
て、SCR S1のターンオン時点をトレース期間内で変化さ
せる。

次に第１図の主電源10内のエネルギ転送と電力の流れ
について説明する。期間t1〜t3とt5〜t8の間は、SCR S1
は非導通であり、供給端子34から入力電流i1は流れな
い。これらの期間中は、入力電圧源130からのエネルギ
の転送は無い。

SCR S1がターンオンされる時点t3から時点t4付近のト
レース期間の終了点まで、端子34からフライバック変圧
器巻線W2、SCR S1およびインダクタンスL1を通して調整
済みＢ＋供給端子18に、上向きランプ電流i1が流れる。
この期間中、入力電圧源130によって、エネルギが供給
されてインダクタンスL1中に蓄えられる。リトレースの
開始点に近い短期間t4〜t5内に、エネルギは減少する電
流i_L1によってインダクタンスL1から除かれる。

トレース期間の初期に、フライバック変成器の１次巻
線W1中の電流i_pが負のとき、その１次巻線W1から水平Ｂ
＋フィルタ・キャパシタC0中へエネルギが流入する。期
間t3〜t4中、インダクタンス電流i_L1は１次巻線電流i_P
に反映して、Ｂ＋フィルタ・キャパシタC0からエネルギ
が流出する。

時点t1〜t4のトレース期間中、トレース切換器SW2に
よって調整済みＢ＋電圧VOが、フライバック変圧器１次
巻線W1にその黒丸印付き端子に対し無印端子が正になる
ように、印加される。印加された電圧VOは、時点t1とt3
間の電流i_paとして第２図ｅに示されるように、１次巻
線電流i_pに上向きランプ磁化電流成分を生成する。時点
t3の後でSCR S1が導通状態になると、巻線W1とW2は密な
変圧器結合をしているため、２次巻線W2中を流れる電流
i1が１次巻線電流に或る別の成分を加える。第２図のｃ
とｅに示されるように、SCR S1が導通している時点t3〜
t5の期間中は、電流i1は変圧器T1の巻回比Ns:Npに従っ
てステップ・ダウンされる。従って、１次巻線電流i_pの
部分i_pbは磁化電流成分と、入力電流i1によって生成さ
れる変圧器結合電流成分との双方を含んでいる。第２図
ｅには、フライバック変圧器トレース整流電源で発生し
た１次巻線電流の成分は図示されていない。

トレース期間の前半部の間１次巻線電流i_pが負で１次
巻線W1の無印端子が正のとき、エネルギは１次巻線W1か
らＢ＋供給端子18に流出してフィルタキャパシタC0に蓄
積される。トレース期間のそれより後の期間にこの１次
巻線の無印端子における１次巻線電流i_pと電圧が共に正
のときに、エネルギはＢ＋供給端子18から１次巻線W1中
へ流れ込む。このエネルギの一部は振幅が増大する磁化
電流の形でフライバック変圧器中に蓄積される。

時点t4とt8間のリトレース期間中には、この１次巻線
電流は一般に第２図ｅに示すような共振電流i_pcであ
る。リトレースの開始点におけるピークの大きさI_M1は
そのリトレース終点のピークの大きさI_M2よりも大き
く、フライバック変圧器を介して、主として高圧回路28
であるリトレース駆動負荷回路へエネルギの正味転送が
行なわれることを示している。

フライバック変圧器の２次巻線W2はSCR S1と直列に結
合されているので、SCR S1が入力電流i1を導通している
トレース期間内のt3〜t4期間中、この２次巻線W2はエネ
ルギ源として作用する。第２図ａとｃから判るように、
正の電流i1は、トレース期間中無印端子に対して負の電
圧である２次巻線W2の黒丸印付き端子に、流入する。そ
れでエネルギはインダクタンスL1とＢ＋供給端子18に向
って流出する。

２次巻線W2の流出エネルギは、Ｂ＋供給端子18から１
次巻線W1中へ流入するエネルギからフライバック変圧器
T1の磁気結合を介して供給される。こうして、電力供給
段10中では、フライバック変圧器の磁気結合を介し、ま
たSCR S1とインダクタンスL1を通る電流路を介して１次
巻線W1と２次巻線W2間の閉ループ内を循環する循環エネ
ルギが生成される。リトレースの開始点に近い短い期間
t4〜t5の間、第２図ａの電圧vrが正のときエネルギは２
次巻線W2から端子18へ向って流出し、電圧vrが負のとき
インダクタンスL1から巻線W2に流入する。

この発明の一つの面として、１次巻線W1と２次巻線W2
の間を循環するエネルギは、第１図のオーディオ回路46
のようなテレビジョン受像機の負荷回路に大きな電力を
供給する補助電源40として利用することができる。この
発明の上記の形を実現するには、補助巻線L2をインダク
タンスL1と共通の磁心上に巻いてインダクタンスL1と磁
気的に結合させて補助電源変圧器T2を形成するようにす
る。この変圧器はまた感電防止用分離装置としても作用
する。

巻線L1とL2の巻回極性が第１図に示す通りであれば、
巻線L2の無印端子は分離された大地基準電位点６に結合
され、黒丸印付き端子は整流器D2のアノードに結合され
る。フィルタ・キャパシタC2は整流器D2のカソードに補
助電源端子52を介して結合される。電源端子52は比較的
小さな電流制限抵抗47を介してオーディオＢ＋供給端子
50に結合される。オーディオＢ＋供給端子50にはフィル
タ・キャパシタ41が結合されている。

動作時、各偏向サイクル内でSCR S1が導通状態のと
き、第２図のt3〜t5期間中、巻線L1の黒丸印付き端子は
無印端子に対して負で、第２図ｇに示すように巻線L2の
黒丸印付き端子に−V_B′レベルの負電圧V_L2を生成す
る。リトレースの開始点に近いt4〜t5期間中、電圧V_L1
の変圧された電圧であるV_L2の波形は、第２図ａの電圧v
rの極性を反転したものとなる。

時点t5の後で、リトレース・パルス電圧vrは、SCR S1
の導通を遮断し、巻線L1中の電流はダイオードD1に流れ
る。ダイオードD1によって調整済みＢ＋供給電圧VOが巻
線L1の両端間に印加され、この電圧VOは時点t5の後の変
圧器作用によって第２図ｇに示す如く振幅V_A′の正の電
圧v_L2を発生する。ダイオードD2は順バイアスされてフ
ィルタ・キャパシタC2を充電し、電圧レベルV_A′から1V
beを差引いたレベルに等しい補助DC電源電圧V2を端子52
に生成する。

次に、第３図の電気的等価回路を参照しつゝ補助電源
40の動作を説明する。第３図において、理想的変圧器T
2′は第１図の巻線L1に相当し同巻線と同じ巻線数N1を
有する１次巻線W_L1を持っている。変圧器T2′は、巻線L
2に相当しこれと同巻回数N2の２次巻線W_L2を持ってい
る。インダクタンスl_pは第１図の変圧器T2の１次漏洩イ
ンダクタンスに相当し、インダクタンスl_sは１次側に反
映した変圧器T2の２次漏洩インダクタンスに対応し、イ
ンダクタンスL_mは変圧器T2の分路または磁化インダクタ
ンスに対応している。第１図のダイオードD2は、第３図
では１次側に変換され、かつ２次漏洩インダクタンスl_s
と直列に配置されている。第１図のダイオードD1は、第
３図では１次漏洩インダクタンスl_pと直列になってい
る。一般化したインピーダンスZ_Lは第１図の端子52に結
合されたオーディオ負荷に対応している。

第１図の電流i_L2は、第３図では理想的変圧器の２次
巻線W_L2を流れるように示されている。この電圧は、理
想的変圧器の１次巻線W_L1と２次漏洩インダクタンスl_s
を流れる１次巻線電流ｉ′_L1に変圧器変換される。第１
図のダイオード電流i_D1は、第３図では１次漏洩インダ
クタスl_pを流れるように示されている。磁化電流i_mは、
第３図の変圧器等価回路中では、磁化インダクタンスL_m
を流れかつダイオード電流i_D1と２次巻線電流i_L2の変換
された成分ｉ′_L1との代数和に等しいものとして規定さ
れている。

第３図の変圧器等価回路は、第２図の時点t5で、リト
レース・パルス電圧vrによってSCR S1が遮断されダイオ
ードD1が電流導通にあづかるときに、成立する。すなわ
ち、第２図ｄの時点t5に、第３図の電流i_D1は、最大値I
_Maでありこの値はSCR S1が遮断される瞬間の電流の大き
さに等しい。２次巻線電流i_L2とその反映電流ｉ′
_L1は、時点t5以前にはダイオードD2が非導通状態にある
ため共に零である。

時点t5で、ダイオードD1が導通すると、キャパシタC0
に生じた電圧VOはＴ形インピーダンス（l_p、L_m、l_s）を
介して第３図の巻線W_L1に印加されて、巻線W_L1の両端間
に電圧V1′を発生する。極性は黒丸印付きの巻線端子の
方が正である。時点t5にダイオードD1が導通することに
よって、キャパシタC0の両端間に生じた電圧VOは直列結
合されたインダクタンスl_pとL_mの両端間に印加される。

磁化インダクタンスL_mは１次漏洩インダクタンスl_pよ
り非常に大きいから、この磁化インダクタンスの両端間
に生ずる電圧V_mは殆んど電圧VOに等しい。オーディオ負
荷Z_Lの負荷作用のために、補助電源電圧V2と、従って変
換された補助電源電圧V1′は電圧V_mよりも遥かに小さ
い。変換された電流ｉ′_L1は、時点t5に、順バイアスさ
れたダイオードD2と、変換された２次漏洩インダクタン
スl_sと磁化インダクタンスL_mとを介して、流れ始める。
第２図ｆに示されるように、この変換された電流i
_L1は、電圧V_mと電圧V1′間の差に従っておよび変換され
た２次漏洩インダクタンスl_sの値に従って決まる勾配を
もって、時点t5に上昇（ランプアップ）し始める。第２
図ｆの電流ｉ′_L1が上昇するにつれて、第２図ｄの電流
i_D1は、この両電流の和が磁化電流i_mと等しい状態で、
下降（ランプダウン）する。

時点t7に、第３図のダイオードD1の電流は傾斜下降
（ランプダウン）して零になりこのダイオードは逆バイ
アスされた状態になり、電圧VOと１次漏洩インダクタン
スl_pを回路の残部から切離す。時点t7後に、変換された
補助電源電圧V1′は、磁化インダクタンスL_mと変換され
た２次漏洩インダクタンスl_sの直列接続体の両端間に印
加される。巻線W_L1中の電流ｉ′_L1はそのピーク値から
零に向って傾斜下降し始め、第２図ｆの時点t9で零にな
り、この時ダイオードD2は非導通状態になる。変換され
た電流ｉ′_L1が流れるt5〜t9の期間中、キャパシタC2は
２次巻線電流i_L2により充電されて、オーディオ負荷Z_L
に供給して失った電荷を補充する。

この発明の一特徴によれば、補助電源40は、これを水
平Ｂ＋供給電圧VOを調整する主電源10と共に使用する
と、独自に補助電源電圧V2の負荷調整を行なう。

一例として、オーディオ負荷がたとえば３ワックスか
ら23ワットに増大した場合を考えよう。第２図の破線波
形がその様な場合に相当する。調整されたＢ＋電圧VOを
変化しないように保ちながら入力電源130から付加的な
オーディオ負荷電力を供給するために、調整器制御回路
29は第２図ｃの早い時点t2でSCR S1をターンオンする。
入力電流i1はトレース期間内でより長い期間上昇（ラン
プアップ）してより高いピーク値i_Lm2に到達する。これ
は、SCR S1が遮断されてダイオードD1に電流が流れる時
点t5に、インダクタL1中により多量のエネルギが蓄えら
れたことを示している。第２図ｄの破線波形電流i_D1に
示されるように、時点t5におけるピーク・ダイオード電
流i_Mbは軽い負荷状態を表わす実線波形よりも上方に増
大している。

第３図の変圧器等価回路が形成される時点t5におい
て、変換された補助電源電圧V1′はオーディオ負荷の増
大のために大きさを低下させられようとする。これと対
照的に、Ｂ＋供給電圧VOと、従って磁化電圧V_mは主電源
10の作用によって調整された状態を維持しようとする。
変換された２次漏洩インダクタンスl_sの両端間にかかる
電圧は、磁化電圧V_mと変換された補助電源電圧V1′との
間の電圧差に等しく、オーディオ負荷が軽い場合よりも
重い場合の方が大きい。この大きな印加電圧のために、
電流ｉ′_L1とこれに対応する電流i_L2は、第２図ｆの破
線波形と実線波形とを比較すれば判るように軽い負荷の
場合におけるよりも重い負荷の場合の方がより大きな率
で上昇（ランプアップ）する。

磁化電流i_mは電流i_D1とi_L1の和に等しいから、電流
ｉ′_L1のこの急速な上昇によって電流i_D1はそのピーク
値i_Mbから急速に下降することになる。これは第２図ｄ
に破線波形で示されている。この電流は重い負荷状態で
はより早い時点すなわち時点t6で零になる。

時点t6で、ダイオードD1は非導通となって電流ｉ′_L1
とi_L2はこの時点t6からダイオードD2が非導通になる時
点t10まで、その傾斜下降（ダウンランプ）が始まる。
第２図ｆを見れば、重い負荷状態では、電流i_L2はより
一層大きなピーク値I_MS2に上昇（ランプアンプ）し、時
点t6後は変換された補助電源電圧V1′と磁化インダクタ
ンスL_mのインダクタンスとの値によって主として決定さ
れる率で下降することが判る。変換された２次漏洩イン
ダクタンスl_sのインダクタンスは磁化インダクタンスL_m
よりも非常に小さいものであり、電流ｉ′_L1とi_L2の下
降率に殆んど影響を与えない。

オーディオ負荷Z_L中で生じた損失を補充するために補
助電源キャパシタC2に転送されるエネルギの量は第２図
ｆの曲線i_L2の下側の面積で表わされる。重いオーディ
オ負荷状態を表わす電流i_L2の破線波形の下側の面積
は、軽い負荷状態を表わす実線波形の下側の面積よりも
大きい。

同じ様に、第２図ｄの電流i_D1の波形の下側の面積は
Ｂ＋フィルタ・キャパシタC0に戻るエネルギを表わして
いる。このエネルギは、SCR S1が遮断状態になる時点t5
にインダクタL1中に蓄えられていたエネルギから得られ
る。重負荷のときには、フィルタ・キャパシタC0に供給
されるエネルギの量は軽負荷時に供給されるエネルギ量
よりも少ない。

時点t5にインダクタL1中に蓄積されているエネルギ
は、補助電源40内のダイオードD2が非導通になる時点ま
でにこのインダクタから完全に取出される。インダクタ
L1から取出されたそのエネルギは２つの場所へ行く。そ
のエネルギの一部は、Ｂ＋フィルタ・キャパシタC0がダ
イオード電流i_D1で充電されるときそのキャパシタCDへ
移り、残部のエネルギは補助電源キャパシタC2が電流i
_L2で充電されるときそのキャパシタC2に供給される。

第２図ｄとｆの破線波形を実線波形と比較して見る
と、重い負荷のときには時点t5にインダクタンスL1に蓄
えられていたエネルギのより大きな部分が、Ｂ＋フィル
タ・キャパシタC0に供給されるよりも重負荷による損失
分を補充するために補助電源キャパシタC2に供給される
ことが判る。負荷が軽い場合には、その逆で、蓄積され
ていたエネルギの過半がＢ＋フィルタ・キャパシタC0に
供給され補助電源キャパシタC2に供給される分は少な
い。

補助電源40内の変圧器T2の設計パラメータは、たとえ
ば３ワットという最小オーディオ負荷からたとえば23ワ
ットの重いオーディオ負荷までの広いオーディオ負荷範
囲に亘って、自動的に補助電源電圧V2がうまく調整され
た状態に保たれるようなものである。第３図の補助電源
40の変圧器等価回路に固有の点は、負荷によってもたら
される補助電源電圧V2の非常に小さな減少に応じて補助
電源電流i_L2が大きく増加することである。たとえば、
オーディオ負荷が軽い場合には補助電源電圧V2の値は25
ボルトに等しいが、重いオーディオ負荷の場合にはこの
電圧V2は僅か１ボルト或いは２ボルト低下して24ボルト
または23ボルトのレベルになるに過ぎない。

オーディオ負荷の大きさは、時点t5にインダクタンス
L1が蓄積したいた全エネルギが事実上すべて補助キャパ
シタC2に移りＢ＋フィルタ・キャパシタC0には全く供給
されない状態に到達する点まで、増加することができ
る。この点に到達すると、それ以上オーディオ負荷を増
加させても、より多くのエネルギがキャパシタC2に転送
されることは無くなる。その様な状態では、キャパシタ
C2からはそこに供給されるエネルギよりも多量のエネル
ギが取去られるので、補助電源電圧V2は急速に減少す
る。

この発明の一特徴に従えば、補助電源40によって供給
できる最大エネルギ量は、フライバック変圧器の２次巻
線W2がSCR S1と同一回路中に存在することによって増強
される。SCR S1が導通しているときは入力電流i1はイン
ダクタL2を流れる。この電流はまた巻線W2中にも流れる
ことが必要である。

傾斜上昇する入力電流ilは、インダクタL1中にエネル
ギを蓄えて、時点t5後に引続いて行われる転送に備え
る。このエネルギの供給源は入力電圧源130であり、他
の供給源は、調整済みＢ＋供給端子18から１次巻線W1
へ、およびフライバック変圧器T1の磁気的結合を介して
２次巻線W2へと循環する循環エネルギである。この循環
エネルギは、次にインタクタL1に進む。

インダクタL1中に蓄積されるエネルギの量は入力電源
130だけによってそれに供給されるエネルギの量よりも
大きい。上記の循環エネルギから取出されるこのインダ
クタL1中の大きな蓄積エネルギは、より大きな最大オー
ディオ負荷を支えることができるようにする利点があ
る。

時点t5でインダクタL1中に蓄えられているエネルギの
量は、AC主電源電圧が低くかつフライバック変圧器T1に
かかるビーム電流負荷が小さい場合に最小である。その
様な場合には、重いオーディオ負荷が補助電源40の設計
上の限界に達したりそれを超えようとすると、補助電源
電圧V2と、従って端子50におけるオーディオＢ＋電源電
圧V4を、必要以上に減少させるようになる。

この発明の更に別の特徴によれば、第１図のダイナミ
ックに変化するオーディオ負荷回路46に対する電力は、
補助電源40と切換型電源段10とから共同供給することが
できる。これを可能とするために、垂直Ｂ＋供給電圧V3
のようなフライバック変圧器の２次供給電圧を、電流制
限抵抗44を介してオーディオＢ＋電源端子50に供給して
いる。抵抗44は垂直Ｂ＋供給端子49とオーディオＢ＋供
給端子50の間に結合されている。

必要に応じて、電流は、補助電源端子52から小さな抵
抗値をもつ電流制限抵抗47を介して、或いは垂直Ｂ＋供
給端子49から小さな抵抗値の電流制限抵抗44を介して、
オーディオＢ＋供給端子50に供給される。電流制限抵抗
47は、電流制限抵抗44よりも充分に小さく、たとえば抵
抗44の５分の１乃至10分の１である。垂直Ｂ＋供給電圧
V3はオーディオＢ＋供給電圧V4の値に近い公称値となる
ように設計される。補助電圧としてこの垂直Ｂ＋供給電
圧を選択することは、このオーディオＢ＋供給電圧と大
体同じ電圧レベルの高圧電力電源であるという観点から
見て有利なことである。

最大過度の負荷状態を除いてオーディオ負荷回路46に
よるすべての負荷状態において、負荷電流と電力は主と
して補助電源端子52から小さな値の抵抗47を介して流れ
る。最大のまたは限界負荷条件において、補助電源端子
52の電圧V2が目立って減少し始めようとするとき、垂直
Ｂ＋供給端子49は抵抗44を介して負荷電流の大部分を供
給する。従って、過大なオーディオ負荷状態下において
も、オーディオＢ＋供給電圧V4は、抵抗44を介して利用
できる付加供給電圧源によって比較的安定に維持され
る。

第１図に示された電圧V2、V3およびV4の値は23ワット
という重いオーディオ負荷に対するものである。負荷電
流と電力の約３分の２には補助供給巻線L2から端子52を
介して、またその３分の１はフライバック変圧器の２次
巻線W4から端子49を介して、流れる。供給端子52と49か
らオーディオ負荷回路46に対して供給する電力の相対的
負担率は抵抗47と44の値を調整することによって変える
ことができる。

オーディオ負荷が３ワット前後の軽負荷の場合の諸電
圧の概略値は、たとえば、V2＝25.5V、V3＝25V、V4＝2
5.4Vである。オーディオＢ＋供給電圧V4は垂直Ｂ＋供給
電圧V3よりも僅かに大きく、僅かな電流が補助電源端子
52からオーディオＢ＋供給端子50を介して垂直Ｂ＋供給
端子49へ流れていることを示す。この場合すべてのオー
ディオ負荷電力は補助電源40から供給される。補助電源
40の諸パラメータ、たとえば変圧器T2の巻回比や抵抗47
と44の抵抗値など、を変えることによって、軽いオーデ
ィオ負荷時に、オーディオＢ＋供給電圧V4は垂直Ｂ＋供
給電圧V3より僅かに低い値に保たれる。電力のほぼ100
％近くがなお補助電源端子52を介して供給される。

重いオーディオ負荷がかって垂直Ｂ＋供給端子49にお
ける負荷が増大すると、垂直Ｂ＋フィルタ・キャパシタ
43の両端間のACリップルが増加する傾向にある。垂直偏
向回路45内の垂直増幅器の負帰還回路は、オーディオ負
荷によって誘起されるリップルに対して充分速く応答す
ることができず、垂直偏向振幅およびラスタ高さの不所
望な変調を除くことができない。

この発明のまた別の特徴として、垂直Ｂ＋フィルタ・
キャパシタ43の端子間に生ずるリップル電圧は、垂直Ｂ
＋供給端子49と抵抗16の可動アームとの間に直列接続さ
れた抵抗13とキャパシタ８を介して、調整器制御回路29
にAC結合される。キャパシタ43の端子間のACリップル
は、帰還電圧V_fの一成分となり、このオーディオで誘起
されたリップルを除去する向きに調整されたＢ＋電圧VO
を変化させるようにSCR S1のターンオン時点を変調す
る。SCR S1の水平周波数の切換作用は充分に速く、電源
段10が垂直Ｂ＋供給電圧V3中のオーディオ誘起リップル
に追随してこれを補償することができるようにする。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明による補助電源を具えた、テレビジョ
ン装置用の調整された切換型電源の一例を示す図、第２
図ａ〜ｇは第１図の回路の動作を説明するに有用な各部
の波形図、第３図は第１図に示す一例補助電源の、変圧
器等価回路図である。 30……AC主電圧源、31……DC入力電圧源（全波整流
器）、SW1……第１の切換装置、L1……エネルギ蓄積イ
ンダクタンス、V_i……直流入力電圧、VO……第１の直流
供給電圧源、V_L1……第１の切換済み波形電圧、T1……
電源変圧器、SW2……第２の切換装置、W1……電源変圧
器の第１の巻線、W2……電源変圧器の第２の巻線、46…
…負荷回路、L2……補助巻線、20……第１の負荷回路、
29……制御回路、S1……制御可能な切換素子、D1……第
２の切換素子、V_s……偏向周波数電圧、D2、C2……整流
回路、46……第２の負荷回路。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流入力電圧の電圧源と、エネルギ蓄積イ
ンダクタンスと、上記直流入力電圧と上記インダクタン
スとに結合されて第１の直流供給電圧源を生成する第１
の切換装置であって上記インダクタンス中に第１の切換
波形電圧を発生する装置と、上記第１の直流供給電圧源
に結合されそれによって付勢される第１の巻線を有する
電源変圧器と、上記第１の巻線に結合され上記第１の切
換装置と同期して動作し第１の切換波形電圧と同期した
第２の切換波形電圧を上記第１の巻線中に発生させる第
２の切換装置と、上記インダクタンスに結合されていて
上記電源変圧器を介して、上記第１の直流供給電圧源と
上記エネルギ蓄積インダクタンスの間で循環するように
エネルギを循環させる磁路を形成する上記電源変圧器の
第２の巻線と、負荷回路と、上記エネルギ蓄積インダク
タンスに磁気的に結合されると共に上記負荷回路に結合
され上記循環エネルギの少なくとも一部分を上記負荷回
路に転送する補助巻線と、を具備して成るテレビジョン
装置の切換型電源。
【請求項２】直流入力電圧の電圧源と、偏向周波数電圧
の電圧源と、エネルギ蓄積インダクタンスと、上記直流
入力電圧の電圧源と上記インダクタンスとに結合された
主電流路を有する制御可能な切換素子と、上記インダク
タンスと第１の負荷回路とに結合された偏向周波数パル
ス変圧器と、上記制御可能な切換素子に結合されている
各偏向サイクルのうち上記偏向周波数電圧が第１の極性
を呈する期間内の制御可能なある時点に上記主電流路を
導通状態に切換えて両電源から上記インダクタンス中に
制御可能な量のエネルギを蓄積するための制御回路と、
上記主電流路と上記偏向周波数電圧の電圧源と上記イン
ダクタンスとに結合されていて上記偏向周波数電圧が上
記と逆の極性を呈する期間中上記主電流路を非導通状態
に切換える第２の切換素子とを有し、上記インダクタン
ス中に蓄積されていたエネルギはこの逆極性の期間中、
上記第１の負荷回路中で生じた損失を補充するように上
記パルス変圧器を介して放出されるものであり、更に、上記エネルギ蓄積インダクタンスに磁気的に結合
された供給巻線と、上記供給巻線と第２の負荷回路とに
結合され、上記偏向周波数電圧の上記逆極性期間中導通
するような極性を有し上記インダクタンス中に蓄積され
ていたエネルギを更に放出して上記第２の負荷回路中で
生じた損失を上記供給巻線を介して補充する整流回路
と、を具備て成るテレビジョン装置の切換型電源。
【請求項３】直流入力電圧の電圧源と、第１の第２の巻
線を有する第１の変圧器とを具え、特徴として更に、上記第１の変圧器に結合されていて上
記第１と第２の巻線中に第１と第２の切換波形電圧を発
生させる第１の切換段と、上記第１と第２の巻線にそれ
ぞれ結合され第１の直流供給電圧源と第２の直流供給電
圧源とを生成する第１と第２のフィルタ段と、第１と第
２の巻線を有する第２の変圧器と、上記第２の変圧器の
第１の巻線と上記第１の直流供給電圧源とに結合され上
記第２の変圧器を付勢してその第１と第２の巻線に切換
波形電圧を発生させる第２の切換段と、上記第２の変圧
器の上記第２の巻線に結合され第３の直流供給電圧源を
生成する第３のフィルタ段と、上記第２と第３の直流供
給電圧源を合成して第４の直流供給電圧源を発生させる
手段と、上記の第４の直流供給電圧源によって付勢され
上記第２と第３の直流供給電圧源から共働的に引出され
る電力の供給を受け、しかも重負荷状態においてはその
電力の大部分を上記第２と第３の直流供給電圧源から供
給されるダイナミック変動負荷回路と、を具備して成る
テレビジョン装置の切換型電源。