DE60036140T2 - Mehrspurige integrierte Spiralinduktivität - Google Patents

Mehrspurige integrierte Spiralinduktivität Download PDF

Info

Publication number
DE60036140T2
DE60036140T2 DE60036140T DE60036140T DE60036140T2 DE 60036140 T2 DE60036140 T2 DE 60036140T2 DE 60036140 T DE60036140 T DE 60036140T DE 60036140 T DE60036140 T DE 60036140T DE 60036140 T2 DE60036140 T2 DE 60036140T2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
frequency
signal
circuit
filter
receiver
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE60036140T
Other languages
English (en)
Other versions
DE60036140D1 (de
Inventor
James Y. C. Chang
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Broadcom Corp
Original Assignee
Broadcom Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=27494147&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=DE60036140(T2) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Priority claimed from US09/439,101 external-priority patent/US7092043B2/en
Application filed by Broadcom Corp filed Critical Broadcom Corp
Application granted granted Critical
Publication of DE60036140D1 publication Critical patent/DE60036140D1/de
Publication of DE60036140T2 publication Critical patent/DE60036140T2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L23/00—Details of semiconductor or other solid state devices
    • H01L23/48—Arrangements for conducting electric current to or from the solid state body in operation, e.g. leads, terminal arrangements ; Selection of materials therefor
    • H01L23/50—Arrangements for conducting electric current to or from the solid state body in operation, e.g. leads, terminal arrangements ; Selection of materials therefor for integrated circuit devices, e.g. power bus, number of leads
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F17/00—Fixed inductances of the signal type 
    • H01F17/0006—Printed inductances
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L23/00—Details of semiconductor or other solid state devices
    • H01L23/52—Arrangements for conducting electric current within the device in operation from one component to another, i.e. interconnections, e.g. wires, lead frames
    • H01L23/522—Arrangements for conducting electric current within the device in operation from one component to another, i.e. interconnections, e.g. wires, lead frames including external interconnections consisting of a multilayer structure of conductive and insulating layers inseparably formed on the semiconductor body
    • H01L23/5227—Inductive arrangements or effects of, or between, wiring layers
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L23/00—Details of semiconductor or other solid state devices
    • H01L23/58—Structural electrical arrangements for semiconductor devices not otherwise provided for, e.g. in combination with batteries
    • H01L23/60—Protection against electrostatic charges or discharges, e.g. Faraday shields
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
    • H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
    • H01L27/0203—Particular design considerations for integrated circuits
    • H01L27/0248—Particular design considerations for integrated circuits for electrical or thermal protection, e.g. electrostatic discharge [ESD] protection
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
    • H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
    • H01L27/0203—Particular design considerations for integrated circuits
    • H01L27/0248—Particular design considerations for integrated circuits for electrical or thermal protection, e.g. electrostatic discharge [ESD] protection
    • H01L27/0251—Particular design considerations for integrated circuits for electrical or thermal protection, e.g. electrostatic discharge [ESD] protection for MOS devices
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
    • H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
    • H01L27/04—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body
    • H01L27/08—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including only semiconductor components of a single kind
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
    • H03B5/1212—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1228—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more field effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
    • H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
    • H03B5/1243—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising voltage variable capacitance diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
    • H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
    • H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/364—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising field effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/18—Modifications of frequency-changers for eliminating image frequencies
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
    • H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
    • H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
    • H03G1/0029—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier using FETs
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
    • H03H11/1291—Current or voltage controlled filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J1/00—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general
    • H03J1/0008—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general using a central processing unit, e.g. a microprocessor
    • H03J1/0058—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general using a central processing unit, e.g. a microprocessor provided with channel identification means
    • H03J1/0066—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general using a central processing unit, e.g. a microprocessor provided with channel identification means with means for analysing the received signal strength
    • H03J1/0075—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general using a central processing unit, e.g. a microprocessor provided with channel identification means with means for analysing the received signal strength where the receiving frequencies of the stations are stored in a permanent memory, e.g. ROM
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J3/00—Continuous tuning
    • H03J3/02—Details
    • H03J3/04—Arrangements for compensating for variations of physical values, e.g. temperature
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J3/00—Continuous tuning
    • H03J3/02—Details
    • H03J3/06—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges
    • H03J3/08—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges by varying a second parameter simultaneously with the tuning, e.g. coupling bandpass filter
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J3/00—Continuous tuning
    • H03J3/02—Details
    • H03J3/16—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability
    • H03J3/18—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability by discharge tube or semiconductor device simulating variable reactance
    • H03J3/185—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability by discharge tube or semiconductor device simulating variable reactance with varactors, i.e. voltage variable reactive diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop
    • H03L7/10—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/22—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using more than one loop
    • H03L7/23—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using more than one loop with pulse counters or frequency dividers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
    • H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F17/00—Fixed inductances of the signal type 
    • H01F17/0006—Printed inductances
    • H01F17/0013—Printed inductances with stacked layers
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F17/00—Fixed inductances of the signal type 
    • H01F17/0006—Printed inductances
    • H01F2017/0053—Printed inductances with means to reduce eddy currents
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F21/00—Variable inductances or transformers of the signal type
    • H01F21/12—Variable inductances or transformers of the signal type discontinuously variable, e.g. tapped
    • H01F2021/125—Printed variable inductor with taps, e.g. for VCO
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/0001—Technical content checked by a classifier
    • H01L2924/0002—Not covered by any one of groups H01L24/00, H01L24/00 and H01L2224/00
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/30—Technical effects
    • H01L2924/301—Electrical effects
    • H01L2924/3011—Impedance
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J2200/00—Indexing scheme relating to tuning resonant circuits and selecting resonant circuits
    • H03J2200/10—Tuning of a resonator by means of digitally controlled capacitor bank

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Coils Or Transformers For Communication (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Funkempfänger bzw. Tuner werden häufig für Anwendungen eingesetzt, die den Empfang von elektromagnetischer Energie erfordern. Zu den Anwendungen können Rundfunkempfänger wie Radio- und Fernsehgeräte, Set-Top-Boxen für Kabelfernsehen, Empfänger in LANs, Prüf- und Messausrüstung, Radarempfänger, Empfänger für die Luftraumüberwachung und Mikrowellen-Kommunikationsverbindungen gehören. Die Übertragung der elektromagnetischen Energie kann über eine Übertragungsleitung oder elektromagnetische Funkwellen erfolgen.
  • Die Konstruktion eines Empfängers gehört zu den komplexesten Konstruktionsaufgaben in der Elektrotechnik. Nach dem heutigen Stand der Technik müssen beim Erzeugen eines funktionsfähigen Funkempfängers zahlreiche Konstruktionskriterien berücksichtigt werden. Zum Erreichen eines bestimmten Ziels werden vielfach Kompromisse bei der Leistung der Konstruktion eingegangen. Bei der Konstruktion des Empfängers müssen zahlreiche Leistungsmerkmale berücksichtigt werden.
  • Bestimmte Leistungsmerkmale sind jedoch allen Empfängern gemein. Zwei dieser Parameter sind Verzerrung und Rauschen. Der Prozess des Erfassens des Signals erzeugt eine Verzerrung, die bei der Konstruktion des Funkempfängers berücksichtigt werden muss. Die Verzerrung muss ausgefiltert oder unterdrückt werden. Wenn ein Funksignal erfasst wird, muss das Rauschen im Umfeld des empfangenen Signals im Empfänger berücksichtigt werden. Funksignale sind oft äußerst schwach und bei Rauschen in der Schaltung kann das Signal trotz eines befriedigenden Empfangs in diesem Grundrauschen leicht verloren gehen. Der heutige Stand der Technik in der Empfängerkonstruktion zielt oft darauf ab, diese Empfängerbeschränkungen auf kostengünstige Weise zu beseitigen.
  • In einem integrierten Funkempfänger wird typischerweise eine ESD-Entladungsschaltung zum Schutz der integrierten Schaltung vor statischen Entladungen eingesetzt. Funksignale in einem Empfänger weisen bevorzugt eine niedrige Amplitude und eine hohe Frequenz auf und sind daher anfällig für Verzerrung durch kapazitive Last bei Standardverfahren zur ESD-Steuerung. Daher ist die Bereitstellung eines Systems zum ESD-Schutz wünschenswert, das den Empfang von Signalen mit hoher Frequenz und niedriger Amplitude nicht beeinflusst.
  • Induktoren werden in einem Empfänger eingesetzt, um eine Frequenzselektion bereitzustellen, die das Unterdrücken von Verzerrung und Störungen unterstützt. Die Integration von Induktoren auf einem Halbleitersubstrat ist nicht einfach. Spiralinduktoren weisen typischerweise einen niedrigen Q auf, der keine ausreichende Selektion bereitstellt; dies erfordert eine Fertigung von Filtern losgelöst vom Substrat der integrierten Schaltung.
  • WO-A-00/03538 beschreibt abstimmbare Schaltungen mit geringerer Verzerrung, höherem Q und verbesserter Filtercharakteristik, um Tuner mit geringerer Verzerrung, verbesserter Spiegelselektion, Nachbarkanalunterdruckung und einer niedrigeren Rauschzahl zu ermöglichen. Hierzu schlägt das Dokument WO-A-00/03538 einen Tuner vor, der ein abstimmbares Bandpassfilter auf einem Substrat mit einem Passband aufweist, das eine Resonanzfrequenz entsprechend einem Abstimmsteuersignal aufweist. Gemäß Dokument WO-A-00/03538 wird ein abstimmbarer Oszillator auf dem Substrat bereitgestellt, der ein steuerbares Frequenzsignal entsprechend einem Frequenzsteuersignal erzeugt. Ferner wird ein Mischer auf dem Substrat bereitgestellt, der mit dem abstimmbaren Bandpassfilter zum Empfang von Signalen im Passband gekoppelt ist und mit dem abstimmbaren Oszillator zum Empfang von steuerbaren Frequenzsignalen gekoppelt ist. Das abstimmbare Bandpassfilter des Dokuments WO-A-00/03538 umfasst eine Resonanzschaltung umfassend eine Vielzahl von Kondensatoren, gebildet aus leitenden Schichten und dielektrischen Schichten auf dem Substrat; und eine Vielzahl von Schaltern gebildet aus Schichten von Materialien auf dem Substrat, wobei die Schalter selektiv durch Betätigung eines Schaltarms entsprechend dem Abstimmsteuersignal geöffnet und geschlossen werden. Dadurch koppelt die Vielzahl von Schaltern selektiv die entsprechende Vielzahl von Kondensatoren mit einer leitenden Verbindung auf dem Substrat.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Daher wird ein integriertes Filter nach Anspruch 1 bereitgestellt. Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
  • BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Diese und weitere Merkmale und Vorzüge der vorliegenden Erfindung sind aus der folgenden detaillierten Beschreibung anhand der beigefügten Zeichnungen besser nachzuvollziehen, wobei
  • 1 eine Darstellung eines Teils der Over-the-Air-Rundfunkspektrumszuweisungen in den USA ist;
  • 2 eine Darstellung des Frequenzspektrums von harmonischen Verzerrungsprodukten ist;
  • 3 eine Darstellung eines Spektrums von geradzahligen und ungeradzahligen Intermodulationsverzerrungsprodukten ist;
  • 4 eine Darstellung der Störung auf IF-Frequenz von einem auf der Spiegelfrequenz vorhandenen Signal ist;
  • 5 eine Darstellung eines typischen Doppelüberlagerungsempfängers mit einer Aufwärtskonvertierung und einer nachfolgenden Abwärtskonvertierung ist;
  • FIGUREN ZUM OSZILLATOR
  • 6 ist ein halbschematisches, vereinfachtes Zeitablaufdiagramm von Differentialsignalen, umfassend eine Gleichtaktkomponente, die ggf. durch einen Differentialkristalloszillator gemäß der Erfindung erzeugt werden;
  • 7 ist ein halbschematisches Blockdiagramm eines Differentialkristalloszillators, umfassend einen Quarzkristallresonator und eine Oszillatorschaltung, differential gekoppelt mit einem Linearpufferverstärker gemäß der Erfindung;
  • 8 ist eine vereinfachte Schemadarstellung von Differentialsignalen am Ausgang eines Kristallresonators;
  • 9 ist ein vereinfachtes Schemadiagramm einer Quarzkristallresonator-Äquivalenzschaltung;
  • 10 ist eine vereinfachte grafische Darstellung einer Kurve von Impedanz und Frequenz für einen Kristallresonator, der in Resonanznähe arbeitet;
  • 11 ist eine vereinfachte grafische Darstellung einer Kurve von Phase und Frequenz für einen Kristallresonator, der in Resonanznähe arbeitet;
  • 12 ist ein vereinfachtes Schemadiagramm der Differentialoszillatorschaltung von 7;
  • 13 ist ein vereinfachtes, halbschematisches Blockdiagramm einer Periodensignal-Erzeugungsschaltung, umfassend einen Kristalloszillator mit symmetrischen Differentialausgängen zur Ansteuerung von kaskadenförmig angeordneten linearen und nichtlinearen Pufferstufen;
  • 14 ist ein vereinfachtes Schemadiagramm eines Differentialfaltkaskaden-Linearverstärkers, geeignet zur Verwendung in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung;
  • 15 ist ein vereinfachtes, halbschematisches Diagramm eines nichtlinearen Differentialpufferverstärkers, geeignet zur Verwendung als Taktpuffer gemäß der Erfindung;
  • 16 ist eine halbschematische Darstellung einer alternativen Ausführungsform der Differentialoszillator-Ansteuerschaltung;
  • 17 ist ein Blockdiagramm eines Differentialkristalloszillators als Referenzsignalerzeuger in einem Phasenregelkreis; und
  • 18 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines beispielhaften Frequenzgenerators, der die Schaltung zum Erzeugen von differentialen, periodischen Signalen umfassen kann.
  • FIGUREN ZUR GROB/FEIN-PLL-ABSTIMMUNG
  • 19 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der in den Ausführungsformen der Erfindung verwendeten beispielhaften Frequenzkonvertierungen für die Empfängerabstimmung;
  • 20 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Tuners, ausgelegt zum Empfangen einer Bandbreite von 50 bis 860 MHz, umfassend eine Vielzahl von Kanälen;
  • 21 ist eine beispielhafte Tabelle von Frequenzen unter Verwendung von Grob- und Fein-PLL-Abstimmung zum Ableiten einer 44-MHz-IF;
  • 22 ist eine Darstellung einer alternativen Ausführungsform des Grob- und Fein-PLL-Abstimmverfahrens zum Erzeugen einer beispielhaften endgültigen IF von 36 MHz;
  • 23 ist ein Blockdiagramm einer Blindkomponente, verwendet zum Modellieren einer betriebsfähigen Komponente auf einem IC-Chip;
  • FIGUREN ZUR FILTERABSTIMMUNG
  • 24a ist ein Blockdiagramm eines Abstimmprozesses, 24b ist ein Ablaufdiagramm des Abstimmprozesses und 24c ist eine beispielhafte Darstellung des Abstimmprozesses;
  • 25 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Abstimmschaltung;
  • 26 stellt die Beziehung zwischen Amplitude und Phase in einem LC-Filter bei Resonanz dar;
  • 27 ist ein Schemadiagramm, das die Konfiguration von schaltbaren Kondensatoren in einer Ausführungsform zur Differentialsignalübertragung, umfassend eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, zeigt.
  • FIGUREN ZUM INTEGRIERTEN MEHRBAHN-SPIRALINDUKTOR
  • 28a ist eine Draufsicht des Mehrbahn-Spiralinduktors, geeignet zur Integration in eine integrierte Schaltung, die beispielsweise durch einen CMOS-Prozess erzeugt wird und in einer Ausführungsform der Erfindung ausgeführt wird.
  • 28b–g stellen mehrere planare Vorrichtungen dar, umfassend Induktor- und Transformatorkonfigurationen, geeignet zur Aufnahme mehrerer Bahnen in der Konstruktion.
  • 28h ist eine Darstellung einer zweiten Ausführungsform eines Induktors mit einer Wicklung, umfassend fünf Bahnen pro Schicht;
  • 28i stellt die Anordnung der Bahnen in einer geschichteten Struktur dar;
  • 28j ist eine Darstellung einer Ausführungsform, die eine unterhalb eines Induktors angeordnete Abschirmung verwendet;
  • 28k ist eine Darstellung einer gemusterten Abschirmung 2864, die unterhalb eines Mehrbahn-Induktors eingesetzt wird;
  • 29 ist eine Darstellung der Auswirkung einer Abnahme von "Q" auf die Selektion einer abgestimmten Schaltung;
  • 30 ist eine Darstellung einer typischen Filterreihe, die in Ausführungsformen der Erfindung zum Filtern von I- und Q-IF-Signalen verwendet wird;
  • 31 ist ein Diagramm einer Steilheitsstufe mit einer LC-Last;
  • 32 zeigt eine Steilheitsstufe mit einer LC-Last und Q-Optimierung;
  • FIGUREN ZUM INDUKTOR-Q-TEMPERATURAUSGLEICH
  • 33 zeigt ein Verfahren zum Abstimmen des Induktor-Q entsprechend der Temperatur;
  • FIGUREN ZUM KOMMUNIKATIONSEMPFÄNGER
  • 34 ist ein Blockdiagramm eines Kommunikationsnetzes, das einen Empfänger gemäß einer der beispielhaften Ausführungsformen der Erfindung verwendet;
  • FIGUREN ZUM PROGRAMMIERBAREN DÄMPFER UND LNA AM EMPFÄNGEREINGANG
  • 35 ist eine Darstellung der Ein- und Ausgangssignale des integrierten, schalterlosen, programmierbaren Dämpfers und rauscharmen Verstärkers;
  • 36 ist ein Funktionsblockdiagramm der integrierten, schalterlosen, programmierbaren Dämpfer- und rauscharmen Verstärkerschaltung;
  • 37 ist ein vereinfachtes Diagramm, das die Verbindung von mehreren Dämpferabschnitten mit dem Ausgang des integrierten, schalterlosen, programmierbaren Dämpfers und rauscharmen Verstärkers zeigt;
  • 38 ist eine Darstellung einer beispielhaften Ausführungsform, die zeigt, wie der Dämpfer von der Schaltung entfernt werden kann, so dass nur LNAs angeschlossen sind;
  • 39 ist eine Dämpferschaltung zum Erreichen einer Dämpfung von ein dB pro Schritt;
  • 40 ist eine beispielhafte Ausführungsform eines Dämpfers zum Erreichen einer höheren Auflösung der in 5 gezeigten Dämpfung;
  • 41 ist eine Darstellung der Bauweise von Reihen- und Parallelwiderständen in der Dämpferschaltung des integrierten, schalterlosen, programmierbaren Dämpfers und rauscharmen Verstärkers;
  • 42 ist eine Darstellung einer bevorzugten Ausführungsform zum Einschalten von Stromschwänzen der Differentialverstärker;
  • 43 ist eine Darstellung einer Ausführungsform, die zeigt, wie die einzelnen Steuersignale zum Einschalten einzelner Differentialpaarverstärker aus einem Steuersignal erzeugt werden;
  • 44a und 44b sind Darstellungen einer Ausführungsform einer Komparatorschaltung zum Aktivieren der einzelnen LNA-Verstärkerstufen;
  • FIGUREN ZUR LOKALOSZILLATORERZEUGUNG
  • 45 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der beispielhaften Erzeugung der in den Ausführungsformen der Erfindung verwendeten Lokaloszillatorsignale.
  • FIGUREN ZUR SCHMALBAND-VCO-ABSTIMMUNG
  • 46 ist ein Schema eines PLL, bei dem der VCO durch eine Ausführungsform einer VCO-Abstimmsteuerschaltung gesteuert wird;
  • 47 ist ein Prozessablaufdiagramm zur Darstellung des Prozesses zum Abstimmen des VCO mit einer Ausführungsform einer VCO-Steuerschaltung;
  • FIGUREN ZUM EMPFÄNGER
  • 48 ist ein Blockdiagramm der ersten beispielhaften Ausführungsform der Erfindung;
  • 49 ist eine Darstellung der in den beispielhaften Ausführungsformen der Erfindung verwendeten Frequenzplanung;
  • 50 ist ein Blockdiagramm, das zeigt, wie die Spiegelfrequenzunterdrückung in einem I/Q-Mischer erreicht wird.
  • 51 ist ein Blockdiagramm der zweiten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 52 ist ein Blockdiagramm der dritten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 53 ist ein Blockdiagramm eines Kabelfernsehtuners, der die Architektur eines vollintegrierten Tuners umfasst; und
  • FIGUR ZUR AUSFÜHRUNGSFORM FÜR KABELTELEFONIE
  • 54 ist ein Blockdiagramm einer Niederspannungsausführungsform des Empfängers, der zum Empfang von Kabeltelefoniesignalen konfiguriert wurde.
  • FIGUREN ZU AUSFÜHRUNGSFORMEN DES EMPFÄNGERS MIT ELEKTRONISCHEN SCHALTUNGEN
  • 55 ist ein Blockdiagramm einer Set-Top-Box, welche die Empfängerausführungsformen umfasst;
  • 56 ist ein Blockdiagramm eines Fernsehgeräts, das die Empfängerausführungsformen umfasst;
  • 57 ist ein Blockdiagramm eines Videorekorders, der die Empfängerausführungsformen umfasst;
  • 58 ist ein Blockdiagramm eines Kabelmodems, das den integrierten, schalterlosen, programmierbaren Dämpfer und rauscharmen Verstärker umfasst;
  • FIGUREN ZUM ESD-SCHUTZ
  • 59 ist eine Darstellung des Layouts eines typischen Die einer integrierten Schaltung;
  • 60 stellt eine Ausführungsform der Erfindung dar, die Pad-Ring-Leistungs- und Pad-Ring-Masseleitungen verwendet;
  • 61 ist eine Darstellung der Verbindung einer Reihe von Potentialbereichen mit einer Pad-Ring-Leistungsstruktur;
  • 62 ist eine Darstellung einer Ausführungsform unter Verwendung eines ESD-Masserings;
  • 63 ist eine Darstellung der Auswirkung von Störschaltungselementen auf ein RF-Eingangssignal;
  • 64 stellt einen Nebensprech-Kopplungsmechanismus dar;
  • 65 ist eine Darstellung einer zwischen einer Verbindung mit einem Bonding-Pad und Stromversorgungsspuren angeordneten ESD-Vorrichtung;
  • 66 ist eine Darstellung der Fremdkapazität in einer typischen Bonding-Pad-Anordnung in einer integrierten Schaltung;
  • 67 ist eine Darstellung einer Ausführungsform einer Bonding-Pad-Anordnung, die darauf abzielt, Fremdkapazitäten zu reduzieren;
  • 68 stellt einen Querschnitt der Bonding-Pad-Struktur von 67 dar;
  • 69a–e stellen verschiedene ESD-Schutzschemata nach dem Stand der Technik dar, um eine integrierte Schaltung vor ESD-Entladungen durch Aufbau von Ladung auf einem Die-Pad zu schützen;
  • 70 stellt ein Konzept für den Pad-Schutz während eines ESD-Ereignisses dar;
  • 71 ist ein Schema einer für Rauschen nicht anfälligen Schaltung, die einen ggNMOS'Cgd und eine Gate-Spannungserhöhungsstruktur zum Auslösen des ESD-Schutzes verwendet;
  • 72 ist ein Schema einer alternativen Ausführungsform unter Verwendung der Gate-Spannungserhöhungsstruktur und einer Kaskodenkonfiguration; und
  • 73 ist ein Schema einer Ausführungsform, die keine störungsfreie Stromversorgung erfordert.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • 1 ist eine Darstellung eines Teils der Funkfrequenzspektrum-Zuweisungen durch die FCC. Die Übertragung über ein bestimmtes Medium erfolgt auf einer beliebigen eines definierten Bereichs von Frequenzen, die für die Übertragung über ein Medium geeignet sind. Ein Satz von für die Übertragung über ein Medium verfügbaren Frequenzen wird in Frequenzbänder 102 unterteilt. Frequenzbänder sind typischerweise Zuweisungen von Frequenzen für bestimmte Übertragungsarten. Beispielsweise werden FM-Rundfunkübertragungen, wobei FM ein Modulationstyp ist, im Frequenzband von 88 MHz bis 108 MHz 104 übertragen. Der Amplitudenmodulation (AM), ein weiterer Modulationstyp, ist das Frequenzband von 540 kHz bis 1.600 kHz 106 zugewiesen. Das Frequenzband für eine Übertragungsart wird typischerweise in eine Anzahl von Kanälen unterteilt. Ein Kanal 112 stellt eine komfortable Möglichkeit dar, sich auf einen einer einzelnen Rundfunkstation zugewiesenen Bereich von Frequenzen zu beziehen. Ein auf einem bestimmten Kanal sendender Sender kann eines oder mehrere Funkfrequenz-(RF-)Signale in diesem Band übertragen, um die Informationen einer Sendung zu übermitteln. Somit können mehrere Frequenzen zur Übertragung in einem bestimmten Band zum Übermitteln von Informationen von einem Sender zu einem Rundfunkempfänger verwendet werden. Beispielsweise sendet ein Fernsehsenderkanal sein(e) Audiosignal(e) 108 auf einem frequenzmodulierten (FM-)Trägersignal auf dem definierten Kanal. Ein Fernsehbild (P) 110 ist eine separate Signalsendung mit einer Art von Amplitudenmodulation (AM) mit der Bezeichnung Restseitenband-(RSB-)Modulation und wird auf diesem Kanal übertragen.
  • In 1 werden Kanalzuweisungen für ein Fernsehsendeband zur Darstellung der Positionen einer Bild- und einer Tonträgerfrequenz auf einem Kanal gezeigt. Jeder Kanal 112 für das Fernsehen weist eine zugewiesene feste Bandbreite von 6 MHz auf. Dem Bildträger 110 und dem Tonträger 108 wird eine feste Position zueinander im 6-MHz-Band zugewiesen. Diese Positionierung erfolgt nicht zufällig. Bild- und Tonträger erfordern einen definierten Bereich von Frequenzen bzw. eine Bandbreite (BW), um die gewünschten Informationen angemessen übertragen zu können. Somit beträgt eine Kanalbreite feste 6 MHz, die Position von Bild- und Tonträger ist in diesem 6-MHz-Band fest und jedem Träger ist eine bestimmte Bandbreite zum Übertragen seines Signals zugewiesen.
  • In 1 ist dargestellt, das zwischen den Kanälen 114 und ebenfalls zwischen den Trägersignalen 116 Abstände sind. Zwischen den Trägern und zwischen den Kanälen müssen Abstände mit nicht verwendeten Frequenzen gelassen werden, um Störungen zwischen Kanälen und zwischen Trägern auf einem bestimmten Kanal zu vermeiden. Diese Störungen treten vor allem in der Empfängerschaltung auf, die zum Empfangen dieser Funkfrequenzsignale, Konvertieren dieser in eine verwendbare Frequenz und anschließendem Demodulieren dieser verwendet wird.
  • Die Bereitstellung eines Signalabstands ermöglicht die praxisnahe Konstruktion und Ausführung eines Empfängers, ohne unrealistische Anforderungen an die Komponenten im Empfänger zu stellen. Die Abstände unterstützen das Vermeiden von Schwankungen der Übertragungsfrequenz oder Unselektivitäten, d. h. unerwünschte Nebenprodukte der Übertragung, um keine Störungen und Signalbeeinträchtigungen im Empfänger zu verursachen. Die Signalabstände ermöglichen ebenfalls geringere Konstruktionsanforderungen an frequenzselektive Schaltungen im Empfänger, so dass der Empfänger wirtschaftlich und dennoch mit zufriedenstellender Leistung hergestellt werden kann. Diese Spektrumszuweisungen und Abstände wurden vor allem festgelegt, als der Stand der Technik in der Empfängerkonstruktion aus relativ weit voneinander entfernt angeordneten diskreten Komponenten auf einer Leiterplatte bestand. Der zunehmende Trend zur Miniaturisierung stellte neue Anforderungen an die früheren Hypothesen. Der Stand der Technik in der Konstruktion von integrierten Empfängerschaltungen ist so weit fortgeschritten, dass eine zufriedenstellende Leistung vor dem Hintergrund der vorhandenen Spektrumszuweisungen und der kompakten Anordnung von Schaltungskomponenten in der integrierten Schaltung erreicht werden muss. Neue Wege zur Anwendung vorhandener Technologie und neue Technologe werden kontinuierlich angewendet, um einen miniaturisierten integrierten Empfänger zu entwickeln, der eine zufriedenstellende Leistung bereitstellt. Selektion ist ein Hauptkriterium für die Empfängerleistung. Eine Konstruktion mit ausreichender Selektion beinhaltet nicht nur das Unterdrücken anderer Kanäle, sondern auch das Unterdrücken von Verzerrungsprodukten, die im Empfänger erzeugt werden oder Bestandteil des empfangenen Signals sind. Eine Konstruktion zur Minimierung oder Unterdrückung von Unselektivität ist nach dem Stand der Technik für die Empfängerkonstruktion ein Hauptziel.
  • 2 ist eine Darstellung der harmonischen Verzerrungsprodukte. Übertragene Störsignale und in einem Empfänger erzeugte Störsignale bestehen meist aus durch eine Frequenz- und Intermodulationsverzerrung, erzeugt durch die Wechselwirkung von mehreren Frequenzen, erzeugte Harmonische. Störsignale auf anderen Frequenzen als der gewünschten sind auf die inhärenten nichtlinearen Eigenschaften in den verwendeten Schaltungskomponenten zurückzuführen. Diese Linearitätsfehler können nicht unterdrückt werden, aber durch sorgfältige Konstruktion kann die Schaltung so konstruiert werden, dass sie auf eine im Wesentlichen lineare Weise funktioniert.
  • Wenn eine als Grundfrequenz 202 bezeichnete Einzelfrequenz erzeugt wird, werden mit dieser Grundfrequenz stets unerwünschte Störsignale 204 erzeugt. Die als ein Ergebnis der Erzeugung einer Einzelfrequenz (f) 202 erzeugten Störsignale werden als Harmonische 204 bezeichnet und treten bei ganzzahligen Vielfachen der Grundfrequenz (2f, 3f, ...) auf. Die Signalstärke oder Amplitude dieser Harmonischen nimmt mit zunehmender Harmonischenfrequenz ab. Glücklicherweise haben diese Verzerrungsprodukte einen Abstand von einer oder mehreren Oktaven zum erwünschten Signal und sie können normalerweise zufriedenstellend mit einem Tiefpassfilter ausgefiltert werden, das alle Frequenzen oberhalb einer definierten Grenzfrequenz sperrt. Wenn allerdings der Empfänger ein Breitbandempfänger oder ein Empfänger mit einer Bandbreite von mehreren Oktaven ist, liegen diese Harmonischen innerhalb der Bandbreite des Empfängers und sie können nicht mit einem Tiefpassfilter ausgefiltert werden, ohne dass ebenfalls einige der erwünschten Signale ausgefiltert werden. In diesem Fall müssen andere Fachleuten bekannte Verfahren, etwa ein Reduzieren der erzeugten Verzerrungsprodukte, zum Unterdrücken dieser Verzerrung verwendet werden.
  • Funksignale existieren nicht isoliert. Das Funkfrequenzspektrum ist durch viele Kanäle in einem bestimmten Band zur Übertragung auf unterschiedlichen Frequenzen belegt. Wenn für eine Funkschaltung zwei oder mehr Frequenzen bereitgestellt werden, interagieren bzw. intermodulieren diese Frequenzen, um Verzerrungsprodukte zu erzeugen, die an definierten Frequenzstellen auftreten.
  • 3 ist eine Darstellung von Intermodulationsverzerrungsprodukten. Wenn zwei oder mehr Frequenzen vorhanden sind, interagieren diese und erzeugen zusätzliche Störsignale, die unerwünscht sind. 3 stellt eine durch die Wechselwirkung von zwei Signalen, f1 302 und f2 304, erzeugte Unselektivität dar. Diese spezielle Art der Verzerrung wird als Intermodulationsverzerrung (IMD) bezeichnet. Diesen Intermodulationsverzerrungsprodukten 306 werden Ordnungen zugewiesen wie abgebildet. Beim Klassifizieren der Verzerrung werden die IM-Produkte in zwei Familien unterteilt: geradzahlige und ungeradzahlige IM-Produkte. Geradzahlige Produkte sind in 3 dargestellt.
  • In einem Schmalbandsystem können geradzahlige IM-Produkte wie Harmonische problemlos ausgefiltert werden, da sie in einem großen Abstand zu den zwei Originalfrequenz auftreten. Die ungeradzahligen IM-Produkte 306 treten in einem geringen Abstand zu den zwei Originalfrequenzen 302, 304 auf. In einem Empfänger wären diese Frequenzen zwei empfangene Signale oder ein empfangener Kanal und ein Lokaloszillator. Diese Produkte sind schwer zu entfernen. Die kubischen Produkte 306 sind bei der Empfängerkonstruktion am problematischsten, da sie typischerweise die stärksten sind und in einem Abstimmband eines Empfängers in einem geringen Abstand zum gewünschten Signal liegen. IM-Verzerrungsleistungsmerkmale sind wichtig, da sie ein Maß für die Störfestigkeit des Empfängers gegen starke Bandüberschreitungssignalstörungen sind.
  • Kubische Produkte treten bei (f1 – Δf) und bei (f2 – Δf) auf, wobei gilt: Δf = f2 – f1. Diese unerwünschten Signale können in einem Sender erzeugt und mit dem erwünschten Signal übertragen oder in einem Empfänger erzeugt werden. Die Schaltung im Empfänger muss diese Signale sperren. Diese unerwünschten Unselektivitäten sind auf Linearitätsfehler in der Schaltung zurückzuführen, aus welcher der Empfänger besteht.
  • Die Schaltungen, aus denen der Empfänger besteht, sind trotz Linearitätsfehler fähig zu einer linearen Funktion, wenn die für die Empfängerschaltungen bereitgestellten Signale auf Signalpegel in einem Bereich beschränkt sind, der keine Funktion der Schaltung im nichtlinearen Bereich erfordert. Dies kann durch eine sorgfältige Konstruktion des Empfängers erreicht werden.
  • Wenn ein Verstärker beispielsweise durch für ihn bereitgestellte Signale, die höher sind, als dieser zum Verstärken ausgelegt ist, übersteuert wird, wird das Ausgangssignal verzerrt. Bei einem Audioverstärker ist diese Verzerrung in einem Lautsprecher hörbar. Bei einem Funkempfänger führt die in nichtlinearen Schaltungen, einschließlich Verstärker und Mischer, erzeugte Verzerrung ebenfalls zu einer Beeinträchtigung der Signalausgabe des Empfängers. Mit einem Spektralanalysegerät kann diese Verzerrung dargestellt werden; die Pegel der Verzerrung erreichen Pegel, die mit dem erwünschten Signal vergleichbar sind.
  • Unerwünschte Verzerrung wie Harmonischenverzerrung kann ausgefiltert werden, da die Harmonischen meist außerhalb des empfangenen Frequenzbands liegen; andere Verzerrungen wie Intermodulationsverzerrungen sind problematischer. Diese Verzerrung liegt in einem Band eines empfangenen Signals und kann nicht ohne weiteres ausgefiltert werden, ohne andere erwünschte Signale zu sperren. Daher wird oft zur Steuerung der Position von Verzerrungssignalen, welche die Selektion beeinträchtigen, eine Frequenzplanung eingesetzt.
  • Die Frequenzplanung besteht in der Auswahl von Lokaloszillatorsignalen, welche die Zwischenfrequenz(IF-)signale des Abwärtskonvertierprozesses erzeugen. Es handelt sich um eine analytische Auswertung der verwendeten Frequenzen und der mit diesen Frequenzen, die ausgewählt wurden, verknüpften Verzerrungsprodukte. Durch Auswertung der Verzerrung und deren Stärke kann ein Ingenieur Lokaloszillator- und IF-Frequenzen auswählen, welche die optimale Gesamtempfängerleistung, wie Selektion und Spiegelfrequenzwiedergabe, erzielen. Bei der Konstruktion eines Funkempfängers ist das Hauptproblem eine Konstruktion mit ausreichender Empfindlichkeit, Selektion und Spiegelfrequenzwiedergabe.
  • Die Selektion ist ein Maß für die Fähigkeit eines Funkempfängers, Signale außerhalb des durch einen Funkempfänger abgestimmten Bandes zu sperren. Eine Möglichkeit zum Erhöhen der Selektion ist das Bereitstellen einer Resonanzschaltung nach einer Antenne und vor der Frequenzkonvertierschaltung des Empfängers in einem Eingang. Beispielsweise erzeugt eine Parallelresonanzschaltung nach einer Antenne und vor einem ersten Mischer, die auf das erwünschte Band abgestimmt werden kann, eine hohe Impedanz zur Masse in der Mitte des Bandes. Die hohe Impedanz ermöglicht dem Antennensignal das Entwickeln einer Spannung entsprechend der Impedanz. Bandüberschreitungssignale entwickeln die hohe Spannung nicht und werden somit gedampft.
  • Das Unterdrücken von Bandüberschreitungssignalen wird durch einen Qualitätsfaktor oder "Q" von in der Resonanzschaltung verwendeten Komponenten bestimmt. Je höher der Q einer Schaltung im Vorwähler, desto steiler ist die Flanke der Impedanzkurve, die für den Vorwähler charakteristisch ist. Eine steile Kurve entwickelt eine höhere Spannung bei Resonanz für Signale im Band im Vergleich zu Bandüberschreitungssignalen. Bei einer Resonanzschaltung mit niedrigem Q weist eine in der Resonanzschaltung erzeugte Spannung im abgestimmten Frequenzband einen Wert mit weniger Abstand zur in der Bandüberschreitungs-Resonanzschaltung erzeugten Spannung auf. Somit weisen Bandüberschreitungssignale eine Amplitude mit geringerem Abstand zu Signalen im Band auf, als dies bei Konstruktion einer Schaltung mit hohem Q der Fall ist.
  • Diese als ein Vorwähler verwendete Art von Resonanzschaltung erhöht die Frequenzselektion eines Empfängers, der mit dieser Stufe am Eingang konstruiert wurde. Wenn eine aktive Vorwählerschaltung zwischen einer Antenne und Fre quenzkonvertierstufen verwendet wird, erhöht sich die Empfindlichkeit des Empfängers und verbessert sich die Selektion. Wenn ein Signal schwach ist, liegt der Pegel nahe einem Hintergrundrauschpegel, der in einer Antenne zusätzlich zu einem Signal vorhanden ist. Wenn dieses Signal nicht vom Rauschen getrennt werden kann, kann das Funksignal nicht in ein vom Empfänger verwendbares Signal konvertiert werden. In der Signalverarbeitungskette des Empfängers nimmt die Amplitude des Signals durch Verluste auf jeder Stufe der Verarbeitung ab. Um diesen Verlust auszugleichen, kann das Signal zunächst verstärkt werden, bevor es verarbeitet wird. Somit ist verständlich, warum die Bereitstellung einer Schaltung im Empfänger wünschenswert ist, die Frequenzselektion und Verstärkung frühzeitig in der Signalverarbeitungskette bereitstellt.
  • Funkfrequenztuner werden zunehmend so konstruiert, dass große Teile der Schaltung als integrierte Schaltung ausgeführt sind. Nach dem Stand der Technik werden zum Minimieren der im Empfänger erzeugten Verzerrungsprodukte exotische Materialien wie Galliumarsenid (GaAs) verwendet. Ein aus diesem Materialtyp ausgeführter Empfänger weist typischerweise weniger Verzerrung und Rauschen auf als ein auf ähnliche Weise aus Silizium konstruierter Empfänger. Silizium ist wegen der geringen Kosten ein attraktives Material. Zusätzlich bietet eine aus Silizium ausgeführte CMOS-Schaltung den Vorteil definierter Verarbeitungsmerkmale, die einen hohen Grad Wiederholbarkeit von Wafer-Partie zu Wafer-Partie ermöglichen. Der Stand der Technik kennt noch keinen vollintegrierten Empfänger als CMOS-Schaltung. Ein Grund hierfür ist die Schwierigkeit des Unterdrückens von Empfängerverzerrung und -rauschen.
  • Die oben beschriebenen Verzerrungsprodukte, die im Empfänger erzeugt werden, können in den meisten Fällen ebenfalls durch Einstellen eines geeigneten Steuerpegels im Empfänger und durch Vorsehen eines ausreichenden Abstands zwischen Trägern und Kanälen reduziert werden. Diese Empfängerkonstruktionsparameter hängen ebenfalls von vielen weiteren Faktoren ab wie etwa im System vorhandenes Rauschen, Frequenz, Art der Modulation und Signalstärke. Rauschen ist einer der wichtigsten dieser weiteren Parameter; dieses bestimmt die Empfindlichkeit des Empfängers bzw. wie gut ein schwaches Signal zufriedenstellend empfangen werden kann.
  • Rauschen ist im übertragenen Signal vorhanden und wird ebenfalls in einem Empfänger erzeugt. Wenn in einem Empfänger zu viel Rauschen erzeugt wird, kann ein schwaches Signal in einem "Grundrauschen" verloren gehen. Dies bedeutet, dass die Stärke des empfangenen Signals vergleichbar ist mit der Stärke des vorhandenen Rauschens und der Empfänger zum ausreichenden Trennen eines Signals von diesem Hintergrund- bzw. Grundrauschen nicht in der Lage ist. Um eine zufriedenstellende Leistung zu erzielen, wird ein "Grundrauschen" am besten frühzeitig in der Kette der Schaltungskomponenten eines Empfängers reduziert.
  • Nachdem ein Signal erfasst und für einen Empfänger, insbesondere einen integrierten Empfänger mit Außenpins, bereitgestellt ist, kann zusätzliches Rauschen auf diese Pins ausgestrahlt werden. Somit kann zusätzlich hinzugefügtes Rauschen an den Empfängerpins das empfangene Signal beeinträchtigen.
  • Zusätzlich zum Rauschen, das in einer Antenne oder einem Kabeleingang zu einem Empfänger vorhanden ist, wird Rauschen im Funkempfänger erzeugt. In einem UHF-Frequenzbereich ist dieses interne Rauschen vorherrschend gegenüber dem mit dem relevanten Signal empfangenen Rauschen. Somit wird bei höheren Frequenzen das schwächste Signal, das erkannt werden kann, vom Rauschpegel im Empfänger bestimmt. Um die Empfindlichkeit des Empfängers zu erhöhen, wird oft ein "Vorverstärker" nach einer Antenne als Empfängereingang verwendet, um den Signalpegel anzuheben, der in den Empfänger eingespeist wird. Diese Art der Vorverstärkung am Eingang des Verstärkers erhöht das Rauschen im Empfänger durch das Rauschen, das in der Verstärkerschaltung erzeugt wird. Das zusätzliche Rauschen dieses Verstärkers kann jedoch durch Verwenden eines Verstärkers, etwa eines LNA, minimiert werden, der so konstruiert ist, dass er minimales Rauschen erzeugt, wenn er ein Signal verstärkt. Das Rauschen nimmt nicht einfach von Stufe zu Stufe zu; das interne Rauschen des ersten Verstärkers bestimmt im Wesentlichen das Grundrauschen für den gesamten Empfänger.
  • Bei der Berechnung einer Verstärkung in einer Reihe von kaskadenförmig angeordneten Verstärkern ist die Gesamtverstärkung einfach die Summe der Verstärkungen der einzelnen Verstärker in Dezibel. Beispielsweise beträgt in einer Reihe von zwei Verstärkern mit einer Verstärkung von jeweils 10 dB die Gesamtverstärkung für einen Gesamtverstärker 20 dB. Das Grundrauschen wird allgemein durch die Rauschzahl (NF) bezeichnet. Je größer die NF, desto höher das Grundrauschen der Schaltung.
  • Eine Kaskadenrauschzahl lässt sich nicht so einfach berechnen wie die Verstärkerverstärkung; die Berechnung ist nicht intuitiv. In einer Reihe von kaskadenfömig angeordneten Verstärkern hängt die Verstärkung nicht von der Positionierung der Verstärker in der Kette ab. Die Platzierung der Verstärker ist jedoch für das Er reichen einer bestimmten Rauschzahl für einen Empfänger unter Berücksichtigung der Ermittlung des Grundrauschens eines Empfängers wesentlich. Bei der Berechnung der Rauschzahl für ein elektronisches System wird die Friis-Gleichung zum Berechnen der Rauschzahl des gesamten Systems verwendet. Die Friis-Gleichung lautet folgendermaßen:
    Figure 00160001
    • NFtotal
    = Systemrauschzahl
    NF1
    = Rauschzahl von Stufe 1
    NF2
    = Rauschzahl von Stufe 2
    NFn
    = Rauschzahl von Stufe n
    G1
    = Verstärkung von Stufe 1
    G2
    = Verstärkung von Stufe 2
    Gn
    = Verstärkung der nten Stufe
  • Aus dieser Gleichung geht hervor, dass die Rauschzahl einer ersten Stufe der vorherrschende Faktor für eine Gesamtrauschzahl ist. Die Rauschzahl eines Systems erhöht sich zum Beispiel nur wenig, wenn ein zweiter Verstärker verwendet wird. Somit ist verständlich, dass die Rauschzahl des ersten Verstärkers in einer Kette von Verstärkern oder Systemkomponenten beim Erzielen eines geringen Grundrauschens bei einem gesamten System oder Empfänger wesentlich ist. Ein Verstärker mit einer niedrigen NF erfordert typischerweise ein rauscharmes Material für Transistoren, zum Beispiel Galliumarsenid. Nachfolgende Verstärker, die nicht wesentlich zum Rauschen beitragen, bestehen aus einem kostengünstigeren und stärker rauschenden Material wie Silizium.
  • Die ersten rauscharmen Verstärkern bestehen typischerweise aus teuren Materialien wie Galliumarsenid, um eine ausreichende Leistung zu erreichen. Galliumarsenid erfordert eine spezielle Verarbeitung, was die Kosten zusätzlich erhöht. Darüber hinaus können GaAs-Schaltungen nicht ohne weiteres in Siliziumschaltungen integriert werden, aus denen die meisten verwendeten Empfänger bestehen. Wünschenswert wäre das Erreichen der identischen Leistung mit einem kostengünstigeren Material wie Silizium. Silizium erfordert eine weniger kostspielige Verarbeitung. Darüber hinaus ist es zweckmäßig, wenn ein Standardprozess wie CMOS zum Erzielen der erforderlichen rauscharmen Konstruktion verwendet werden könnte. Vor dem Hintergrund des Trends zur Miniaturisierung und Produktion in großen Stückzahlen ist es höchst wünschenswert, in der Lage zu sein, einen integrierten Empfänger mit einem geringen Grundrauschen aus Silizium zu erzeugen.
  • In einem Empfänger sind Layout und Abstand der Schaltungen wesentlich zum Vermeiden des Einspeisens von in anderen Teilen der Schaltung erzeugtem Rauschen in ein empfangenes Signal. Wenn ein Tuner auf einem Halbleitersubstrat angeordnet wird, beeinflusst und beeinträchtigt das im Substrat selbst erzeugte Rauschen das empfangene Signal; dies war bisher ein Problem und hat die vollständige Integration eines Empfängers aus Silizium verhindert.
  • Historisch wurden rauscharme Substrate, hergestellt aus exotischen und kostspieligen Materialien wie Galliumarsenid, verwendet, um das vom Halbleitersubstrat erzeugte Rauschen zu reduzieren. Es wäre aber zweckmäßig, in der Lage zu sein, einen Empfänger aus einem einzigen CMOS-Substrat herzustellen. CMOS ist zweckmäßigerweise ein bekannter Prozess, der wirtschaftlich für die Massenproduktion realisiert werden kann. Momentan steht ein vollständig in CMOS hergestellter Empfänger ohne Verwendung von externen Komponenten im Weg des empfangenen Signals nicht zur Verfügung. Jedes Mal, wenn das Signal in die integrierte Schaltung eintritt oder aus dieser austritt, bestehen zusätzliche Möglichkeiten zum Einspeisen von Rauschen in einen Signalweg. Ein Minimieren dieses Einspeisens von Rauschen ist ein fortwährendes Problem bei der Empfängerkonstruktion.
  • Nach Vorwahl und rauscharmer Verstärkung, die in einem Eingang eines Empfängers erfolgt, erreicht das Signal als nächstes die Frequenzkonvertierschaltung des Empfängers. Diese Schaltung empfängt Kanäle, die den Eingang passiert haben, und konvertiert eine der Frequenzen des gewählten Kanals zu einer oder mehreren definierten Frequenzen (fIF oder IFs) abwärts. Diese Frequenzkonvertierung erfolgt durch die Verwendung einer Schaltung mit der Bezeichnung "Mischer", die ein, normalerweise im Empfänger erzeugtes, Lokaloszillatorsignal (fLO) verwendet, um einen empfangenen Kanal auf eine IF-Frequenz abzustimmen und andere Kanäle zu sperren. In dieser Empfängerschaltung werden Störsignale, wie zuvor beschrieben, erzeugt und ein zusätzliches Problem mit der Bezeichnung "Spiegelfrequenzwiedergabe" tritt auf, das bei der Konstruktion des Empfängers berücksichtigt werden muss.
  • Fachleuten auf diesem Gebiet ist bekannt, dass Signale einer unterschiedlichen Frequenz erzeugt werden, wenn zwei sinusförmige Signale unterschiedlicher Frequenzen durch Anwendung auf eine nichtlineare Vorrichtung wie einen Mischer miteinander multipliziert werden. Ein Mischer hat drei Anschlusse: fRF empfängt ein Funkfrequenzsignal mit niedrigem Pegel, das die gewünschte Modulation enthält, fLO ist ein Signal mit hohem Pegel von einem Lokaloszillator und fIF ist das resultierende Mischerprodukt bzw. die erzeugte Zwischenfrequenz. Diese Frequenzen sind voneinander abhängig: fIF = mfRF ± nfLO (2)
  • Dabei gilt:
    • m = 0, 1, 2, 3, ... und
    • n = 0, 1, 2, 3, ...
  • In einer typischen Schaltung erster Ordnung (m = n = 1) werden vier Frequenzen erzeugt: fRF, fLO, fIFLO = fRF – fLO und fIFHI = fRF + fLO·fIFLO und fIFHI werden als Zwischenfrequenzen bezeichnet. Bei Empfängern ist es gängige Praxis, durch Ausfiltern der unerwünschten Frequenz die Summen- oder Differenz-IF-Frequenz zu wählen. Da beide Signale die gleichen Informationen enthalten, wird nur eines in der nachfolgenden Schaltung benötigt.
  • Ein oder mehrere Mischer werden zweckmäßigerweise in Funkempfängern verwendet, um ein Hochfrequenzfunksignal, das empfangen wird, in ein Niederfrequenzsignal zu konvertieren, das von der nachfolgenden Schaltung problemlos verarbeitet werden kann. Mischer werden auch zum Abstimmen von mehreren Kanälen verwendet, so dass unterschiedliche abgestimmte Schaltungen nicht für jeden Kanal erforderlich sind. Durch Ändern einer Lokaloszillatorfrequenz können unterschiedliche empfangene Funkfrequenzen abgestimmt werden, um einen konstanten Zwischenfrequenzwert unabhängig von der Frequenz des empfangenen Kanals zu erzeugen. Dies bedeutet, dass zum Verarbeiten der Zwischenfrequenz verwendete Schaltungskomponenten einen festen Wert aufweisen können, ohne dass ein Abstimmen von Kondensatoren oder Spulen erforderlich ist. Somit sind alle Schaltungen in einem IF-Streifen fest abgestimmt auf eine IF-Frequenz. Ein auf diese Weise konstruierter Empfänger unter Verwendung von einer oder mehreren Frequenzkonvertierungen wird als Superheterodyn-Funkempfänger bezeichnet.
  • Ein Nachteil eines Superheterodyn-Funkempfängers ist die Tatsache, dass ein beliebiger von einen oder mehreren Lokaloszillatoren im Empfänger auch als Miniatursender funktioniert. Ein Empfängereingang reduziert dieses Problem durch das Trennen einer Antenne von der restlichen Empfängerschaltung.
  • Durch Anordnen eines Funkfrequenzverstärkers zwischen der Antenne und den Frequenzkonvertierstufen eines Empfängers wird zusätzliche Trennung zwischen Empfängerschaltung und der Antenne erreicht. Das Vorhandensein einer Verstärker stufe stellt Dämpfung für ein beliebiges von einem oder mehreren Lokaloszillatorsignalen von den Frequenzkonvertierstufen bereit, die rückwärts zur Antenne oder zu einem Kabelverteilungsnetz gestrahlt werden. Diese erhöhte Trennung bietet den Vorzug des Vermeidens von Strahlung eines Lokaloszillatorsignals von der Antenne, was zu Funkfrequenzstörung von einem Lokaloszillator führen könnte. Bei Ausstrahlung könnten diese und andere vorhandenen Signale Störungen in einem anderen an einer anderen Stelle vorhandenen Empfänger erzeugen.
  • 4 ist eine Darstellung, welche die Beziehung einer Spiegelfrequenz 402 zu anderen in einem Mischer vorhandenen Signalen 404, 406, 408 zeigt. Die Spiegelfrequenzunterdrückung ist ein wichtiger Parameter bei der Konstruktion eines Empfängers. In einem Funkempfänger erzielen zwei an einem Funkempfänger 404, 406 eingespeiste Frequenzen ein Signal auf der IF-Frequenz 408. Ein Empfänger erkennt gleichzeitig Signale auf der erwünschten Frequenz 404 und ebenfalls ggf. vorhandene Signale auf einer unerwünschten Frequenz, definiert als Spiegelfrequenz 402. Wenn ein Signal auf der Spiegelfrequenz vorhanden ist, wird es abwärts auf die IF-Frequenz 408 gemischt und erzeugt Störungen beim Empfang des erwünschten Kanals. Beide Signale werden zur IF-Frequenz konvertiert, es sei denn der Empfänger ist so konstruiert, dass er dies verhindert. Die Spiegelfrequenz 402 wird folgendermaßen berechnet: fI = fRF + 2fIF (3)
  • Dabei ist fI die Spiegelfrequenz. Dies ist in 4 dargestellt. Eine Frequenz, die im Abstand der IF-Frequenz 410 unterhalb der Lokaloszillatorfrequenz (fRF) 404 ist, und eine Frequenz, die im Abstand der Zwischenfrequenz 412 oberhalb des Lokaloszillatorsignals (fI) 402 ist, werden abwärts zur Zwischenfrequenz (fIF) 408 konvertiert. Der übliche Fall ist, dass eine Frequenz, die niedriger auftritt als das Lokaloszillatorsignal, das erwünschte Signal ist. Das auf der Lokaloszillatorfrequenz plus die Zwischenfrequenz 402 auftretende Signal ist ein unerwünschtes Signal bzw. ein Rauschen auf dieser Frequenz, die zur IF-Frequenz konvertiert wird, was zur Störung des erwünschten Signals führt.
  • In 4 ist das beispielhafte 560-kHz-Signal 404 eine Radiostation, auf die der Tuner zum Empfangen abgestimmt ist. Das beispielhafte 1.470-kHz-Signal 402 ist eine weitere Radiostation, die auf dieser bestimmten Frequenz sendet. Wenn ein Konstrukteur des Empfängers ein beispielhaftes Lokaloszillatorsignal von 1.015 kHz 406 gewählt hätte, wären beide Radiostationen gleichzeitig auf eine beispielhafte IF-Frequenz von 455 kHz 408 konvertiert worden. Die Person, die Radio hört, würde gleichzeitig beide Radioprogramme im Lautsprecher hören. Dies belegt die Notwendigkeit der sorgfältigen Auswahl von Lokaloszillatorfrequenzen bei der Konstruktion eines Funkempfängers. Die Auswahl von Lokaloszillatorfrequenzen ist ein Bestandteil der Frequenzplanung und wird von Fachleuten in diesem Bereich angewendet, um einen Empfänger zu konstruieren, der die erforderlichen Frequenzkonvertierungen mit minimaler Verzerrung bereitstellt.
  • 5 stellt einen Doppelüberlagerungsempfänger 502 dar. Solch ein Mehrfachüberlagerungsempfänger ermöglicht das Steuern von Selektion, Verzerrung und Stabilität durch eine wohlüberlegte Frequenzplanung. Im Doppelüberlagerungsempfänger 502 wird ein empfangenes Signal 504 zunächst auf eine erste Zwischenfrequenz gemischt 504 und anschließend abwärts auf eine zweite Zwischenfrequenz gemischt 508. Bei dieser Art von Empfänger wird die erste IF-Frequenz so hoch gehalten, dass eine gute Spiegelselektion erreicht wird. Die zweite IF wird so niedrig gehalten, dass eine gute Nachbarkanalselektion erreicht wird.
  • Wenn die erste IF-Frequenz niedrig ist, liegt eine Spiegelfrequenz auf einer höheren Frequenz oder näher zur Mitte eines Passbandes einer RF-Selektionskurve eines Empfängereingangs 510 und erfährt geringe Dämpfung. Wenn die IF-Frequenz hoch ist, liegt die Spiegelfrequenz weit unten an der Flanke der RF-Selektionskurve für den Empfängereingang und erfährt eine erforderliche Dämpfung. Somit dient die Selektion des Empfängers zum Dämpfen der Spiegelfrequenz, wenn eine hohe IF-Frequenz verwendet wird. Als zusätzlichen Vorteil bietet eine hohe Spiegelfrequenz auch weniger Möglichkeiten für Störungen von einem leistungsstarken Sender. Dies liegt daran, dass bei höheren Frequenzen die übertragene Leistung oft geringer ist wegen der Schwierigkeiten bei der Erzeugung von RF-Leistung bei Zunahme der Frequenz.
  • Eine niedrige zweite IF-Frequenz erzeugt eine gute Nachbarkanalselektion. Der Frequenzabstand zwischen den Nachbarkanälen ist fest. Um Störungen von Nachbarkanälen zu vermeiden, muss der Empfänger eine gute Selektion aufweisen. Die Selektion kann mit einer RF-abgestimmten Schaltung und insbesondere durch die bessere Selektion durch einen Frequenzkonvertierprozess erreicht werden. Die Selektionsverbesserung durch die Verwendung einer niedrigen IF ist durch Berücksichtigung einer prozentualen Trennung eines erwünschten und eines unerwünschten Signals relativ zur gesamten Signalbandbreite dargestellt. Wenn eine Trennung zwischen den erwünschten und unerwünschten Signalen konstant ist, ergibt ein zweites IF-Signal auf niedrigerer Frequenz eine größere prozentuale Trennung zwischen den Signalen. Als Ergebnis wird das Unterscheiden zwischen IF-Signalen erleichtert, die durch eine größere Prozentzahl der Bandbreite getrennt sind. Somit wird die wohlüberlegte Auswahl von zwei Zwischenfrequenzen in einem Doppelüberlagerungsempfänger oft zum Erreichen eines bestimmten Konstruktionsziels wie Spiegelfrequenzselektion und Selektion verwendet.
  • Zusätzlich ermöglicht die Verwendung einer zweiten IF-Frequenz ein gleichmäßiges Verteilen der Verstärkung im Empfänger. Das Verteilen der Verstärkung unterstützt das Vermeiden von Instabilität im Empfänger. Instabilität tritt üblicherweise in Form eines oszillierenden Ausgangssignals 512 auf. Das Verteilen der Verstärkung auf mehrere IF-Verstärker 514, 516, 518 reduziert die Möglichkeit dieses unerwünschten Effekts. Oft wird zum weiteren Verteilen der in einer Systemkonstruktion erforderlichen Verstärkung eine dritte Frequenzkonvertierung und dritte IF-Frequenz verwendet.
  • Nach einem Empfängereingang, der möglicherweise einen rauscharmen Verstärker umfasst, werden oft zusätzliche Verstärker in den verschiedenen IF-Streifen eingesetzt. Ein Verstärker in einem IF-Streifen erfordert keine Frequenzabstimmung und stellt Signalverstärkung zum Ausgleich von Signalverlusten bereit, die beim Verarbeiten eines empfangenen Signals auftreten. Solche Verluste können Konvertierverluste in Mischern und Einfügungsverluste durch Anordnen eines Schaltungselements, etwa eines Filters oder eines Isolators, im IF-Streifen beinhalten.
  • In Empfängern werden Filter in großem Maßstab verwendet, um unerwünschte Frequenzen zu begrenzen, die einer vorhergehenden Tilgung in einem Eingang entgangen sind, oder um unerwünschte Frequenzen zu tilgen, die unmittelbar vor einem Filter erzeugt wurden. Zusätzlich zum Dämpfen unerwünschter Frequenzen unterliegt auch ein erwünschtes Signal einer gewissen Dämpfung. Diese Dämpfung resultiert aus einem Einfügungsverlust eines Filters oder einer anderen Komponente und beeinträchtigt bei fehlender Kompensation ein Signal. Dies trifft insbesondere zu, wenn eine Reihe von Filtern kaskadenförmig angeordnet ist, da sich dann die Wirkung addiert.
  • Oft ist eine Reihe von mehreren Filtern in einem bestimmten IF-Streifen kaskadenförmig angeordnet. Diese Filter weisen typischerweise eine identische Frequenzgangcharakteristik auf. Die kaskadenförmig angeordneten Filter dienen zum Erhöhen der Selektion des Empfängers. Während der Einfügungsverlust im Passband der Summe der einzelnen Filtereinfügungsverluste, gemessen in Dezibel, entspricht, ist eine außerhalb des Passbandes erreichte Unterdrückungsverbesserung die Summe der Unterdrückungen auf der definierten Frequenz. Somit hätten drei kaskadenförmig angeordnete Filter, jeweils mit einem Einfügungsverlust von 0,01 dB auf einer Mittenfrequenz, einen Gesamteinfügungsverlust von 0,03 dB. Wenn die Unterdrückung im Sperrband, eine definierte Frequenz von der Mittenfrequenz des Filters entfernt, 20 dB betrüge, betrüge eine Gesamtunterdrückung bei 3 kaskadenförmig angeordneten Filtern 60 dB: eine erhebliche Verbesserung der Filterselektion.
  • Für das Wählen von Zwischenfrequenzen für IF-Streifen im Empfänger gibt es keine konkreten Konstruktionsrichtlinien. Auch wegen einer breiten Vielfalt von Konstruktionszielen, die für die Empfängerkonstruktion gelten, gibt es keine konkreten Verfahren. Jeder Empfänger muss separat konstruiert werden, um unter Berücksichtigung von Konstruktionskompromissen, die erfolgen müssen, eine Reihe von Systemkonstruktionszielen zu erfüllen. Nach dem heutigen Stand der Technik zielen Konstruktionskompromisse und Konstruktionsverfahren darauf ab, alle Teile des Empfängers mit Ausnahme von frequenzselektiven Komponenten zu integrieren. Die übliche Erkenntnis in der Empfängerkonstruktion lautet, dass Filter schwer auf einem Siliziumsubstrat zu integrieren sind und das Filtern am besten chipextern erfolgt.
  • Es bestehen einige allgemeine Konstruktionsrichtlinien, um einen RF-Ingenieur beim Konstruieren eines Empfängers zu unterstützen. Eine solche Richtlinie besagt, dass eine Konstruktion in Richtung Empfängerselektion wichtiger ist als eine Konstruktion in Richtung Empfängerempfindlichkeit. Somit ist bei einem Konflikt von Konstruktionsalternativen die Bereitstellung einer Konstruktion vorzuziehen, die Nachbarkanäle trennt, die einander stören, statt einen Empfänger zu konstruieren, der die schwächsten Kanäle empfangen kann. Eine weitere Daumenregel für die Wahl von Zwischenfrequenzen beinhaltet das Wählen der ersten Zwischenfrequenz mit der zweifachen höchsten prognostizierten Eingangsfrequenz. Dies dient zum Reduzieren der Möglichkeit von störender Intermodulationsverzerrung zweiter Ordnung. Je nach erwünschter Systemleistung kann diese Regel sogar noch restriktiver sein und eine IF größer als das Dreifache der höchsten Eingangsfrequenz erfordern. Somit ist verständlich, dass eine breite Vielfalt von Leistungsanforderungen an eine Empfängerschaltung bestehen und dass der Auswahlbereich für ein bestimmtes Kriterium von Fachleuten in diesem Gebiet verwendet werden kann, um eine einzigartige Konstruktion zu erzeugen, welche die von einem zunehmenden Trend zur Integration gestellten Anforderungen erfüllt.
  • Wenn mehr als eine IF in einem Empfänger vorhanden ist, ist mit jeder IF eine Spiegelfrequenz verknüpft, die in der Konstruktion berücksichtigt werden muss. Ein guter Empfänger stellt eine Spiegelselektion größer als 70 dB bereit.
  • Eine der ersten Überlegungen bei der Frequenzplanung für einen Superheterodyn-Empfänger ist die Auswahl von IF-Konvertierungen. Ein Frequenzbereich des Lokaloszillators muss bestimmt werden, um die Stellen der Unselektivitäten unterschiedlicher Ordnungen zu ermitteln. Zwei Möglichkeiten stehen für jede von zwei möglichen LO-Frequenzen zur Verfügung und die Auswahl unterliegt keiner einfachen Verallgemeinerung. Die zwei verfügbaren Frequenzen sind der Absolutwert der Menge |fRF ± fIF| = fLO. Die Auswahl hängt von den zum Empfang gewählten RF-Bändern und den in diesen Bändern vorhandenen Frequenzen, der Verfügbarkeit von Filtern mit fester Bandbreite auf einer erwünschten IF und Einschränkungen für einen Konstrukteur durch die Grenzen eines Materials, das für das Herstellen eines Empfängers verwendet wird, ab.
  • Die Empfängerplanung ist ein Prozess, der sich auf Frequenzplanung und Empfängerpegeldiagramme konzentriert. Nach Erfolgen der ersten Frequenzauswahl für einen Frequenzplan wird ein Empfängerpegelplan zum Berechnen von Rauschzahlen, Abfangpunkten (IP) und Pegeln von Unselektivitäten verwendet. Jeder einzelne Punkt wird vor dem Hintergrund von Konstruktionsanforderungen bewertet. Nach jedem Auswahlsatz wird die Leistung bewertet und es erfolgt die Auswahl des nächsten Parametersatzes, bis ein angemessener Kompromiss für die Empfängerleistung erreicht ist.
  • Wenn Frequenzplanung und ein Pegeldiagramm eine zufriedenstellende Konstruktionslösung erzielen, werden diese Werkzeuge zum Durchführen einer detaillierten Empfängerkonstruktion verwendet. Wenn Parameter eines Abschnitts eines Empfängers definiert sind, kann ein Ingenieur verschiedene Schaltungsausführungen verwenden, um ein festgelegtes Konstruktionsziel zu erreichen. Beispielsweise können ein Frequenzplan und ein Pegeldiagramm einen Bandpassfilter mit bestimmten Merkmalen wie Bandbreite, Mittenfrequenz und Einfügungsverlust erfordern. Der Ingenieur würde dann entweder einen einzelnen Filter wählen, der alle diese Anforderungen erfüllt, oder einen oder mehrere Filter so kaskadenförmig anordnen, dass ein zusammengesetzter Frequenzgang den erforderlichen Konstruktionswert erzielt.
  • Es muss nicht gesondert darauf hingewiesen werden, dass Erfahrung und Wissen in der verfügbaren Technologie eine wichtige Rolle beim Erreichen eines Konstruktionsplans für einen erfolgreichen Empfänger spielen. Ein Ingenieur muss eine grobe Vorstellung von Komponentenverfügbarkeit und Konstruktionsverfahren haben, die eine bestimmte Leistung erzielen. Wenn der Ingenieur einen Teil des Empfängers spezifiziert, der Leistungsmerkmale aufweist, die mit verfügbaren Komponenten oder Konstruktionsverfahren nicht erreichbar sind, wurde eine nicht praktikable und nicht umsetzbare Konstruktion vorgeschlagen, die ein Neuplanen der Architektur des Empfängers erfordert.
  • Ein Konstruktionsprozess und ein erzieltes Ergebnis sind wesentlich von verfügbarer Technologie, Materialien und momentan bekannten Verfahren abhängig. Neue Verbesserungen in Konstruktionstechniken, Computersimulation, Verarbeitung und ein Trend zu zunehmender Miniaturisierung fördern kontinuierlich das Erzielen neuer und innovativer Empfängerkonstruktionen zum Lösen technologischer Probleme.
  • Nach Wählen von Frequenzkonvertierungen und Konstruktion eines Empfängers, wobei die im Empfänger erzeugten Verzerrungsprodukte als akzeptabel beurteilt wurden, besteht der nächste Schritt der Empfängerkonstruktion im Konstruieren einer Schaltung, die eines oder mehrere Lokaloszillatorsignale erzeugt. Diese Signale könnten von einer chipexternen Quelle bereitgestellt werden. Dies wäre aber in Hinsicht auf das Erzielen einer Miniaturisierung einer Gesamtempfängerkonstruktion nicht zweckmäßig. Ein besserer Ansatz ist das Erzeugen der Lokaloszillatorfrequenzen in Nähe des Empfängers. Durch Reduzieren eines gesamten Empfängers auf einen einzelnen Chip treten Probleme beim Erhalten der Signalreinheit und -stabilität auf.
  • Eine Innovation, die eine stärkere Miniaturisierung in der Empfängerkonstruktion ermöglicht hat, ist die Entwicklung der Frequenzsynthese. Lokaloszillatorsignale sind in Empfängern erforderlich, die Frequenzkonvertierung verwenden. Diese Signale müssen abstimmbar und stabil sein. Eine stabile Frequenz wird problemlos durch ein Quarzkristall auf einer einzigen Frequenz erzeugt. Eine abstimmbare Frequenz kann durch einen Oszillator in LC-Ausführung erzeugt werden. Dieser LC-Oszillator bietet aber keine ausreichende Stabilität. Darüber hinaus ermöglicht die Verwendung einer großen Anzahl von Kristallen zum Erzeugen eines Bereichs von Lokaloszillatorsignalen oder von in einem LC-Oszillator erforderlichen Induktoren keine problemlos miniaturisierte Konstruktion. Die Frequenzsynthese ist platzsparend.
  • In einem Empfänger verwendete Lokaloszillatorsignale mit variabler Frequenz müssen durch geeignete Schaltungen erzeugt werden. Diese Frequenzsynthe severfahren leiten variable LO-Signale aus einem gemeinsamen stabilen Referenzoszillator ab. Ein Kristalloszillator bietet eine für die Verwendung in einem Generator geeignete stabile Frequenz.
  • Oszillatoren können eine feste oder eine variable Ausgangsfrequenz bereitstellen. Diese feste oder variable Frequenz kann für Frequenzkonvertierungen in einem Empfänger als ein Lokaloszillator verwendet werden, der zum Mischen einer empfangenen Funkfrequenz-(RF-)Eingabe abwärts zu einer Zwischenfrequenz oder einem Basisbandsignal, das einfacher in der nachfolgenden Schaltung verarbeitet wird, verwendet wird. Eine weitere Möglichkeit zum Abwärtskonvertieren eines empfangenen Signals zu einem Basisband- bzw. Zwischenfrequenzsignal ist die Verwendung von Frequenzgeneratorausgaben als Lokaloszillatorsignale zum Abwärtsmischen des Signals. Generatoren stellen genaue, stabile und digital programmierbare Frequenzausgaben ohne die Verwendung von mehreren Oszillatoren zum Abstimmen über ein Band bereit. Die Genauigkeit wird durch die Verwendung von Rückkopplung erhalten.
  • Für die Frequenzsynthese werden drei allgemeine Techniken verwendet. Direkte Generatoren verwenden Frequenzvervielfacher, -teiler und -mischer. Indirekte Generatoren verwenden Phasenregelkreise. Direkte Digitalgeneratoren verwenden digitale Logik kombiniert mit einem Digital/Analog-Wandler zum Bereitstellen einer analogen Ausgabe. Einige Konstruktionen kombinieren die drei Techniken.
  • Ein direkter Generator verwendet eine Frequenzreferenz, etwa einen Kristalloszillator wie in 5 offenbart, um eine Referenzfrequenz zu erzeugen. Zum Erzielen einer erwünschten Ausgangsfrequenz wird die Referenzfrequenz durch eine Reihe von Vervielfachern vervielfacht. Teiler können ebenso zum Reduzieren der Frequenzausgabe auf den gewünschten niedrigeren Wert verwendet werden. Darüber hinaus können zwei von der Kette von Vervielfachern und Teilern erzeugte Signale in einen Mischer eingespeist werden, um eine dritte Frequenz zu erzeugen. Das Konzept einer direkten Synthese mit Mischen und Teilen ermöglicht das Verwenden von vielen identischen Modulen, die eine hohe Auflösung mit geringer Störausgabe erzeugen.
  • Die indirekte Synthese kann auf mehrere Weisen erfolgen. Sie kann Teilen durch N verwenden, um eine oder mehrere Stellen zu erzeugen, und mit zwischen den Schaltungen eingebetteten Kreisen mischen und teilen. In jeder Ausführung des Frequenzgenerators werden die in diesem enthaltenen Kreise durch eine Ableitung einer Referenzfrequenz geregelt. Die indirekte Synthese kann zum Erzeugen einer Frequenz von (N/M)fin verwendet werden.
  • Schaltungen dieses Typs werden oft als Lokaloszillatoren für digital abgestimmte Radio- und Fernsehempfangsgeräte verwendet.
  • Indirekte Generatoren verwenden eine Anzahl von Phasenregelkreisen (PLLs) zum Erzeugen einer Vielzahl von Frequenzausgaben. Jeder im System vorhandene Kreis verwendet eine gemeinsame, von einem einzelnen Oszillator bereitgestellte Frequenzreferenz. Frequenzgeneratoren bieten den Vorzug, dass sie digital auf eine gewünschte Frequenz programmierbar sind und darüber hinaus eine extrem stabile Frequenz bereitstellen.
  • Frequenzstabilität in einem Generator wird mit Phasenregelkreisen erreicht. Ein Phasenregelkreis wird zum Erzeugen einer erwünschten Frequenz programmiert. Wenn dieser sich der Frequenz nähert, wird die Frequenz nach unten zum Wert einer Referenzfrequenz, bereitgestellt von einem externen Oszillator, geteilt, und mit dieser Referenzfrequenz verglichen. Wenn der Unterschied Null erreicht, stoppt der Phasenregelkreis das Abstimmen und sperrt die Frequenz, die er soeben erzeugt hat. Die zum Abstimmen des Phasenregelkreises verwendete Frequenzreferenz wird typischerweise von einer einzelnen Frequenzoszillatorschaltung bereitgestellt.
  • Frequenzgeneratoren in einem Funkfrequenzempfänger weisen oft zwei Phasenregelkreise auf. Ein PLL dient zum Bereitstellen der Grobabstimmung innerhalb des relevanten Frequenzbandes, während der zweite PLL Feinabstimmungsschritte durchführt.
  • Bei Anwendung dieses Schemas muss eine Grobabstimmung so erfolgen, dass ein erwünschter Kanal zunächst in der Selektion des Empfängers liegt, um eine Signalausgabe zu erzeugen. Es wäre vorteilhaft in der Empfängerkonstruktion, wenn die Abstimmgeschwindigkeit erhöht werden könnte, so dass zunächst mehrere Kanäle in der Selektion des Empfängers liegen. Ein Abstimmen auf diese Weise würde das Erzeugen einer Ausgabe mit einem extrem groben Abstimmbereich ergeben, der dynamisch angepasst werden könnte. Nach dem heutigen Stand der Technik ist diese Art der Abstimmung nicht möglich.
  • Typischerweise verwenden PLLs einen gemeinsamen Referenzfrequenzoszillator. Von Phasenregelkreisen eines Frequenzgenerators erzeugte Lokaloszillator signale speisen im Referenzfrequenzoszillator und in den PLLs erzeugtes Rauschen in einen Signalweg durch eine PLL-Ausgabe ein.
  • Ein Bereich von Ausgangsfrequenzen von einem Generator kann je nach Konstruktion viele Dekaden umfassen. Eine "Auflösung" des Generators ist der kleinste Schritt in der Frequenz, der erfolgen kann. Die Auflösung ist üblicherweise eine 10. Potenz. Eine "Haltezeit" des Generators ist die Zeit, die das Erzeugen einer neuen Frequenz erfordert, sobald ein Befehl zum Wechseln von Frequenzen erfolgte.
  • Je genauer die erforderliche Frequenz, desto länger ist die Haltezeit. Ein wünschenswertes Ziel in der Generatorkonstruktion ist die Reduzierung der Haltezeit. Ein moderner Trend ist das Verwenden der Frequenzsynthese in Breitband-Tunern. Um über eine große Bandbreite schnell abzustimmen, muss die Haltzeit minimiert werden. Nach dem heutigen Stand der Technik können die Abstimmzeiten für Frequenzsprünge einige Mikrosekunden kurz sein. Dies ist problematisch in der Durchführung, wenn das erforderliche Inkrement in der Frequenzanpassung klein ist. Nach dem heutigen Stand der Technik kann die indirekte Synthese eine mehrstellige Auflösung erzeugen. Die indirekte Synthese kann allerdings keine Schaltgeschwindigkeiten von Mikrosekunden bieten. Für höhere Schaltgeschwindigkeiten werden direkte analoge und direkte digitale Technologien verwendet. Daher ist es wünschenswert, einen indirekten Frequenzgenerator zu konstruieren, der hohe Auflösung und verbesserte Schaltgeschwindigkeit bietet.
  • Die vorliegenden Ausführungsformen der Erfindung ermöglichen alle die Ausführung von Kanalselektion und Spiegelselektion auf einer integrierten Schaltung. Die Integration ist erreichbar durch die Verwendung von Differentialsignalübertragung, eines phasenrauscharmen Oszillators, integrierten Filtern mit niedrigem Q, Filterabstimmung, Frequenzplanung, Lokaloszillatorerzeugung und PLL-Abstimmung zum Erzielen eines zuvor unerreichten Grades der Empfängerintegration.
  • Die Ausführungsformen der Erfindung ermöglichen zweckmäßigerweise das Integrieren eines LC-Filters auf einem Empfängerchip, was zu einer integrierten Schaltung führt, die im Wesentlichen den gesamten Empfänger umfasst. Durch Auswahl eines Frequenzplans und Verwenden der Eigenschaften von komplexen Mischern wird zweckmäßigerweise eine Architektur erreicht, die das Integrieren von LC-Filtern auf einem Empfängerchip ermöglicht, so dass beim Konvertieren eines empfangenen Signals zu einem mit einer niedrigeren Frequenz, das problemlos verarbeitet werden kann, akzeptable Leistung erzeugt wird.
  • Die Ausführungsformen verwenden spezielle Aspekte eines willkürlich definierten Eingangsspektrums zunächst zum Verschieben der empfangenen Frequenzen auf eine höhere Frequenz, so dass die Störung einfacher durch Filtern beseitigt werden kann, und anschließend zum Verschieben des Spektrums auf eine Nenn-IF für die Verarbeitung. Dieser erste Verschiebeprozess verschiebt zweckmäßigerweise die Störspiegelsignale weg von einer Mittenfrequenz einer ersten LC-Filterreihe, so dass die LC-Filterreihe wirksamer im Reduzieren der Störsignalstärke ist. Zum weiteren Reduzieren der Störsignalstärke sind mehrere LC-Filter, die auf die gleiche Frequenz abgestimmt sind, kaskadenförmig angeordnet, wodurch die Störsignalstärke zusätzlich reduziert wird.
  • Zum Reduzieren der Beeinträchtigung des erwünschten Signals verwenden die beispielhaften Ausführungsformen der Erfindung eine komplexe Mischstufe nach einer LC-Filterreihe, um die Spiegelfrequenzstörung um einen zusätzlichen Betrag zu reduzieren, was erforderlich sein kann, um ein bestimmtes Spiegelselektionsziel zu erreichen (beispielsweise ein Selektionsziel von etwa 60 dB bis 65 dB). Ein komplexer Mischer erzeugt ein Signal als ein Ergebnis dessen normaler Funktion, die eine Spiegelfrequenzstörung um den erforderlichen Restbetrag tilgt, um zufriedenstellende Leistung mit LC-Filtern zu erreichen.
  • Das Endziel eines Empfängers ist das Reduzieren der Frequenz eines eingehenden Signals auf eine Frequenz, die niedriger ist als die empfangene, so dass die Verarbeitung des erwünschten Signals problemlos möglich ist. Die Empfängerarchitektur verwendet zwei Abwärtskonvertierungen zum Erreichen dieses Ziels. Jede Frequenzkonvertierung ist anfällig für Störungen, die ein Filtern erfordern. Die in Verbindung mit LC-Filtern und komplexen Mischern verwendete Frequenzplanung wie oben beschrieben stellt die erforderliche Spiegelverzerrungsselektion bereit, die ein Verwenden von LC-Filtern zweckmäßigerweise in einem integrierten Empfänger ermöglicht.
  • Funkempfänger erfordern eines oder mehrere Lokaloszillator(LO-)signale, um die Frequenzkonvertierung auf eine Zwischen(IF-)frequenz durchzuführen. In einem typischen Empfänger müssen diese Lokaloszillatorsignale stabil und rauschfrei sein. Wenn ein Empfänger in Form einer integrierten Schaltung hergestellt wird, nimmt die Wahrscheinlichkeit des Einspeisens von Rauschen über die LO-Signale zu. Lokaloszillatorsignale für einen Empfänger werden typischerweise in unmittelbarer Nähe zur Frequenzkonvertierschaltung erzeugt. Die unmittelbare Nähe dieser Frequenzerzeugungsschaltung zum Signalweg erzeugt eine erhöhte Wahrscheinlich keit des Ausstrahlens oder Leitens von Rauschen, was Störungen des empfangenen Signals verursacht.
  • Um eine verbesserte Rauschunempfindlichkeit zu erreichen, können die beispielhaften Ausführungsformen der Erfindung Schaltungen verwenden, um die Lokaloszillatorsignale zu erzeugen, die überlegenes Rauschverhalten aufweisen. Die Lokaloszillatorsignale können auch zweckmäßigerweise differential zu den in der integrierten Schaltung vorhandenen Mischern übertragen werden. Es wird darauf hingewiesen, dass in alternativen Ausführungsformen der Erfindung eine Eintaktausgabe vom Differentialsignal durch unterschiedliche Verfahren nach dem Stand der Technik erzeugt werden kann. Diese Technik wird zweckmäßigerweise verwendet, wenn externe Eintaktverbindungen mit dem Empfänger erforderlich sind.
  • OSZILLATOR
  • Eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet einen Differentialoszillator mit geringem Phasenrauschen bzw. -zittern und hoher Trennung als eine Frequenzreferenz, welche die Leistung einer auf einem Siliziumsubstrat integrierten Tunerarchitektur wesentlich steigert.
  • Eine Kristalloszillatorschaltung wird bereitgestellt und konstruiert, um ein periodisches, sinusförmiges, symmetrisches Differentialsignal über zwei symmetrische Anschlüsse eines Kristallresonators zu definieren, die in einer parallelen Konfiguration über symmetrische Differentialanschlüsse einer Differentialoszillatorschaltung gekoppelt sind.
  • Die Differentialoszillatorschaltung ist so konfiguriert, dass sie aus einfachen aktiven und passiven Komponenten besteht, die problemlos in moderner Technologie integrierter Schaltkreise ausgeführt werden können und somit das Unterbringen der Differentialoszillatorschaltung auf einem monolithischen IC-Chip ermöglichen, für den der Kristalloszillator (als Ganzes) ein geeignetes, stabiles, periodisches Taktreferenzsignal bereitstellt. Ähnlich und im Gegensatz zu Ausführungen nach dem Stand der Technik wird nur der Resonanzkristall (Kristallresonator bzw. Quarzkristallresonator) als chipexterne Komponente bereitgestellt. Diese spezielle Konfiguration ermöglicht erhebliche Einsparungen für Komponententeilekosten durch das Partitionieren von immer mehr Funktionalität im IC-Chip selbst.
  • Eine separate (chipexterne) Montage des Kristallresonators erfordert, dass der elektrische Kontakt zwischen dem Kristallresonator und der verknüpfen Oszillator schaltung durch Verbinden von Leitungen begrenzter Länge erfolgt. In der Technologie integrierter Schaltungen werden diese Verbindungsleitungen typischerweise als auf einer PC-Plattensubstrat ausgebildete Schaltungspads und Leitungsdrähte ausgeführt, auf die Verbundleitungen gebondet (gelötet) werden, um eine elektrische Verbindung zwischen dem Kristallresonator und einer verknüpften Oszillatorschaltung herzustellen. Externe Elektroverbindungen dieser Art sind bekanntermaßen anfällig für Rauschen und andere Formen von Störungen, die auf die Verbindungsleitungen und somit in die Oszillatorschaltung ausstrahlen können, was das Gesamtrauschverhalten beeinträchtigt.
  • Eine Quelle für sinusförmige Signale mit einer Differentialausgangskonfiguration definiert ein Paar von periodischen, sinusförmigen Signalen, wobei das Signal am einen Ausgangsanschluss als um 180° phasenversetzt zu einem ähnlichen periodischen, sinusförmigen Signal, auftretend am anderen Ausgangsanschluss, definiert ist. Klassische Differentialsignale werden als "symmetrisch" bezeichnet, insofern als beide Signale gleiche Spitzenamplituden aufweisen, obwohl sie eine 180°-Phasenbeziehung aufweisen. Wie im vereinfachten Zeitablaufdiagramm von 6 dargestellt weisen Differentialsignale einen wesentlichen Vorzug insofern auf, als Gleichtaktstörung, die an einem Anschluss eingespeist wird, getilgt wird, wenn das Signal zu einem Eintaktsignal konvertiert wird. Solch eine Gleichtaktstörung weist typischerweise die gleiche Amplitude an jedem Pin auf und wird durch Ausstrahlung in die Schaltung von externen Quellen verursacht oder oft in der Schaltung selbst erzeugt. In 6 oszilliert ein positives, sinusförmiges Signal mit der Bezeichnung Signal-P um eine Nullreferenz, wird aber durch eine Gleichtaktstörungskomponente mit der Bezeichnung ICM verschoben. Ebenso oszilliert ein negatives sinusförmiges Signal mit der Bezeichnung Signal-n um eine Nullreferenz, zeigt eine 180°-Phasenbeziehung zu Signal-p und wird ebenfalls durch eine Gleichtaktstörungskomponente mit der Bezeichnung ICM versetzt.
  • Eine Überlagerung von positivem und negativem periodischen Signal wird im Zeitablaufdiagramm unter der Bezeichnung "Zusammengesetzt" gezeigt, was deutlich darstellt, dass der Spitzenunterschied zwischen positiven und negativem Signal auch bei Vorhandensein einer Gleichtaktstörungskomponente ICM gleich bleibt.
  • In 7 ist ein halbschematisches Blockdiagramm einer Schaltung zur Erzeugung eines periodischen Signals einschließlich eines Differentialkristalloszillators zur Ansteuerung eines Differentiallinearpufferverstärkers dargestellt. Zweckmäßigerweise wird die Differentialsignalübertragung in der gesamten Architektur be trachtet, um die Reinheit des abgeleiteten periodischen Signals zu erhalten und jegliche in das System eingespeiste Gleichtaktstörungskomponenten zu minimieren. Insbesondere ist in der Konstruktion einer Differentialkristalloszillatorschaltung, umfassend einen Kristallresonator und die verknüpfte Oszillatoransteuerschaltung, eine Differentialsignalübertragung enthalten. Die Differentialsignalübertragung wird durch wenigstens eine erste Linearpufferstufe aufrechterhalten, die zum Isolieren der Differentialoszillatorschaltungs-Schaltstöße und anderer Formen von Rauschen, die durch nachfolgende digitale Komponenten der integrierten Schaltung erzeugt werden können, dient.
  • In 7 ist eine Differentialkristalloszillatorschaltung konfiguriert, um als eine Quelle von stabilen, synchronen und periodischen Signalen zu dienen. Gemäß der dargestellten Ausführungsform umfasst ein Differentialkristalloszillator 710 zweckmäßigerweise einen Resonanzkristall 712 und ein Paar von symmetrischen Lastkondensatoren 714 und 716, wobei jeder Lastkondensator jeweils zwischen Massepotential und einer der beiden symmetrischen Ausgangsanschlüsse des Resonanzkristalls 712 gekoppelt ist.
  • Der Resonanzkristall 712 ist zwischen Differentialanschlüssen einer Differentialoszillator-Ansteuerschaltung 718 gekoppelt, die wiederum mit Differentialeingängen einer integrierten Differentiallinearpufferschaltung 720 verbunden ist. Die symmetrischen Anschlüsse des Resonanzkristalls 712 sind über Differentialanschlüsse des Resonators und Linearpuffers gekoppelt, wobei ein erster Anschluss des Kristalls vom ersten Parallelkondensator 14 mit der Masse parallel geschaltet ist. Der zweite Anschluss des Kristalls ist vom zweiten Parallelkondensator 716 mit der Masse parallel geschaltet.
  • Der Oszillatoransteuerschaltungsteil des Differentialkristalloszillators 710 dient in Kombination mit dem Kristallresonator 712 zum Definieren eines reinen sinusförmigen und differentialen Signals über die symmetrischen Anschlüsse des Kristalls. Wie nachfolgend detaillierter ausgeführt wird dieses reine sinusförmige und differentiale Signal anschließend vom Linearpuffer 720 zum Entwickeln einer verstärkten Darstellung von mit der Kristallresonanzfrequenz synchronisierten periodischen Signalen verwendet. Diese verstärkten Signale werden ebenfalls als differential betrachtet und sind hervorragend dazu geeignet, eine Schaltung zum Bilden von digitalen Kurven anzusteuern, um verschiedene digitale Impulsfolgen zu definieren, die von verschiedenen Formen von digitalen Zeitsteuerungsschaltungen wie Phasenregelkreise (PLLs), frequenzabstimmbare Digitalfilter, direkte digitale Frequenzgene ratoren (DDFS) usw. verwendet werden können. Mit anderen Worten: Das in 7 abgebildete System kann treffend als eine Erzeugerschaltung mit periodischer Funktion beschrieben werden, wobei der Kristalloszillatorteil 710 die Periodizität bereitstellt und der Pufferteil 720 die Funktionalität bereitstellt.
  • Bevor detailliert die Konstruktion und Funktionsweise der Differentialoszillator-Ansteuerschaltung und des Differentiallinearpufferverstärkers erörtert wird, ist das Beschreiben der Merkmale eines Resonanzkristalls, wie er für die Verwendung im Kontext in Betracht kommt, sinnvoll.
  • 8 bildet die herkömmliche Darstellung eines Resonanzkristalls 712 mit spiegelbildlichen und symmetrischen Anschlüssen 822 und 824 ab, auf dem sich differentiale, periodische Signale auf der Resonanzfrequenz des Kristalls bilden können. Resonanzkristalle (auch als Kristallresonatoren bezeichnet) können aus einer Vielzahl von Resonanzmaterialien gebildet werden, meist werden sie aber aus einem Stück Quarz gebildet, das exakt entlang bestimmter von dessen kristallinen geraden Flächen geschnitten wird und eine solche Größe und Form aufweist, dass eine bestimmte Resonanzfrequenz vom fertigen Teil definiert wird. So gebildete Resonanzkristalle werden allgemein als "Quarzkristallresonatoren" bezeichnet.
  • Ein typisches Darstellungsmodell der entsprechenden Schaltung eines Quarzkristallresonators 712 ist in vereinfachter, halbschematischer Form in 9 abgebildet. Ein Quarzkristallresonator kann als zweiphasiger Resonator mit einer LCR-Schaltung modelliert werden, umfassend einen Kondensator Cm in Reihe mit einem Induktor Lm und einem Widerstand Rm, auf parallele Weise gekoppelt mit einem Kondensator Co über die zwei Anschlüsse. Es ist verständlich, dass die einzelnen Komponentenwerte von Kondensator, Induktor und Widerstand, die den LCR-Filterteil der Schaltung bilden, die Resonanzmerkmale des Kristalls definieren. Diese Konstruktionswerte können problemlos von Fachleuten in diesem Gebiet angepasst werden, um einen Resonanzkristall auszuführen, der auf einer billigerweise erwünschten Frequenz funktioniert.
  • Beispielsweise kann erwünscht sein, dass eine bestimmte beispielhafte Ausführungsform eines Kristallresonators eine Resonanzfrequenz im Bereich von etwa 10 Megahertz (MHz) aufweist. In solch einem Fall kann die entsprechende Schaltung solch eines Kristalls einen typischen Wert von etwa 20 Femtofarad (fF) für den Kondensator Cm aufweisen. Der Induktor Lm kann einen typischen Wert von etwa 13 Milli-Henry (mH) aufweisen, während der Widerstand einen typischen Wert von etwa 50 Ohm aufweisen kann. Bei Verwendung in einer Oszillatorkonstruktion der Praxis wird die Oszillation für Werte des Widerstands Co erreicht, die niedriger als ein Konstruktionswert im ungünstigsten Fall sind. In der beispielhaften Ausführungsform können Werte im ungünstigsten Fall von 7 Pikofarad (pF) gewählt werden, um eine Konstruktion zu gewährleisten, die auf der gewünschten Resonanzfrequenz über einen breiten Bereich von Kristalläquivalentschaltungswerten oszilliert. In einer Praxisanwendung kann der typische Bereich von Kapazitätswerten für Co von etwa 3 bis etwa 4 pF reichen.
  • 10 und 11 sind grafische Darstellungen, die Verlaufskurven für Impedanz und Phase zur Frequenz jeweils einer gemäß dem entsprechenden Schaltungsmodell von 9 konstruierten Kristallresonatorschaltung und bei Verwendung der oben genannten Werte für die Komponententeile Cm, Lm, Rm und Co zeigen. 10 ist eine Kurve des tatsächlichen Anteils der Impedanz in Ohm in Abhängigkeit von der Frequenz des Resonators in Megahertz. 11 ist eine Darstellungskurve der imaginären Impedanzkomponente (ausgedrückt als Phase), wiederum ausgedrückt in Abhängigkeit von der Frequenz in Megahertz. Aus den Darstellungskurven ist abzuleiten, dass ein gemäß den oben genannten Werten konstruierter beispielhafter Kristallresonator eine Resonanzfrequenz im Bereich von etwa 10 MHz aufweist. Ferner zeigen Simulationsergebnisse für solch einen Kristallresonator einen steilen Anstieg in der tatsächlichen Kurve von Impedanz und Frequenz von 10 im Resonanzbereich von etwa 10 MHz. Ein steiler Anstieg in der tatsächlichen Impedanz im Resonanzbereich weist auf einen typischerweise von Quarzkristallresonatoren gezeigten hohen Qualitätsfaktor Q hin.
  • Ein Beispiel für einen Quarzkristallresonator mit den zuvor genannten Merkmalen und einer Resonanzgrundschwingung von etwa 10 MHz ist der Quarzkristallresonator Fox HC49U, hergestellt und vertrieben von Fox Electronics, Ft. Meyers, Florida. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass die spezifischen Werte eines Quarzkristallresonators, einschließlich dessen Resonanzfrequenz, nicht besonders wichtig für die Anwendung der Grundsätze sind. Jeder Typ von Kristallresonator kann als Resonatorkomponente 712 von 7 verwendet werden, solange dieser mit allgemein symmetrischen Anschlüssen ausgestattet ist, die auf eine Weise, die nachfolgend detaillierter beschrieben wird, von einer Oszillatoransteuerschaltung 718 von 7 angesteuert werden können, um ein differentiales, sinusförmiges Signal mit Bezug zu den zwei Anschlüssen zu erzeugen. Ferner muss der Resonator nicht auf einer Frequenz von 10 MHz oszillieren. Die Wahl der Resonanzfrequenz ist ausschließlich abhängig von der Präferenz eines Schaltungskonstrukteurs und notwendi gerweise vom Frequenzplan einer integrierten Schaltung, in der das System der Erfindung zum Bereitstellen periodischer Taktsignale verwendet wird.
  • In 12 ist ein vereinfachtes Schemadiagramm einer Differentialoszillator-Ansteuerschaltung, allgemein mit 718 bezeichnet, abgebildet, die für differentiales Koppeln mit einem Kristallresonator geeignet ist, um symmetrische, differentiale, sinusförmige Signale zur Verwendung durch nachfolgende Komponenten zu erzeugen.
  • In der beispielhaften Ausführungsform von 12 ist die Differentialoszillator-Ansteuerschaltung 718 unter Verwendung üblicher Komponenten integrierter Schaltungen konstruiert und in einer Mittelachse symmetrisch. Die Oszillatoransteuerung 718 ist mit einem Paar von P-Kanal-Transistoren 1226 und 1228 konstruiert, deren Source-Anschlüsse gemeinsam mit einer Stromquelle 1230 gekoppelt sind, die wiederum zwischen den Source-Schaltungsanschlüssen und einem positiven Versorgungspotential VDD verbunden sind. Die Gate-Anschlüsse von jedem der P-Kanal-Transistoren 1226 und 1228 sind mit den Drain-Knoten des gegenüberliegenden Transistors gekoppelt, d. h. der Gate-Anschluss des P-Kanal-Transistors 1228 ist mit dem Drain-Knoten des P-Kanal-Transistors 1226 gekoppelt und umgekehrt.
  • An jedem der Drain-Knoten des Transistors sind Ausgangsanschlüsse definiert, wobei der Drain-Knoten von P-Kanal-Transistor 1226 den "Minus"-Anschluss (Von) und der Drain-Anschluss von P-Kanal-Transistor 1228 den "Plus"-Ausgang (Vop) definiert. Somit ist verständlich, dass die Schaltung differential durch Kreuzkopplung der Transistoren 1226 und 1226 dazu dienen kann, Rückkopplung zu erzeugen.
  • Da Transistoren auf allen Frequenzen, insbesondere bei GS, ein gewisses Maß an Verstärkung zeigen, werden oft herkömmliche kreuzgekoppelte Transistoren als Sperren in Anwendungen digitaler Schaltungen ausgeführt, in denen große GS-Komponenten vorhanden sind. In der Differentialoszillator-Ansteuerschaltung 718 wird das Sperren durch Entfernen der GS-Verstärkungskomponente verhindert, während die Hochfrequenzverstärkung des Systems, vor allem die Verstärkung im erwünschten 10-MHz-Bereich, erhalten wird.
  • Um die Verstärkungskomponente bei niedrigen Frequenzen wesentlich zu beseitigen, ist zwischen Gate- und Ausgangsanschlüssen von jeder symmetrischen Hälfte der Schaltung ein Hochpassfilter zwischengeschaltet. Insbesondere ist ein Hochpassfilter 1232 zwischen dem "Minus"-Ausgangsanschluss und dem Gate-An schluss des P-Kanal-Transistors 1228 gekoppelt. Ebenso ist ein Hochpassfilter 1234 zwischen dem "Plus"-Ausgangsanschluss und dem Gate-Anschluss des P-Kanal-Transistors 1226 gekoppelt. Ferner ist jeder der Hochpassfilter 1232 und 1234 zwischen einer virtuellen Masse, identifiziert als Vmid und in der beispielhaften Ausführungsform von 12 in Durchsicht gezeigt, und dem entsprechenden Gate-Anschluss des jeweils einem der Differentialpaar-P-Kanal-Transistoren 1226 und 1228 gekoppelt. Jeder der Hochpassfilter 1232 und 1234 ist als RC-Filter ausgeführt, wobei jeder einen Widerstand und einen Kondensator in einer Reihenparallelkonfiguration umfasst. Jeder Kondensator ist zwischen einem Ausgangsanschluss und dem Gate-Anschluss eines entsprechenden Differentialpaartransistors in Reihe geschaltet, wobei jeder Widerstand zwischen einem Gate-Anschluss und der virtuellen Masse gekoppelt ist. Somit umfasst das erste Hochpassfilter 1232 einen zwischen dem "Minus"-Anschluss und dem Gate-Anschluss von P-Kanal-Transistor 1228 gekoppelten Kondensator 1236. Ein Widerstand 1238 ist zwischen dem Gate von P-Kanal-Transistor 1228 und der virtuellen Masse gekoppelt. Ähnlich umfasst der zweite Hochpassfilter 1234 einen zwischen dem "Plus"-Anschluss und dem Gate-Anschluss von P-Kanal-Transistor 1226 gekoppelten Kondensator 1240. Ein Widerstand 1242 ist zwischen dem Gate von P-Kanal-Transistor 1226 und der virtuellen Masse gekoppelt.
  • Im Betrieb filtert das Hochpassfilter 1232 die Eingabe von Von vor dem Anlegen des Signals am Gate des jeweiligen Differentialpaartransistors 1228. Auf gleiche Weise filtert das Hochpassfilter 1234 den Eingang von Vop vor dem Anlegen dieses Signals am Gate des entsprechenden Differentialpaartransistors 1226. Jedes der Hochpassfilter ist symmetrisch konstruiert und weist solchermaßen gewählte Komponentenwerte auf, dass Grenzfrequenzen im Bereich von etwa 5 MHz erzeugt werden. Beispielsweise können die Filterkondensatoren 1236 und 1240 Werte von etwa 1,5 pF und die Filterwiderstände 1238 und 1242 Werte im Bereich von etwa 718 kOhm aufweisen. Dies würde ein Filter ergeben, das die gewünschte Grenzfrequenz von 5 MHz erzeugt. Somit ist verständlich, dass die Differentialoszillator-Ansteuerschaltung 18 eine zu vernachlässigende Verstärkung bei GS aufweist und die Konstruktionsverstärkungswerte im gewünschten Bereich von etwa 10 MHz aufweist.
  • Es ist verständlich, dass die Komponentenwerte für Hochpassfilter 1232 und 1234 gewählt wurden, um eine bestimmte Grenzfrequenz von etwa 5 MHz zu erreichen, was der Oszillatoransteuerschaltung ermöglicht, volle konstruktive Verstär kung bei einer Resonanzfrequenz von etwa 10 MHz zu erzeugen. Wenn die Resonanzfrequenz der Kristalloszillatorschaltung einen anderen Wert aufweisen müsste, würden die Komponenten der Hochpassfilter 1232 und 1234 zwangsläufig andere Werte zeigen, um sich an die abweichenden Betriebsmerkmale der Schaltung anzupassen. Entsprechend dürfen die tatsächlichen Komponentenwerte und der Grenzfrequenzwert der beispielhaften Ausführungsform nicht als irgendeine Beschränkung für die Differentialoszillator-Ansteuerschaltung verstanden werden. Die Werte und Merkmale der Differentialoszillator-Ansteuerschaltung 718 von 12 sind beispielhaft und wurden lediglich zur Darstellung einer bestimmten Anwendung gewählt.
  • Da das Gleichtaktausgangssignal eines Differentialverstärkers oft undefiniert ist, ist die Differentialoszillator-Ansteuerschaltung 718 von 12 mit einer Gleichtaktsteuerschaltung ausgestattet, die zum Halten jeglicher Gleichtaktausgangssignale auf akzeptablen Pegeln dient. Insbesondere wird ein Differentialpaar von N-Kanal-Transistoren 1244 und 1246 bereitgestellt, wobei die Drain-Anschlüsse von jedem mit jeweils einem der Ausgangsanschlüsse Von und Vop gekoppelt ist. Die Source-Anschlüsse der Differential-N-Kanal-Transistoren 1244 und 1246 sind jeweils gemeinsam mit einem Minusversorgungspotential Vss verbunden. Deren Gate-Anschlüsse sind untereinander verbunden und sind ferner in Rückkopplungsform mit dem Drain-Knoten jedes Transistors über jeweils einen Vorspannungswiderstand 1248 und 1250 verbunden. Die Vorspannungswiderstände 1248 und 1250 weisen in der beispielhaften Ausführungsform jeweils einen Wert von etwa 100 kOhm auf, wobei die Gate-Anschlüsse des N-Kanal-Differentialpaares 1244 und 1246 mit einer Mittenabzweigung zwischen den Widerständen gekoppelt sind. Diese Mittenabzweigung definiert die virtuelle Masse Vmid, die einem Signalmittelpunkt entspricht, um den die sinusförmigen Signale Von und Vop oszillieren. Jede an den Ausgängen vorhandene Gleichtaktkomponente führt zum Auftreten einer Spannungsauslenkung an den Gates des N-Kanal-Differentialpaares 1244 und 1246. Mit anderen Worten: Die virtuelle Masse Vmid kann als Betriebsschwelle für das Strombetriebsart-Steuerdifferentialpaar 1244 und 1246 gesehen werden. Gleichtaktauslenkungen oberhalb oder unterhalb Vmid führen dazu, dass ein Gleichtakt-Steuerdifferentialpaar die Betriebsmerkmale der Schaltung so anpasst, dass Vmid auf dem Pegel der virtuellen Masse gehalten und jede Gleichtaktkomponente minimiert wird.
  • Im Betrieb wird Rauschen in solch einer linearen Differentialoszillator-Ansteuerschaltung vor allem durch den Kristallresonator gefiltert, aber auch durch die Betriebsmerkmale der Ansteuerschaltung. Rauschen bei 10 MHz wird beispielsweise durch die positiven Rückkopplungsmerkmale der Schaltung verstärkt und steigt an, bis es begrenzt wird. In der beispielhaften Ausführungsform von 12 steigen Signale im 10-MHz-Bereich in der Amplitude an, bis sie durch einen nichtlinearen, selbstbegrenzenden Verstärkungskompressionsmechanismus begrenzt werden.
  • Wenn die Amplitude des verstärkten Signals groß wird, fällt der effektive Gegenwirkleitwert gm der P-Kanal-Differentialpaartransistoren 1226 und 1228 ab, wodurch die Verstärkung des Differentialverstärkers begrenzt wird. Das Abfallen der Verstärkerverstärkung bei ansteigenden Gate-Spannungsauslenkungen ist ein wohlbekanntes Prinzip und muss hier nicht weiter detailliert beschrieben werden. Es sei aber darauf hingewiesen, dass bei einem Trend der Verstärkung der Oszillatoransteuerschaltung zu 1 der Kristallresonator beginnt, sich selbst zu begrenzen, wodurch ein konstantes, sinusförmiges Ausgangsamplitudensignal definiert wird. Die Konstanz der Amplitudenauslenkungen spiegelt sich in den Steuer(Gate-)anschlüssen des P-Kanal-Differentialpaares 1226 und 1228 wider, wobei der Rückkopplungsmechanismus Stabilität um den Verstärkungsfaktor Eins gewährleistet.
  • Es ist daher verständlich, dass die Differentialoszillator-Ansteuerschaltung 718 in Kombination mit einem Kristallresonator (712 of 7) zum Definieren von periodischen, sinusförmigen und differentialen Signalen über die Anschlüsse des Kristallresonators dient. Die Signale sind insofern differential, als sie eine 180°-Phasenbeziehung aufweisen. Die Signalqualität wird verbessert, weil die beispielhafte Differentialoszillator-Ansteuerschaltung so konstruiert ist, dass sie hochgradig linear mit einer relativ niedrigen Verstärkung ist, wodurch das Phasenrauschen (Phasenzittern) zu einem erheblich höheren Grad reduziert wird, als dies nach dem Stand der Technik möglich ist. Signalqualität und -symmetrie werden zusätzlich verbessert durch die symmetrische Form der zwei Hälften der Oszillatoransteuerschaltung. Insbesondere ist die Oszillatoransteuerschaltung symmetrisch um eine Mittelachse und bei Ausführung in der Technologie integrierter Schaltungen wird diese Symmetrie während Konstruktion und Layout beibehalten. Somit sind leitende Signalwege und die räumliche Ausrichtung der aktiven und passiven Komponenten des Treibers identisch bezüglich der "Minus-" und "Plus-"Ausgänge, wodurch die Signalsymmetrie verbessert und das Phasenzittern weiter minimiert werden.
  • Die Differentialkristalloszillatorschaltung kann ein periodisches Taktsignal (etwa 10 MHz) bereitstellen, dass stabile und robuste Taktsteuerungsmerkmale mit sehr geringem Zittern zeigt. Wie im vereinfachten halbschematischen Blockdia gramm von 13 dargestellt, umfasst eine spezielle beispielhafte Ausführungsform einer Schaltung zum Erzeugen eines periodischen Signals eine Differentialkristalloszillatorschaltung, umfassend einen Kristallresonator 12 und eine Differentialoszillator-Ansteuerschaltung 718. Eine Resonanzkristallschaltung 12 umfasst den ersten und zweiten Taktsteuerungskondensator (714 und 716 von 7), die zur Vereinfachung der Erläuterung nicht dargestellt sind. Die Resonanzkristallschaltung 712 ist parallel über die Ausgangsanschlüsse der Oszillatoransteuerschaltung 718 gekoppelt, welche die Schaltung eines aktiven Bauelements zum Einspeisen von Energie in die Schaltung umfasst, um die Oszillation zu erhalten. Diese Parallelkombination ist differential in einen Linearpufferverstärker 720 gekoppelt, der zum Bereitstellen eines Linearverstärkungsfaktors K für das von der Kristalloszillatorschaltung bereitgestellte Differentialsignal dient.
  • Der Linearpufferverstärker 720 stellt eine Signaltrennung durch hohe Eingangsimpedanz und Verstärkung des von der Kombination aus Kristallresonator und Oszillatortreiber erzeugten oszillierenden (10 MHz) Signals bereit. Der Linearpufferverstärker 720 ist für eine Ausgabe von Differentialsignalen konfiguriert, charakterisiert durch eine lineare Verstärkung der Eingangsdifferentialsignale, die dann zum Ansteuern von einer oder mehreren zusätzlichen Vorrichtungen zum Formen von Wellen, wie nichtlineare Pufferverstärker 1352, 1354 und 1356, verwendet werden können.
  • In der beispielhaften Ausführungsform von 13 dienen die nichtlinearen Puffer 1352, 1354 und 1356 zum Bereitstellen einer Signalumsetzung (Wellenformung) vom am Ausgang des Linearpuffers 720 vorhandenen periodischen Signal mit einer Differentiationszeichenwelle zu einer digitalen Impulsfolge bei charakteristischen Logikpegeln für das Ansteuern von abfallenden digitalen Schaltungsblöcken 1358, 1360 und 1362. Zusätzlich zur Signalumsetzungsfunktion stellen die nichtlinearen Puffer 1352, 1354 und 1356 auch ein Maß für die Signalaufbereitung bereit, wobei das rein sinusförmige Signal an deren Eingängen in eine sehr zitterarme Rechteckwellenausgabe umgewandelt wird.
  • Die folgende in der beispielhaften Ausführungsform von 13 dargestellte digitale Schaltung 1358, 1360 und 1362 kann eine beliebige Art von digitaler Schaltung sein, die einen stabilen periodischen Takt erfordert, wie ein Phasenregelkreis, ein abstimmbares Filter, ein digitaler Frequenzgenerator usw. Typischerweise erzeugen Schaltungen mit hoher Schaltgeschwindigkeit dieser Art ein starkes Rauschen, insbesondere als ein Ergebnis von Ground-Bounce, Schaltstößen und abklingender Schwingung. Um die Einspeisung durch Koppeln von diesen Rauschquellen zurück zur Kristalloszillatorschaltung zu minimieren und im Gegensatz zum Stand der Technik verwendet das System zwei Stufen zum Puffer.
  • Nach dem Stand der Technik wird die Signaltransformation von einem sinusförmigen Signal zu einer Rechteckwellenausgabe typischerweise durch Verwendung eines Inverters zu einem Rechteck-Sinusform-Eingangssignal ausgeführt. Eine digitale Inverterfunktion kann als ein nichtlinearer Verstärker eines zu einer Rechteckwelle umgewandelten sinusförmigen Eingangssignals durch Bereitstellen einer extrem hohen Verstärkung charakterisiert sein, so dass das Eingangssignal während der Verstärkung zur Schiene hin verschoben wird (d. h. Begrenzung). Somit kann das Ausgangssignal eines typischen Inverters als eine begrenzte Sinuswelle charakterisiert werden. Dieses spezielle Linearitätsfehlermerkmal des Inverters bietet ferner Möglichkeiten zum Hinzufügen von Phasenrauschen zum Ausgangssignal.
  • Phasenrauschen (Phasenzittern) kann auch eingespeist werden, wenn die Flanke einer Signalwelle durch einen Nulldurchgang nicht steil ist. Somit wird das Phasenrauschen in den nichtlinearen Pufferverstärkern 1352, 1354 und 1356 durch Verstärken des von der Kristalloszillatorschaltung bereitgestellten Differentialsignals durch den Linearverstärker 720 minimiert, um die Amplitude und somit die Anstiegsgeschwindigkeit des Signals vor Konvertierung in eine Rechteckwelle zu erhöhen. Das aus Nulldurchgängen resultierende Phasenrauschen der nichtlinearen Pufferverstärker wird dadurch minimiert.
  • Ferner sind in einer sehr großen integrierten Schaltung eine Vielzahl von digitalen Logikelementen mit einer gemeinsamen Stromversorgung gekoppelt. Das Schalten dieser digitalen Logikelemente verursacht ein Verschieben der Stromversorgungsspannung nach oben und unten, was zu einem digitalen Schaltgeräusch führt. Dieses Verschieben in der Stromversorgung speist eine Zitterkomponente an jedem Inverter ein, der als ein Puffer in einer herkömmlichen Oszillatorschaltung verwendet wird. Das Beibehalten eines Differentialsignals in der gesamten Oszillatorschaltung, einschließlich Wellenformpuffer, ermöglicht ein wesentliches Entfernen der Effekte von Stromversorgungsrauschen vom Oszillator und somit ein Erhalten der Signalqualität. Zusätzlich ermöglicht die Verwendung eines Differentialsignals in der gesamten Architektur des Oszillators das Unterdrücken des Ausstrahlens von Gleichtaktrauschen auf die Pins des Kristallresonators.
  • Die Anzahl der nichtlinearen Puffer, die kaskadenförmig angeordnet werden können, um ein geeignetes Taktsignal zu erzeugen, ist ein weiteres wichtiges Merk mal bei der Konstruktion einer phasenrauscharmen Oszillatorschaltung. In herkömmlichen Oszillatorschaltungen werden mehrere kaskadenförmig angeordnete Inverter verwendet, um eine hohe Isolierung des endgültigen Rechteckausgangssignals bereitzustellen. In solchen Fällen tritt jedes Mal, wenn das Signal einen nichtlinearen Inverter passiert, ein Nulldurchgang auf, der eine zusätzliche Möglichkeit bietet, um Phasenrauschen in die Schaltung einzuspeisen. Um das Phasenrauschen zu minimieren, wird eine Einzelstufe zum nichtlinearen Puffer bereitgestellt, die eine hohe Eingangsimpedanz für den linearen Puffer 720 bereitstellt, der diese verarbeitet. Zusätzlich weist der Linearpuffer 720 ferner eine hohe Eingangsimpedanz auf, um den Kristallresonator und die verknüpfte Differentialoszillator-Ansteuerschaltung zusätzlich von Rauschbelastung zu trennen.
  • Eine beispielhafte Ausführungsform eines Linearpuffers, geeignet für die Verwendung in Verbindung mit der Schaltung zur Erzeugung eines periodischen Signals von 13, ist in vereinfachter, halbschematischer Form in 14 dargestellt. Die beispielhafte Ausführungsform von 14 stellt die konzeptionelle Ausführung eines Differential-Ein-/Differential-Aus-Verstärkers dar. Die differentiale Ausführung bietet mehrere Vorzüge in Bezug auf praktische Anwendungen. Insbesondere wird die maximale Signalschwingung wegen der differentialen Konfiguration um den Faktor 2 verbessert. Zusätzlich werden durch Stromversorgungsschwankungen und Schaltstoßrauschen eingespeiste Signale wesentlich reduziert, weil der Signalweg symmetrisch ist.
  • Die beispielhafte Ausführung eines Differential-Ein-/Differential-Aus-Verstärkers (allgemein als 720 bezeichnet) von 14 verwendet eine Faltkaskadenkonfiguration, um ein Differentialausgangssignal mit der Bezeichnung Vout zu erzeugen. Da das Gleichtaktausgangssignal von Verstärkern mit einem Differentialausgang oft unbestimmt sein und somit dazu fuhren kann, dass der Verstärker aus dem Bereich verschoben wird, in dem hohe Verstärkung erzielt wird, ist das Bereitstellen einer Art von Gleichtaktrückkopplung wünschenswert, um das Gleichtaktausgangssignal zu stabilisieren. In der Ausführungsform von 14 wird das Gleichtaktausgangssignal an jeden der Anschlüsse umfassend den Ausgang Vout abgetastet und zu den Stromkörperlasten der Faltkaskade zurückgeleitet.
  • Differentialeingangssignale Vin werden an den Steueranschlüssen eines Differentialeingangspaares 1464 und 1466 bereitgestellt, die wiederum zwischen den jeweiligen Stromquellen 1468 und 1470 und einer gemeinsamen Stromkörperlast 1472 mit Vss gekoppelt sind. Zwei zusätzliche Transistoren (P-Kanal-Transistoren in der beispielhaften Ausführungsform von 14) definieren die Kaskadenelemente für die Stromquellen 1468 und 1470 und versorgen die Verstärkerschaltung mit Vorspannungsstrom.
  • Stromkörperlasten mit hoher Impedanz am Ausgang des Verstärkers 1476 und 1478 können durch Kaskoden-Stromkörpertransistoren (zum Beispiel N-Kanal-Transistoren) ausgeführt werden, die zu einer Ausgangsimpedanz im Bereich von etwa 1 MOhm führen. Die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung 1480 kann als ein N-Kanal-Differentialpaar ausgeführt werden, vorgespannt in den aktiven Bereichen, welches das Gleichtaktausgangssignal abtastet und ein korrigierendes Gleichtaktsignal an die Source-Anschlüsse der Kaskodentransistoren zum Bilden der Stromkörper 1476 und 1478 zurückleitet. Die Kaskadenvorrichtungen verstärken dieses kompensierende Signal, um die Gleichtaktausgangsspannung mit dem ursprünglichen Pegel wiederherzustellen.
  • Es ist darauf hinzuweisen, dass der beispielhafte Linearverstärker von 14 als ein beliebiger einer Anzahl von geeigneten alternativen Verstärkern ausgeführt werden kann. Er muss beispielsweise nicht als ein voll differentialer Faltkaskadenverstärker ausgeführt sein, sondern kann auch als ein Differential-Ein-/Differential-Aus-Verstärker unter Verwendung von zwei Differential-Ein-/Eintakt-Aus-Verstärkern ausgeführt sein. Ferner kann die tatsächliche Schaltungsausführung zweifellos je nach spezieller Auswahl und Vorliebe eines Konstrukteurs einer integrierten Analogschaltung abweichen. Das Eingangsdifferentialpaar kann ein N-Kanal- oder ein P-Kanal-Paar sein, MOS-Vorrichtungen können differential als aktive Widerstände verwendet werden oder alternativ können passive Widerstandkomponenten bereitgestellt werden usw. Es muss lediglich gewährleistet sein, dass der Linearverstärker 720 ein Differentialeingangssignal verstärkt, um ein differentiales, sinusförmiges Signal am Ausgang bereitzustellen. Somit sind die einzigen durch den Linearverstärker 720 zurückgeleiteten Frequenzkomponenten sinusförmig und beeinflussen somit nicht die Betriebsparameter der Differentialkristalloszillator-Frequenz. Der Linearpuffer 720 weist ferner zwangsweise eine relativ hohe Ausgangsimpedanz auf, um das Rauschen zu dämpfen, das von der Rechteckwellenausgabe der folgenden nichtlinearen Verstärkerstufen zurückgeleitet wird.
  • In 15 ist ein vereinfachtes, halbschematisches Diagramm eines nichtlinearen Puffers, allgemein bezeichnet als 1582, dargestellt, wie er als eine Wellenformungs- oder Rechteckformungsschaltung 1352, 1354 oder 1356 von 13 ausgeführt werden kann. Der nichtlineare Puffer 1582 empfängt ein differentiales, sinus förmiges Eingangssignal an den Gate-Anschlüssen eines Eingangsdifferentialtransistorpaares 1584 und 1586. Die Drain-Anschlüsse des Differentialpaares 1584 und 1586 sind gemeinsam mit einer Stromkörperversorgung 1588 verbunden, die mit einem Minuspotential gekoppelt ist. Jeder der jeweiligen Source-Anschlüsse der Differentialpaare ist mit einem Vorspannungsnetz gekoppelt, einschließlich ein Paar von Differentialvorspannungstransistoren 1590 und 1592, deren Gate-Anschlüsse gemeinsam mit einem parallel geschalteten Vorspannungsnetz gekoppelt sind. Das Vorspannungsnetz ist geeignet konstruiert aus einem Widerstand 1594 und einem Stromkörper 1596, die zwischen einem Plusspannungspotential wie Vdd und Vss in Reihe verbunden sind. Ein Vorspannungsknoten zwischen dem Widerstand 1594 und dem Stromkörper 1596 ist mit den gemeinsamen Gate-Anschlüssen des Vorspannungstransistornetzes 1590 und 1592 gekoppelt und definiert eine Vorspannung für das Vorspannungsnetz, die als Plusversorgungsspannungswert minus IR-Abfall über den Vorspannungswiderstand 1594 zu sehen ist. Der den IR-Abfall beschleunigende Strom über den Vorspannungswiderstand 1594 ist, zwangsweise, der vom Stromkörper 1596 erzeugte Strom I.
  • Eine differentiale, rechteckwellenförmige Ausgabe (Vout) wird an zwei Ausgangsknoten erzeugt, die zwischen den jeweiligen Source-Anschlüssen der Vorspannungsnetztransistoren 1590 und 1592 und einem entsprechenden Paar von Pull-up-Widerständen 1598 und 1599 angeordnet sind, die wiederum mit dem Plusversorgungspotential gekoppelt sind. Es ist darauf hinzuweisen, dass das Vorspannungsnetz, einschließlich Transistor 1590 und 1592, zum Steuern des Gleichtaktfrequenzgangs des nichtlinearen Verstärkers in einer Weise ähnlich dem Gleichtaktnetz des Linearverstärkers (Transistor 1244 und 1246 und Widerstand 1248 und 1250 von 12) dient.
  • Obgleich so dargestellt und konstruiert, dass er eine differentiale, rechteckwellenförmige Ausgabe als Reaktion auf ein differentiales, sinusförmiges Eingangssignal erzeugt, ist der nichtlineare Puffer 1582 von 15 sowohl für Eintaktanwendungen als auch für Differentialanwendungen gut geeignet. Wenn eine Eintaktausgabe erwünscht ist, muss lediglich ein Signal von einem der beiden symmetrischen Ausgänge abgerufen werden. Die Entscheidung, ob der nichtlineare Puffer als ein Eintaktpuffer oder ein Differentialpuffer ausgeführt wird, hängt ausschließlich von den Eingangsanforderungen von jeglichen nachfolgenden digitalen Schaltungen ab, welche die Schaltung zur Erzeugung eines periodischen Signals gemäß der Erfin dung takten soll. Diese Entscheidung obliegt alleine dem Systemkonstrukteur und hat nichts mit dem Anwenden der Grundsätze zu tun.
  • 16 ist eine halbschematische Darstellung einer alternativen Ausführungsform der Differentialoszillator-Ansteuerschaltung (718 von 12). Aus der beispielhaften Ausführungsform von 16 kann erkannt werden, dass die Oszillatoransteuerschaltung auf eine im Wesentlichen ähnliche Weise konstruiert ist wie die beispielhafte Ausführungsform von 12, mit der Ausnahme, dass ein Kristallresonator über die Schaltungshälften oberhalb des Differentialtransistorpaares gekoppelt ist, im Gegensatz zu einer Kopplung über eine Schaltung von den Ausgangsanschlüssen Von zu Vop. Die alternative Konfiguration von 16 funktioniert im Wesentlichen auf die gleiche Weise wie die Ausführungsform von 12 und bietet die gleichen Vorzüge wie der zuvor offenbarte Oszillator. Sie wird hier als nur aus Gründen der Vollständigkeit als alternative Ausführungsform angeboten und um darzustellen, dass die spezifische Anordnung der Ausführungsform von 12 nicht sklavisch beachtet werden muss.
  • Es ist verständlich, dass Oszillatorschaltungen mit geringem Phasenrauschen in vielen speziellen Anwendungen höchst wünschenswert sind. 17 zeigt eine solche Anwendung in Form eines Referenzsignalerzeugers in einem Phasenregelkreis. Der Phasenregelkreis verwendet eine phasenrauscharme Schaltung zur Erzeugung eines periodischen Signals, um ein Referenzsignal zur Verwendung durch einen Phasendetektor zu erzeugen. Die Bereitstellung eines reinen Referenzsignals für den Phasendetektor ist wesentlich, um eine reine RF-Ausgabe vom PLL bereitzustellen. Da durch die Signalerzeugungsschaltung induziertes Rauschen und Linearitätsfehler über die PLL-Schaltung übertragen werden und somit die RF-Ausgabe beeinträchtigen, ist das Reduzieren von Phasenrauschen und das Bereitstellen von Rauschunterdrückung frühzeitig in der Signalverarbeitungskette zweckmäßig, um eine reine RF-Ausgabe zu erhalten. Ein Differentialkristalloszillator (710 von 7) stellt dieses Anspruchssignal bereit, indem ein Differentialsignal über die Anschlüsse des Resonanzkristalls erhalten wird; eine Verbesserung, die momentan bei Kristalloszillatoren nach dem Stand der Technik nicht verfügbar ist. Zusätzlich stellt die Verwendung von Linearpufferverstärkern, gefolgt von nichtlinearer Verstärkung in einer Referenzoszillatorschaltung, eine einzigartige Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik zum Reduzieren von Phasenrauschen dar.
  • Seit PLLs in Form von integrierten Schaltungen verfügbar sind, stellen sie sich als für viele Anwendungen nützlich heraus. Bestimmte Beispiele von vorteil hafter Anwendung der Phasenregelkreistechnologie umfassen Nachlauffilter, FSK-Decoder, FM-Stereodecoder, FM-Demodulatoren, Frequenzgeneratoren und Frequenzvervielfacher und -trenner. PLLs werden im breiten Ausmaß für die Erzeugung von Lokaloszillatorfrequenzen in Fernseh- und Radioempfängern verwendet. Die Attraktivität eines PLL liegt darin begründet, dass er zum Erzeugen von Signalen verwendet werden kann, die phasenverriegelt auf eine Kristallreferenz sind und die gleiche Stabilität wie die Kristallreferenz zeigen. Zusätzlich kann ein PLL als ein Schmalbandfilter dienen, d. h. ein Signal verfolgen, dessen Frequenz sich ggf. ändert.
  • Ein PLL verwendet eine Frequenzreferenzquelle im Regelkreis, um die Frequenz und Phase eines Spannungsregeloszillators (VCO) im Kreis zu regeln. Die VCO-Frequenz kann die gleiche sein wie die Referenzfrequenz oder kann ein Vielfaches der Referenzfrequenz sein. Mit einem im Kreis angeordneten programmierbaren Teiler kann ein VCO ein Vielfaches der Eingangsfrequenz mit einer exakten Phasenbeziehung zwischen einer Referenzfrequenz und einer RF-Ausgabe erzeugen. Um solch eine exakte Phasen- und Frequenzbeziehung zu erhalten, muss die für den PLL bereitgestellte Frequenzreferenz zwangsweise ebenfalls exakt und stabil sein.
  • 18 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines beispielhaften Frequenzgenerators, der die Schaltung zum Erzeugen von differentialen, periodischen Signalen umfassen kann. Der Frequenzgenerator ist ein Signalerzeuger, der so geschaltet werden kann, dass er eine beliebige aus einem diskreten Satz von Frequenzen ausgeben kann, und dessen Frequenzstabilität von einer Kristalloszillatorschaltung abgeleitet wird.
  • Frequenzgeneratoren können anderen Formen von Frequenzquellen vorgezogen werden, wenn das Konstruktionsziel das Erzeugen einer reinen Frequenz ist, die relativ frei von Störausgaben ist. Spezielle Konstruktionsziele bei der Konstruktion von Frequenzgeneratoren können die Unterdrückung von unerwünschten Frequenzen und die Unterdrückung von Rauschen in einem Bereich nahe der Resonanzfrequenz des Kristalls sein, das eine typische Quelle für unerwünschte Phasenmodulation ist. Synonyme Begriffe für diese Art von Rauschen sind Breitbandphasenrauschen, Spektraldichtenverteilung von Phasenrauschen, Rest-FM und kurzzeitige bruchteilige Frequenzabweichung.
  • Um das in einem Generator erzeugte Rauschen zu reduzieren, werden wegen ihrer Stabilität und ihrer rauscharmen Ausgabe allgemein Kristalloszillatoren verwendet. Die Verwendung einer Schaltung zur Erzeugung eines periodischen Signals, umfassend einen Differentialkristalloszillator gemäß einer Ausführungsform, verbes sert zweckmäßigerweise diese Leistungsparameter. Das verbesserte Phasenrauschen wird durch das Verwenden einer Linearpufferung gefolgt von nichtlinearer Verstärkung erreicht, während die Rauschunterdrückung durch die in der gesamten Schaltungsarchitektur verwendete Differentialkonstruktion bereitgestellt wird.
  • Es ist offensichtlich, dass eine Schaltung zur Erzeugung eines periodischen Signals gemäß der Erfindung viele Verwendungen in modernen Taktschaltungen und -systemen nach dem Stand der Technik hat. Die Schaltung zur Erzeugung eines periodischen Signals ist aus einfachen aktiven und passiven Komponenten konstruiert, die in moderner Technologie integrierter Schaltungen problemlos ausgeführt werden können. Somit können im Wesentlichen alle Komponenten auf einem monolithischen IC-Chip untergebracht werden, für den der Kristalloszillatorteil ein geeignetes, stabiles periodisches Taktreferenzsignal bereitstellt. Nur der Resonanzkristallteil (Kristallresonator oder Quarzkristallresonator) wird als eine chipexterne Komponente bereitgestellt. Diese spezielle Konfiguration ermöglicht erhebliche Einsparungen für Komponententeilekosten durch das Partitionieren von immer mehr Funktionalität in den IC-Chip selbst.
  • Eine detailliertere Beschreibung des Oszillators enthält die US-Patentanmeldung Nr. 09/438,689 , eingereicht am 12. November 1999 (B600:33758) unter dem Titel "Differential Crystal Oscillator" von Christopher M. Ward und Pieter Vorenkamp, basierend auf der vorläufigen US-Anmeldung Nr. 60/108,209 , eingereicht am 12. November 1998 (B600:33588). Die Ausgabe des Oszillators ist ein Differentialsignal, das eine hohe Gleichtaktrauschunterdrückung zeigt. Das Verwenden eines rauscharmen Oszillators mit Differentialsignalübertragung ermöglicht die Synthese von stabilen, rauscharmen Lokaloszillatorsignalen. Eine einzigartige Erzeugung der Lokaloszillatorsignale ermöglicht die vollständige Integration einer Empfängerschaltung in einer integrierten CMOS-Schaltung durch Reduzieren des Rausches im Signalweg.
  • Frequenzgenerator und ein Funkfrequenzempfänger umfassen oft Phasenregelkreise, die einen Kristalloszillator als eine Frequenzreferenz verwenden. Ein PLL wird verwendet, um eine Grobabstimmung im relevanten Frequenzband bereitzustellen, während ein zweiter PLL Feinabstimmschritte bereitstellt. Zweckmäßigerweise verwenden die vorliegenden Ausführungsformen der Erfindung ein Verfahren der Grob-/Fein-PLL-Abstimmung, um die Leistung des integrierten Tuners zu verbessern.
  • GROB-/FEIN-PLL-ABSTIMMUNG
  • 19 ist ein Diagramm zum Darstellen der Empfängerabstimmung. Die Kombination einer Breitband-PLL-Abstimmung 1908 und einer Schmalband-PLL-Abstimmung 1910 bietet eine Möglichkeit zum Feinabstimmen eines LO 1902, 1904 eines Empfängers über eine große Bandbreite in kleinen Frequenzschritten. Für die beispielhaften Ausführungsformen der QAM-Modulation ist ein kleiner Frequenzschritt 100 kHZ und 25 kHz für die NTSC-Modulation. Die Feinabstimmung ist über eine gesamte beispielhafte Stoßfrequenzbandbreite 1906 von 50 MHz bis 860 MHz verfügbar. Der erste PLL 1908 stimmt einen ersten LO 1902 in großen 10-MHz-Frequenzschritten ab und der zweite PLL 1910 stimmt einen zweiten LO 1904 in wesentlich kleineren Schritten ab. Der erste Zwischenfrequenz(IF-)filter 1912 weist eine ausreichend große Bandbreite auf, um beim Abstimmen der ersten Zwischenfrequenz einen Frequenzfehler von bis zu 10 MHz zuzulassen, wobei der Schmalband-PLL eine endgültige Feinfrequenzabstimmung bereitstellt, um die erwünschte endgültige IF-Frequenz 1914 zu erreichen.
  • 20 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Tuners 2002, der so konstruiert ist, dass er ein Signal 2004 der Bandbreite von 50 bis 860 MHz mit einer Vielzahl von Kanälen empfängt. In diesem beispielhaften Band von Frequenzen befinden sich 136 Kanäle mit einem Abstand zwischen den Kanalmittenfrequenzen von sechs Megahertz 2008. Der Tuner wählt einen dieser 136 Kanäle 2006, die auf einer Frequenz zwischen 50 und 860 MHz sind, durch Abstimmen auf die Mittenfrequenz des gewählten Kanals 2010. Wenn ein Kanal gewählt ist, unterdrückt der Empfänger die ihm angebotenen anderen Kanäle und die Verzerrung. Der gewählte Kanal wird abwärts konvertiert, um einen um eine 44-MHz-Zwischenfrequenz (IF) 2012 zentrierten Kanal zu erzeugen. Alternativ kann der Wert der schließlich vom Tuner erzeugten Zwischenfrequenz mit dem Verfahren zum Bereitstellen einer beliebigen geeigneten endgültigen IF-Frequenz wie etwa 36 MHz gewählt werden.
  • Bei Wahl einer dieser 136 Kanäle ist ein maximaler Frequenzfehler in der Lokaloszillator(LO-)frequenz zum Abstimmen des Kanals auf eine bestimmte IF von plus bzw. minus 50 kHz zulässig. Die Verwendung einer Frequenzkonvertierung zum direkten Abstimmen eines beliebigen der 136 Kanäle auf 44 MHz würde einen Abstimmbereich im Lokaloszillator von 810 MHz erfordern. Dies würde einen Lokaloszillator erfordern, der von 94 bis 854 MHz abstimmt, wenn eine Oberfrequenzkonvertierung verwendet wird. Dies mit einem einzelnen LO zu erreichen ist nicht zweckmäßig. Der Abstimmbereich in Lokaloszillatoren wird durch Varaktordioden bereitgestellt, die typischerweise 33 Volt zum Abstimmen dieser über ihren Abstimmbereich erfordern. Zusätzlich ist in diesem Abstimmbereich ein Frequenzabstimmschritt von 100 kHz erforderlich, um zu gewährleisten, dass die Mittenfrequenz eines abgestimmten Kanals innerhalb von plus oder minus 50 kHz abgestimmt ist. Somit müsste ein großer Bereich von Frequenzen in kleinen Inkrementen über einen 33-Volt-Abstimmsignalbereich abgestimmt werden.
  • In 19, in der das Frequenzabstimmverfahren dargestellt ist, wird ein beispielhaftes 50- bis 860-MHz-Signal 1906 für einen ersten Mischer 1916 bereitgestellt, der mit einem Breitband-PLL 1908 abgestimmt wird, der einen ersten LO 1902 in Frequenzschritten von 10 MHz abstimmt. Dieser Lokaloszillator ist auf eine Frequenz eingestellt, die nominal einen Kanal, der gewählt wurde, auf einer ersten IF von 1.200 MHz 1918 zentriert. Die erste IF 1918 wird anschließend zur zweiten IF von 275 MHz 1922 gemischt 1920. Dies erfolgt durch den Schmalband-PLL 1910, der einen zweiten LO 1904 in Frequenzschritten von 100 kHz abstimmt. Die zweite IF 1922 wird anschließend abwärts zu einer dritten IF 1926 von 44 MHz durch ein drittes Lokaloszillatorsignal 1928 gemischt 1924. Dieses dritte Lokaloszillatorsignal 1930 wird vom zweiten Lokaloszillator- oder Schmalband-PLL-Signal durch Teilen deren Frequenz um den Faktor 4 abgeleitet.
  • 21 ist eine beispielhafte Tabelle von Frequenzen unter Verwendung von Grob- und Fein-PLL-Abstimmung zum Ableiten einer 44-MHz-IF ("IF-3"). Ein Prozess wird verwendet, um die Breit- und Schmalband-PLL-Frequenzen zu bestimmen. Die Beziehung zwischen den Breitband-PLL- und Schmalband-PLL-Frequenzen zum Erzielen der gewünschten Zwischenfrequenz gestaltet sich wie folgt: FLO1 – Fsig – (5/4·FLO2) = Fif (4)
  • Dabei gilt:
    • FLO1:
    PLL1-Frequenz (10-MHz-Schritte)
    FLO2:
    PLL2-Frequenz (z. B. 25-kHz-/100-kHz-/200-kHz- oder 400-kHz-Schritt)
    Fsig:
    Eingangssignal Fif (z. B. 44 MHz oder 36 MHz od. beliebige erforderliche IF)
  • Ein Beispiel: 1250 M – 50M – (5/4·924,8 M) = 44 M
  • Dabei gilt:
    • Fsig = 50 MHz
    • FLO1 = 1.250 MHz
    • FLO2 = 924,8 MHz
    • Fif = 44 MHz
  • 21 und 22 verwendeten diese Formel zum Ableiten der in diese eingegebenen Werte zum Abstimmen der beispielhaften Kabelfernsehsignale "Frf". Beispielsweise listet die erste Spalte 2102 der Tabelle die erforderlichen Frequenzen zum Abstimmen eines auf 50 MHz zentrierten Signals ("Frf") auf eine endgültige 44-MHz-IF ("IF-3"). Zum Abstimmen eines auf 50 MHz zentrierten Kanals wird ein erster LO von 1.250 MHz ("LO-1") durch einen Breitband- oder Grob-PLL bereitgestellt. Dieser erzeugt eine erste IF von 1.200 MHz ("IF-1"). Als nächstes erfolgt unter Verwendung von 100-kHz-Abstimmschritten zum Abstimmen von LO 2 ein Einstellen auf 924,8 MHz ("LO-2"). Es sei darauf hingewiesen, dass es sich nicht um exakt 925 MHz handelt. Das Teilen des zweiten LO durch 4 erzielt in diesem Fall 231,2 MHz für einen dritten LO ("LO-3"). Wenn LO 3 auf die zweite IF von 275,2 angewendet wird, wird eine dritte IF von 44 MHz ("IF-3") erzeugt. Diese Abstimmanordnung ist dargestellt für empfangene Kanäle mit einem 6-MHz-Kanalabstand, wie in der Zeile mit der Bezeichnung "Frf" zu erkennen ist. Auf jeden Fall erzielt die Grob-/Feinabstimmung eine dritte IF ("IF-3") von 44 MHz.
  • 22 ist eine Darstellung einer alternativen Ausführungsform des Grob- und Fein-PLL-Abstimmverfahrens zum Erzeugen einer beispielhaften endgültigen IF von 36 MHz. In diesem Fall wird wie zuvor eine erste IF (IF-1) auf 1.200 MHz plus oder minus 4 MHz abgestimmt. Und der zweite LO (LO-2) ist nahe bei 930 MHz unter Verwendung eines geringen Versatzes zum Erzielen einer dritten IF von 36 MHz (IF-3). Diese definierten Abstimmfrequenzen werden in einem Speicher gespeichert und angewendet, wenn ein Befehl erfolgt, einen bestimmten Kanal abzustimmen. Alternativ kann ein Algorithmus bereitgestellt werden, um die Abstimmfrequenzen zu erzeugen. Es ist verständlich, dass diese Frequenzen beispielhaft sind und andere Frequenzen, die dieses Verfahren verwenden, möglich sind.
  • Somit ist verständlich, dass die Wechselwirkung von Grob- und Feinabstimm-PLL-Frequenzen verwendet wird, um eine dritte IF von 44 MHz zu erzeugen. Ein zweiter LO (LO-2) wird nahe einer Frequenz von 925 MHz gehalten, um jeden der Kanäle abzustimmen. Dieser ist aber durch einen sehr kleinen Abstimmschritt von 100 kHz versetzt. Es ist darauf hinzuweisen, dass die erste IF (IF-1) nicht immer genau 1.200 MHz beträgt. Manchmal liegt sie 4 MHz über oder unter 1.200 MHz. Dieser Fehler führt dennoch zu einer Signalübertragung durch einen ersten IF-Filter. Der maximale Fehler unter Verwendung dieses Schemas beträgt plus oder minus 4 MHz.
  • Dieses Verfahren der PLL-Abstimmung ist detaillierter in der US-Patentanmeldung Nr. 09/438,688 , eingereicht am 12. November 1999 (B600:34015) unter dem Titel "System and Method for Coarse/Fine PLL Adjustments" von Pieter Vorenkamp, Klaas Bult und Frank Carr, basierend auf der US-Voranmeldung Nr. 60/108,459 , eingereicht am 12. November 1998 (B600:33586), beschrieben.
  • Ein Grob- und ein Fein-PLL verwenden einen gemeinsamen Referenzfrequenzoszillator. Von den Phasenregelkreisen des Frequenzgenerators erzeugte Lokaloszillatorsignale speisen im Referenzfrequenzoszillator und in den PLLs erzeugtes Rauschen in einen Signalweg durch die PLL-Ausgabe ein. Eingespeistes Rauschen kann als Phasenrauschen oder -zittern charakterisiert sein. Phasenrauschen ist die Frequenzbereichsdarstellung von Rauschen, das im Zeitbereich als ein Zittern charakterisiert ist. Phasenrauschen ist typischerweise spezifiziert als ein Strompegel unterhalb des Trägers pro Hertz auf einer bestimmten vom Träger entfernten Frequenz. Phasenrauschen kann mathematisch transformiert werden, um ein Zittern auf einer bestimmten Frequenz für ein Zeitbereichssignal zu runden. In einem Taktsignal bezieht sich Zittern auf die Unbestimmtheit in der Zeitlänge zwischen Nulldurchgängen des Taktsignals. Es ist wünschenswert, das in einer Oszillatorschaltung erzeugte und durch die Signalkette in den Signalweg übertragene Zittern zu minimieren, um Rauschbeeinträchtigung im Empfängerweg zu vermeiden. Entsprechend ist ein beliebiger Oszillator, der eine stabile Ausgangsfrequenz erzeugt, ausreichend, um eine Referenzfrequenz für die PLL-Schaltung zu erzeugen.
  • Ein weiteres Hindernis für das Integrieren eines gesamten Empfängers auf einem einzigen CMOS-Chip war die Unmöglichkeit, eine zufriedenstellende Filterstruktur auf dem Chip zu erzeugen. Wie zuvor beschrieben ist eine Vielzahl von durch Schaltungslinearitätsfehler erzeugten unerwünschten Frequenzen ein wesentliches Hindernis für das Erreichen einer zufriedenstellenden Empfängerleistung. Das Filtern ist ein Verfahren zum Unterdrücken dieser unerwünschten Störsignale. Die Mittenfrequenz eines integrierten Filters neigt zu Abweichungen und erfordert eine Kalibrierung, um die Leistung zu erhalten. Zum erfolgreichen Filtern auf einem Chip ist ein automatischer Kalibrierkreis erforderlich, um den Filterfrequenzgang zu zentrieren.
  • 23 ist ein Blockdiagramm einer Blindkomponente, die zum Modellieren einer betriebsfähigen Komponente auf einem IC-Chip verwendet wird. Eine Blindschaltung auf einem IC-Chip dient zum Modellieren einer betriebsfähigen Schaltung, die sich in einem Hauptsignalweg, d. h. RF-Signalweg, auf dem Chip befindet. Anpassungen werden an der Blindschaltung in einem Steuersignalweg außerhalb des Hauptsignalwegs vorgenommen. Sobald die Blindschaltung angepasst wurde, wird deren Status an die betriebsfähige Schaltung im Hauptsignalweg übertragen. Insbesondere sind, wie in 23 gezeigt, ein Hauptsignalweg 2201 und ein Steuersignalweg 2202 auf einem IC-Chip vorhanden. Im Hauptsignalweg 2201 ist eine Signalquelle 2203 durch eine betriebsfähige Schaltung 2204 gekoppelt, um an eine Last 2205 angepasst zu werden. Der Hauptsignalweg 2201 überträgt RF-Signale. Die Signalquelle 2203 stellt allgemein den Teil des IC-Chips vor der betriebsfähigen Schaltung 2204 dar und die Last 2205 stellt allgemein den Teil des IC-Chips nach der betriebsfähigen Schaltung 2204 dar. Im Steuersignalweg 2202 ist eine Steuerschaltung 2206 mit einer Blindschaltung 2207 und mit einer betriebsfähigen Schaltung 2204 verbunden. Die Blindschaltung 2207 ist mit der Steuerschaltung 2206 verbunden, um einen Rückkopplungskreis herzustellen. Die Blindschaltung 2207 repliziert die betriebsfähige Schaltung 2204 im Hauptsignalweg in dem Sinne, dass deren Parameter, z. B. Kapazität, Induktivität, Widerstand, identisch mit den Parameter der betriebsfähigen Schaltung 2204 oder mit diesen verknüpft sind, wobei die Blindschaltung im gleichen Prozess integrierter Schaltungen wie die betriebsfähige Schaltung gebildet wurde. Zum Anpassen der betriebsfähigen Schaltung 2204 wird ein Signal von der Steuerschaltung 2206 auf die Blindschaltung 2207 angewendet. Der von Steuerschaltung 2206 und Blindschaltung 2207 gebildete Rückkopplungskreis passt die Blindschaltung 2207 an, bis diese ein vorgeschriebenes Kriterium erfüllt. Durch die Verbindung mit offenem Kreis zwischen Steuerschaltung 2206 und betriebsfähiger Schaltung 2004 wird der Status der Blindschaltung 2207 auf einer 1-zu-1-Basis oder einer skalierten Basis ebenfalls zu einer betriebsfähigen Schaltung 2204 übertragen. Somit wird die betriebsfähige Schaltung 2204 indirekt angepasst, um das vorgeschriebene Kriterium zu erfüllen, ohne aus dem Hauptsignal ausgeschaltet werden zu müssen und ohne Unterbrechungen oder Störungen im Hauptsignalweg zu verursachen.
  • In einer Ausführungsform dieser oben in Verbindung mit 24a–c und 25–27 beschriebenen Blindschaltungstechnik besteht die anzupassende betriebsfähige Schaltung 2204 aus einer Reihe von Kondensatoren in einem oder mehreren Bandpassfiltern in einem RF-Signalweg, besteht die Blindschaltung 2207 aus einer Reihe von verknüpften Kondensatoren in einem Blindbandpassfilter und besteht die Steuerschaltung 2206 aus einem Phasendetektor und einem chipinternen Lokaloszillator, auf den das betriebsfähige Filter abgestimmt werden muss. Der Ausgang des Lokaloszillators ist mit dem Blindfilter gekoppelt. Der Ausgang des Blindfilters und der Ausgang des Lokaloszillators sind mit den Eingängen des Phasendetektors gekoppelt, um den Unterschied zwischen der Frequenz des Lokaloszillators und der Frequenz, auf die das Blindfilter abgestimmt wird, zu ermitteln. Der Ausgang des Phasendetektors ist mit dem Blindfilter gekoppelt, um dessen Reihe von Kondensatoren so anzupassen, dass das Blindfilter auf die Lokaloszillatorfrequenz abgestimmt wird. Nachdem das Blindfilter abgestimmt ist, wird der Zustand der Kondensatorreihe auf einer 1-zu-1-Basis oder skalierten Basis zum betriebsfähigen Filter übertragen. Da die Kondensatorreihe im Blindfilter diejenige des betriebsfähigen Filters repliziert, kann die Frequenz, auf die das betriebsfähige Filter abgestimmt wird, problemlos auf die Frequenz des Blindfilters skaliert werden.
  • In einer nachfolgend in Verbindung mit 28 bis 33 beschriebenen weiteren Ausführungsform der Blindschaltungstechnik ist die abzustimmende betriebsfähige Schaltung 2204 ein Filter mit einem Spiralinduktor, der einen temperaturempfindlichen Innenwiderstand aufweist. Die Blindschaltung 2207 weist einen identischen Spiralinduktor auf. Die Steuerschaltung 2206 weist einen steuerbaren Regelwiderstand in Reihe mit dem Induktor von Blindschaltung 2207 auf. Der steuerbare Widerstand wird von einem Rückkopplungskreis angesteuert, um Änderungen im Innenwiderstand des Induktors von Blindschaltung 2207 zu verschieben. Die betriebsfähige Schaltung 2204 weist einen ähnlich gesteuerten Widerstand in Reihe mit dessen Induktor auf, um den Widerstandswert des steuerbaren Widerstands in der Steuerschaltung 2206 an den Widerstand der betriebsfähigen Schaltung 2204 in einem offenen Kreis zu übertragen.
  • FILTERABSTIMMUNG
  • 24a ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der Verwendung einer Abstimmschaltung außerhalb eines Signalweges zum Abstimmen von in einem Empfänger vorhandenen Bandpassfiltern. Eine Abstimmschaltung 2302 verwendet eine Ersatz- oder "Blind" filterstufe 2310 zum Ableiten von Abstimmparametern für eine in einem Signalweg 2306 vorhandene Filterreihe 2304. Die Abstimmschaltung verwendet ein im Empfänger verfügbares Lokaloszillatorsignal 2308, um das Blindfilter 2310 auf die Mittenfrequenz des Lokaloszillators abzustimmen. Nach dem Abstim men werden die Werte der abgestimmten Komponenten der Blindfilter, die zu einem abgestimmten Frequenzgang auf dem Lokaloszillatorsignal führen, in der Frequenz skaliert und auf das Bandpassfilter 2312 angewendet. Die Filter werden beim Start abgestimmt und die Abstimmschaltung wird im normalen Betrieb ausgeschaltet. Dies verhindert das Einspeisen von zusätzlichem Rauschen in den Signalweg während des Betriebs.
  • 24b ist ein Ablaufdiagramm des Abstimmprozesses im Betrieb. Zunächst wird der Empfänger eingeschaltet 2312 und von den PLLs erzeugte Lokaloszillatorsignale werden auf die konstruktive Frequenz zentriert 2314. Nach dem Sperren der PLLs ist deren Frequenz eine definierte Bedingung. Als nächstes wird die Filterabstimmung ausgelöst 2316 und durchgeführt. Nach dem Abschluss wird ein Signal vom Filterabstimmnetz zurück empfangen, dass dieses bereit ist 2318. Informationen vom Abstimmnetz werden zur Empfangswegfilterschaltung 2320 kopiert. Als nächstes wird die Filterabstimmschaltung ausgeschaltet 2322 und von der Filterschaltung getrennt. In den Ausführungsformen der Erfindung wird der Schmalband-PLL (2308 von 24a) als Referenzfrequenz in der Abstimmschaltung verwendet. Es ist jedoch verständlich, dass diese Abstimmtechnik mit jedem anderen leicht verfügbaren Signal verwendet werden kann.
  • In 24a ist in einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung ein 925-MHz-Signal direkt vom Schmalband-PLL 2308 erhältlich. Dieses wird zum Abstimmen des Blindfilters 2310 verwendet, enthalten in der mit dem 1.200-MHz-Filter 2304 verknüpften Abstimmschaltung 2302. Nachdem das Blindfilter auf 925 MHz abgestimmt wurde, wird die Frequenzskalierung zum Erhalten der richtigen Komponentenwerte verwendet, um den 1.200-MHz-Filterfrequenzgang zu zentrieren. Das vom Schmalband-PLL erzeugte beispielhafte 925-MHz-Signal wird durch 4 geteilt, um ein drittes LO-Signal mit 231 MHz zu erzielen, das in der zusätzlichen Abstimmschaltung verwendet wird.
  • Andere Divisionen oder Multiplikationen können gleichwertig zum Abstimmen von Blindfiltern verwendet werden. Eine zweite beispielhafte Filterabstimmschaltung 2302 für ein 275-MHz-Filter enthält ein Blindfilter 2310, das auf eine Mittenfrequenz von 231 MHz abgestimmt wird. Nach dem Abstimmen werden die zum Zentrieren des 231-MHz-Blindfilters 2310 verwendeten Komponentenwerte skaliert, um einen zentrierten Frequenzgang für den 275-MHz-Filter 2304 zu erzielen. Zu diesem Zeitpunkt werden die Abstimmschaltungen 2302 ausgeschaltet. Ein Ausschalten der beispielhaften Abstimmschaltungen auf dem 275-MHz-Filter ist besonders wichtig, da das zum Abstimmen des Blindfilters verwendete 231-MHz-Signal in einem beispielhaften Band von 50 bis 860 MHz liegt.
  • Es ist verständlich, dass eine beliebige verfügbare Frequenz zum Abstimmen eines Ersatzfilters verwendet werden kann, so dass ein anderes Filter, das über kein geeignetes Abstimmsignal verfügt, abgestimmt werden kann. Dies erfolgt durch Skalieren der Komponentenwerte des abgestimmten Blindfilters auf für das Filter, das über keine Abstimmfrequenz verfügt, geeignete Werte. Für ein Blindfilter erhaltene Abstimmwerte können auf alle in einer Reihe von Filtern mit einer gemeinsamen Mittenfrequenz vorhandenen Filter angewendet werden. Ebenso können für ein Blindfilter erhaltene Abstimmwerte auf mehrere vorhandene Filter mit abweichenden Mittenfrequenzen durch Anwenden abweichender Skalierungsfaktoren angewendet werden. Schließlich können mehrere Filter an unterschiedlichen Stellen in einem Signalweg, die gemeinsame Mittenfrequenzen aufweisen, durch eine gemeinsame Abstimmschaltung abgestimmt werden.
  • In einer integrierten Schaltung angeordnete Kondensatoren weichen im Kapazitätswert um bis zu +/– 20 % ab. Somit ist zum Bereitstellen einer zufriedenstellenden Empfängerleistung ein Verfahren zum Abstimmen von integrierten Filtern erforderlich, das diese Abweichung in der Kapazität beseitigt. In einer LC-Filterschaltung kann eine Induktivität oder eine Kapazität abgestimmt werden. Induktoren sind aber schwer abzustimmen. Daher werden in den Ausführungsformen der Erfindung in den Filtern vorhandene Werte der Kapazität abgestimmt. Beim Abstimmen der beispielhaften Ausführungsformen werden ein oder mehrere Kondensatoren in eine LC-Filterschaltung ein- und aus dieser ausgeschaltet, um diese abzustimmen.
  • Diese Kondensatoren werden elektronisch in eine Filterschaltung ein- und aus dieser ausgeschaltet. Kondensatoren mit den gleichen Maßen werden in einem Bandpassfilter und einem Blindfilter bereitgestellt, um einen zufriedenstellenden Abgleich zwischen diesen Vorrichtungen bereitzustellen. Schaltbare Kondensatoren in den Ausführungsformen der Erfindung sind MOS-Kondensatoren, die alle den gleichen Wert und Formfaktor aufweisen. Es ist aber verständlich, dass ein anderes Gewichten von Kondensatorwerten bereitgestellt werden könnte, um eine gleichwertige Funktion zu erzielen. Beispielsweise könnten binär oder 1/x gewichtete Werte von Kondensatoren in jedem Filter angeordnet werden, um ein Abstimmen bereitzustellen. In den Ausführungsformen der Erfindung werden eine Reihe von festen Kondensatoren und eine Reihe von elektronisch abstimmbaren Kondensatoren bereitgestellt. Die abstimmbaren Kondensatoren in der beispielhaften Ausführungsform stellen 40 % der bereitgestellten Gesamtkapazität bereit. Dies erfolgt, um die Abweichung von ± 20 % in der Mittenfrequenz durch Fertigungsschwankungen zu berücksichtigen. Um andere Bereiche von Fertigungsschwankungen oder alternative Abstimmschemata zu berücksichtigen, können ein Teil der Kondensatoren oder alle Kondensatoren schaltbar sein. Es ist ebenfalls verständlich, dass jeglicher Typ von schaltbarem Kondensator zusätzlich zu einem MOS-Kondensatortyp verwendet werden kann.
  • 24c ist eine beispielhafte Darstellung eines Abstimmprozesses unter Verwendung von Schalter-Kondensatoren. Die in der unteren Kurve 2402 gezeigten Filterfrequenzgänge stellen ein Abstimmen eines Blindfilters 2310 dar, das in einer Abstimmschaltung 2302 von 24a enthalten ist. Das Abstimmen eines Frequenzgangs im oberen Graphen 2404 zeigt das Abstimmen des beispielhaften 1.200-MHz-Bandpassfilters 2304 von 24a. Zunächst wird keiner der Schalter-Kondensatoren in einer Blindfilterschaltung angewendet. Dies setzt den Filterfrequenzgang zunächst 2406 über die endgültige erwünschte abgestimmte Frequenzgangfrequenz 2408. In diesem Beispiel werden Kondensatoren hinzugefügt, bis der Filterfrequenzgang des Blindfilters um 925 MHz zentriert ist. Der abgestimmte Frequenzgang des 925-MHz-Blindfilters 2408 ist jedoch nicht die erwünschte Mittenfrequenz des Bandpassfilters im Signalweg. Die zum Abstimmen des Blindfilters verwendeten Werte würden das 1.200-MHz-Filter nicht auf den richtigen Frequenzgang abstimmen. Zum Abstimmen des erwünschten Frequenzgangs wird die Frequenzskalierung verwendet. Dies kann erreicht werden, da auf einem Chip angeordnete identische Kondensatoren sehr gut bezüglich Wert und Störungen abgeglichen sind. Insbesondere ist ein Kondensatorabgleich einfach zu erreichen, indem gleiche Maße zwischen Gruppen von Kondensatoren eingehalten werden. Beim Skalieren eines Frequenzgangs zum Ermitteln einer Kapazität zum Anwenden in einem Bandpassfilter wurden identische Induktivitätswerte in Blind- und Bandpassschaltungen beibehalten. Somit ist nur ein Skalieren der Kondensatoren erforderlich. Die Frequenzbeziehung in der beispielhaften Ausführungsform wird mit folgender Formel berechnet:
    Figure 00540001
  • Für diese spezielle Ausführungsform werden identische Induktorwerte L1 = L2 verwendet. Dies Rührt zu einer Kürzung wie folgt:
    Figure 00540002
  • Für die beispielhafte Ausführungsform entspricht dies 925/1.200 oder einem Kapazitätsverhältnis von 3:5. Es ist allerdings verständlich, dass andere Verhältnisse ein gleichwertiges Ausführen der Abstimmung ermöglichen.
  • In 24a sind verschiedene auf die Abstimmschaltung angewendete Steuersignale gezeigt. Falls die Abstimmung nach dem Abstimmverfahren leicht abweicht, ist in der Abstimmschaltung von 23 eine Abweichsteuerschaltung bereitgestellt, um die Abstimmung der Filter etwas nach oben oder unten zu verschieben, indem ein manuelles Mittel zum Hinzufügen oder Entfernen eines Kondensators bereitgestellt wird. Diese Steuerung ist durch eine "Nach-oben/unten"-Steuerleitung 2324 von 24a gezeigt. Die beispielhafte Abstimmschaltung von 23 ist zusätzlich mit einer Abstimmfrequenz "LO" 2308 zum Abstimmen des Blindfilters ausgestattet. Das "10-MHz-Referenz"signal 2326 wird als ein Takt in der Abstimmschaltung verwendet, der die Reihenfolge des Hinzufügens von Kondensatoren steuert. Das "Reset"-Signal 2328 setzt die Abstimmschaltung für den nächsten Abstimmzyklus zurück.
  • 25 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Abstimmschaltung. Ein Reset-Signal 2502 wird zum Entfernen aller Kondensatoren aus der Schaltung beim Einschalten durch Zurücksetzen eines Zählers 2504 verwendet, der die Anwendung der Schalter-Kondensatoren steuert. Das Reset-Signal kann durch einen Controller ausgelöst oder lokal erzeugt werden. Dies stellt einen definierten Startpunkt für die Filterabstimmung bereit. Als nächstes wird ein Filtergütefaktor untersucht, um wiederholt zu bestimmen, wann das Abstimmen gestoppt wird.
  • 26 stellt die Beziehung zwischen Amplitude 2602 und Phase 2604 in einem auf seine Mittenfrequenz fc abgestimmten LC-Filter dar. Beim Abstimmen eines Filters auf eine Mittenfrequenz stehen zwei Frequenzgänge zur Untersuchung zur Verfügung. Amplituden- und Phasenfrequenzgang sind Parameter, die zum Abstimmen des Filters verwendet werden können. Für einen Breitband-LC-Filter ist der Amplitudenfrequenzgang 2602 nicht der optimale Parameter zum Überwachen. Auf der Mittenfrequenz ist die Oberseite der Frequenzgangkurve flach, was die Beurteilung erschwert, ob der Frequenzgang exakt zentriert ist. Der Phasenfrequenzgang 2604 hingegen weist eine eher ausgeprägte Flanke auf der Mittenfrequenz auf. Die steile Flanke des Phasensignals stellt einen leicht erkennbaren Durchgang bereit, um festzustellen, wann die Mittenfrequenz erreicht wurde.
  • In 25 wird die Phasenerkennung zum Erkennen verwendet, wann ein Blindfilter 2506 abgestimmt wurde. Eine beispielhafte 925-MHz-Eingabe von einem Schmalband-PLL wird an einem Phasendetektor 2510 eingespeist 2508. Der Phasendetektor vergleicht die Phase einer Signalausgabe an einen Blindfilter 2508 mit einer Phase der Ausgabe 2512 dieses Filters 2506. Der Phasendetektor erzeugt ein Signal, das intern tiefpassgefiltert wird, um ein GS-Signal 2514 proportional zum Phasenunterschied der beiden Eingangssignale 2512, 2508 zu erzeugen. Beim Abstimmen erfolgt eine 90-Grad-Phasenverschiebung über die Kondensatoren innen im Phasendetektor, die einer Phasenverschiebung von 0 Grad über das Filter entspricht. Null (0) Grad Phasenverschiebung erzeugt eine Ausgabe von 0 Volt. Da bekannt ist, dass beim Ausschalten der Kondensatoren aus der Filterschaltung 2506 die Mittenfrequenz des Filters hoch ist, ist der Komparator 2516 nach dem Tiefpassfilter so konstruiert, dass er ein hohes Signal ausgibt 2518, das ein Einschalten der Filterkondensatoren ermöglicht, bis der Phasendetektor 2510 meldet, dass kein Phasenunterschied über das Filter 2506 auf der abgestimmten Frequenz besteht. Bei einer festgestellten Phasenverschiebung von null Grad deaktiviert der Komparator 2516 den Zähler und verhindert ein Schalten von weiteren Kondensatoren in die Filterschaltung.
  • Der Phasendetektor 2510 der beispielhaften Ausführungsform verwendet einen Gilbert-Zellenmischer 2512 und einen integralen Tiefpassfilter 2525 zum Erkennen der Phase. Allerdings können andere Phasendetektoren gleichwertig für die Mischerschaltung ersetzt werden. Die 90°-Phasenverschiebung zwischen einem Anschluss i 2508 und einem Anschluss q 2512 wird vom Mischer erkannt. Eine 90° Phasenverschiebung zwischen den Signalen i und q im Mischer stellt eine 0-Volt-Ausgabe bereit, die darauf hinweist, dass diese Signale in Quadraturbeziehung zueinander stehen. Die Signale sind als Differentialsignale dargestellt; es können aber auch gleichwertig Eintaktsignale verwendet werden.
  • Die Phasendetektorausgabe 2514 wird als nächstes in einen Komparator 2516 eingespeist, der so eingestellt ist, dass er bei einem an seinem Eingang festgestellten Nulldurchgang auslöst. Wenn ein Nulldurchgang vorliegt, sobald sich die Phasendetektorausgabe Null nähert, sperrt der Komparator und ein Zähler 2504 wird ausgeschaltet und zurückgesetzt 2518. Die Komparatorfunktion wird gleichwertig durch eine Standardkomparatorschaltung bereitgestellt, die Fachleuten in diesem Gebiet bekannt ist.
  • Der Zähler 2504 zählt auf der Basis des 10-MHz-Referenztakts 2524, obgleich viele periodische Signale als ein Takt ausreichen. Je mehr der Zähler hochzählt, desto mehr Filterkondensatoren werden in die Schaltung geschaltet. In den Ausführungsformen der Erfindung 15 werden Steuerleitungen 2526 verwendet, um die Kondensatoren gleichzeitig in den Blindfilter und die Bandpassfilterreihe zu schalten. Die Steuerleitungen bleiben mit beiden Filtern 2528, 2506 festverdrahtet und werden nicht ausgeschaltet. Wenn jedoch der Komparator 2516 den Zähler 2504 ausschaltet, ist die Abstimmschaltung 2530 inaktiv und beeinflusst nicht den Bandpassfilter 2520 im Signalweg.
  • 27 ist ein Schemadiagramm, das die interne Konfiguration von schaltbaren Kondensatoren in einer Ausführungsform des Blindfilters 2506 zur Übertragung von Differentialsignalen und die Konstruktion des Phasendetektors 2510 zeigt.
  • Ein Satz von fünfzehn Steuerleitungen 2526 wird verwendet, um fünfzehn Paare von MOS-Kondensatoren 2702 ein- und auszuschalten. Die Kondensatoren werden durch Anwenden eines definierten Steuersignals auf einen virtuellen Massepunkt 2704 in dieser Konfiguration ein- und ausgeschaltet. Somit wird das Steuersignal auf eine virtuelle Masse angewendet, wenn die Kondensatoren wie gezeigt angeschlossen sind. Somit beeinflussen Fremdkapazitäten an diesem Punkt nicht die Leistung des Filters 2506. Eine Verstärkung erzeugende LC-Stufe 2706 des Blindfilters weist eine Differentialkonfiguration auf und deren LC-Elemente 2708 sind parallel mit den MOS-Kondensatoren 2702 geschaltet.
  • Somit schaltet bei Verwendung eines Kapazitätsverhältnisses von 3:5 in der beispielhaften einen Leitung des Ausführungsbeispiels ein festverdrahteter Bus 2526, der zum Blindfilter 2506 führt, 5 Einheitskondensatoren ein, während das andere Ende der Leitung, das zum Bandpassfilter (2528 von 25) im Signalweg führt, 3 Einheitskondensatoren einschaltet.
  • In der Mischerschaltung, die als ein Phasendetektor 2710 in der beispielhaften Ausführungsform verwendet wird, werden differentiale Spiegel("i"-)signale IP und IN und differentiale phasenverschobene ("q") Signale QP und QN am Phasendetektor eingespeist. Ein herkömmlicher Gilbert-Zellenmischer, konfiguriert als ein Phasendetektor 2710, wie gezeigt, weist eine Verzögerung zwischen dem Anschluss i 2508 und dem Anschluss q zum Ausgang 2514 auf. Die Verzögerung i zum Ausgang ist bevorzugt langer, da dieses Signal eine größere Anzahl von Transistoren passieren muss als die Eingabe p zum Ausgangsweg. Auch wenn i und q exakt um 90 Grad phasenverschoben sind, wird bevorzugt eine GS-Verschiebung durch die Weglängenunterschiede erzeugt, die einen Phasenfehler verursachen. Um diese Situation zu beheben, wird ein zweiter Gilbert-Zellenmischer dupliziert 2710 und parallel mit dem ersten 2710 geschaltet. Die mit dem Mischer 2712 verbundenen Anschlüsse i und q werden hingegen getauscht, um die Verzögerung auszugleichen, wodurch die Verschiebung bevorzugt reduziert wird. Dies führt zu einem Ausgangsphasenfehler von nahezu 0°, der unabhängig von der Frequenz ist. Andere Typen von Phasendetektoren und andere Mittel zum Ausgleichen der Verzögerung, wie eine Verzögerungsleitung, haben für Fachleute in diesem Gebiet bekanntermaßen eine gleichwertige Funktion.
  • In der gezeigten Ausführungsform ist der Tiefpassfilter als ein Einzelkondensator 2714 an jedem Ausgang ausgeführt. Jedoch sind andere gleichwertige Verfahren zum Erreichen eines Tiefpassfilters für Fachleute in diesem Gebiet bekanntermaßen ebenfalls akzeptabel.
  • Ein Verfahren zum Filterabstimmen, das zweckmäßigerweise die Frequenzgeneratorausgabe verwendet, ist vollständig in der US-Patentanmeldung Nr. 09/438,234 , eingereicht am 12. November 1999 (B600:34013) unter dem Titel "System and Method for On-Chip Filter Tuning" von Pieter Vorenkamp, Klaas Bult und Frank Carr, basierend auf der US-Voranmeldung Nr. 60/108,459 , eingereicht am 12. November 1998 (B600:33586), beschrieben.
  • Filter umfassen Schaltungselemente, deren Werte frequenz- und temperaturabhängig sind. Je niedriger die Frequenz, desto größer muss das Element sein, um einen definierten Wert zu erzielen. Diese frequenzabhängigen Schaltungselemente sind Kondensatoren und Induktoren. Die Fertigung von Kondensatoren ist nicht so problematisch wie die Fertigung von Induktoren in einer integrierten Schaltung. Induktoren erfordern relativ gesehen mehr Platz und weisen wegen ihrer Größe einen temperaturabhängigen Q auf.
  • INTEGRIERTER MEHRBAHN-SPIRALINDUKTOR
  • 28a ist eine Draufsicht des Mehrbahn-Spiralinduktors 2800, geeignet zur Integration in eine integrierte Schaltung, die beispielsweise durch einen CMOS-Prozess erzeugt wird. Ein Standard-CMOS-Prozess verwendet oft eine begrenzte Anzahl von Schichten und ein dotiertes Substrat. Diese Bedingungen stellen keine optimalen Bedingungen für die Fertigung eines chipinternen Induktors bereit. Im stark dotierten Substrat induzierte Ströme sind bevorzugt eine Quelle für wesentliche Verluste. Der Mehrbahn-Induktor 2800 besteht aus mehreren langen, schmalen Streifen aus Metall 2804, 2806, parallel geschaltet 2808, 2810 und auf einem integrierten Schaltungssubstrat angeordnet 2802. Ein integrierter Mehrbahn-Spiralinduktor erzeugt bevorzugt Induktivität mit einem höheren Q. Ein höherer Q ist wünschenswert, um geringeres Grundrauschen, geringeres Phasenrauschen in Oszillatoren und bei Verwendung in Filtern eine bessere Selektion zu erreichen. Zum Reduzieren des Reihenwiderstands und somit den Q eines Spiralinduktors zu verbessern, wird von Fachleuten in diesem Gebiet typischerweise eine einzelne große Bahnbreite in der Spirale verwendet.
  • Hauteffekt ist ein frequenzabhängiges Phänomen, das auftritt, wenn ein bestimmter Strom in einem Leiter vorhanden ist, der eine Stromdichte im Leiter erzeugt. Bei Gleichstrom ist die Frequenz gleich Null, die Stromdichte ist gleichmäßig über den Querschnitt eines Leiters verteilt. Wenn die Frequenz erhöht wird, wandert die Spannung zur Oberfläche des Leiters. Bei hoher Frequenz fließt im Wesentlichen der gesamte Strom bevorzugt an der Oberfläche des Leiters. Somit ist die Stromdichte in der Mitte des Leiters sehr gering und an der Oberfläche größer. Eine Hauttiefe ist die Tiefe im Leiter (δ), bei welcher der Strom 1/e = 0,368 vom Wert des Stromes an der Oberfläche beträgt. Die Gleichung für die Hauttiefe lautet wie folgt: δ = (2πfσμ)–1/2 (7)
  • Dabei gilt:
    • f
    = Frequenz in Hz
    σ
    = Leitfähigkeit des Leiters in mhos/m
    μ
    = Durchlässigkeit in Henry/m
  • Wie in Gleichung (7) zu erkennen ist, nimmt die Frequenz mit der Abnahme der Hauttiefe zu.
  • Bei Vergrößern der Bahnbreite über 10–15 μm hinaus führt der Hauteffekt zu einem Zunehmen des Reihenwiderstands eines Spiralinduktors bei hohen Frequenzen. Somit wird Q reduziert, auch wenn eine breite Bahn verwendet wurde. Dieser Trend begrenzt bevorzugt den maximal erreichbaren Q in integrierten Spiralinduktoren.
  • Der reduzierte Q bei hohen Frequenzen in Spiralinduktoren mit einer großen Bahnbreite wird bevorzugt durch in den inneren Abschnitten eines Spiralinduktors 2812 induzierte Wirbelströme verursacht. Mehrere nebeneinander angeordnete schmale Bahnen 2804, 2806 reduzieren bevorzugt die erzeugten Wirbelströme. In einem Spiralinduktor erzeugen Wirbelströme bevorzugt ein Magnetfeld entgegengesetzt zu einem erwünschten Magnetfeld, das eine erwünschte Induktivität erzeugt. Somit wird durch Reduzieren der Wirbelströme die erwünschte Induktivität wirksamer mit weniger Verlust erzeugt und somit der Q des Induktors erhöht.
  • Die Mehrbahntechnik wird zweckmäßigerweise in Anwendungen verwendet, die eine Wicklung erfordern. Beispiele für Vorrichtungen, die Mehrbahnwicklungen verwenden, umfassen: planare Spiralinduktoren (rechteckige, achteckige oder runde Muster), Transformatoren und Symmetrierglieder. Diese Vorrichtungen sind geeignet zum Einbinden in Architekturen umfassend integrierte Schaltungen, Hybridschaltungen und Platinen.
  • Das erste in 28a gezeigte beispielhafte Ausführungsbeispiel stammt von einem quadratischen Spiralinduktor 2800, der in zwei Wicklungen mit mehreren schmalen Bahnen 2804, 2806, parallel angeordnet auf einem Substrat 2802, gewickelt ist. Gleichwertig kann eine beliebige Anzahl von Bahnen zum Erreichen einer Mehrbahnkonstruktion verwendet werden. Eine Wicklung wird jedes Mal gezählt, wenn die Bahn in einer Spirale so herumgewickelt wird, dass ein Startpunkt 2814 passiert wird. Typischerweise werden 5 bis 20 Wicklungen in einer Spirale verwendet, wobei 3 bis 10 eine optimale Leistung erzeugen. Alternative Ausführungsbeispiele verwenden gleichwertig nach Bedarf eine oder mehrere Wicklungen, um eine erwünschte Induktivität für eine bestimmte Bahnbreite zu erreichen.
  • Zum Beispiel ist ein Einzelbahn-Spiralinduktor so konstruiert, dass er eine Einzelbahnbreite von 30 μm in einer bestimmten Anzahl von Wicklungen aufweist, um eine erwünschte Induktivität zu erzeugen. Beim Spalten einer beispielhaften 30 μm breiten Bahn in zwei auf dem Substrat parallel angeordnete 15-μm-Bahnen 2804, 2806 nimmt der Induktor-Q bevorzugt zu. Ein typischer Q für den Einzelbahn-Induktor mit einer Bahnbreite von 30 mm beträgt 5,14. Der Q des beispielhaften Zweibahn-Induktors 2800 mit zwei 15-mm-Bahnen 2804, 2806 parallel beträgt typischerweise 5,71. Somit erzielt das Verwenden von zwei schmaleren Bahnen parallel einen verbesserten Q gegenüber einer einzelnen breiteren Bahn. Eine typische Verbesserung des Q beim Spalten der Bahn eines Induktors beträgt über 10 %. Ein weiteres Spalten der Bahnen eines Induktors in mehrere schmalere parallele Bahnen erhöht den gemessenen Q bevorzugt zusätzlich.
  • 28b–g stellt verschiedene planare Vorrichtungen umfassend Konfigurationen aus Induktor 2820, 2822, 2824, 2816 und Transformator 2826, 2818, geeignet zum Einfügen von mehreren Bahnen in deren Konstruktionen, dar. Die Vorrichtungen sind zur Verdeutlichung mit Einzelbahnen dargestellt. Es ist aber verständlich, dass jede der gezeigten Bahnen in den Vorrichtungen mehrere Bahnen wie nachfolgend konstruiert umfassen kann. Das Verfahren wird zweckmäßigerweise verwendet in verschiedenen planaren Induktortopologien, umfassend quadratisch 2820, achteckig 2822 und rund 2824.
  • Ein Beispiel für einen symmetrischen Induktor mit 3 Wicklungen wird gezeigt 2816. Jeder der gezeigten Einzelbahnen ist in mehrere Bahnen unterteilt wie nachfolgend beschrieben. Die mehreren Bahnen sind lediglich an den Enden 2826 verbunden. Mehrere Durchsichtlinien 2828 deuten Bahnen auf einer anderen Schicht an, verbunden mit einer durch eine durchgezogene Linie gezeigten Bahn mit einem oder mehreren Kontaktlöchern. Beim Verlegen von mehreren senkrechten Bahnen 2825, die gemeinsam mit Kontaktlöchern 2827 mit einer anderen Schicht verbunden sind, können die zu verlegenden Bahnen auf eine Bahn reduziert 2829 bzw. die mehrfache senkrechte Struktur kann beibehalten werden 2831. Dieses Verfahren ist geeignet für symmetrische Induktoren mit einer beliebigen Anzahl von Wicklungen.
  • Der symmetrische Induktor 2816 kann als Baustein zum Konstruieren eines Transformators 2818 verwendet werden. Ein zweiter symmetrischer Induktor 2833 wird parallel zum gezeigten symmetrischen Induktor 2816 gewickelt. Die Enden des ersten Induktors 2830, 2832 werden getrennt vom zweiten symmetrischen Induktor 2834, 2836 gehalten. Die resultierenden vier Enden 2830, 2832, 2834, 2836 umfassen die Transformatoranschlüsse. Der symmetrische Induktor mit einer parallelen Wicklung 2818 ist geeignet zur Verwendung als ein Symmetrierglied zum Konvertieren von Gleichtaktsignalen in Differentialsignale und umgekehrt. Die Kopplung erfolgt durch die Wicklungsanordnung.
  • Alternativ werden zwei symmetrische Induktoren des gezeigten Typs 2816 im Wesentlich aufeinander auf unterschiedlichen Schichten angeordnet, um einen Transformator oder ein Symmetrierglied wie zuvor beschrieben zu erzeugen.
  • 28h ist eine Darstellung einer zweiten Ausführungsform eines Induktors mit einer Einzelwicklung umfassend fünf Bahnen 2838 pro Schicht. Die Bahnen sind maximal 5 μm breit. Die Ausführungsform umfasst eine oder mehrere Schichten. Die zweite Ausführungsform umfasst ferner einen quadratischen Spiralformfaktor, konstruiert aus fünf leitfähigen Bahnen 2838 pro Schicht, ausgebildet zu einer Einzelwicklung. Die einzelnen Bahnen werden auf eine maximale Breite von 5 μm gehalten. Zwischen benachbarten Bahnen 2840 wird ein Abstand von 0,6 μm eingehalten. Der Mindestabstand ist eine Anforderung für einen bestimmten Prozess. Hier handelt es sich um eine Einschränkung des CMOS-Prozesses. Bei Frequenzen zwischen 2 GHz und der Eigenresonanzfrequenz des Induktors zeigt ein Induktor, konstruiert aus mehreren Bahnen von Breiten bis zur maximalen Breite, bevorzugt eine verbesserte Leistung bezüglich des Qualitätsfaktors (Q). Bei Verwendung von mehreren schmaleren Bahnen parallel wird bevorzugt ein verbesserter Q gegenüber einer einzelnen breiteren Bahn und einem einzelnen Doppelbahn-Induktor erzielt. Die Bahnen in jeder Schicht sind an ihren Enden durch einen leitfähigen Streifen 2842 verbunden.
  • In einer dritten beispielhaften Ausführungsform sind sechs Bahnen auf einer Schicht angeordnet. Im Ausführungsbeispiel wird ein 30-mm-Bahn-Induktor in sechs parallele Bahnen von jeweils 5 mm gespalten. Das Verwenden von 6 Bahnen verbessert bevorzugt den Q von 5,08 zu 8,25: eine Zunahme des Q um 62 %. Verbesserungen des Qualitätsfaktors eines Induktors verbessern bevorzugt die Eignung von Spiralinduktoren für die Verwendung in Hochfrequenzschaltungen. Mehrbahn-Spiralinduktoren zum Beispiel werden zweckmäßigerweise in hochfrequenten, spannungsgesteuerten Oszillatoren (VCO) und abgestimmten Verstärkerschaltungen verwendet.
  • 28i stellt die Anordnung der Bahnen 2844, 2848 in einer geschichteten Struktur 2846 dar. Bei Konstruieren eines Induktors gemäß dieser Technik wird ein Satz von parallelen Bahnen 2844, 2848 nebeneinander in einer Anordnung ähnlich der von gekoppelten Übertragungsleitungen angeordnet. Das Nebeneinander-Muster ist in mehreren Schichten M5, M4, M3 angeordnet. Jede in einer gemeinsamen Schicht angeordnete Bahn hat einen Anfangspunkt und einen Endpunkt. Der Anfangspunkt 2850 jeder Bahn in einer Schicht ist zusammengekoppelt und der Endpunkt jeder Bahn ist in der Schicht 2852 zusammengekoppelt. Eine durchgehende Bahn 2854 ist in einer Schicht angeordnet, um Zugang zum Ende einer Innenwicklung bereitzustellen.
  • Die Platzierung von leitfähigen Kontaktlöchern V2, V3, V4 in den Ausführungsformen der Erfindung koppelt die Bahnen in benachbarten Schichten M2, M3, M4, M5. In den beschriebenen Mehrbahn-Induktoren sind die Mehrfachbahnen am Beginn einer Wicklung 2850 verbunden und wiederum am Ende der Wicklung 2852 durch ein leitfähiges Material verbunden. Kontaktlöcher zwischen Schichten werden gebildet, um eine untere Bahn mit einer oder mehreren in Schichten oberhalb dieser angeordneten Bahnen zu koppeln. Entlang der Länge der Bahn werden Kontaktlöcher verwendet.
  • Somit wird durch Verwenden dieser Technik eine Gruppe von mehreren Bahnen in einer erstem Ausführungsform gebildet, indem Bahnen in einer Kombination von senkrechten Schichten M2, M3, M4, M5 und nebeneinander in der gleichen Schicht 2856, 2858 angeordnet werden. In einer zweiten Ausführungsform wird ein Induktor durch Anordnen von Bahnen nebeneinander in der gleichen Schicht gebil det. In einer dritten Ausführungsform wird ein Induktor durch Schichten von Bahnen senkrecht aufeinander gebildet. Durch senkrechtes Verbinden der Bahnschichten mit Kontaktlöchern wird der Reihenwiderstand durch die vergrößerte Leiterstärke bevorzugt verringert.
  • Zum Beispiel werden in einer Ausführungsform drei Schichten verwendet, in denen die Einzelbahnbreite auf 5 bis 6 μm in der Breite begrenzt ist, wobei vier bis sechs Bahnen parallel in jeder Schicht angeordnet sind. In der Ausführungsform werden Kontaktlöcher senkrecht zwischen Metallschichten zum Verbinden der Bahnen verwendet. Die Kontaktlöcher werden an so vielen Stellen wie möglich entlang der Länge von jeder Bahn zum Koppeln der Schichten verwendet. Die parallelen Bahnen in der gleichen Schicht hingegen werden nur an den Enden miteinander verbunden.
  • 28j ist eine Darstellung einer Ausführungsform, die eine unterhalb eines Induktors 2862 angeordnete Abschirmung 2860 verwendet. Eine Abschirmung verdoppelt bevorzugt den Induktor-Q im Frequenzbereich von etwa 3 bis 6 GHz bei einem leicht dotierten Substrat, wie es beispielsweise in einem Nicht-Epi-Prozess verwendet wird: eine Verbesserung von 100 %. Wenn ein stark dotiertes Substrat, wie beispielsweise in einem Epi-Prozess, verwendet wird, verbessert dies die Abschirmung den Induktor-Q bevorzugt nicht. Die gezeigte Ausführungsform verwendet eine n+-Abschirmung 2860. Eine n+-Diffusion weist zweckmäßigerweise bevorzugt weniger Kapazität zwischen dem Induktor und der Masseplatte auf als bei Verwendung von Polysilizium als Abschirmungsmaterial. Die Masseplatten bestehen aus siliziertem n+-Material mit einem geringen Widerstand. Siliziertes n+-Material ist im in CMOS verwendeten Fertigungsprozess verfügbar.
  • 28k ist eine Darstellung einer gemusterten Abschirmung, die unterhalb eines Mehrbahn-Induktors verwendet wird. Eine gemusterte n+-Abschirmung wird unterhalb des Induktors verwendet, um Verluste zum Substrat zu reduzieren. In der Ausführungsform wird eine n+-Diffusion in einem fingerförmigen Muster von n+-Bereichen 2866 bereitgestellt. Polysilizium ist in einer Reihe von Abständen 2868 zwischen den n+-Fingern angeordnet. Die gemusterte Abschirmung stellt eine Abschirmung gleichwertig mit einer massiven Massenplatte bereit, aber ohne unerwünschte Wirbelströme. Die Abschirmung ist in einem fingerförmigen Muster 2866 angeordnet, um eine einzige große Oberfläche als eine Massenplatte zu vermeiden. Die fingerförmige Anordnung vermeidet bevorzugt das Induzieren von Wirbelströmen, die in einer oder mehreren Masseschleifen fließen. Masseschleifen tilgen bevorzugt die in der Spirale erzeugte Induktivität.
  • Die Fingerstruktur der gemusterten Abschirmung besteht aus einer n+-Diffusionsschicht. Die Abstände zwischen den Fingern sind mit Polysiliziummaterial gefüllt. Die n+-Difussionsfinger und von der Füllung gebildeten Polysiliziumfinger sind nicht miteinander gekoppelt, wodurch das Fließen von Wirbelströmen in der Abschirmung vermieden wird. Eine fingerförmig ineinander greifende Abschirmung 2864 wie oben beschrieben ist bevorzugt eine Verbesserung gegenüber einer nur n+-Abschirmung 2860 von 28e. Die fingerförmig ineinander greifende n+-Fingerabschirmung ist ebenfalls bevorzugt eine Verbesserung gegenüber einer fingerförmigen Polysiliziumabschirmung mit hoher Kapazität und Abständen zwischen den Fingern nach dem Stand der Technik.
  • Die einzelnen Finger aus gleichem Material sind verbunden 2870. Um Wirbelströme zu unterdrücken und Masseschleifen zu unterbrechen, wird auf die Verbindung von einzelnen Fingern 2886 in einem Masseabschirmungsmuster geachtet. Die Enden der Finger in einer Reihe werden durch einen leitfähigen Streifen aus Metall 2870 verbunden. Diese Verbindung wird bei jeder Gruppierung wiederholt. Die Gruppierungen werden mit einem einzelnen Massepunkt 2874 verbunden 2870. In einer Ausführungsform ist ein Ring aus leitfähigem Material auf dem Substrat angeordnet, um die Fingermuster zu verbinden.
  • Ein Schnitt 2876 im Ring wird hinzugefügt, um Masseschleifenströme zu unterdrücken. Der Schnitt erhält eine Einzelpunktmasse, indem nur das Fließen von Strom in einer Richtung zum Erreichen der Einzelpunktmasse 2874 ermöglicht wird.
  • Eine oder mehrere Spiralen aus Metall sind mit einem Reihenwiderstand verknüpft. Eine Spirale kann relativ lang sein; somit ist der Reihenwiderstand des Induktors in der Konstruktion der Schaltung auch bei einer parallelen Verbindung von Bahnen nicht zu vernachlässigen. Wenn die Temperatur der Schaltung ansteigt, wie dies nach dem anfänglichen Einschalten einer integrierten Schaltung eintreten würde, steigt der Reihenwiderstand des Induktors, wodurch der Q abnimmt. Es wird eine Schaltung bereitgestellt, um diesen ansteigenden Reihenwiderstand kontinuierlich auszugleichen.
  • Ein Induktor oder eine Spule war stets ein Fertigungsproblem bei integrierten Schaltungen. Induktoren werden wegen der Schwierigkeit der Fertigung dieser Vorrichtungen mit hohem Q und der erforderlichen großen Fläche zum Fertigen dieser typischerweise nicht in integrierten Schaltungen verwendet.
  • Es gilt die Daumenregel: je höher die Frequenz, desto kleiner die Maße der in einem Filter erforderlichen Komponente einer integrierten Schaltung zum Erreichen eines bestimmten Satzes von Schaltungswerten. Ein Spiralinduktor des in den Ausführungsformen der Erfindung beschriebenen Typs ermöglicht die zufriedenstellende Fertigung eines Induktors mit verbessertem Q auf einem CMOS-Substrat. Fachleuten auf diesem Gebiet sind viele alternative Ausführungsformen der Spirale bekannt. Die Ausführung der erforderlichen Induktivität in einer beliebigen Ausführungsform der Erfindung ist nicht auf einen bestimmten Typ des integrierten Induktors beschränkt.
  • 29 ist eine beispielhafte Darstellung der möglichen Auswirkungen des Induktor-Q auf die Filterselektion in einer parallelen LC-Schaltung wie in 2706 von 27 gezeigt. Der Q eines Spiralinduktors ist bevorzugt niedrig. Um zweckmäßigerweise den Q so zu steuern, dass die maximale Leistung eines integrierten Filters erreicht werden kann, wird die Kalibrierung des Induktor-Q verwendet.
  • Die Gesamtwirkung liegt darin, dass der Gesamt-Filter-Q niedrig ist 2902, wenn eine Vorrichtung mit hohem Reihenwiderstand und somit niedrigem Q als eine Komponente in einem Filter verwendet wird. Der Frequenzgang eines Filters mit hohem Q ist schärfer 2984. Das Ziel eines Filters ist das Erreichen von Frequenzselektion. Die Filterselektion ist die gleiche elektrische Eigenschaft wie die Selektion im Eingang des zuvor beschriebenen Empfängers. Wenn das Filter einen niedrigen Q aufweist, erreichen die Frequenzen außerhalb des Passbandes des Filters keine so große Dämpfung, als wenn das Filter Komponenten mit hohem Q enthält. Der hohe Grad an Selektion ist erforderlich, um die Mehrzahl unerwünschter Verzerrungsprodukte in einem Empfänger zu unterdrücken, die in der Nähe des abgestimmten Signals liegen. Zufriedenstellende Induktormaße und ein zufriedenstellender Q der Vorrichtung waren Hindernisse beim Integrieren von Filtern auf einem CMOS-Substrat.
  • Die Prognose der durch die Spirale erzielten Induktivität wird approximativ durch eine Formel berechnet. Die Prognose des Q des Induktors ist jedoch schwieriger. Drei Mechanismen tragen zu Verlusten in einem monolithisch ausgeführten Induktor bei. Die Mechanismen sind Metalldrahtwiderstand, kapazitive Kopplung mit dem Substrat und magnetische Kopplung mit dem Substrat. Die magnetische Kopplung ist bei CMOS-Technologien mit stark dotierten Substraten wichtiger, da die Wirkung des Substratwiderstands parallel zum Induktor auftritt. Die ersten vier oder fünf Wicklungen in der Mitte des Spiralinduktors tragen wenig zur Induktivität bei und ihr Entfernen unterstützt das Erhöhen des Q. Trotz umfangreicher Forschung zeigten in CMOS-Prozessen eingesetzte Induktoren einen Q von unter 5.
  • 30 ist eine Darstellung einer typischen in Ausführungsformen zum Filtern von I- und Q-IF-Signalen 3208 verwendeten Filterreihe 3002. In den Ausführungsformen verwendete Bandpassfilter weisen eine Mittenfrequenz F auf und sind so konstruiert, dass sie eine bestimmte Selektion außerhalb des Passbandes bereitstellen. Die beispielhaften Filter 3002 bieten auch Verstärkung. Verstärkung und Selektion werden von einer Steilheitsstufe mit einer LC-Last bereitgestellt, die zu einer aktiven Filterkonfiguration mit dem gezeigten Filterfrequenzgang führt. Mit der Temperatur wird der Filterfrequenzgang wie gezeigt verschlechtert. Diese Verschlechterung ist auf die Induktoren zurückzuführen. Bei den in den Ausführungsformen verwendeten Spiralinduktoren wird die Verstärkung dieser Filterstufe im Wesentlichen bestimmt durch den Q oder Qualitätsfaktor des Induktors. Der Q wiederum wird im Wesentlichen bestimmt durch den Reihenwiderstand des Metalls in der Spirale des Induktors. Der Q nimmt mit dem Steigen der Temperatur ab, was zu einer Zunahme des Induktorreihenwiderstands führt. Die Abnahme des Q mit steigender Temperatur wirkt sich nachteilig für die Filtermerkmale aus. Wie in 3006 von 30 gesehen werden kann, nimmt bei einem Steigen der Temperatur von 50°C 3004 auf 100°C 3006 die Gesamtverstärkung ab und die Selektion verschlechtert sich.
  • 31 ist ein Diagramm einer beispielhaften Differentialsteilheitsstufe 3102 mit einer LC-Last 3104. Diese Figur umfasst Elemente einer der Filterverstärkungsstufen, die Bestandteil eines der Filter sind, welche die Filterreihe 3002 von 30 umfasst.
  • Zwei Formen der entsprechenden Schaltung der LC-Last sind in 3106, 3108 gezeigt. Der Widerstand R(T) wurde hinzugefügt 3106, um den Reihenwiderstand von Induktor L zu berücksichtigen, der bevorzugt direkt-proportional zur Temperatur des Induktors zunimmt. Die Schaltung kann wiederum in paralleler Form ausgeführt sein 3108, um einen gleichwertigen Frequenzgang mit den Elementen L' und R'(T) zu erzielen. Ein Verfahren zum Ausgleichen des parallelen R'(T) ist wünschenswert. Dies erfolgt durch Erhöhen des Q der Filter mit Q-Verbesserung und durch Stabilisieren des erzielten verbesserten Werts über den Bereich der im Schaltungsbetrieb auftretenden Temperaturen. Zunächst wird die Ausführung der Filter mit verbessertem Q erläutert.
  • 32 zeigt eine Steilheitsstufe 3102 mit einer LC-Last 3104, die mit Q-Verbesserung 3202 und Q-Ausgleich gegenüber der Temperatur 3206 bereitgestellt wird. Die Q-Verbesserung 3202 erhöht bevorzugt den Schaltungs-Q und somit die Frequenzselektion der Schaltung. Eine Q-Verbesserung wird durch Gm des Steilheitselements 3202, angeschlossen wie gezeigt, bereitgestellt. Das Hinzufügen dieses Steilheitselements ist gleichwertig mit dem Hinzufügen eines negativen Widerstands 3204, der parallel zu R'(T) temperaturabhängig ist. Dieser negative Widerstand verursacht bevorzugt eine Tilgung des Störwiderstands und somit ein Erhöhen des Schaltungs-Q.
  • Die Details von Filtern mit verbessertem Q sind detaillierter in der US-Patentanmeldung Nr. 6,285865 offenbart, eingereicht am 11.12.1999 (B600:_) unter dem Titel "New CMOS Differential Pair Linearization Technique" von Haideh Khorramabadi, basierend auf der US-Voranmeldung Nr. 60/136,115 , eingereicht am 26. Mai 1999 (B600:34678), deren Gegenstand in der vorliegenden Anmeldung vollständig durch Verweis aufgenommen wurde. Wenn ein verbesserter Q erreicht ist, ist es wünschenswert, diesen im Bereich der im Schaltungsbetrieb auftretenden Temperaturen mit einer Temperaturausgleichschaltung 3206 zu erhalten.
  • Durch einen hohen positiven Temperaturkoeffizienten ist der Qualitätsfaktor (Q) des Induktors proportional zur Temperatur. Wenn die Temperatur steigt, steigt der Widerstand in der Spirale und verschlechtert sich der Q. Das Hinzufügen von Steilheit von der Gm-Stufe 3102 erhöht bevorzugt den Q des Filters. Die Auswirkungen der Temperatur auf den Qualitätsfaktor verursachen jedoch bevorzugt eine starke Verstärkungsabweichung, die bevorzugt eine weitere Verbesserung erfordert. In einer Ausführungsform der Erfindung für einen Temperaturbereich von 0 bis 100°C weichen Q und Verstärkung um +/– 15 % in einem nicht verbesserten Filter ab. In einer Ausführungsform mit einem Filter mit verbessertem Q sind Q-Abweichung und Verstärkungsabweichung doppelt so groß. In mehreren Stufen zum Filtern in den Ausführungsbeispielen treten bei Filtern mit verbessertem Q über 20 dB Verstärkungsabweichung mit der Temperatur auf. Dies führt zu einer nicht akzeptablen Änderung der Konvertierverstärkung des Empfängers. Ein weiteres Mittel zum Reduzieren der Abweichung des Q (und somit der Verstärkung) mit der Temperatur ist wünschenswert 3206.
  • AUSGLEICH DER INDUKTOR-Q-SCHWANKUNG MIT DER TEMPERATUR
  • 33 zeigt ein Verfahren zum Stabilisieren des Induktor-Q gemäß der Temperatur 3206. Dieses Verfahren verwendet zweckmäßigerweise einen GS-Kalib rierkreis 3202 und einen Blindinduktor 3304 zum Steuern des Wertes des Induktorreihenwiderstands R(T) und ein Widerstandselement R(1/T) 3314 zum Erzeugen eines konstanten Nettowiderstands. Somit wird die durch den Q induzierte Abweichung des Filterfrequenzgangs durch die Temperatur gesteuert. Dieses Verfahren erfordert zweckmäßigerweise nicht die Verwendung von Hochfrequenzsignalen beim Abstimmprozess. Ein Induktor 3306 wie in den Filtern der Filterreihe 3002 von 30 verwendet mit dem verknüpften Reihenwiderstand R(T) ist als ein Element in einer Temperaturausgleichschaltung 3208 gezeigt. Eine elektronische Vorrichtung, die einen variablen Widerstand 3310 eines Betrags umgekehrt proportional zur Temperatur liefert, wird der Schaltung 3314 hinzugefügt. Der fallende Widerstand des zusätzlichen Widerstands 3314 bei steigender Temperatur wirkt dem steigenden Widerstand des Reihenwiderstands R(T) des Induktors entgegen. Im Schaltbild ist dieser fallende Widerstand schematisch als R(1/T) gezeigt. Dieser Widerstand wird vom aktiven Widerstand eines entsprechend vorgespannten PMOS-Transistors bereitgestellt 3314. Allerdings ist jede Vorrichtung, die das oben beschriebene gewünschte Widerstandsmerkmal erzeugen kann, ein akzeptabler Ersatz.
  • Ein PMOS-Widerstand wird an zwei Stellen 3312, 3314 verwendet, um das Steuerelement 3314 in der Schaltung zu platzieren und die Steuerschaltung 3208 von einer Hauptschaltung 3308 zu entfernen. In der gezeigten Ausführungsform ist die Gate-Source-Verbindung des PMOS-Transistors in Reihe mit dem Spiralinduktor 3306 der LC-Schaltung 3308 zum Herstellen einer aktiven Filterstufe angeordnet. Die aktive Filterstufe wird von einer extern angeordneten Steuerschaltung 3208 gesteuert, die einen doppelten PMOS-Widerstand 3312 und einen Induktor 3304 enthält.
  • Der Induktor 3304 wird zweckmäßigerweise mit der gleichen Maskenvorlage wie für den Induktor 3306 verwendet gefertigt. Die Steuerschaltung 3208 ist kein Bestandteil der Filterschaltung 3308, um unerwünschte Wechselwirkungen mit den im Filter vorhandenen Funkfrequenzsignalen zu vermeiden. In der gezeigten Steuerschaltung wird der aktive Widerstand 3312 in Reihe mit dem Spiralinduktor 3304 extern von der Filterschaltung 3308 dupliziert. Zum Kommunizieren des Steuersignals 3316 ist das Gate des PMOS-Widerstands 3312 mit dem Gate des PMOS-Widerstands im Filter 3314 gekoppelt.
  • Die Steuerschaltung dient als herkömmliche Quelle für Konstantstrom und Konstantspannung, um einen Konstantstrom durch und eine Spannung über den in der Steuerschaltung duplizierten Blindspiralinduktor 3304 zu erhalten. Eine beispiel hafte Quelle für Konstantstrom und Konstantspannung ist gezeigt 3302, umfassend einen Blindinduktor 3304. Jede Schaltung, die eine Konstantspannung über und einen Konstantstrom durch den Induktor 3304 in der Steuerschaltung 3208 erhält, ist jedoch für die Konstruktion ausreichend.
  • Wenn sich die Gate-Spannung 3316 ändert, um den Konstantstrom und die Konstantspannung über den Induktor in der Steuerschaltung 3304 zu erhalten, wird das Gate-Steuersignal 3316 gleichzeitig am PMOS-Sender 3314 der LC-Filterstufe 3308 zum Steuern des Widerstands und somit des Q des Induktors in der Filterschaltung 3308 eingespeist.
  • Eine beispielhafte Quelle für Konstantstrom und -spannung ist dargestellt 3302, umfassend einen Blindinduktor 3304. Eine temperaturunabhängige Spannungsreferenz Vref wird von Widerstand R und herkömmlichen Stromquellen I hergestellt. Der Minuseingang des Verstärkers A wird mit der Spannungsreferenz verbunden und dessen Pluseingang wird mit einem symmetrischen Punkt zwischen einer identischen Stromquelle und dem Blindinduktor verbunden. Die Ausgabe des Verstärkers A wird in das Gate des Transistors in der Funktion als Regelwiderstand 3312 eingespeist. Der Konstantspannungsabfall mit der Temperatur am Knoten Vref wird mit der Spannung am Plusanschluss des Verstärkers verglichen. Der Verstärker steuert den Widerstand des PMOS-Transistors, so dass ein Konstantstrom und eine Konstantspannung über den Blindinduktor erhalten werden.
  • Die Kalibrierung des Induktor-Q ist detaillierter in der US-Patentanmeldung Nr. 09/439,156 , eingereicht am 12. November 1999 (B600:34014) unter dem Titel "Temperature Compensation for Internal Induktor Resistance" von Pieter Vorenkamp, Klaas Bult und Frank Carr, basierend auf der US-Voranmeldung Nr. 60/108,459 , eingereicht am 12. November 1998 (B600:33586), beschrieben.
  • KOMMUNIKATIONSEMPFÄNGER
  • 34 ist ein Blockdiagramm eines Kommunikationsnetzes, das einen Empfänger 3402 gemäß einer beispielhaften Ausführungsform verwendet. Ein Kommunikationsnetz, beispielsweise ein Fernsehkabelnetz 3404, das Signale erzeugen kann, stellt Funkfrequenzsignale 3406 über Funkwellen, über ein Kabel oder eine andere Übertragung bereit. Ein Empfängereingang 3408 konvertiert als nächstes das RF-Gleichtaktsignal in ein Differentialsignal. Ein Empfängereingang oder ein Sym metrierglied kann verwendet werden, um ein Gleichtaktsignal 3406 in ein Differentialsignal oder umgekehrt 3410 zu konvertieren.
  • Der Empfängerblock, der eine beispielhafte Ausführungsform enthält, konvertiert als nächstes das Differentialfunkfrequenzsignal 3410 in eine Differentialzwischenfrequenz (IF) 3412.
  • Das IF-Signal 3412 wird als nächstes abwärts zu PC konvertiert und von einem Demodulator 3416 in ein Basisbandsignal 3412 demoduliert. An diesem Punkt eignet sich das Basisbandsignal 3414 zur Bereitstellung am Videoeingang eines Fernsehempfängers, Audioeingang einer Stereoanlage, einer Set-Top-Box oder einer anderen Schaltung, die Basisbandsignale in die beabsichtigte Informationsausgabe konvertiert.
  • Das beschriebene Kommunikationssystem kommt in Betracht, um die oben beschriebene Funktion in einer oder mehreren Schaltungsanordnungen, integrierten Schaltungen oder einer Mischung aus diesen Ausführungen bereitzustellen. Insbesondere kann der RF-Eingang 3408 in einem Einzelchip mit Empfänger 3402 integriert werden. Alternativ können Eingang und Empfänger als einzelne integrierte Schaltungen auf jeglichem geeigneten Material wie CMOS ausgeführt werden.
  • Zusätzlich verwendet das beschriebene Empfangssystem zusätzliche beispielhafte Ausführungsformen, die einen oder mehrere Sender und einen oder mehrere Empfänger zum Bilden eines "Sender/Empfängers" oder "Mehrband-Sender/Empfängers" enthalten. Der in Betracht gezogene Sender/Empfänger kann auf abweichenden Frequenzen oder auf der gleichen Frequenz mit einem geeigneten Diplexer, einer Sende-/Empfangsschaltung oder einer funktional gleichwertigen Schaltung senden und empfangen.
  • Die in der Beschreibung beschriebenen Frequenzbänder und Modulationen sind beispielhaft und die Erfindungen sind im Umfang nicht auf bestimmte Frequenzbänder oder Modulationsarten beschränkt.
  • PROGRAMMIERBARER DÄMPFER UND LNA AM EMPFÄNGEREINGANG
  • Zum Erreichen einer niedrigen Rauschzahl ist das, was aus der Schaltung herausgelassen wird, oft genauso wichtig wie das, das in ihr enthalten ist, um eine niedrige Rauschzahl zu erreichen. Eine Schaltung, die wenige Komponenten enthält, ist wünschenswert, da jede Komponente in einer Schaltung Rauschen hinzufügt, das in der Schaltung erzeugt wird. Oft werden frühzeitig in einem Signalweg Schalter eingefügt, um Dämpferabschnitte einzuschalten, wodurch der Pegel eines vorhandenen Signals reduziert wird. Das Reduzieren des Signalpegels ist erforderlich, um ein Übersteuern einer nachfolgenden Empfängerschaltung bis zur Verzerrung zu vermeiden.
  • Zusätzlich kann die als Eingangsschaltung beschriebene Schaltung ebenfalls als automatischer Verstärkungsregel("AVR-")verstärker verwendet werden. Der AVR-Verstärker kann zweckmäßigerweise an einem beliebigen Punkt in der Signalverarbeitungskette verwendet werden, an dem eine regelbare Verstärkung und regelbare Dämpfung gemäß einem externen Steuersignal erwünscht ist. In einer spezifischen Ausführungsform wird ein Steuersignal 4302, repräsentativ für den Signalpegel des Basisbandsignals 3414 (34), von Block 3416 zum RF-Eingang 3408 zurückgeführt. Das Steuersignal 4302 könnte beispielsweise durch Abtasten der Synchronisierungsimpulse des Fernseh-Basisbandsignals und Mittelung der Amplitude der Synchronisierungsimpulse über eine Zeitdauer gebildet werden.
  • Zweckmäßigerweise sind keine Schalter mehr notwendig und es wurde damit ein wesentlicher Faktor für eine höhere Rauschzahl reduziert. In einem integrierten, schalterlosen, programmierbaren Dämpfer und rauscharmen Verstärker sind nur zwei Elemente im Signalweg vorhanden, um zur Rauschzahl beizutragen. Zunächst ist ein Dämpfer im vorhanden. Das nächste Element in Reihe mit dem Dämpfer im Signalweg ist ein rauscharmer Verstärker (LNA) mit Differentialpaar. Im Differentialpaar wird die Rauschzahl durch Einspeisen eines ausreichenden Vorspannungsstroms gesenkt, um eine mit dem Verstärker verknüpfte Steilheit gm zu erhöhen. Die erhöhte gm senkt den Beitrag des Differentialpaars zum Rauschen.
  • Da keine Schalter notwendig sind, kann der programmierbare Dämpfer und LNA auf einer einzelnen integrierten CMOS-Schaltung integriert werden. Ein weiterer Vorzug kann durch Verwenden eines integrierten programmierbaren Dämpfers und LNA als Eingang eines integrierten Empfängers erzielt werden. Eine einzelne integrierte Schaltung kann wirtschaftlich auf einem CMOS gefertigt werden, der eine vollständige Tuner-Schaltung einschließlich Eingang und Tuner enthält. Alternativ können sich Eingangs- und Tuner-Schaltungen auf separaten, miteinander verbundenen Substraten befinden.
  • 35 ist eine Darstellung der Eingangs- und Ausgangsmerkmale eines integrierten, schalterlosen, programmierbaren Dämpfers und rauscharmen Verstärkers 3502. Der Dämpfer/Verstärker 3502 simuliert ein stufenlos einstellbares Potentiometer, das einen linearen Verstärker versorgt. Bei Ändern der Potentiometereinstellung ändert sich der Signalpegel am Eingang des Verstärkers und es ändert sich entsprechend die Ausgabe des Verstärkers. Die beispielhafte Ausführungsform ist eine Vorrichtung mit zwei Funkfrequenz(RF-)anschlössen; der Eingangsanschluss 3504 ist zum Empfangen eines Gleichtakt-Eingangssignals von einer Quelle 3508 konfiguriert und der Ausgangsanschluss 3506 ist zum Bereitstellen eines Differentialsignals konfiguriert. In der Gleichtakteingangskonfiguration befindet sich ein Anschluss, auf den ein Signal übertragen wird, oberhalb der Massereferenz 3510.
  • In der Differentialausgangskonfiguration wird das Signal geteilt und auf zwei Anschlüsse oberhalb der Massereferenz 3510 übertragen.
  • In der beispielhaften Ausführungsform werden mehrere Steuersignale 3512 auf den integrierten, schalterlosen Dämpfer und LNA 3502 angewendet. Diese Signale werden zum Beispiel zum Programmieren des Dämpfers auf unterschiedliche Dämpfungspegel und für eine Ausgangsglättesteuerung verwendet.
  • In der beispielhaften Ausführungsform stellt der Differentialausgang 3506 zweckmäßigerweise bevorzugt eine Rauschunterdrückung bereit. In einer Differentialausgangskonfiguration ist das Signal an einem Anschluss um 180° phasenverschoben zum Signal am anderen Anschluss und beide Signale weisen im Wesentlichen die gleiche Amplitude auf. Differentialsignale haben den Vorzug, dass Rauschen, das an beiden Anschlüssen eingespeist wird, bevorzugt getilgt wird, wenn das Signal wieder in ein Gleichtaktsignal konvertiert wird. Solch ein Gleichtaktrauschen weist typischerweise die gleiche Amplitude an beiden Pins auf und wird typischerweise durch Ausstrahlung in die Schaltung von externen Quellen verursacht oder es wird oft im Schaltungssubstrat selbst verursacht. Zweckmäßigerweise wird am Ausgang eine Differentialsignalübertragung verwendet. Es sei angemerkt, dass in alternativen Ausführungsformen eine Gleichtaktausgabe aus dem Differentialsignal durch unterschiedliche Techniken nach dem Stand der Technik erzeugt werden kann. Ebenso kann gleichwertig ein Differentialeingang den gezeigten Gleichtakteingang ersetzen.
  • 36 ist ein Funktionsblockdiagramm des integrierten, schalterlosen, programmierbaren Dämpfers und rauscharmen Verstärkers. Diese Ausführungsform stellt dar, wie auf Schalter verzichtet werden kann, die bei einem herkömmlichen Dämpfer und LNA erforderlich waren.
  • Ein Widerstandsdämpfer 3601 ist als eine Kettenschaltung bestehend aus Widerständen, konfiguriert als mehrere pi-Abschnitte 3602, konfiguriert. Ein Verfahren zur Auswahl von Widerstandswerten, so dass für die Signalquelle eine konstante Impedanz bereitgestellt wird, wird nach dem Stand der Technik durchgeführt. Ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel verwendet eine R/2R-Konfiguration. Jeder pi-Abschnitt 3602 des Dämpfers 3601 ist mit einem Eingang eines Differentialpaarverstärkers 3603 verbunden. Der andere Eingang zum Verstärker 3603 ist geerdet. Die am Ausgang 3604 erzeugte resultierende Dämpfung wird von der Anzahl der Differentialverstärkerstufen, die eingeschaltet sind, und dem Grad, wie stark sie eingeschaltet sind, gesteuert.
  • Einzelne Verstärker 3603 werden jeweils durch mit jeder Stufe 3603 verbundene Reststromerzeuger 3605 ein- bzw. ausgeschaltet. Das Erzeugen von Restströmen wird detaillierter nachfolgend in Zusammenhang von 44a und 44b erläutert. In 36a wird eine Null oder Eins verwendet, um anzuzeigen, ob der entsprechende Reststromerzeuger 3605 ein- oder ausgeschaltet ist, d. h. ob ein Reststrom vorhanden ist oder nicht. Zum Beispiel wird eine Null zum Zeigen verwendet, dass kein Reststrom vorhanden und der entsprechende Erzeuger 3605 ausgeschaltet ist. Eine Eins steht für einen Reststromerzeuger 3605, der eingeschaltet ist und den entsprechenden Verstärker 3603 funktionsfähig macht. Die Nullen oder Einsen werden von den Steuerleitungen 3512 von 35 auf eine Weise bereitgestellt, die detaillierter in 43 beschrieben ist. Alle einzelnen Verstärkerausgänge 3506 sind differential. Die Differentialausgänge 3506 sind parallel miteinander verbunden. Die resultierende Ausgabe 3604 ist die parallele Kombination von einem oder mehreren Verstärkern 3608, 3610, 3612, die eingeschaltet sind. In einer beispielhaften Ausführungsform der Schaltung wurden 55 Verstärker verwendet, wobei unterschiedliche Kombinationen nacheinander eingeschaltet werden. Durch Verwendung von Restströmen zum selektiven Ein- und Ausschalten der Verstärker 3603 wird die Verwendung von Schaltern vermieden.
  • In dieser Konfiguration könnte eine beliebige Kombination von Verstärkern 3603 ein- oder ausgeschaltet werden, um eine bestimmte Dämpfung vor Verstärkung des Signals zu erreichen. In einer beispielhaften Ausführungsform der Schaltung hingegen werden benachbarte Paare von Verstärkern ein- und ausgeschaltet. Gruppierungen von Verstärkern im Ein-Zustand können eine beliebige Anzahl aufweisen. In einer Ausführungsform werden zehn benachbarte Verstärker eingeschaltet. Die Dämpfung wird durch Ausschalten eines Verstärkerreststroms an einem Ende einer Kette von Verstärkern und Einschalten am anderen zum Verschieben der Dämpfung in die gewünschte Richtung nach oben oder unten angepasst. Die beispielhafte Schaltung wird so gesteuert, dass eine Gruppe von Verstärkern, die eingeschaltet werden, sich auf der Kette gemäß den Steuersignalen 3512 von 35 nach oben und unten schiebt.
  • Eine beliebige Anzahl von Verstärkern 3603 kann zusammengruppiert werden, um die gewünschte Auflösung der Dämpfung zu erreichen. Durch Verwenden der Schiebekonfiguration tragen Eingangssignale 3614, die für die Dämpfer-pi-Abschnitte 3602, deren Verstärker nicht eingeschaltet sind, bereitgestellt werden, nicht zum Ausgangssignal 3604 bei. In 36 wird gezeigt, dass die Signalstärke des Ausgangs davon abhängt, wo die Gruppierung von Erzeugern 3605 eingeschaltet wird.
  • 37 ist ein vereinfachtes Diagramm, das die Verbindung 3702 von mehreren Dämpferabschnitten 3602 mit dem Ausgang 3604 zeigt. Ein Dämpfer 3601 besteht aus mehreren pi-Abschnitten 3602, die kaskadenförmig zueinander angeordnet sind. Jeder pi-Abschnitt besteht aus zwei Widerständen von 2R, parallel geschaltet mit der Masse, wobei ein Widerstand des Wertes R zwischen nicht geerdeten Knoten angeschlossen ist. Abzweigpunkte 3702 sind an den Knoten des Widerstands R verfügbar. In 37 bestünde der erste Satz von für Abzweigpunkte im ersten pi-Abschnitt verfügbaren Knoten aus den Knoten 3706 und 3708. Nach kaskadenförmiger Anordnung aller pi-Abschnitte zum Bilden eines Kettenleiternetzwerks ist eine Mehrzahl von Abzweigpunkten verfügbar; diese sind in 37 mit den Knotennummern 3706–3715 bezeichnet. Ein Weg vom Eingang 3614 zu einem beliebigen der Abzweigpunkte oder Knoten im Kettenleiternetzwerk erzielt einen definierten Dämpfungswert am Ausgang 3604. Wenn mehrere Abzweigpunkte simultan mit dem Dämpfer verbunden sind, ist die resultierende Dämpfung die parallele Kombination von jeder Verbindung. Die kombinierte oder durchschnittliche Dämpfung am Ausgangsanschluss kann mathematisch berechnet oder mit in Computeranalyseprogrammen verfügbaren Schaltungssimulationstechniken bestimmt werden.
  • Zusätzlich wird in 37 gezeigt, dass durch Bereitstellen von mehreren Abzweigpunkten in einem Kettenleiternetzwerk effektiv eine Schiebewirkung mit mehrfachem Kontakt implementiert werden kann, wobei die Kontaktherstellung zu einer festen Anzahl von Kontakten in einer bestimmten Position des simulierten Schiebers 3716 erfolgt. Der Schieber 3716 ist in der Ausführungsform elektronisch ausgeführt. Die durchschnittliche Dämpfung durch Kontakt mit einer festen Anzahl dieser Abzweigpunkte 3706–3715 erhöht sich, wenn der Schieber oder Schalter im Kettenleiternetzwerk von links nach rechts bewegt wird. Eine minimale Dämpfung ist zum Beispiel vorhanden, wenn der Schieber 3716 Kontakt mit den Zwangsabzweigpunkten 3706, 3707, 3708, 3709 ganz links im Kettenleiternetzwerk 3601 hat. Die maximale Dämpfung wird erreicht, wenn der Schieber 3716 so positioniert wird, dass er Kontakt mit den Abzweigpunkten 3712, 3713, 3714, 3715 ganz rechts im Netzwerk hat. In der beispielhaften Ausführungsform sind 4 Kontakte gezeigt; in der Praxis kann jedoch eine beliebige Anzahl an Kontakten verwendet werden.
  • Mechanische Schalter rauschen. Mechanische Schalter sind auch unzuverlässig und schwierig auf einer Halbleitervorrichtung zu integrieren. In 36 ist eine definierte Anzahl von Dämpferabzweigungen mit dem Ausgang durch die Verwendung einer Reststromschaltung von Differentialverstärkern 3603, 3605 verschaltet, um eine Schaltfunktion integrieren und mechanische Teile entfernen zu können. Die Differentialverstärker bieten den Vorzug, dass sie rauscharm und zuverlässig elektronisch geschaltet werden können. Die Differentialverstärker bieten auch die Möglichkeit, eine Verstärkung in der Schaltung vorzusehen und damit die am Ausgang verfügbare Signalstärke zu erhöhen, um eine rauscharme Verstärkung bereitzustellen. Die erreichte Verstärkung hängt von der Anzahl der eingeschalteten Verstärker ab. Durch Ändern der Widerstandswerte im Kettenleiternetzwerk und ebenfalls durch Erhöhen oder Verringern der Anzahl an Verstärkerstufen, die eingeschaltet sind, kann die Auflösung des Dämpfers variiert werden, um sich an den Bedarf des Systems anzupassen, in dem ein integrierter, schalterloser, programmierbarer Verstärkungsdämpfer und LNA verwendet wird.
  • 38 ist eine Darstellung einer beispielhaften Ausführungsform, die zeigt, wie der Dämpfer 3601 aus der Schaltung entfernt werden kann, so dass nur die LNAs oder Differentialstufen 3605 verbunden sind. Die Bezugsziffern 3801 bis 3816 stehen jeweils für einen Differentialverstärker 3603 und einen Erzeuger 3605 in 36. Im gezeigten 0-dB-Dämpfungsfall würde die Signalstärke des Ausgangs der Verstärkung der parallelen Kombination der vier Verstärker, die eingeschaltet sind 3801, 3802, 3803, 3804, entsprechen. Die vier aktivierten Verstärker sind durch eine "1" im Schaltbild bezeichnet. In einer beispielhaften Ausführungsform, in der die Schiebeabzweiganordnung so verwendet wird, dass eine bestimmte Anzahl von Verstärkern immer eingeschaltet ist, ist die Konfiguration von 38 erforderlich, so dass 0 Dezibel Dämpfung erreicht werden können, wenn die erforderliche Anzahl von Verstärkern immer eingeschaltet ist.
  • In einer beispielhaften Ausführungsform gemäß 38 ist eine volle 14-dB-Verstärkung von einer Kombination aus 10 Verstärkern gezeigt, wenn eine Konfiguration mit 10 Abzweigungen mit der oberen eingestellt auf die 0-dB-Dämpfungsposition verwendet wird. Sobald die Dämpfung "knackt", so dass jeweils ein Verstärker geschaltet ist, wird ein Dämpfer mit 1 dB pro pi-Abschnitt in Reihe mit einem Verstärker geschaltet und eine volle Dämpfung von 1 dB erfolgt nicht/Knacken. In einem Graphen mit der Steuerspannung und der Dämpfungskurve wäre dies als eine Änderung in der Steigung nach dem Einschalten des 10. Verstärkers zu sehen. Nach dem Einschalten des 10. Verstärkers zeigt die Kurve einen Schritt von 1 dB pro Anpassung.
  • 39 zeigt eine beispielhafte Dämpferschaltung zum Erreichen einer Dämpfung von 1 dB pro Schritt. Jeder Widerstands-pi-Abschnitt 3602 stellt einen Schritt dar. Die charakteristische Impedanz des gezeigten Ausführungsbeispiels beträgt 130 Ohm. Mit den Berechnungsverfahren nach dem Stand der Technik für die Dämpferkonstruktion kann ein pi-Pad mit einer charakteristischen Impedanz von 130 Ohm unter Verwendung von Reihenwiderständen RS mit 14 Ohm oder Parallel- bzw. Nebenschlusswiderständen mit 1.300 Ohm Rp ausgeführt werden.
  • 40 stellt eine beispielhafte Ausführungsform eines Dämpfers zum Erreichen einer höheren Auflösung bei der Dämpfung dar. In dieser Ausführungsform wird eine Auflösung von 0,04 dB pro Abzweigung erreicht. In der gezeigten Ausführungsform weist jeder zwischen den Nebenschlusswiderständen im Kettenleiternetzwerk verbundene Reihenwiderstand RS eine Kette von mit diesem parallel verbundenen Reihenwiderständen auf. Jeder Verbindungspunkt zwischen den hinzugefügten Widerständen 3402 stellt einen Abzweigpunkt bereit, der eine feinere Anpassung der Dämpfungswerte bereitstellt.
  • Beim Ausführen eines integrierten, schalterlosen, programmierbaren Dämpfers und rauscharmen Verstärkers ist die Berechnung der Gesamtverstärkung einer parallelen Kombination von verstärkten und gedämpften Signalen analytisch schwierig zu berechnen. Es wird zum Beispiel eine Ausführungsform unter Verwendung von 10 Differentialpaarverstärkern im Ausgang, verbunden mit 10 unterschiedlichen Abzweigpunkten, betrachtet. Zehn Signale, die variable Dämpfungen erfahren, werden in einzelne Differentialpaarverstärker eingespeist. Die Verstärkung der Verstärker variiert entsprechend der Anpassung an Monotonie. Die verstärkten Signale werden dann parallel kombiniert, um das Ausgangssignal zu erzielen. Die Restströme in den Differentialausgangsverstärkern sind nicht alle gleich. Die Restströme bestim men die Verstärkung eines Differentialpaars und werden angepasst, um einen spezifischen Grad an Monotonie bereitzustellen. Somit variiert die Verstärkung von jedem der Differentialpaarverstärker zwischen den 10 verbundenen Verstärkern. Die Dämpfung variiert, da jede Abzweigung an einem anderen Punkt erfolgt, um in jeden der Differentialverstärker eingespeist zu werden. Bei solch einer Anordnung wäre zu erwarten, dass die mittlere Signalleitung den Durchschnitt darstellen würde, der einen Näherungswert für die Dämpfung und Verstärkung der Kombination von 10 Signalleitungen erzielt. Dies ist jedoch nicht das Ergebnis. Durch die Verwendung von Computersimulation wurde das Verhalten dieses Netzes simuliert. Bei der Simulation des Verhaltens dieses Netzes wurde herausgefunden, dass die erste Abzweigung beim Definieren eines Frequenzgangs aus der Summe der 10 Abzweigungen dominiert. Die erste Abzweigung weist die niedrigste Dämpfung auf und dies erzielt die dominanten Signalmerkmale.
  • In einer Ausführungsform unter Verwendung von 10 Schiebeabzweigungen beträgt die Verstärkerverstärkung konstant 14 dB. Der Dämpferbereich reicht von 0 bis 25 dB in 1-dB-Schritten. Dies ergibt einen Gesamtbereich von –11 dB bis +14 dB für die Kombination aus Dämpfer und Verstärkern.
  • 41 stellt die Konstruktion von Reihen- und Parallelwiderständen in einer Verwendung als integrierter Dämpfer dar. In dieser Ausführungsform weisen alle verwendeten Widerstände 130 Ohm auf. Dies erfolgt zum Steuern der Wiederholbarkeit der Widerstandswerte während der Fertigung. Zehn von diesen Widerständen sind parallel geschaltet, um eine Verwendung des 13-Ohm-Widerstands als Reihendämpferwiderstand RS von 39 zu erzielen. Zehn von diesen 130-Ohm-Widerständen sind in Reihe geschaltet, um 1.300 Ohm zum Ausführen der Parallelwiderstandsbeine Rp von 39 des Dämpfers zu erzielen. Der Aufbau des Dämpfers aus Einheitswiderständen mit 130 Ohm sorgt ebenfalls für einen verbesserten Abgleich. Durch passende Widerstandswerte wird in diesem Verfahren die Variabilität auf die der Verbindungen zwischen den Widerständen reduziert. Dies ermöglicht es, dass das Verhältnis zwischen Reihen- und Parallelwiderständen von pi-Abschnitt zu pi-Abschnitt 3602 im Kettenleiternetzwerk, das den Dämpfer 3601 von 36 bildet, konstant bleibt.
  • 42 ist eine Darstellung einer beispielhaften Ausführungsform, die verwendet wird, um jeden der Differentialverstärker einzuschalten. Diese Anordnung erzeugt eine zur Steuerspannung 4202 monoton ansteigende Ausgabe.
  • In dieser Darstellung bilden fünf miteinander gruppierte Verstärker 4204–4208 die elektronische Schiebeabzweiganordnung. Ziffern in der Darstellung bezeichnen die Bruchteile von Restströmen relativ zum vollen Wert zum Einschalten jedes Verstärkers. Die Verstärker werden teilweise an den Enden der Gruppe eingeschaltet. Ein graduelles Einschalten der Verstärker an den Enden der Gruppe erfolgt zum Steuern von Überschwingen und Unterschwingen in der Verstärkerverstärkung. Dieses Überschwingen und Unterschwingen ist bei Anwenden einer angewendeten Steuerspannung zu sehen.
  • Das Variieren einer in einem programmierbaren Dämpfer und LNA bereitgestellten Glättesteuerung in Richtung eines Endes erzielt gute Linearität im Frequenzgang, aber Überschwingen in der Verstärkung mit Zunahmen in der Steuerspannung. Das Variieren der Glättekontrolle in Richtung des anderen Endes erzielt eine sehr glatte Kurve von Verstärkung und Steuerspannung mit mehr Linearitätsfehlern. Der optimale Wert für die Glättesteuerung erzielt einen Wert für die Monotonie, der das Maximale aufweist, welches das System in Form von Datenverlust in der Schaltung tolerieren kann.
  • Wenn alle fünf Verstärker von 42 mit dem vollen Wert der Restströme eingeschaltet würden, würde die Kurve von Verstärkung und Steuerspannung wie in der durchgezogenen Linie 4210 gezeigt aussehen. Durch nicht vollständiges Einschalten von einigen der Differentialpaarverstärker kann Überschwingen und Unterschwingen in der Kurve von Verstärkung und Steuerspannung minimiert werden. Bei Konfigurieren der Restströme auf der Schiebeabzweigung wie in 42 gezeigt sieht die Kurve von Verstärkung und Steuerspannung wie durch die gepunktete Linie 4202 gezeigt aus. In dieser Konfiguration sind die Restströme der mittleren drei Verstärker voll eingeschaltet und sind die Restströme der verbleibenden zwei Verstärker am Anfang und am Ende der Kette nur zur Hälfte eingeschaltet. Gleichwertig kann ein anderes Gewichten der Gesamtströme verwendet werden, um im Wesentlichen die gleiche Wirkung zu erzielen.
  • Eine Kurve von Verstärkung und Steuerspannung für den gesamten integrierten, schalterlosen, programmierbaren Dämpfer und rauscharmen Verstärker würde vorzugsweise wie eine Treppe über den gesamten Steuerspannungsbereich aussehen. Durch Steuern des Einschaltens des Reststroms wird die Nicht-Monotonie der Kurve von Verstärkung und Steuerspannung reduziert, so dass die Verstärkung monoton mit dem Anwenden einer steigenden Steuerspannung steigt, um den gewünschten treppenförmigen Frequenzgang zu erzielen, wobei 42 einen "Schritt" 4202 im Frequenzgang darstellt. Die Nicht-Monotonie bei Verstärkung zu Steuerspannung ist kein zeitabhängiges Phänomen. Die Form der Kurve hängt bevorzugt von der physikalischen Ausführung einer Schaltung und einer Schaltanordnung zum Ein- und Ausschalten von Restströmen ab.
  • Nicht-Monotonie ist ein unerwünschtes Merkmal, das bevorzugt die Gesamtsystemleistung beeinträchtigt. Beim Empfang von QAM-Daten zeigt sich die Beeinträchtigung als ein Verlust von empfangenen Daten. Durch Verbessern des Monotoniemerkmals eines Verstärkers wird die Linearität des Verstärkers beeinträchtigt. Ein graduelles Schalten der Restströme verursacht ein nur teilweises Einschalten von einigen Differentialpaaren. Differentialpaare, die nur teilweise eingeschaltet sind, speisen mehr Linearitätsfehler am Schaltungsausgang ein als ein voll eingeschaltetes Differentialpaar.
  • Ein Transistor, der nur teilweise eingeschaltet ist, kann nur ein kleineres Signal handhaben als einer, der mehr eingeschaltet ist. Ein Transistor, der beim Empfangen eines großen Eingangssignals nur teilweise eingeschaltet ist, übersteuert den Transistor und erzeugt eine verzerrte Ausgabe. Somit beeinträchtigt das graduelle Einschalten der Restströme in einigen der Differentialpaarverstärker die Linearität; diese Beeinträchtigung der Linearität allerdings ermöglicht ein Erzielen des monotonen Ansteigens der Kurve von Verstärkung und Steuerspannung.
  • Das monotone Ansteigen von Verstärkung zu Steuerspannung verbessert bevorzugt die Systemleistung. Im Falle der Übertragung des QAM-Fernsehsignals über den Verstärker würde eine Ansicht einer QAM-Konstellation tatsächlich ein Wackeln zeigen, wenn die Restströme aller Differentialpaarverstärker simultan und voll eingeschaltet sind. Bei gradueller Reststromschaltung zeigt die Konstellation kein Wackeln und es gehen keine Daten verloren. Das Problem mit der Nicht-Monotonie, die ein Wackeln der Konstellation verursacht, ist, dass jedes Mal, wenn ein Dämpferwert in die Schaltung eingeschaltet wird, QAM-Daten bevorzugt verloren gehen, wodurch die Gesamtsystemleistung des über die Schaltung übertragenen Signals beeinträchtigt wird.
  • Als Teil des Betriebs einer beispielhaften Ausführungsform würde eine automatische Verstärkungsregelung (AVR) 3512 von 35 als eines der Steuersignale durch eine externe Empfängerschaltung erzeugt werden, um den für den Empfänger bereitgestellten Eingangssignalpegel anzupassen. Diese AVR-Steuerspannung würde an einem Steuerspannungseingang 3512 eingespeist werden, um einen Dämpfungswert durch die Schaltungsanordnung zu wählen. Es ist wünschenswert, den Dämpfer so zu schalten, dass die Daten nicht durch die Schaltzeit verloren gehen, wenn die Dämpfung angepasst wird. In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist es erforderlich, ein Maximum von 0,04 dB pro Schritt im Dämpfungswert zu schalten.
  • 43 ist eine Darstellung einer Ausführungsform, die zeigt, wie einzelne Steuersignale 4301 zum Einschalten einzelner Differentialpaarverstärker aus einem einzelnen Steuersignal 4302 erzeugt werden. Es gibt viele Möglichkeiten, um Steuersignale zum Einschalten der Differentialpaarverstärker zu erzeugen; es können einzelne Steuerleitungen verwendet werden oder es kann ein Digital/Analog-Wandler verwendet werden, um eine digitale Adresse in eine analoge Steuerspannung zu konvertieren.
  • In der Ausführungsform von 44 zum Erzeugen der Steuersignale sind Widerstände 4304 zwischen einer Stromversorgungsspannung und Masse in Reihe geschaltet, um eine Reihe von Referenzspannungen an jedem Verbindungsknoten zu erzeugen. Die Spannungen an jedem Knoten zwischen den Widerständen bilden die Referenzeingabe für einen aus einer Reihe von Komparatoren 4306. Der Referenzeingang des Komparators ist mit einem Knoten verbunden, der die Referenzspannungseinstellung bereitstellt. Der andere Eingang des Komparators ist mit der Referenzspannung 4302 verbunden. Wenn der Wert der Steuerspannung den der Referenzspannung für einen bestimmten Komparator übersteigt, wechselt der Komparator von einem Null-Zustand zu einem Eins-Zustand an seinem Ausgang. Der Null-Zustand weist typischerweise 0 Volt auf und der Eins-Zustand weist typischerweise einige Volt über 0 auf. Die zum Erzeugen des logischen Eins-Zustands erzeugte Spannung ist so gestaltet, dass sie bei Anwenden auf ein Gate eines Transistors zum Bilden des Stromschwanzes 4308 ausreichend ist, um das Differentialpaar von Verstärkern einzuschalten, die den von diesem Stromschwanz gesteuerten rauscharmen Verstärker (LNA) bilden.
  • In 43 ist zu erkennen, dass alle so eingestellten LNA-Verstärker, dass sie mit einer Steuerspannung der Stromeinstellung aktiviert werden, eingeschaltet werden. In dieser Anordnung schaltet ein einfaches Erhöhen der Steuerspannung einfach mehr LNA-Verstärkerstufen ein. Eine zusätzliche Schaltung ist erforderlich, um zuvor aktivierte Verstärker zu deaktivieren, so dass nur eine feste Anzahl von Verstärkern eingeschaltet bleibt, wenn die Steuerspannung ansteigt. Dies erfolgt so, dass die Schiebepotentiometerfunktion mit dieser Schaltung ausgeführt werden kann.
  • 44 ist eine Darstellung einer Ausführungsform einer der einzelnen Komparatorstufen 4308 von 43 zum Ein- oder Ausschalten einzelner LNA-Verstärkerstufen. Im integrierten, schalterlosen, programmierbaren Dämpfer und rauscharmen Verstärker wird die zum Aktivieren einzelner Zellen verwendete Schaltung am Abzweigpunkt von jedem Dämpfer dupliziert und verbunden, so dass eine Schiebeabzweigung mit einer einzelnen Steuerspannung Vctr 4302 simuliert werden kann. Bei der Beschreibung der Funktion einer Zelle beginnt man am besten mit der Steuerspannung 4302, die angewendet wird, um einen bestimmten Dämpfungswert zu erreichen.
  • Zum Darstellen des Komparatorbetriebs wird eine Steuerspannung auf jeden aus einer Reihe von Komparatoren wie in 43 gezeigt angewendet. Die Schaltung von 44 bildet einen dieser Komparatoren. 44 zeigt die Steuerspannung als Vctr und die Referenzspannung als Vref. Diese Spannungen werden an den Gates eines Differentialpaars von Transistoren (Q1 Q2) angewendet. Die Schaltung in 44, welche Q1 und Q2 umgibt, dient als ein Komparator mit geringer Verstärkung. Die Verstärkung des Komparators wird gering gehalten, um die Geschwindigkeit des Ein- und Ausschaltens der Restströme der rauscharmen Verstärker zu steuern.
  • In 44 bleibt der Verstärker mit seiner Referenz eingestellt möglichst nahe an, aber unter Vctr, deaktiviert, wenn die Steuerspannungseingabe Vctr den Referenzpegel eingestellt auf Vref passiert. (Die n+1 Verstärker bleiben abgeschaltet, bis ein Aktivieren durch Vctr erfolgt, wenn Vctr nicht Vref übersteigt.) Zunächst wechselt der Komparatorausgang "Strom (Zelle n)" zu High. Wenn "Strom (Zelle n)", der mit dem Gate von Q15 verbunden ist, zu High wechselt, schaltet dieser den Transistor ein. Die Transistoren Q16 und Q17 werden zum Deaktivieren der benachbarten Stromspiegelschaltung verwendet. Der Verstärker Ampn wird durch Parallelschalten des Stroms weg vom Stromspiegel 4402 und Abschalten des Reststroms Q15 ausgeschaltet. Somit bleibt die Stromverstärkerzelle mit einem Komparator, der gerade ausgelöst wurde, ausgeschaltet.
  • Das Komparatorausgangssignal "nächste (Zelle n+10)" ist der entgegengesetzte Zustand von "Strom (Zelle n)". Die nächsten 10 Zellen werden vom Steuersignal "nächste (Zelle n+10)" eingeschaltet. Die Komparatoren dieser Zellen wurden von der Steuerspannung an den Eingängen noch nicht ausgelöst. Somit wird der Unterteil der Schiebeabzweigung durch die Steuerspannung Vctr nach oben und unten verschoben. In diesem Zustand leiten die Transistoren Ql6 und Q17 in den nächsten 10 Zellen keinen Strom weg vom Stromspiegel. Dies ermöglicht den Stromschwänzen jedes Verstärkers Q15 das Leiten, was dazu führt, dass der Verstärker Ampn in jeder der 10 Zellen eingeschaltet wird.
  • Es sei angemerkt, dass je mehr Zellen zum simultanen Einschalten zusammengruppiert werden, desto mehr Differentialverstärkerzellen im integrierten, schalterlosen, programmierbaren Dämpfer und rauscharmen Verstärker erforderlich sind, um den gleichen Dämpfungsbereich zu erreichen.
  • Wenn die Steuerspannung für eine bestimmte Zelle überschritten wurde, muss der Standardzustand für alle vorhergehenden Verstärker eingeschaltet sein, bis die Zelle durch Aktivieren von Q1 oder Q2 deaktiviert wird.
  • Das Signal "vorhergehend (von Zelle n-10)" deaktiviert Verstärkerzellen, wenn diese im High-Zustand sind. Dieses Signal wird vom vorhergehenden identischen Komparator bereitgestellt.
  • In 44 wird eine Bereitstellung zum Anpassen der Abruptheit der Verstärkerverstärkung bereitgestellt. Die Transistoren Q3 und Q10 werden als Regelwiderstände verwendet. Diese Regelwiderstände werden zum Ändern der Verstärkung des Komparators verwendet. Das Variieren der Verstärkung des Komparators ermöglicht ein Steuern der Abruptheit in der Gesamtverstärkerverstärkung. Das Anlegen einer hohen Spannung an der "Glättesteuerung" führt zu einem Kurzschluss des Drain von Q5 und Q6. Die Verstärkung wird reduziert und ein äußerst gradueller Übergang zwischen den Zuständen wird durch diese Maßnahme bereitgestellt.
  • Ein Empfängereingang wie zuvor detaillierter in der US-Patentanmeldung Nr. 09/438,687 , eingereicht am 12. November 1999 (B600:33757) unter dem Titel "Integrated Switchless Programmable Attenuator and Low Noise Amplifier" von Klaas Bult und Ramon A. Gomez, basierend auf der US-Voranmeldung Nr. 60/108,210 , eingereicht am 12. November 1998 (B600:33587), beschrieben kann vor der voll integrierten Tuner-Architektur verwendet werden.
  • EMPFÄNGERFREQUENZPLAN UND FREQUENZKONVERTIERUNG
  • 19 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der in den Ausführungsformen verwendeten beispielhaften Frequenzkonvertierungen. Ein RF-Signal 1906 von 50 MHz bis 860 MHz, das aus einer Vielzahl von Kabelfernsehkanälen besteht, wird von einem ersten LO (LO1) 1912, der von 1.250 MHz bis 2.060 MHz reicht, je nach abgestimmten Kanal, zu einem ersten IF-Signal 1918, das auf 1.200 MHz zentriert ist, abwärts gemischt 1916. Dieses erste 1.200-MHz-IF-Signal wird durch eine erste Filterreihe 1912 von kaskadenförmig angeordneten Bandpassfiltern zum Entfernen unerwünschter Störsignale geleitet. Die erste Frequenzkonvertierung im Empfänger ist ein Aufwärtsmischen zu einer ersten Zwischenfrequenz 1918 über der empfangenen RF-Frequenz 1906. Die erste Zwischenfrequenz wird anschließend abwärts zu einer zweiten IF 1922 gemischt.
  • Ein zweites Lokaloszillatorsignal auf 925 MHz (LO2) 1904 wird zum Mischen 1932 der ersten IF 1918 abwärts zu einem zweiten IF-1922-Signal, zentriert auf 275 MHz, verwendet. Eine zweite Reihe von Bandpassfiltern 1934 entfernt Störausgaben aus diesem zweiten IF-Signal 1922, das in den ersten beiden Frequenzkonvertierungen erzeugt wurde.
  • Eine dritte Frequenzkonvertierung 1924 oder zweite Abwärtskonvertierung zur dritten IF 1926 erfolgt mit einem dritten LO (LO3) 1930 von 231 MHz. Ein dritter Filter 1936 entfernt durch die dritte Frequenzkonvertierung erzeugte Unselektivitäten und jegliche verbleibende Unselektivitäten, die der Unterdrückung durch die vorhergehenden beiden Filterreihen entgangen sind. Dieses dritte Bandpassfilter 1936 kann einen Frequenzgang zentriert auf 36 oder 44 MHz aufweisen. Eine vom 231-MHz-LO erzeugte 44-MHz-IF wird in den USA und eine 36-MHz-IF in Europa verwendet. Der LO3 wird entsprechend angepasst, um die 36-MHz-IF zu erzeugen. Die Signale des Lokaloszillators werden zweckmäßigerweise chipintern in den beschriebenen Ausführungsformen erzeugt. Die Empfängerausführung muss jedoch nicht notwendigerweise auf eine chipinterne Frequenzerzeugung beschränkt sein.
  • LOKALOSZILLATORERZEUGUNG
  • 45 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der beispielhaften Erzeugung von in den Ausführungsformen verwendeten Lokaloszillatorsignalen. Der in den Ausführungsformen verwendete Frequenzplan verwendet ein reines drittes Lokaloszillatorsignal (LO3) 1930, erzeugt durch direkte Synthese 4502, die im Band der empfangenen Signale liegt. Die ersten beiden Lokaloszillator-LO1-1902, -LO2-1904-Signale werden durch indirekte Synthese mit einem Phasenregelkreis 4504, 4506 erzeugt. Das dritte Lokaloszillatorsignal (LO3) verwendet direkte Synthese zum Abwärtsteilen des zweiten Lokaloszillators zum Erzeugen des dritten Lokaloszillators (LO3). Die indirekte Synthese von erstem und zweitem LO verwendet eine von einem 10-MHz-Kristalloszillator bereitgestellte Frequenzreferenz 4508. Der 10-MHz-Kristalloszillator verwendet die zuvor offenbarte Differentialsignalübertragung und eine einmalige Konstruktion, die zweckmäßigerweise bevorzugt ein extrem phasenrauscharmes Referenzsignal bereitstellt. Der erste Lokaloszillator (LO1) 1902 wird durch Breitbandabstimmung erzeugt. Der zweite Lokaloszillator (LO2) 1904 wird durch Schmalbandabstimmung erzeugt. Die beispielhaften Ausführungsformen verwenden zweckmäßigerweise eine Schaltung und ein Verfahren zur Schmalbandabstimmung zum Erreichen einer Frequenzsperre in einem beispielhaften Schmalband-PLL.
  • SCHMALBAND-VCO-ABSTIMMUNG
  • 46 ist ein Schema eines PLL, bei welchem der VCO durch eine Ausführungsform einer VCO-Abstimmsteuerschaltung gesteuert wird. Eine VCO-Abstimmsteuerschaltung wird bereitgestellt, um einen VCO abzustimmen, der in einem beispielhaften Schmalband-PLL enthalten ist, der ein 925-MHz-Lokaloszillatorsignal erzeugt. Diese Vorrichtung verwendet ein temperatur- und prozessabhängiges Fenster von Spannungsbereichen, um optimal einen Bereich von gültigen Steuerspannungen für den PLL zu wählen. Die Steuerschaltung verwendet ein Fenster zum Zentrieren des Abstimmbereichs einer Varaktordiode durch Hinzufügen oder Entfernen von Kapazität und somit Vermeiden von starken Varaktor-Linearitätsfehlern. Die Schaltung mildert bevorzugt Totzonenzuständen und verbessert bevorzugt die Kreisstabilität bei Prozess- und Temperaturschwankungen.
  • Der auf einem Chip integrierte VCO kann um bis zu ± 20 % im Frequenzbereich verschoben sein. Es erfolgt eine unmittelbare Kalibrierung beim Einschalten, um die Varaktordioden zu zentrieren, die eine variable Abstimmkapazität zur Mitte des Abstimmbereichs der Varaktordiode bereitstellen. Dies erfolgt durch Einschalten der Kondensatoren und Überwachen der Kreisspannung. Zum Zentrieren des VCO-Abstimmkapazitätsbereichs der Varaktoren kalibrieren die Ausführungsformen unmittelbar den VCO durch Hinzufügen oder Entfernen von Kapazität. Das Einschalten von Kondensatoren in oder Ausschalten von Kondensatoren aus der Schaltung zentriert die Kapazität des Varaktors in der Mitte des Abstimmbereichs des VCO. Zum Überwachen der Zentrierung der Varaktoren wird ein Fensterkomparator verwendet, um den Zustand der Steuerspannung zu prüfen, die zum Abstimmen des VCO verwendet wird. Der Fensterkomparator bestimmt, wann die Steuerspannung im erwünschten Bereich ist.
  • 46 stellt die VCO-Abstimmsteuerschaltung 4604 dar, angewendet auf einen herkömmlichen PLL 4602. Der PLL 4602 umfasst einen Kristalloszillator 4606, der eine stabile Frequenz an einem programmierbaren 4608 Referenzteiler einspeist, der eine Frequenz 4612 basierend auf der Referenzfrequenz an den Eingang eines Phasendetektors 4614 ausgibt, wobei ein zweiter Eingang 4616 zum Phasendetektor den Stromausgang eines VCO 4618 darstellt. Die Phasen der beiden Eingänge 4612, 4616 werden verglichen und ein GS-Wert, der den Phasenunterschied darstellt, wird an den Eingang einer Ladepumpe 4622 ausgegeben. Die Ausgabe der Ladepumpe wird in einen Tiefpassfilter 4624 eingespeist. Die Ausgabe des Tiefpassfilters 4624 wird in den Steuerspannungseingang des VCO 4618 eingespeist. Der VCO gibt ein Spiegel- und Quadratursignal 4626 auf einer Frequenz wie von der Frequenzauswahlleitung 4608 eingestellt aus.
  • Der spannungsgesteuerte Oszillator 4618 ist herkömmlich konstruiert und umfasst eine variable Kapazität zum Abstimmen der Ausgangsfrequenz. Der VCO 4618 umfasst zusätzlich eine Reihe von schaltbaren Kondensatoren zum Zentrieren des Abstimmbereichs der Elemente mit variabler Kapazität umfassend den VCO. Die schaltbaren Kondensatoren werden von Signalen aus der VCO-Abstimmsteuerschaltung 4604 gesteuert. Die Steuersignale 4682 werden vom Abstimmregister 4630 zum VCO 4618 geleitet.
  • Die VCO-Abstimmsteuerschaltung verwendet ein Steuersignal 4632 vom Tiefpassfilter 4624. Die Steuerspannung 4632 wird an den Pluseingängen eines ersten Komparators 4634 und am Pluseingang eines zweiten Komparators 4636 eingespeist. Die Minuseingänge von Komparator 4634 und 4636 sind mit den GS-Referenzspannungen V1 und V2 gekoppelt. Der Komparator 4634 gibt das Signal lsb aus und der Komparator 4636 gibt das Signal msb aus. Die Spannungen V1 und V2 legen Schwellen fest, um ein Schiebefenster zu bilden, das den Zustand des geschlossenen PLL durch Überwachen der Spannung am Tiefpassfilter 4624 überwacht. Die Steuerspannung 4632 wird als Spannung über einen Kondensator im Niederpassfilter verwendet, die eine Null im Kreisfilter 4624 induziert. Somit ist die Steuerspannung eine gefilterte Version der Steuerspannung des PLL-Kreises und weist somit bevorzugt entfernte Störkomponenten in der VCO-Steuerleitung auf.
  • Die Signale msb und lsb werden parallel in ein UND-Gatter und ein exklusives NOR-Gatter 4642 eingespeist. Die Ausgabe des exklusiven NOR-Gatters 4642 wird in den D-Eingang eines DQ-Flipflops 4644 eingespeist. Die Q-Ausgabe des Flipflops wird in ein UND-Gatter 4646 eingespeist, dessen Ausgabe wiederum in den Takteingang eines bidirektionalen 6-Bit-Abstimmregisters 4630 eingespeist wird.
  • Die Ausgabe des UND-Gatters wird wiederum in den Links- oder Rechts-Verschieben-Eingangsanschluss des bidirektionalen 6-Bit-Abstimmregisters 4630 eingespeist. Zusätzlich empfängt der DQ-Flipflop 4644 ein Reset-Signal basierend auf der Ausgabe des Tiefpassfilters 4624. Der Flipflop 4644 wird ebenfalls von einem Signal basierend auf dem geteilten Referenzoszillatorsignal 4612 getaktet.
  • 47 ist ein Prozessablaufdiagramm zur Darstellung des Prozesses zum Abstimmen des VCO mit einer Ausführungsform einer VCO-Steuerschaltung. Zunächst wird die Steuerspannung (4632 von 46) ausgewertet, um zu prüfen, ob diese in einem definierten Fenster 4702 liegt. Wenn die Spannung im erwünschten Bereich liegt, wird die Zeit, welche diese in diesem Bereich geblieben ist, bestimmt 4704. Der PLL befindet sich bevorzugt in einem Sperrzustand, wenn die auf den VCO angewendete Steuerspannung für eine definierte Zeitdauer unverändert bleibt. Wenn die Spannung für die definierte Zeit nicht im Bereich bleibt, wird der Prozess durch Durchschleifen zurück zum Anfang erneut gestartet. Wenn die Steuerspannung für die definierte Zeit im Bereich bleibt, wird der Kreis als gesperrt betrachtet und der Prozess wird beendet 4712.
  • Wenn die Steuerspannung außerhalb des Bereichs liegt, wird in Block 4702 eine Entscheidung getroffen 4706 auf der Basis, ob die Steuerspannung oberhalb oder unterhalb des erwünschten Bereichs liegt. Wenn die Steuerspannung größer ist als der Steuerspannungsbereich, wird eine Kapazität von der VCO-Schaltung entfernt 4708. Der Prozessablauf wird zum Anfang des Prozesses geführt, wo die Steuerspannung erneut ausgewertet wird 4702.
  • Wenn die Steuerspannung unterhalb des erwünschten Bereichs liegt, wird in Block 4706 ein Kondensator hinzugefügt 4710. Als nächstes führt der Prozess den Ablauf zurück zum Anfang des Prozesses, wo die Steuerspannung erneut ausgewertet wird 4702.
  • Die VCO-Abstimmsteuerschaltung 4604 von 46 dient zum Ausführen des Prozesses von 47. Wenn die Spannung des Kreises außerhalb des von den Schwellenspannungen V1 und V2 definierten Fensters liegt, wird der Takteingang des bidirektionalen 6-Bit-Abstimmregisters 4630 aktiviert. Diese Registerfunktion kann durch eine herkömmliche Schaltung nach dem Stand der Technik zum Bereitstellen dieser Funktion bereitgestellt werden und ist nicht auf die abgebildete Schaltung be schränkt. Eine "Sperrzeitlimit"-Schaltung 4648 von 46 wird auf die steigende Flanke des Taktsignals des bidirektionalen 6-Bit-Abstimmregisters 4630 von 46 zurückgesetzt. Die "Sperrzeitlimit"-Schaltung ist herkömmlich konstruiert und ist nicht auf die in 46 abgebildeten Komponenten beschränkt.
  • Wenn die Steuerspannung 4632 die obere von den Komparatoren festgesetzte Schwelle überschreitet, werden Nullen durch das Register 4630 verschoben. Eine Null-Spannung senkt die Kapazität in der VCO-Abstimmschaltung durch Ausschalten einer von einer der 6 Steuerleitungen 4628 gesteuerten Kapazität.
  • Alternativ kann eine geeignete Anzahl von Steuerleitungen abweichend von den beispielhaften sechs verwendet werden. Dieses Verschieben von Werten in einem Register ermöglicht das Aktivieren oder Deaktivieren von einer von sechs beispielhaften Kondensatorschaltsteuerleitungen, das Durchführen einer Auswertung und das Aktivieren oder Deaktivieren einer anderen Leitung, so dass die vorhergehende Abstimmeinstellung nicht verloren geht. Diese Funktion kann durch Übertragen eines Wertes (Ein oder Aus) über eine Reihe von Kondensatoren durch Verschieben oder durch Aktivieren eines mit einer bestimmten Leitung verknüpften Kondensators und anschließend eines nächsten Kondensators ohne Verschieben des Kapazitätssteuersignals ausgeführt werden.
  • Wenn die Steuerspannung 4632 niedriger ist als die untere Schwellenspannung des Komparators 4634, wird durch das bidirektionale 6-Bit-Abstimmregister 1 s verschoben. Die 1 s erhöht die in der VCO-Abstimmschaltung angewendete Kapazität durch Einschalten einer von einer der 6 Steuerleitungen 4628 gesteuerten Kapazität.
  • Wenn die Steuerspannung 4632 den definierten gültigen Betriebsbereich gemäß der Festlegung durch die Spannungen V1 und V2 erreicht, wird das Verschieberegister 4630 deaktiviert. Zu diesem Zeitpunkt wird die gesperrte Zeitlimitschaltung 4648 aktiviert. Wenn die Sperrzeitlimitschaltung für die definierte Zeitdauer aktiviert bleibt, erfüllt dies die In-Sperre-Bedingung für den PLL, der Takt für den DQ-Flipflop 4644 wird deaktiviert und die Steuerschaltung wird ausgekoppelt. Die in diesem Absatz beschriebenen Funktionen werden aus Standardlogikkomponenten konstruiert, die Fachleuten in diesem Gebiet bekannt sind, und sind nicht auf die in 46 dargestellten Komponenten beschränkt.
  • Wenn der Fein- oder Schmalband-PLL so abgestimmt wurde, dass er gesperrt wurde, kann dessen Frequenz in Verbindung mit der vom Grob-PLL erzeugten Fre quenz verwendet werden, um die Kanalabstimmung bereitzustellen wie zuvor für die Grob-/Fein-PLL-Abstimmung von 21 und 22 beschrieben.
  • EMPFÄNGER
  • 48 ist ein Blockdiagramm einer ersten beispielhaften Ausführungsform eines Empfängers. 48, 51, 52, 53 und 54 sind Ausführungsformen von Empfängern, die Bandpassfilter und Spiegelselektionsmischer verwenden, um Spiegelselektion zu erreichen, die bevorzugt die zuvor beschriebene Verzerrung reduziert. Die Ausführungsbeispiele konvertieren zweckmäßigerweise ein Eingangssignal (1906 von 19, 48, 51, 52, 53 und 54) in eine endgültige IF-Frequenz (1914 von 19, 48, 51, 52, 53 und 54) durch Verarbeitung des Eingangssignals wie im Wesentlichen in 19 gezeigt. Die Spiegelselektion wird relativ zur Signalstärke des erwünschten Signals gemessen. Die Stärke der unerwünschten Spiegelfrequenz wird in Einheiten von Dezibel unterhalb des erwünschten Trägers (dBc) gemessen. In den beispielhaften Ausführungsformen ist eine Spiegelfrequenzselektion von 60 bis 65 dB erforderlich. In den Ausführungsformen wurde diese Anforderung mehr oder weniger gleich auf eine Serie von kaskadenförmig angeordneten Filterreihen und Mischern nach den Filtern aufgeteilt. Die Filterreihen 1912, 1934 stellen eine Spiegelselektion von 30 bis 35 dB bereit und die verwendeten komplexen Mischer 4802, 4806 stellen eine zusätzliche Spiegelselektion von 30 bis 35 dB bereit, was eine gesamte Spiegelselektion von 60 bis 70 dB für die Kombination erzielt. Die Verwendung von komplexem Mischen lässt zweckmäßigerweise geringere Spiegelanforderungen an die Filter zu. Zunächst wird ein Kanal eines Eingangsspektrums um eine erste IF-Frequenz zentriert.
  • 49 ist eine beispielhafte Darstellung der in den Ausführungsformen für den Empfang von Kabelfernsehsignalen verwendeten Frequenzplanung. Das Frequenzspektrum oben in der 4902 stellt beispielhafte empfangene RF-Signale im Bereich von 50 bis 860 MHz 4904 dar. Die empfangenen RF-Signale werden auf ein Bandpassfilter 4921 angewendet, um Bandüberschreitungs-Verzerrungsprodukte Spiegel 1 4906 zu entfernen. Der Frequenzplan verwendet zweckmäßigerweise einen Kompromiss zwischen der durch Filter und Mischer erreichbaren Spiegelselektion auf unterschiedlichen Frequenzen. Die Verarbeitung der ersten IF und der zweiten IF weist viele gemeinsame Merkmale auf und wird in den folgenden Absätzen gemeinsam beschrieben.
  • Zum Beispiel erreichen der zweite Mischer 4802 und die zweite Reihe von IF-Filtern 4834 von 48 eine Spiegelselektion von jeweils 35 dB und 35 dB. Der dritte Mischer 4806 und die dritte IF-Filterreihe 1936 von 48 erreichen eine Spiegelselektion von jeweils 25 dB und 40 dB. Die letzte Verteilung spiegelt die Tatsache wider, dass auf der unteren dritten IF-Frequenz der Q der Filter bevorzugt niedriger ist und sich die Spiegelselektion der Mischer bei niedrigeren Frequenzen bevorzugt verbessert.
  • Zum Beispiel wird in 48 ein Signal 1906 im Bereich von 50 bis 860 MHz durch den Mischer 1916 und LO2 1908 zu 1.200 MHz IF-1 1918 abwärts konvertiert. Das Vorhandensein von LO-2 1904 auf 925 MHz, der zum Mischen des Signals IF-1 1918 abwärts zu 275 MHz IF-2 1922 erforderlich ist, weist eine Spiegelfrequenz Spiegel 2 (4908 wie in 49 gezeigt) auf 650 MHz auf. Der Filter-Q des 1.200-MHz-Mittenfrequenz-LC-Filters 1912 führt dazu, dass Spiegel 2 einer Selektion von 35 dB und somit einer Dämpfung unterliegt. Zum Erreichen einer Spiegelselektion von 70 dB muss eine weitere Selektion von 35 dB durch den zweiten Mischer (4702 von 48) bereitgestellt werden, der das Signal von 1.200 MHz zu 275 MHz konvertiert.
  • In 48 ist die gleiche Struktur wie im vorhergehenden Absatz beschrieben zu sehen, aber bei einer niedrigeren Frequenz für die zweite IF 4914. Die Spiegelselektion des 275-MHz-Filters (1934 von 48) ist durch dessen niedrigeren Q und die Tatsache, dass die Spiegelfrequenz Spiegel 3 4912 einen Abstand von nur 88 MHz 4910 zum Signal IF-2 4914 aufweist, geringer. In der vorhergehenden ersten IF-Stufe wies die Spiegelfrequenz Spiegel 2 4908 einen Abstand von 550 MHz 4918 zum Signal IF-1 4916 auf, was eine bessere Spiegeldämpfung durch Filtersperrbänder bereitstellt. In dieser Situation kann im Filter eine Selektion von 25 dB erreicht werden, was im Mischer eine Selektion von 40 dB erfordert, um eine Dämpfung von Spiegel 3 von mindestens 65 dB zu erreichen.
  • Die Phasenanpassung auf niedrigeren Frequenzen ist genauer, was das Erzielen einer besseren Spiegelselektion durch den dritten Mischer ermöglicht. Das Verfahren eines Kompromisses zwischen Filterselektion und Mischerspiegelselektion auf unterschiedlichen Frequenzen ermöglicht zweckmäßigerweise bei einem Empfänger das erfolgreiche Integrieren der Filter auf einem Chip mit der gewünschten Spiegelfrequenzselektion. Dieser Prozess ist detailliert in den folgenden Absätzen beschrieben.
  • In 48 ist es wünschenswert, ein in diesem Band von Signalen 1906 empfangenen Kanal zu einem auf einer Zwischenfrequenz von 1.200 MHz zentrierten Kanal 1918 aufwärts zu konvertieren. Ein Lokaloszillator 1908 erzeugt Frequenzen von 1.250 MHz bis 2.060 MHz. Zum Beispiel wird ein auf 50 MHz zentrierter Kanal mit dem auf 1.250 MHz eingestellten Lokaloszillator gemischt, um erste IF-Frequenzkomponenten 1918 auf 1.200 MHz und 1.300 MHz zu erzeugen. Nur eine der beiden Frequenzkomponenten mit identischen Informationen, erzeugt durch den Mischprozess, wird benötigt; die niedrige 1.200-MHz-Komponente wird behalten. Das Filtern 1912 entfernt bevorzugt die nicht benötigte hohe Komponente und andere erwünschte Signale.
  • Das Wählen eines Zentrierens der ersten IF 1918 auf 1.200 MHz macht die erste IF anfällig für Störungen aus einem Bereich der ersten Spiegelfrequenzen von 2.450 MHz bis 3.260 MHz (4906 wie in 49 dargestellt), abhängig vom abgestimmten Kanal. Die untere Spiegelfrequenz von 2.450 MHz resultiert aus dem Hinzufügen der ersten IF von 1.200 MHz zum untersten ersten LO auf 1.200 MHz zum Erzielen von 2.450 MHz. Die höchste Spiegelfrequenz resultiert aus dem Hinzufügen der ersten IF von 1.200 MHz zum höchsten ersten LO von 2.060 MHz zum Erzielen von 3.260 MHz als höchste erste Spiegelfrequenz. Das Wählen der ersten IF 1918 auf 1.200 MHz erzielt Spiegelfrequenzen (4906 von 49), die deutlich außerhalb des Bandes des Empfängers liegen. Das Ergebnis ordnet bevorzugt unerwünschte Frequenzen weit unten an den Filterflanken der im Empfänger vorhandenen Filter an und dämpft diese.
  • Nachdem ein Kanal auf eine erste IF 1918 von 1.200 MHz aufwärts konvertiert wurde, wird dieser als nächstes durch eine Reihe von 3 LC-Bandpassfiltern 1912 gefiltert, deren Frequenzgang jeweils auf 1.200 MHz in der Ausführungsform zentriert ist. Diese Filter in Verbindung mit dem zweiten Mischer 4802 stellen eine Spiegelfrequenzselektion von 70 dB bereit (4908 von 49). Die Filter sind zweckmäßigerweise auf dem CMOS-Substrat integriert. Ein LC-Filter umfasst Induktoren (oder Spulen) und Kondensatoren. Ein auf einem CMOS-Substrat ausgeführter Induktor weist bevorzugt einen niedrigen Q auf. Der niedrige Q hat die Wirkung eines Reduzierens der Selektion und somit der Dämpfung von Bandüberschreitungssignalen.
  • Die Dämpfung von Bandüberschreitungssignalen kann durch kaskadenförmige Anordnung von einem oder mehreren Filtern erhöht werden. Die kaskadenförmige Anordnung von Filtern mit identischen Frequenzgangkurven bewirkt das Erhö hen der Selektion oder das weitere Dämpfen von Bandüberschreitungssignalen. Die Ausführungsformen enthalten zweckmäßigerweise aktive gm-Stufenfilter 1912, 1934 zum Erhöhen der Selektion und stellen eine Schaltungsverstärkung zum Erhöhen der Bandsignalstärke bereit. Drei kaskadenförmig angeordnete LC-Filter, ausgeführt auf einem CMOS-Substrat, erzielen eine zufriedenstellende Verstärkung im Band und stellen etwa 35 dB Bandüberschreitungs-Spiegelsignalselektion in der beschriebenen Ausführungsform bereit. Die Filter müssen aber nicht auf aktive LC-Filter beschränkt sein; andere Merkmale und passive Filter werden als gleichwertig betrachtet.
  • Die restlichen 35 dB der erforderlichen Spiegelfrequenzselektion müssen in der anderen Schaltung erreicht werden. Daher werden zweckmäßigerweise Differential-VQ-Mischer 4802, 4806 verwendet, um diese erforderliche zusätzliche Spiegelselektion von etwa 35 dB in der ersten IF zu erreichen.
  • 50 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung, wie die Spiegelfrequenzunterdrückung in einem I/Q-Mischer erreicht wird. Ein I/Q-Mischer ist eine zuvor entwickelte Vorrichtung zum Erreichen der Übertragung von einzelnen Seitenbandsignalen. Er ist eines von drei bekannten Verfahren zum Entfernen eines von zwei Seitenbändern. Dieser Typ von Mischer kann ein Signal übertragen und ein anderes Signal entfernen oder unterdrücken. Ein I/Q-Mischer weist zweckmäßigerweise die Eigenschaft der Spiegelfrequenzselektion zusätzlich zur Frequenzkonvertierung auf. Zum Beispiel wird in 48 ein zweiter LO 1904 von 925 MHz verwendet, um die Abwärtskonvertierung zu einer zweiten IF 1922 von 275 MHz zu erzeugen, wobei Spiegelfrequenzen von der vorhergehenden Frequenzkonvertierung durch LO1 1908 selektiert werden.
  • Die I/Q-Mischer sind in der Erfindung auf mehrere Arten ausgeführt. Die Gesamtfunktion bleibt aber gleich. Eine Verbindung von Komponenten, die ein I/Q-Mischen erreichen, ist im in 48 gezeigten beispielhaften I/Q-Mischer 4803 dargestellt.
  • Zunächst wird ein Eingangssignal 1918 an einer Mischeranordnung eingespeist, die zwei herkömmliche Mischer 4828, 4830 in einer Differentialkonstruktion (wie gezeigt) oder Gleichtaktkonstruktion umfasst.
  • Lokaloszillatorsignale 1904, die nicht notwendigerweise gepuffert sein müssen, um ein I/Q-Mischen zu erreichen, werden auf jeden Mischer angewendet. Die auf jeden Mischer angewendeten Lokaloszillatorsignale weisen die gleiche Frequenz auf, sind aber zueinander um 90 Grad phasenverschoben. Somit stellt ein Signal eine Sinusfunktion dar und das andere eine Kosinusfunktion auf der Lokaloszillatorfrequenz. Die Phasenverschiebung um 90 Grad kann im I/Q-Mischer oder extern erzeugt werden. In der Schaltung von 48 stellt eine herkömmliche Mehrphasenschaltung 4832 die Phasenverschiebung und Teilung eines von PLL2 4806 erzeugten Lokaloszillatorsignals bereit.
  • Zwei IF-Signale, ein I-IF-Signal und ein Q-IF-Signal, werden von den Mischern ausgegeben und in eine weitere herkömmliche Mehrphasenschaltung 4834 eingespeist. Die Mehrphasenschaltung gibt ein einzelnes Differentialausgangs-IF-Signal aus.
  • In 50 verwendet der I/Q-Mischer zwei Vervielfacher 5002, 5002 und Phasenverschiebungsnetze 5006, 5008 zum Ausführen einer trigonometrischen Identität, die zum Übertragen eines Signals und Unterdrücken des anderen führt. Die verwendete trigonometrische Identität lautet: cos(2πfRFt)cos(2πfLOIt) ± sin(2πfRFt)sin(2πfLOIt) = cos[2π(fRF – fLOI)t (8)
  • Dabei gilt:
    • fRF
    ist ein Eingangssignal 5010.
    fLOI
    ist der erste LO 5012.
  • Die erzeugten Signale und Blöcke mit Operationen zum Erzeugen einer Signaltransformation dieser Signale zum Erzielen des erwünschten Endergebnisses sind in 50 gezeigt. Der Prozess verwendet eine Hardware-Implementierung der trigonometrischen Identitäten: sin(u)sin(v) = ½[cos(u – v) – cos(u + v)] (9)und cos(u)cos(v) = ½[cos(u – v) + cos(u + v)] (10)
  • Bei Anwenden dieser trigonometrischen Identitäten auf die von den zwei Mischern erzeugten Signale lautet das Produkt der Sinuskurven 5014 wie folgt: ½ [cos(2πfLOIt – 2πfRFt) – cos(2πfLOIt + 2πfRFt)] (11)Und das Produkt der Kosinuskurven 5016 lautet: ½ [cos(2πfLOIt – 2πfRFt) + cos(2πfLOIt + 2πfRFt)] (12)Somit werden durch jede Multiplikation zwei Frequenzen erzeugt. Zwei der Frequenzen weisen identische Vorzeichen und Frequenzen auf, so dass beim Addie ren dieser 5018 das resultierende Signal eine positive Summe ergibt 5020. Die andere erzeugte Frequenz hebt sich selbst auf 5022. Die durch das Produkt der Sinus erzeugte Summenfrequenzkomponente ist eine negative Menge. Die gleiche durch die Multiplikation der Kosinus erzeugte Summenfrequenz ist positiv und von gleicher Größe. Wenn diese Signale addiert werden, weist somit die Differenz, die in jedem Signal vorhanden ist, die doppelte Amplitude der einzelnen Signale auf und die zweite erzeugte Summenfrequenz weist eine entgegengesetzte Polarität zum anderen erzeugten Signal auf und hebt sich selbst auf, wenn die Signale addiert werden. Somit wird die Differenzfrequenz zum Ausgang übertragen, während die Summenfrequenzkomponente unterdrückt wird.
  • Die Ausführung dieser trigonometrischen Identität durch eine Schaltung ist sehr hilfreich beim Unterdrücken von Spiegelfrequenzen. Wie in 4 gezeigt weisen Signal S und Spiegelsignal I einen gleichen Abstand durch die IF-Frequenz von der Lokaloszillatorfrequenz auf. Die Signalfrequenz würde mit dem Ausdruck (2πfLOIt – 2πfRFt) und die Spiegelfrequenz durch (2πfLOIt + 2πfRFt) dargestellt werden. In den Ausführungsformen werden die Phasenverschiebungs- und Summierfunktionen unter Verwendung von Standardmehrphasenschaltungen oder anderen Schaltungen nach dem Stand der Technik ausgeführt.
  • Eine mathematisch exakte Unterdrückung kann erreicht werden. Schaltungskomponenten können aber in der Praxis eine exakte Unterdrückung der Spiegelfrequenz nicht erreichen. In der Schaltung treten Phasenfehler auf. Ein Phasenfehler von 3° kann eine Spiegelfrequenzselektion von 31,4 dB erzielen und ein Phasenfehler von 4° kann eine Spiegelfrequenzselektion von 28,9 dB erzielen. Diese Phasenfehler sind bevorzugt in einer integrierten Schaltung auf CMOS erreichbar. Der Versuch, die gesamten 70 dBC der Spiegelselektion zu erreichen, ist eher unerwünscht; somit sind Filter erforderlich. Zum Erreichen von 70 dBC Spiegelfrequenzselektion wäre ein Phasenfehler, der bevorzugt maximal 0,125° beträgt, im Mischer zulässig.
  • Durch Kombinieren der durch einen in CMOS ausgeführten LC-Filter erreichbaren Spiegelfrequenzselektion mit Spiegelfrequenzselektionseigenschaften eines I/Q-Mischers, Eigenschaften, die in einer integrierten CMOS-Schaltung bevorzugt erreichbar sind, wird eine erforderliche Spiegelfrequenzselektion erreicht. Darüber hinaus wurde die Frequenz einer ersten Aufwärtskonvertierung zweckmäßigerweise ausgewählt, um eine Spiegelfrequenz eines ersten LO ausreichend weit unten an der Filterflanke einer 1.200-MHz-LC-Filterreihe anzuordnen und somit die erwünschte Spiegelfrequenzselektion zu erreichen.
  • In 48 werden Pufferverstärker 4810 verwendet, um die Amplituden der LO-Signale 1908, 1904, 1930 aufzubereiten, welche die I/Q-Anschlüsse der Mischer 4802, 4806 ansteuern. Ein Abstand von mehreren Millimetern auf einem Chip, in dem LOs erzeugt werden 4504, 4506, 4508, 4502 und in dem eine Anwendung auf die Mischer 1916, 4802, 4802 erfolgt, erfordert bevorzugt ein Aufbereiten der Flanken der Lokaloszillatorsignale. Das Puffer zielt ebenfalls darauf ab, das Laden der PLLs 4504, 4806 zu vermeiden.
  • Wünschenswert ist ein Verzicht auf ein Vorwahlfiltern, das abstimmbare Bandpassfilter erfordert. Hierzu werden Spiegelfrequenzgang und Lokaloszillator(LO-)signale so eingestellt, dass sie außerhalb der Bandbreite eines Empfangssignals liegen. Die erste Signalkonvertierung zielt darauf ab, den Verzicht auf eine Kanalselektionsfilterung im Empfängereingang zu ermöglichen. Wegen des Konstruktionskonzepts in Form einer integrierten Schaltung ist es wünschenswert, einen LO außerhalb der Signalbandbreite anzuordnen, um die durch die Wechselwirkung der empfangenen Signale mit den Signalen des ersten Lokaloszillators erzeugte Verzerrung zu reduzieren.
  • Etwa 35 dB Bandüberschreitungskanalselektion im Filter der ersten IF-Stufe 1912 sind unzureichend. Die zusätzlichen 35 dB Selektion, bereitgestellt von einem Mischer 4802, erhöhen die Selektion. Wünschenswert ist allerdings ein möglichst zügiges Abwärtsmischen eines empfangenen Signals. Dies ist wünschenswert, da Filter bevorzugt bei niedrigen Frequenzen eine bessere Selektion aufweisen als bei höheren IF-Frequenzen. Durch möglichst zügiges Konvertieren eines empfangenen Signals auf eine möglichst niedrige Frequenz wird bevorzugt eine bessere Filterung erreicht. Als nächstes werden zwei Frequenzabwärtskonvertierungen durchgeführt.
  • Es sind Filter verfügbar, die eine bessere Selektion erreichen als ein LC-Filter auf einer bestimmten Frequenz, zum Beispiel OFW-Filter. Besseres Filter der Zwischenfrequenzen könnte zwar mit einem Filter wie einem OFW-Filter auf einer höheren Frequenz erreicht werden, aber ein voll integrierter Empfänger wäre nicht erreichbar. Ein OFW-Filter ist eine piezoelektrische Vorrichtung, die ein elektrisches Signal in ein mechanisches Schwingungssignal und anschließend zurück in ein elektrisches Signal konvertiert. Das Filter wird durch die Wechselwirkung von Signalwandlern im Konvertierprozess erreicht. Ein Filter dieses Typs besteht typischerweise aus Zinkoxid (ZnO2), einem Material, das mit der Integration in einer CMOS-Schaltung mit einem Substrat aus Silizium (Si) nicht vereinbar ist. In alternativen Ausführungsformen kommen OFW-Filter oder andere Filtertypen nach dem Stand der Technik, einschließlich externe LC-Filter, als Ausführungsformen in Betracht. Insbesondere eine Hybridkonstruktion unter Verwendung einer integrierten Empfängerschaltung, gebondet auf einem Hybridsubstrat, und von auf dem Substrat angeordneten Filter kommt in Betracht.
  • Im Frequenzplan von 49 ist ein Spiegelfrequenzgang (Spiegel 2) 4908 mit dem zweiten Lokaloszillatorsignal (LO2) 4920 verknüpft. Im Ausführungsbeispiel von 48 tritt dieses Spiegel 2-Signal bei fLO2 – fIF2 = 925 MHz – 275 MHz, d. h. 650 MHz, auf. Wenn ein Signal von 650 MHz am Empfängereingang 4808 verfügbar ist, kann ein 650-MHz-Signal abwärts zur zweiten IF-Frequenz (IF2) (1922 von 48) gemischt werden, was zu Störungen des erwünschten empfangenen Signals führt, das jetzt auf der zweiten IF-Frequenz liegt. Zum Reduzieren der Störungen von diesem Signal wurde der Empfänger so konstruiert, dass er durch den für die 1.200-MHz-LC-Filterreihe 1912 von 48 beschriebenen Mechanismus mehr als 65 dB Selektion von Spiegel 2 erzeugt.
  • In 38 wird als nächstes die dritte IF erzeugt. Der direkte LO 1930 wird durch direkte Synthese erzeugt. Der Teilen-durch-4-Block 4802 erzeugt einen dritten 231-MHz-LO (LO3) bestehend aus I- und Q-Signalen, erforderlich zum Abwärtsmischen der zweiten 275-MHz-IF 1922 zur dritten und endgültigen IF-Frequenz von 44 MHz 1926. Eine Abwärtskonvertierung zur dritten 275-MHz-IF wird in der Konstruktion verwendet. Wenn ein erstes 1.200-MHz-IF-Signal direkt zu 44 MHz abwärts konvertiert worden wäre, wäre ein Lokaloszillatorsignal von 1.156 MHz (1.200 MHz – 44 MHz) erforderlich. Eine resultierende Spiegelfrequenz für diesen Lokaloszillator würde auf 1.112 MHz (1.200 MHz – 88 MHz) liegen. Eine 1.112-MHz-Spiegelfrequenz würde im Band des 1.200-MHz-LC-Filters liegen. Somit würde keine Selektion dieser Spiegelfrequenz vom Filter der ersten IF auftreten, da diese im Passband liegt. Daher wird die Zwischenfrequenzkonvertierung zu einer zweiten IF von 275 MHz verwendet, um die Auswirkungen des Problems zu reduzieren.
  • Der dritte 231-MHz-LO 1936 liegt nahe an der Mitte der Bandbreite des empfangenen Signals 1906. Durch die drei Frequenzkonvertierungen der Konstruktion liegt der dritte LO zwangsweise im Band des empfangenen Signals. Dies ist aus konstruktiven Erwägungen heraus unerwünscht. Und zwar deshalb, weil durch ein drittes Lokaloszillatorsignal erzeugte Unselektivitäten in der Bandbreite des empfangenen Signals liegen. Die vorliegende Ausführungsform der Erfindung minimiert zweckmäßigerweise diese unerwünschten Effekte.
  • Zum Erzeugen des dritten LO-Signals von 231 MHz wurde typischerweise ein Phasenregelkreis, umfassend einen spannungsgeregelten Oszillator, verwendet werden. Diese Frequenzkomponenten sind aber bevorzugt Haupterzeuger von Störprodukten, die bevorzugt problematisch sind. Die vorliegenden Ausführungsformen vermeiden zweckmäßigerweise die Verwendung eines PLL und des vermittelnden VCO zum Erzeugen des dritten LO-Signals 1930 auf 231 MHz. Eine Teilen-durch-4-Schaltung 4802 verwendet zwei Flipflops, welche die dritten I- und Q-LO-Signale 1930 vom zweiten 925-MHz-LO 1904 erzeugen. Diese einfache direkte Synthese des dritten LO zielt darauf ab, ein reines Signal zu erzeugen. Die reduzierte Erzeugung von Verzerrung im Signalband ist in einer integrierten Schaltungskonstruktion, in der alle Komponenten in enger physikalischer Nähe sind, bevorzugt von Bedeutung. Wenn ein PLL zum Erzeugen des 231-MHz-Signal verwendet werden würde, würde ein externer Kreisfilter für den PLL verwendet werden, was einen weiteren möglichen Weg für das Einspeisen von Rauschen bietet. Durch geschicktes Erzeugen des dritten LO, der zwangsweise in der Bandbreite des empfangenen Signals liegt, wird das Einspeisen von Rauschen und Störungen durch das Substrat in den Weg des empfangenen Signals bevorzugt minimiert.
  • Die LC-Filterabstimmung 4812, 4814, 4816 in der Ausführungsform wird zweckmäßigerweise beim Start des Chips durchgeführt. Eine "1.200-MHz-Filterabstimm"schaltung 4812 stimmt die 1.200-MHz-Tiefpassfilter 1912 ab, eine "275-MHz-Filterabstimm"schaltung 4814 stimmt den 275-Tiefpassfilter 1934 ab und eine "44/36-MHz-Filterabstimm"schaltung 4816 stimmt alternativ einen End-LC-Filter 1936 auf eine von zwei möglichen dritten IF-Frequenzen (44 MHz oder 36 MHz), je nach Anwendung, ab. Alternativ erfolgt in dieser Ausführungsform das Filtern der dritten IF-Frequenzen durch ein externes Filter 4818. Dieses externe Filter kann eine OFW-Vorrichtung oder einen anderen Filtertyp aufweisen, der ein zufriedenstellendes Filter der dritten IF-Frequenz bereitstellt.
  • Wie zuvor beschrieben verwenden die Filterabstimmschaltungen 4812, 4814, 4816 Abstimmsignale basierend auf dem PLL2-Signal 4806, wobei die "44/36-MHz-Filterabstimm"schaltung die PLL2-Frequenz geteilt durch 4 verwendet 4802. Die gewählten Abstimmsignale können aber variieren. Beliebige oder alle der PLLs 4804, 4806, 4802 oder der Referenzoszillator 4808 können zum Erzeugen eines Filterabstimmsignals verwendet werden. Ebenso kann eine einzelne Frequenz zum Abstimmen aller Filter unter Anwendung der entsprechenden Frequenzskalierung verwendet werden. Zum Abstimmen der LC-Filter wird zunächst der Chip eingeschaltet und der PLL2 4806 muss sperren. Der PLL2 darf erst bei 925 MHz sperren wie zuvor beschrieben. Ein VCO im PLL 4806 wird durch Anpassen der Resonanzschaltung mit abstimmbaren Kondensatoren wie zuvor beschrieben zentriert.
  • Wenn der PLL2 auf 925 MHz abgestimmt ist, wird ein Schreibsignal gesendet, um anzuzeigen, dass eine stabile Referenz für die Filterabstimmung verfügbar ist. Sobald eine stabile 925-MHz-Referenz zum Abstimmen verfügbar ist, erfolgt die zuvor beschriebene 1.200-MHz-Filterabstimmung/AdÜ: Zur Auswahl stehen im Original zwei MHz-Werte für das Filter. Welcher stimmt? Oder fehlt eine Präposition/Konjunktion?/. Nach Abschließen der Filterabstimmung sendet die Filterabstimmschaltung ein Signal über eine interne Steuerbusstruktur als Verbindung des Empfängers mit einem Controller, die anzeigt, dass die Abstimmung abgeschlossen ist. Der Empfänger ist jetzt bereit zum Wählen und Abstimmen eines Kanals.
  • Die Frequenzabstimmung der empfangenen Kanäle erfolgt in der Ausführungsform mit einer Grob- und Fein-PLL-Anpassung wie zuvor beschrieben. Die Abstimmung erfolgt so, dass während des Abstimmprozesses stets eine dritte IF am Ausgang vorhanden ist. Der PLL1 4804 ist der Grobabstimmungs-PLL, der in 10-MHz-Schritten abstimmt. Der PLL2 4806 ist der Feinabstimmungs-PLL, der in 100-kHz-Schritten abstimmt. Die beispielhaften Abstimmungsschritte können bis zu 25 kHz klein sein. Ein 100-kHz-Schritt wird für die QAM-Modulation verwendet und ein 25-kHz-Schritt wird für die NTSC-Modulation verwendet.
  • Am Eingang des Tuners ist jeder beispielhafte Kanal durch 6 MHz getrennt. Der PLL1 springt in Abstimmschritten von 10 MHz. Daher beträgt der maximale Abstimmfehler + bzw. –4 MHz. Wenn die verwendeten Filter eine Schmalbandpass-Charakteristik aufweisen, ist dieses Abstimmkonzept eher weniger wünschenswert. Wenn zum Beispiel die Filterbandbreite einen Kanal, 6 MHz, breit wäre und die erste IF 1.204 MHz oder 1.196 MHz betragen könnte. Somit würde der gewählte Kanal nicht abgestimmt werden. Die Bandbreite der kaskadenförmig angeordneten Filter im ersten IF-Streifen beträgt etwa 260 MHz. Die Bandbreite der auf 275 MHz zentrierten Filter im zweiten IF-Streifen beträgt etwa 50 MHz. Die Bandbreiten sind auf eine Breite von mehreren Kanälen eingestellt; ein Merkmal, das zweckmäßigerweise den niedrigen Q in den auf dem Chip verbauten LC-Filtern ausnutzt. Die zwei PLLs gewährleisten, dass stets eine dritte IF-Ausgabe erhalten wird. Der erste PLL, der grob abstimmt, muss von 1.250 bis 2.060 MHz, einer großen Bandbreite, abstimmen. Der PLL2, der Feinabstimmungs-PLL, muss von + bis –4 MHz abstimmen, was einfacher zu implementieren ist.
  • 51 zeigt eine zweite beispielhafte Ausführungsform. Diese Ausführungsform ähnelt der Ausführungsform von 48, verzichtet aber auf den ersten IR-Selektivmischer (4802 von 48). Die Spiegelselektion von etwa 35 dB, die durch das Entfernen des IR-Selektivmischers wegfällt, wird durch die größere Filterselektion durch eine 1.200-MHz-LC-Filterreihe 5101 ausgeglichen. Der IR-Selektivmischer wird durch einen herkömmlichen Differentialmischer 5104 ersetzt. Die erforderliche E/A ist ein einzelnes Differential-LO-Signal 5106 als Ersatz für die zuvor beschriebenen Differential-I- und Q-Signale. Bessere Filter werden verwendet oder alternativ wird eine zusätzliche Reihe von drei 1.200-MHz-LC-Filtern 1912 für insgesamt sechs kaskadenförmig angeordnete Filter 5101 bereitgestellt, um eine ausreichende Spiegelselektion bereitzustellen. Diese Konstruktion bietet den Vorzug, dass sie auf einer integrierten Schaltung einfacher auszufahren ist.
  • Wenn ein höherer Q oder eine bessere Filterselektion in der integrierten Schaltung verwirklicht ist, sind 65 dB Spiegelfrequenzselektion bei 650 MHz erforderlich. In einer alternativen Ausführungsform kann die dritte Abwärtskonvertierung auf eine ähnliche Weise durch Weglassen des dritten I/Q-Mischers 4806 und Erhöhen der Selektion der 275-MHz-Filterreihe 5102 erreicht werden. Der Mischer 4806 wird durch einen herkömmlichen Mischer ersetzt, der nur einen einzelnen dritten Differential-LO erfordert.
  • 52 zeigt ein drittes alternatives Ausführungsbeispiel, das darauf abzielt, ein kontinuierliches Abstimmen des Filters mit der Temperatur bereitzustellen, und darauf abzielt, die Frequenzgangkurve des Filters genauer auf die gewünschte Frequenz zentriert zu halten. Diese Ausführungsform erhält die Trennung von I-Signalen 5202 und Q-Signalen 5204 durch die zweite IF-Stufe 5206. In der dritten Frequenzkonvertierstufe 5208 werden die I- und Q-Signale in I'-, I-, Q- und Q-Signale umgeformt. Dieses alternative Ausführungsbeispiel beruht auf einer "dreistufigen Mehrphase" 5210 zum Bereitstellen der Spiegelunterdrückung. Der Vorzug der Verwendung eines Gyrators statt einer zweifachen LC-Filterreihe 5212 ist, dass eine enge Beziehung zwischen I und Q in der Schaltung bevorzugt beibehalten werden kann. Die Phasenbeziehung am Ausgang des Gyratorfilters liegt bevorzugt sehr nahe bei 90°. Wenn ein LC-Filter verwendet wird, liegt keine Kreuzkopplung zum Erhalten der Phasenbeziehung wie im Gyrator vor. In der LC-Filterkonfiguration beruht das Erhalten der I- und Q-Signalintegrität vollständig auf dem Phasen- und Amplitudenabgleich. Die Gyratorschaltung weist zusätzlich den Vorzug auf, dass sie die Phasenbeziehung von zunächst ihr bereitgestellten Signalen bevorzugt verbessert, die nicht exakt in der Quadraturphase sind. Beispielsweise wird die Phasenbeziehung eines I-Signals, das zunächst für einen Gyrator bereitgestellt wird, der mit seiner Q-Komponente um 80° phasenverschoben ist, durch den Gyrator kontinuierlich so verbessert, dass eine Quadraturphase von 90° zwischen den I- und Q-Signalen wie in einem mehrphasigen Schaltungselement bevorzugt hergestellt wird, wenn die Signale den Gyrator verlassen. Diese vorliegende Ausführungsform weist zusätzlich den Vorzug auf, dass sie einfach auf einem CMOS-Substrat zu integrieren ist, da der Gyrator einen Verzicht auf die Induktoren ermöglicht, die ein LC-Filter erfordern würde. Filtertaktung und Frequenzerzeugung verwenden die zuvor beschriebenen Verfahren.
  • 53 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Kabelfernsehtuners, der eine Ausführungsform umfasst. Die beispielhaften Ausführungsformen des Empfängers sind für terrestrischen Empfang und Kabelfernsehempfang von Signalen zwischen 50 und 860 MHz bestimmt. Fernsehsignale in diesem beispielhaften Band sind QAM- oder NTSC-frequenzmodulierte Signale. Ein Empfänger wie beschrieben zeigt gleich gute Leistungen beim Empfang von digitalen oder analogen Signalen. Es ist aber verständlich, dass die offenbarte Empfängerarchitektur unabhängig von den verwendeten Frequenzen, der Übertragungsart oder des zu übertragenden Signals gleich gut funktioniert. Bezüglich der am Empfänger eingehenden Signalpegel kann der Dynamikbereich der im Empfänger verwendeten Vorrichtungen entsprechend angepasst werden. Somit sind in einem Breitbandempfänger Verzerrungsprodukte besonders problematisch. Der in den Ausführungsformen offenbarte Empfänger zielt darauf ab, Störungsprobleme durch diese Art der Verzerrung zweckmäßigerweise zu reduzieren.
  • In den beispielhaften Ausführungsformen können die am Empfänger eingehenden Signale von +10 bis +15 dBm reichen. Dabei gilt: 0 dBm = 10 log (1 mV/1 mV). Es wird darauf hingewiesen, dass im Falle eines Kabels zur Übertragung der RF-Signale eine auf die Signale angewendete Hüllkurve eine abfallende oder negative Flanke aufweist. Diese abfallende oder negative Flanke ist ein Ergebnis eines Tiefpassfilter-Merkmals des Koaxialkabels. Dieser Effekt kann durch Einführen eines Verstärkungselements in der Signalkette mit positiver Flanke ausgeglichen werden, um die negative Flanke als Ergebnis der Kabelübertragung auszugleichen.
  • In einem zum Verarbeiten von empfangenen Signalen über mehrere Oktaven Bandbreite konstruierten Breitbandempfänger kann dieses Übertragungsmerkmal ein Problem darstellen. Zum Beispiel können durch Niederfrequenzsignale in dieser Bandbreite erzeugte Verzerrungsprodukte im Kabelfernsehband von 50 bis 860 MHz auf einer der höher abgestimmten Frequenzen, beispielsweise 860 MHz, liegen. In einem Empfänger mit einer Bandbreite von mehreren Oktaven sind harmonische Signale problematisch, da auch diese in der Empfängerbandbreite liegen und nicht tiefpassgefiltert werden können. Wenn ein Kanal auf einer der höheren Frequenzen das gewünschte Signal ist, auf das der Empfänger abgestimmt ist, reduziert das Tiefpassfiltermerkmal des Kabels oder Übertragungsmediums die Stärke dieses erwünschten abgestimmten Signals im Verhältnis zu nicht abgestimmten Signalen auf einer niedrigeren Frequenz. Wegen der relativ großen Stärke des Signals mit niedrigerer Frequenz ist die Stärke der von diesem erzeugten Verzerrungsprodukte bezüglich der Stärke vergleichbar mit dem erwünschten abgestimmten Signal. Somit können diese Verzerrungsprodukte erhebliche Störungen des erwünschten empfangenen Signals verursachen, wenn eine der Harmonischen zufällig auf der gleichen Frequenz liegt wie das abgestimmte Signal.
  • Der Frequenzplan dieses Tuners kann in einer einzelnen integrierten CMOS-Schaltung 4822 ausgeführt werden und funktioniert wie zuvor in 48 beschrieben. Dieser beispielhafte Kabelfernsehtuner mit einer Aufwärtskonvertierung und zwei Abwärtskonvertierungen verwendet zwei PLLs, die von einem gemeinsamen 10-MHz-Kristalloszillator 5302 aus verlaufen. Aus den 10-MHz-Kristalloszillatorreferenzen erzeugen die PLLs zwei Lokaloszillatorsignale, die zum Abwärtsmischen einer empfangenen Funkfrequenz auf eine Zwischenfrequenz verwendet werden. Dieser integrierte Kabelfernsehtuner verwendet zweckmäßigerweise Differentialsignale in seiner gesamten Architektur, um eine bessere Rauschunterdrückung und ein reduziertes Phasenrauschen zu erreichen. Der Empfänger der vorliegenden Erfindung stellt zweckmäßigerweise Kanalselektion und Spiegelselektion auf dem Chip bereit, um das in den Weg des empfangenen Signals eingespeiste Rauschen zu minimieren. Die Differentialkonfiguration zielt auch darauf ab, das auf dem CMOS-Substrat erzeugte Rauschen und externes Rauschen, das in die Differentialleitungen des 10-MHz-Kristalls zum Verbinden dieses mit dem Substrat ausgestrahlt wird, zu unterdrücken. In dieser Ausführungsform wird ein externer Eingang wie zuvor beschrieben auf einem separaten Chip 5304 bereitgestellt und es wird ein externes Filter 5306 verwendet.
  • Die Details der integrierten Tuner sind detaillierter in der US-Patentanmeldung Nr. 09/439,101 offenbart, eingereicht am 12. November 1999 (B600:33756) unter dem Titel "Fully Integrated Tuner Architecture" von Pieter Vorenkamp, Klaas Bult, Frank Carr, Christopher M. Ward, Ralph Duncan, Tom W. Kwan, James Y. C. Chang und Haideh Khorramabadi, basierend auf der US-Voranmeldung Nr. 60/108,459 , eingereicht am 12. November 1998 (B600:33586).
  • AUSFÜHRUNGSBEISPIEL FÜR KABELTELEFONIE
  • 54 ist ein Blockdiagramm einer Niederspannungsausführungsform des Empfängers, die zum Empfang von Kabeltelefoniesignalen konfiguriert wurde. Diese Dienste neben anderen angebotenen Kabeldiensten verwenden RF-Empfänger. Ein Kabeltelefonempfänger konvertiert im Kabel vorhandene RF-Signale in ein Basisbandsignal, das geeignet für die Verarbeitung zu einem Audiosignal oder einer anderen Art von Signal geeignet ist, das zu einem Telefonsystem und einen Teilnehmer über eine Zweiwegeübertragung weitergeleitet wird. Wenn solche Dienste breit angeboten und in einer gemeinsamen Vorrichtung gebündelt werden, werden die Kosten pro Einheit und die Verlustleistung zu Problemen. Wünschenswert ist die Bereitstellung eines kostengünstigen und leistungseffizienten Empfängers.
  • Auf einem einzelnen Chip integrierte Empfänger, die Filter auf dem Chip umfassen, reduzieren Kosten. Allerdings führt das Anordnen von Filtern in einer integrierten Schaltung zu einem hohen Stromverbrauch des Chips. Chipinterne Filter erfordern eine Abstimmschaltung, die bevorzugt erhebliche Mengen an Strom verbraucht. Ein Verzicht auf diese Schaltung ermöglicht das Reduzieren der Leistungsaufnahme auf unter 2 Watt pro Empfänger. Immer wenn ein Signal eine integrierte Schaltung verlässt, besteht eine erhöhte Gefahr, dass das Systemrauschen verstärkt wird, da die externen Anschlüsse anfällig für das Aufnehmen von Rauschen sind. Der durchdachte Signalfluss und die richtige Frequenzplanung der vorliegenden Ausführungsform sind so berechnet, dass sie diese unerwünschten Effekte reduzieren.
  • Zunächst passiert ein Eingangssignal einen RF-Eingangschip 5304 wie zuvor beschrieben. Die erste Frequenz-Aufwärtskonvertierung auf die erste IF 5402 erfolgt auf dem integrierten Empfängerchip. Nach dem Leiten eines 50-860-MHz-Signal durch einen Empfängereingang 5304, der einen Differentialausgang zum Empfängerchip 5404 bereitstellt, wird das Signal auf 1.220 MHz abwärts konvertiert 5402. Der 1.270- bis 2.080-MHz-LO 5406 wird chipintern durch eine erste PLL-Schaltung PLL1 5408 erzeugt. Das 1.220-MHz-Differentialsignal wird durch den Pufferverstärker 5410 geleitet und auf ein chipexternes Differentialsignalfilter 5412 mit einer Mittenfrequenz von 1.220 MHz und einer charakteristischen Impedanz von 200 Ohm angewendet. Das Differentialsignal stellt bevorzugt die erforderliche Spiegelselektion bereit, wenn das Signal aus dem Chip und anschließend wieder zurück zum Chip geleitet wird. Als nächstes wird das Signal zurück zur integrierten Schaltung 5404 geleitet; dort passiert es wiederum einen Sendepufferverstärker 5414.
  • Die zweite Frequenzabwärtskonvertierung auf die zweite IF 5416 erfolgt auf dem integrierten Empfängerchip. Ein 1.176-MHz-Differential-I-und-Q-LO 5418 wird in der integrierten Schaltung durch einen zweiten PLL PLL2 5420 und einer Mehrphase 5422 erzeugt. Die resultierende JF-Frequenz 5416 beträgt 44 MHz. Der zum Erzeugen der zweiten IF verwendete Mischer ist ein Mischer des I/Q-Typs 5424, der anschließend das Signal durch eine Mehrphasenschaltung 5426 leitet. Die zweite IF wird anschließend durch einen dritten Pufferverstärker 5428 geleitet. Das Signal wird anschließend chipextern zu einem auf 44 MHz zentrierten Differentialfilter 5430 geleitet. Nach dem Filtern wird das Signal wieder zur integrierten Schaltung geleitet, wo es einer Verstärkung durch einen Regelverstärker 5432 unterzogen wird.
  • Die Details einer Schwachstromempfängerkonstruktion sind detaillierter in der US-Patentanmeldung Nr. 09/439,102 , eingereicht am 12. November 1999 (B600:36232) unter dem Titel "System and Method for Providing a Low Power Receiver Design" von Frank Carr und Pieter Vorenkamp, basierend auf der US-Voranmeldung Nr. 60/159,726 , eingereicht am 15. Oktober 1999 (B600:34672), offenbart.
  • AUSFÜHRUNGSFORMEN DES EMPFÄNGERS MIT ELEKTRONISCHEN SCHALTUNGEN
  • 55 zeigt eine zum Empfangen von Kabelfernsehsignalen verwendete Set-Top-Box 5502. Diese Boxen umfassen typischerweise einen Empfänger 5504 und eine Descrambler-Einheit 5506, damit der Teilnehmer Premiumprogramme empfangen kann. Zusätzlich kann ein Pay-per-View-Teilnehmer Programme über Set-Top-Boxen bestellen. Diese Funktion erfordert zusätzlich eine Modulationsschaltung und einen Funkfrequenzsender zum Übertragen des Signals über das Kabelfernsehnetz 5508.
  • Set-Top-Boxen können je nach Art des Netzes andere Dienste ebenfalls bieten. Diese Vorrichtungen umfassen IP-Telefone, digitale Set-Top-Karten für PCs, Modems für den Anschluss an PCs, Internet-Fernsehgeräte und Videokonferenzsysteme.
  • Die Set-Top-Box ist die Vorrichtung, welche die Schnittstelle zwischen Teilnehmer und Netz darstellt und den Teilnehmer die Anwendungen ausführen lasst, die im Netz gespeichert sind. Andere Vorrichtungen im Haushalt, die ggf. eine Verbindung mit dem Netz aufbauen können, umfassen IP-Telefone, digitale Set-Top-Karten für PCs, Modems für den Anschluss an PCs, Internet-Fernsehgeräte und Videokonferenzsysteme.
  • Um digitale Dienste, die eine große Bandbreite erfordern, zufriedenstellend bereitstellen zu können, müssen Set-Top-Boxen eine benutzungsfreundliche Schnittstelle zwischen Benutzer und Kabelfernsehanbieter bereitstellen. Ein Speicher 5510 und eine durch eine CPU 5512 gesteuerte Grafikeinheit zielen darauf ab, die Anwendung für einen Benutzer so attraktiv wie möglich zu machen, wenn eine Verbindung mit einer Set-Top-Box 5514 besteht.
  • Die Set-Top-Box kann ebenfalls Daten im Internetprotokollformat empfangen und ihr ist eine IP-Adresse zugewiesen. Zufriedenstellende Verfahren zur Handhabung von Kommunikation auf dem entgegengesetzten Weg sind ebenfalls erforderlich, um interaktive digitale Dienste bereitzustellen. Alle diese Dienste nutzen ein Betriebssystem in der Set-Top-Box 5502, um eine Benutzerschnittstelle bereitzustellen und mit dem Kopfende 5514 zu kommunizieren, an dem die Dienste bereitgestellt werden.
  • Zum bidirektionalen Empfangen von Diensten und Übertragen von Anforderungen von Diensten über ein Kabelfernsehnetz muss das Datensignal auf einem RF-Trägersignal moduliert werden. Die Set-Top-Box ist eine komfortable Stelle zum Modulieren des Trägers für die Übertragung oder zum Konvertieren des modulierten Trägers in ein Basisbandsignal zur Verwendung am Ort des Benutzers.
  • Dies erfolgt mit einem Funkfrequenz-(RF-)Sender und -Empfänger, auf den allgemein in Kombination als ein Sender/Empfänger 5508 Bezug genommen wird. Ein bidirektionales Signal von einem Kabelkopfende 5514 wird über ein Kabelnetz übertragen, das Kabel- und Funkdatenübertragung umfasst. Am Ort des Teilnehmers wird ein Signal 3406 empfangen und am Eingang der Set-Top-Box 5502 des Teilnehmers eingespeist. Das Signal 3406 wird in einen Set-Top-Box-Sender/Empfänger 5504 eingespeist. Der Set-Top-Box-Sender/Empfänger 5504 umfasst einen oder mehrere Empfänger- und Senderschaltungen. Die verwendeten Empfängerschaltungen sind gemäß einer Ausführungsform konstruiert. Vom Set-Top-Box-Sender/Empfänger werden die empfangenen Daten zu einer Entschlüsselungs-Box 5506 geleitet. Wenn das Fernsehsignal verschlüsselt wurde, führt diese Box einen erforderlichen Descrambling-Schritt am Signal durch. Nach dem Passieren der Entschlüsselungs-Box wird das Signal als nächstes für einen Set-Top-Box-Decoder 3416 be reitgestellt, in dem das Signal in Audio- und Videoausgaben 3414 demoduliert wird. Die Set-Top-Box umfasst eine CPU 5512 mit Grafikfunktion und einen Speicher 5510, um eine Schnittstelle bereitzustellen und die Set-Top-Box über eine Datenübertragungsstruktur 5514 zu steuern. Eine optionale Eingangs-/Ausgangsmöglichkeit 5516 wird für eine direkte Benutzerschnittstelle mit der Set-Top-Box bereitgestellt. Zum Übertragen von Befehlen vom Benutzer zum Kopfende wird die Information über eine Datenübertragungsstruktur 5514 in das Sender/Empfänger-Modul zum internen Sender über das Kabelfernsehnetz zum Kopfende übertragen.
  • 56 ist eine Darstellung des integrierten Fernsehempfängers 5602. Dieser Fernsehempfänger könnte einer sein, der digitale oder analoge Rundfunksignale 5604 verarbeitet. Ein beispielhafter integrierter, schalterloser Dämpfer und rauscharmer Verstärker 3408 stellt die erste Stufe in einem in einem Fernsehgerät enthaltenen Empfänger dar. Der integrierte schalterlose Dämpfer und rauscharme Verstärker wird als ein Eingang des Empfängers verwendet, um die Amplitude des eingehenden Signals anzupassen. Eingehende, mit einem Kabel oder einer Antenne empfangene Fernsehsignale sind in der Stärke von Empfangskanal zu Empfangskanal stark variabel. Unterschiede in der Signalstärke sind u. a. auf Verluste im Übertragungsweg, den Abstand zum Sender oder Kopfende und Hindernisse im Signalweg zurückzuführen.
  • Der Empfänger passt den Pegel des empfangenen Signals auf einen optimalen Wert an. Ein Signal, das zu stark ist, erzeugt Verzerrung in der nachfolgenden Schaltung durch Übersteuern in einen nichtlinearen Betriebsbereich. Ein Signal, das zu schwach ist, geht im Grundrauschen verloren, wenn nachfolgend eine Schaltung mit einer hohen Rauschzahl verwendet wird, um die Signalstärke anzuheben. Bei Verwendung in Verbindung mit der Schaltung zur "automatischen Pegelregelung" 5604 reagiert der integrierte schalterlose Dämpfer und rauscharme Verstärker auf eine erzeugte Rückkopplungssignaleingabe an seinem Steuerspannungsanschluss, um den Eingangssignalpegel anzupassen und damit eine optimale Leistung bereitzustellen.
  • Nach Passieren des Eingangs 3408 werden die RF-Signale 5604 am Tuner 5620 eingespeist. Diese Tunerschaltung ist wie in den vorhergehenden Ausführungsformen angeordnet, wobei ein einzelner Kanal aus einer Reihe von im Eingangssignal 5664 bereitgestellten Kanälen ausgewählt wird. Eine automatische Feinabstimmschaltung ("AFT") 4622 wird bereitgestellt, um den Pegel des endgültigen IF-Signals 5624 anzupassen, das für die Fernsehsignal-Verarbeitungsschaltung 5610 ausgegeben wird. Die Signalverarbeitungsschaltung trennt das Audiosignal 5602 vom endgültigen IF-Signal 5624 ab und speist dieses an einer Audioausgangsschaltung, etwa einem Verstärker, und schließlich an einem Lautsprecher 5618 ein. Das vom IF-Signal abgetrennte Videosignal 5624 wird über das Videosignal 5686 zur Videoverarbeitungsschaltung 5612 übertragen. Hier werden das analoge oder digitale Videosignal zur Verwendung als Steuersignal für die Schaltung 5614, die das Erzeugen eines Bilds auf einer Anzeigevorrichtung 5626 steuert, verarbeitet. Solch ein Empfänger wäre typischerweise in einem Fernsehgerät, einer Set-Top-Box, einem Videorekorder, einem Kabelmodem oder einer anderen Art von Tuneranordnung enthalten.
  • 57 ist ein Blockdiagramm eines Videorekorders, der eine Ausführungsform eines integrierten Empfängers 5702 in seiner Schaltung umfasst. Videorekorder werden mit Anschlüssen hergestellt, die den Empfang und die Konvertierung eines Fernsehrundfunksignals 5704 in ein Videosignal 5706 ermöglichen. Die Rundfunksignale werden im Videorekorder demoduliert 5708 und auf einem Aufzeichnungsmedium wie einem Band aufgezeichnet 5710 oder direkt als Videosignal ausgegeben. Videorekorder sind Massenprodukte. Der Kostendruck erfordert wirtschaftliche Hochleistungsschaltungen für diese Einheiten, um zusätzliche Merkmale bereitzustellen, während die Preise auf dem Markt fallen.
  • 58 zeigt ein Blockdiagramm eines typischen Kabelmodems. Ein "Kabelmodem" ist eine Vorrichtung, die Hochgeschwindigkeits-Datenverbindungen (beispielsweise Internet) über ein Kabelfernsehnetz 5812 ermöglicht. Ein Kabelmodem weist im Allgemeinen zwei Anschlüsse auf einen für die Kabelfernsehbuchse 5802 und einen für einen Computer 5804.
  • Es gibt mehrere Verfahren zum Verbinden von Kabelmodems mit Computern; Ethernet 10BaseT ist ein Beispiel. Das Koaxialkabel 5808 ist mit dem Kabelmodem 5806 verbunden, welches wiederum mit einer Ethernet-Karte 5814 in einem PC verbunden ist. Das Kabelmodem dient dazu, ein Breitbandnetz (zum Beispiel das Kabelfernsehnetz) mit dem Ethernet zu verbinden. Nach dem Installieren der Ethernet-Karte wird die Verbindung typischerweise von einer TCP/IP-Software verwaltet.
  • Der Onlinezugang über Kabelmodems ermöglicht PC-Benutzern das Herunterladen von Informationen mit Geschwindigkeiten, die etwa 1.000 Mal so hoch sind wie bei Telefonmodems. Kabelmodems bieten Geschwindigkeiten von 550 kbps bis 10 Mbps. Typischerweise sendet und empfängt ein Kabelmodem Daten auf zwei etwas unterschiedliche oder asynchrone Weisen.
  • Abwarts zum Benutzer übertragene Daten sind auf einen typischen 6-MHz-Kanal modulierte Digitaldaten auf einem Fernsehträger zwischen 42 MHz und 750 MHz. Zwei mögliche Modulationsverfahren sind QPSK (mögliche Datenübertragung von bis zu 10 Mbps) und QAM64 (mögliche Datenübertragung von bis 36 Mbps). Das Datensignal kann in einem 6-MHz-Kanal neben einem vorhandenen Fernsehsignal angeordnet sein, ohne dass die Kabelfernseh-Videosignale gestört werden.
  • Der Kanal aufwärts zum ISP wird mit einer Rate von 5 bis 40 MHz übertragen. Dieser Übertragungsweg speist bevorzugt mehr Rauschen ein als der Abwartsweg. Wegen dieses Problems ist QPSK oder ein ähnliches Modulationsschema in der Aufwärtsrichtung wünschenswert, da die Rauschunempfindlichkeit größer ist als die in anderen Modulationsschemata verfügbare. QPSK ist allerdings "langsamer" als QAM.
  • Kabelmodems können so konfiguriert werden, dass sie viele wünschenswerte Merkmale zusätzlich zur hohen Geschwindigkeit aufweisen. Kabelmodems können so konfiguriert werden, dass sie u. a. ein Modem, einen Tuner 5816, eine Verschlüsselungs-/Entschlüsselungsvorrichtung, eine Brücke, einen Router, eine NIC-Karte, einen SNMP-Agenten und ein Ethernet-Hub enthalten.
  • Zum Übertragen und Empfangen der Daten auf dem Kabelfernsehkanal müssen diese jeweils moduliert und demoduliert werden. Dies erfolgt mit einem Funkfrequenz-(RF-)Sender und -Empfänger, auf den allgemein in Kombination als ein Sender/Empfänger 5818 Bezug genommen wird. Der Eingang 5820 des Empfängers wird zweckmäßigerweise wie zuvor beschrieben bereitgestellt.
  • ESD-SCHUTZ
  • 59 ist eine Darstellung des typischen Die-Layouts einer integrierten Schaltung. Ein IC-Die 5900 wird typischerweise mit einer Reihe von Pads 5904 am Rand des Die angeordnet. Dieser Peripheriebereich des Die wird als Pad-Ring 5906 bezeichnet. Typischerweise ist in der Mitte des Die ein Kern 5902 angeordnet. Der Kern umfasst die Schaltungsfunktionen, die im Die 5900 der integrierten Schaltung auszuführen sind. Ein integrierter Schaltungs-Die ist typischerweise in einem IC-Paket oder "Header" angeordnet. Das IC-Paket stellt ein mechanisch robustes Paket dar, um den Die 5900 und die Schnittstelle zuverlässig mit externer Schaltung zu schützen. Die Pads 5904 im Pad-Ring 5906 sind typischerweise auf im Header befestigte Pins gebondet. Die Anordnung von Pads 5904 in einem peripheren Pad-Ring 5906 ermöglicht ein einfaches automatisiertes Drahtbonden von den Header-Pins zu den Pads des Die 5900.
  • Somit stellen auf einem IC-Die 5900, typischerweise konfiguriert wie in 59 gezeigt, die im Pad-Ring 5906 angeordneten Pads 5904 eine Zwischenverbindung zwischen dem Schaltungskern 5902 und den Außenanschlüssen am IC-Paket dar.
  • Der Pad-Ring auf einem integrierten Schaltungs-Die stellt typischerweise eine komfortable Stelle bereit, um eine Schaltung zum Schutz vor elektrostatischen Entladungen ("ESD") bereitzustellen. ESD-Entladung entsteht bei statischem Aufbau von elektrischer Ladung. Eine statische Aufladung umfasst typischerweise eine hohe Spannung, bis eine Entladung erfolgt. Eine statische Aufladung einer Fläche springt über zu einer anderen Fläche mit niedrigerem Potential, sobald der Spannungsunterschied zwischen den Flächen eine Funkenstreckenspannung für ein Dielektrikum, das die beiden Flächen trennt, überschreitet. Funkenstreckenspannungen werden typischerweise in Volt pro Zoll gemessen. Dies ist die erforderliche Spannung zum Springen von einer Fläche zur anderen in einem Abstand von einem Zoll zueinander und bei einem bestimmten Material zwischen den Flächen. Bei einem definierten Trennmaterial springt eine Ladung von einer Fläche zur anderen bei einem niedrigeren Potentialwert über, wenn die Flächen näher zueinander gebracht werden. In integrierten Schaltungen werden die Abstände zwischen Leitern oder Vorrichtungen in einer integrierten Schaltung mit der Zunahme des Grades der Miniaturisierung immer kleiner. Somit treten elektrostatische Entladungen von einer Fläche zur anderen in einer integrierten Schaltung zunehmend bei kleineren Spannungen auf, je mehr die technische Entwicklung fortschreitet.
  • ESD ist eine Hauptursache für Schäden an integrierten Schaltungen. Wenn sich eine Ladung so stark aufbaut, dass diese von einer Fläche zur anderen überspringt, ruft der Überschlag an der integrierten Schaltung Schäden hervor. Typische Schäden umfassen in ein Substrat geschlagene Löcher und das Zerstören von Transistoren im Kern 5902.
  • ESD-Schutz wird typischerweise durch eine Vorrichtung bereitgestellt, die einen Entladungsweg mit niedriger Impedanz von einem IC-Pin zu allen anderen Pins einschließlich Masse bereitstellt, wenn eine ESD-Ladung eine definierte Schwellenspannung der Schutzvorrichtung überschreitet. Im normalen Betrieb der Schaltung führt die ESD-Vorrichtung zu keiner Ladung am IC-Pin. Ein besserer ESD-Schutz kann ggf. erzeugt werden, wenn eine niedrigere Auslöseschwelle in der ESD-Schutzschaltung bereitgestellt wird. (ESD-Schaltungen stellen einen Entla dungsweg mit niedriger Impedanz von jedem Pin einer integrierten Schaltung zu jeden anderen Pin bereit, wenn eine ESD eine bestimmte Schwelle in einer ESD-Schaltung auslöst.) Somit ist eine Signalentkopplung von Pin zu Pin unerwünscht, um integrierte Schaltungen vor ESD zu schützen. Für den Fall eines ESD-Ereignisses stellen bevorzugt große Strukturen mit ausreichendem Abstand einen höheren ESD-Schutz bereit.
  • Zum Zwecke einer Signalentkopplung ist es jedoch wünschenswert, über eine hohe Signalentkopplung zwischen integrierten Schaltungs-eins zu verfügen. Die Entkopplung zwischen Pins ist insbesondere in integrierten RF-Schaltungen wünschenswert. Für eine ordnungsgemäße Funktion erfordern Schaltungen bevorzugt Stromversorgungsleitungen, Masseleitungen und Signalleitungen, die entkoppelt sind. Eine ESD-Schaltung erfordert aber vorzugsweise, dass alle Pins auf irgendeine Weise verbunden sind. Darüber hinaus erfordern RF-ICs bevorzugt kleine Strukturen, um die Bandbreite zu optimieren und das Rauschen zu reduzieren. Diese Anforderung ist mit der Anforderung einer ESD-Schaltung von Strukturen, die große Ströme leiten, nicht vereinbar.
  • Ein zunehmender Trend bei der Konstruktion von integrierten Schaltungen ist das Mischen von Schaltungen mit hoher Geschwindigkeit und/oder hoher Frequenz mit hochdigitalen Schaltungen. Digitale Schaltungen erzeugen bevorzugt hohe Rauschpegel in einer IC. Das Rauschen von Digitalschaltungen stört bevorzugt andere Schaltungsfunktionen auf dem Die. Die einzelnen auf dem Die vorhandenen Schaltungen sind oft in Blöcken konstruiert, die eine bestimmte Fläche auf dem Die-Substrat definieren. Diese Schaltungsblöcke enthalten empfindliche Schaltungen und sind so gut wie möglich von der Digitalschaltung abgeschirmt.
  • Ein übliches Verfahren zum Minimieren des Einspeisens von Rauschen ist das Anordnen von unterschiedlichen Schaltungsblöcken auf separaten Strom- und Masseleitungen. Empfindliche Schaltungen sind in dieser Anordnung so weit wie möglich entfernt von der rauschenden Schaltung. Diese Anordnung verbessert bevorzugt die Stromversorgungs- und Massenisolation, aber ESD-Entladungsprobleme werden eher verschlimmert.
  • Während der ESD-Entladung fließt ein Strom von einem Punkt zum anderen über den Weg mit dem geringsten Widerstand. Wenn kein Weg vorhanden oder dieser ungeeignet ist, bilden sich bevorzugt Kriechentladungswege, die Schäden an der integrierten Schaltung verursachen. Somit sind Schaltungen, die durch große Ab stände getrennt sind, um Nebensprechen und das Einspeisen von Rauschen zu minimieren, bevorzugt anfällig für Schäden durch ESD-Entladungen über Kriechwege.
  • Zum Beispiel wird bei einem rauschempfindlichen Mischmodus-IC, hergestellt in einem CMOS-Verfahren, ein nicht-epitaxialer Prozess bevorzugt, da durch die Prozesseignung eine höhere Substratisolation bereitgestellt wird. Der nicht-epitaxiale CMOS-Prozess jedoch erzeugt bevorzugt unerwünschte ESD-Entladungswege durch ein Auslösen einer dem Prozess inhärenten bipolaren Kriechstruktur. Diese Entladungswege schlagen bevorzugt durch und beschädigen Kernschaltungen. Somit ist das Bereitstellen einer Struktur wünschenswert, die das Steuern von ESD-Entladungswege bevorzugt steuert.
  • Zum Zwecke der ESD-Konstruktion bieten große ESD-Strukturen einen besseren Schutz als eine kleine Struktur. In rauschempfindlichen Schaltungen jedoch dienen die mit der Schaltung verbundenen großen ESD-Strukturen als Rauschquellen, was die Schaltungsleistung beeinträchtigt. Somit muss das Einfügen von ESD-Strukturen in rauschempfindlichen Schaltungen mit Sorgfalt erfolgen.
  • 60 stellt eine Ausführungsform der Erfindung dar, die Pad-Ring-Leistungs- und Massenbusse verwendet; Ein Pad-Ring-Bus verwendet ein Referenz-VDD 6002 und einen Referenzmassering 6004, die durch den gesamten Pad-Ring eines Die entlang der Außenkante des Die verlaufen. In einem Ausführungsbeispiel sind die Pads 5904 entlang einer Kante des Die in Reihe angeordnet. In einer alternativen Ausführungsform können die Pads 5904 entlang der Kante des Die 5900 versetzt angeordnet sein.
  • Die Referenz-VDD-Ringe und Referenzmasseringe dienen zum Verbinden einer Reihe von lokalisierten Leistungsdomänen, enthalten im Kern 5902 des Die. Weil die Blockstruktur, die einzelne Schaltungsfunktion erfüllt, im Kern lokalisierte Leistungsdomänen umfasst, sind diese mit einer Hauptleistungsbus in den Pad-Ringen verbunden. Die Pad-Ringe 6002, 6004 können unterbrochen sein 6006, um die Bildung einer Stromschleife zu vermeiden, die Wirbelströme verursacht. Die Pad-Ringe sind mit einzelnen Leistungsdomänen innerhalb der Schaltung über ESD-Entladungsschutzstrukturen verbunden.
  • 61 ist eine Darstellung der Verbindung einer Reihe von Leistungsdomänen 6102, 6104, 6106 mit einer Pad-Ring-Busstruktur 6002, 6004. Auf dem Die 5900 sind Pad-Ringe 6002, 6004 im Umfang einer integrierten Schaltung angeordnet. Die Pad-Ringe weisen einen Abstand 6006 auf. Die Pad-Ringe umgeben einen integrier ten Schaltungskern 5902, der einen oder mehrere Schaltungsblöcke 6102, 6104, 6106 umfasst. In jedem Block wird eine lokalisierte Leistungs- und Massebusstruktur für jeweils jeden Block 6110, 6112, 6114 bereitgestellt. ESD-Entladungsschutzvorrichtungen 6108 werden verwendet, um Schäden durch elektrostatische Entladung zu vermeiden.
  • Die lokalisierten Busstrukturen 6110, 6112, 6114 sind über ESD-Entladungsschutzvorrichtungen mit Pad-Rings an einem einzelnen Punkt verbunden. In dieser Struktur ist keine lokalisierte Stromversorgungs- oder Masseleitung mehr als zwei ESD-Strukturen im Potentialabfall entfernt von jeder anderen Spannungs- oder Massestruktur.
  • 62 ist eine Darstellung einer Ausführungsform unter Verwendung eines ESD-Masserings 6200. In der gezeigten Ausführungsform ist ein Satz von lokalisierten Leistungs- und Massebussen 6110, 6112, 6114 in entsprechenden Schaltungsfunktionsblöcken 6102, 6104, 6106 angeordnet. Es ist verständlich, dass die lokalisierten Leistungs- und Massebusse mehrere Leistungs- und Masseleitungen enthalten können und dass zur Vereinfachung der Erläuterung eine einzelne Stromversorgungsleitung und Masseleitung beschrieben wird. Es ist ebenso verständlich, dass eine beliebige Anzahl von Schaltungsfunktionsblöcken in der Schaltung verwendet werden kann, um den gewünschten Schutz bereitzustellen. Die Schaltungsfunktionsblöcke sind vor ESD durch Verwendung des ESD-Masserings, gekoppelt mit einer Reihe von ESD-Schutzvorrichtungen 6204, 6108, geschützt.
  • Jeder der geschützten lokalisierten Leistungs- und Massebusse ist wie im Schaltungsfunktionsblock 6102 konfiguriert. Die Zwischenverbindungen im Schaltungsblock 6102 werden als ein repräsentatives Beispiel für alle Verbindungen beschrieben. Ein Entladungsweg für die Stromversorgungsleitungen verläuft durch die ESD-Schutzvorrichtung 6108, die zwischen einer lokalen Leistungsleitung VDD1 und einer lokalen Masseleitung GND1 gekoppelt ist. Der ESD-Massering und die ESD-Schutzvorrichtungen stellen eine Isolation zwischen dem Spannungsbus und der Masse in den Schaltungsblöcken 6102, 6104, 6106 bereit. Die Struktur stellt auch einen ESD-Entladungsweg zwischen jeder in einem anderen Schaltungsfunktionsblock enthaltenen Spannungsbusleitung und der Masse bereit.
  • Die lokalen Massen 6110, 6112, 6114 sind über eine ESD-Klammerstruktur 6204 mit dem ESD-Massering gekoppelt. Um das Bilden von Wirbelströmen zu vermeiden, wird eine Lücke 6006 in den ESD-Massering 6200 geschnitten. Ein mit der ESD-Masse 6200 gekoppeltes Bond-Pad 6202 wird bereitgestellt, um die ESD- Masse mit einer Systemerde zu koppeln. Das Koppeln einer ESD-Masse mit einer Systemerde reduziert bevorzugt das Rauschen, das bevorzugt durch den ESD-Massering in den Schaltungskern 5902 gekoppelt wird.
  • In jedem Schaltungsfunktionsblock sind alle einzelnen Massen Gnd1, Gnd2, Gnd3 mit dem ESD-Massering über ein Paar von gegenparallelen Dioden 6204 verbunden. Zusätzlich zu den gegenparallelen Dioden können andere ESD-ausgelöste Schutzvorrichtungen gleichwertig verwendet werden. Somit ist bei der beschriebenen Verbindung jede Masse in jedem Schaltungsblock nur zwei Diodenpotentialabfälle (etwa 0,6 Volt bei einer Siliziumdiode) von jeder anderen Masse in jedem Schaltungsblock entfernt.
  • Bei Ausführung in einer CMOS-Technologie ist das Substrat leitfähig. In der CMOS-Technologie sind die Masseleitungen in jedem Block inhärent über das Substrat miteinander gekoppelt. Durch Durchführen durch den ESD-Massering sind die lokalisierten Massen durch das Paar von gegenparallelen Dioden eher lose miteinander gekoppelt. Durch die lose Kopplung zwischen Substrat und ESD-Massering wird die Rauschkopplung zwischen den verschiedenen Massen bevorzugt minimiert.
  • Die VDD-Leitungen in jedem Block sind vollständig voneinander isoliert. Die ESD-Klammern 6108 zwischen den VDD- und Masseleitungen im Schaltungsblock stellen bevorzugt einen vollständigen Entladungsweg für die VDD-Busleitungen bereit. Wenn ein ESD-Ereignis eintritt, wird für die VDD-Versorgungsleitungen in einem Block ein Weg mit niedriger Impedanz zwischen zwei Dioden und zwei ESD-Klammern zum VDD-Bus des anderen Schaltungsblocks bereitgestellt.
  • RF-Signale und Hochgeschwindigkeitssignale stellen beim Bereitstellen von ESD-Schutz besondere Probleme dar. Rauschen wird typischerweise in eine Schaltung durch die Stromversorgung und die Masseleitungen der Schaltung eingespeist. Eine gute RF-Isolierung hoher Impedanz vor Rauschquellen von einem RF-Signal unter Bereitstellung eines ESD-Entladungsweges niedriger Impedanz wird durch Schaltung umfassend einen ESD-Pad-Ring bereitgestellt. Die Ausführungsformen stellen bevorzugt eine Isolierung von RF-Signalen vor Rauschquellen durch Wege hoher Impedanz zwischen dem Rauschsignal und dem RF-Signal unter Erhaltung eines Entladungsweges niedriger Impedanz von Pin zu Pin der integrierten Schaltung bereit, wenn für sie ein ESD-Signal bereitgestellt wird. Somit wird die zweifache Anforderung eines Isolationsbedarfs für ein RF-Signal und eines Bedarfs einer ESD-Schaltung einer Verbindung aller Pins bevorzugt in den oben beschriebenen Ausführungsformen erreicht.
  • Eine weitere unvereinbare Anforderung ist der Bedarf einer RF-Schaltung nach Erhalten von kleinen Strukturen, welche durch Reduzieren von Fremdkapazitäten die Rauschkopplung reduzieren und die Bandbreite verbessern, gegenüber dem Bedarf einer ESD-Schaltung nach einer großen Struktur, die einem großen ESD-Entladungsstrom standhält.
  • 63 ist eine Darstellung der Auswirkung von störenden Schaltungselementen auf ein RF-Eingangssignal. Störwirkungen sind in einer Schaltungsstruktur mit großen physikalischen Abmessungen wie einem Bonding-Pad bevorzugt ausgeprägter. In einer typischen integrierten RF-Schaltung weist ein Bonding-Pad bevorzugt wesentlich größere Abmessungen auf als die auf der integrierten Schaltung vorhandenen Schaltungselemente. Darüber hinaus sind Bonding-Pads an Pins einer integrierten Schaltung oft durch Drahtbonds befestigt, welche die Störwirkungen verstärken. Störelemente erzeugen bevorzugt die Wirkung eines Tiefpassfilters 6300. Zur Vereinfachung ist der Tiefpassfilter als ein Reihenwiderstand 6302 mit einer Parallelkapazität 6304 dargestellt. Es ist jedoch verständlich, dass in einer echten Schaltung dieser Widerstand und diese Kapazität verteilte Elemente, angeordnet entlang der Länge des Bonddrahtes und der Pad-Struktur, umfassen.
  • Wenn ein RF-Signal 6306 mit einer bestimmten Bandbreite für solch eine Filterstruktur 6300 bereitgestellt wird, ist das am anderen Ende auftauchende Signal ein bandbegrenztes oder gefiltertes Signal 6308. Solch ein verzerrtes Signal ist unerwünscht. Im Falle eines analogen RF-Eingangssignals kann Information oder das Signal selbst verloren gehen. Im Falle eines digitalen Signals verursacht das Begrenzen der Bandbreite der Spektrumskomponenten, welche die Impulsfolge bilden, eine Verzerrung in der Impulsfolge am Ausgang. Die Kapazität 6304 wird bevorzugt im Wesentlichen durch eine Bonding-Pad-Struktur erzeugt, welche die auf dem Bonding-Pad angesammelte Ladung von einer darunter liegenden Masse trennt.
  • In einer ESD-Schutzschaltung sind große Bonding-Pads und große ESD-Strukturen wünschenswert, um große ESD-Ströme ohne Schäden an der Schaltung mit der Masse parallel zu schalten. Wenn jedoch solch eine große ESD-Struktur bzw. solch ein großes Bonding-Pad vorhanden ist, werden RF-Signale durch die Störwirkungen bevorzugt beeinträchtigt. Vor dem Hintergrund der ESD-Konstruktion ist eine hohe Kapazität wünschenswert. Große Kondensatoren verlangsamen bevorzugt einen Aufbau von Ladung und somit von Potential während eines ESD-Ereignisses.
  • Zusätzlich wird Nebensprechen durch ein Signal auf einer Leitung erzeugt, das kapazitiv mit einem Signal auf einer zweiten Leitung gekoppelt ist. Der Abstand zwischen den Leitungen muss erhalten werden. Ein um den Umfang eines Chips geführter Referenzring mit an den Kernseiten angeordneten Bonding-Pads reduziert oder entfernt bevorzugt das Nebensprechen, das zwischen diesen Leitern auftreten würde, wenn einer auf dem anderen geführt würde.
  • In 59 sind Leistungsbusse nach dem Stand der Technik typischerweise zwischen dem integrierten Schaltungskern 5902 und dem Pad-Ring 5906 angeordnet, wobei die Bonding-Pads 5904 am Umfang des Chips 5900 angeordnet sind. In dieser Anordnung quert eine Pad-Kern-Verbindung typischerweise die Leistungsbusse senkrecht.
  • 64 stellt einen Nebensprech-Kopplungsmechanismus dar. Ein am Umfang des Die 5900 angeordnetes Bonding-Pad würde das Führen der Zwischenverbindungsspuren 6404 über die ESD-Spannungs- und ESD-Massereferenz-Pad-Ringe 5902, 5904 erfordern. Jedes auf der integrierten Schaltungsspur 6404, die über die ESD-Schutzringe 5902, 5904 führt, vorhandene Signal ist kapazitiv gekoppelt 6402. Signale auf den Referenzringen 5902 und 5904 werden bevorzugt auf Spur 6404 gekoppelt und umgekehrt. Somit ist ein Anordnen des Bond-Pads 5904 im Umfang der Referenzringe wünschenswert.
  • In einem Ausführungsbeispiel sind Bond-Pads 5904 in den Pad-Ringen 5902, 5904 angeordnet. Außenanschlüsse werden mit Bonddrahtanschlüssen erreicht, welche die Pad-Ringe queren. Der Querungsabstand des Bonddrahts ist wesentlich größer als der senkrechte Abstand zwischen der Schaltungsspur 6404 und jeden der Referenzringe 5902, 5904.
  • 65 ist eine Darstellung einer zwischen einer Verbindung mit einem Bonding-Pad und Stromversorgungsspuren angeordneten ESD-Vorrichtung. In einem typischen IC-Design ist ein Bonding-Pad 5904 mit einem integrierten Schaltungskern 5902 verbunden 6404. Die Spuren 6504 queren typischerweise die Stromversorgungs- und Masseleitungen 5902, 5904. Eine ESD-Vorrichtung ist typischerweise zwischen den Spuren und den Stromversorgungsbussen angeordnet. Eine Fremdkapazität besteht zwischen den Spuren 6404 und den Stromversorgungsverbindungen 5902, 5904. Diese Fremdkapazität verringert die Signalbandbreite und beeinträchtigt die Rauschleistung wegen der Tiefpassfilterwirkung. Bei dieser Anordnung muss ebenfalls eine Kernschaltung 5902 einen Abstand zum Bonding-Pad 5904 aufweisen, damit die Stromversorgungsspuren 5902, 5904 zwischen Pad und Kern durchgeführt werden können. Dies verhindert ein Minimieren des Abstands zwischen Bonding-Pad und Schaltungskern. Die Fremdkapazitäten zwischen Stromversorgungsleitern und Spuren zum Verbinden von Kern und Bonding-Pad sind nicht das einzige Problem, das bei dieser Konfiguration auftritt. Nach dem heutigen Stand der Technik erhöhen die Bonding-Pads bevorzugt die Fremdkapazität.
  • 66 ist eine Darstellung der Fremdkapazität in einer typischen Bonding-Pad-Anordnung in einer integrierten Schaltung. In einer typischen integrierten Schaltung ist ein großes Bonding-Pad auf der Oberfläche des integrierten Schaltungs-Die 5900 angeordnet. Um ein Pad-Schälen und -Abheben zu vermeiden, sind eine oder mehrere Metallschichten 6600 in einer geschichteten Struktur, getrennt durch Halbleitermaterial oder Oxid, angeordnet. Die beiden gezeigten Metallschichten 6602, 6604 sind mit der oberen Metallschicht 5904 durch mehrere Durchführungen 6606 gekoppelt, die elektrischen Kontakt und mechanische Stabilität für das oberste Bond-Pad 5904 bereitstellen. Bei dieser Struktur sind mehrere Fremdkapazitäten 6610 durch das Design vorhanden. Diese Fremdkapazitäten werden mit dem Substrat oder jeder in der Nähe angeordneten Schaltungsspur wie einer Leistungs- und Massebusstruktur gekoppelt.
  • 67 ist eine Darstellung einer Ausführungsform einer Bonding-Pad-Anordnung, die bevorzugt Fremdkapazitäten reduziert. Ein Pad-Ring-Bus, umfassend die Leitungen 6002, 6004, 6200, ist am Umfang des Chips 5900 angeordnet. ESD-Vorrichtungen 6702 sind an der Seite eines Bonding-Pad 6704 angeordnet. Bei dieser Anordnung kann ein Bonding-Pad 6704 mit einem Schaltungsblock im Kern 5904 mit einer minimalen Zwischenverbindungsspur-Länge verbunden werden 6504. Die Pad-Kern-Verbindung 6504 überlappt nicht mit einer Leistungs-, Masse- oder ESD-Busstruktur. Somit werden Nebensprechen und Rauschkopplung bei diesen Strukturen bevorzugt minimiert. Zusätzlich ist die Metallleitwegbreite vom Kern zum Bonding-Pad nicht durch Anforderungen begrenzt, die für eine ESD-Struktur wie in 67 beschrieben gelten würden. In einer alternativen Ausführungsform, die verbesserte ESD-Kontrollfunktionen bereitstellt, können die ESD-Strukturen 6702 vergrößert werden.
  • In einer alternativen Ausführungsform ist der ESD-Massebus 6200 am Umfang des Die angeordnet. Dieser Bus leitet bevorzugt Rauschen, das auf den Schaltungsbetrieb maximal durchschlägt. Daher ist ein möglichst großer Abstand zwischen diesem Bus und einem Pad wünschenswert. In der alternativen Ausführungsform ist der Massebus zwischen dem ESD-Massebus und dem VDD-Bus angeordnet, um die Kopplung zwischen dem ESD-Massebus und der VDD-Busleitung zu reduzieren.
  • 68 stellt einen Querschnitt der Bonding-Pad-Struktur von 67 dar. Das Bonding-Pad 5904 ist auf das kleinstmögliche Maß für eine erfolgreiche Produktfertigung verkleinert. Eine zweite Metallschicht 6802, mit einer im Vergleich zur oberen Schicht noch kleineren Fläche, wird als Verankerung zum Fixieren des Bonding-Pad über dieser während eines Bonding-Prozesses verwendet. Bei dieser Anordnung ist eine kleinere Anzahl von Durchführungsverbindungen 6606 erforderlich. Durch Weglassen der mehrfachen Metallschichten unterhalb der oberen Schicht 5904 wird ein Abstand zwischen dem unteren Bond-Pad 6802 und dem Substrat 5900 vergrößert. Wie aus der Kapazitätsformel abgeleitet werden kann, nimmt die Fremdkapazität mit Zunahme des Abstands zwischen den Kondensatorplatten ab. Die Beziehung gestaltet sich folgendermaßen: C = Kεr × (A/d) (13)
  • Dabei gilt:
    • C
    = Kapazität
    K
    = dielektrische Konstante
    εR
    = relative dielektrische Konstante des Trennmaterials
    A
    = Fläche der Leitplatten
    d
    = Abstand zwischen den Leitplatten
  • Aus der Gleichung ist zu erschließen, dass ein Reduzieren der Fläche des Bonding-Pad zu einer kleineren Kapazität führt. Darüber hinaus sinkt die Kapazität, wenn die dielektrische Konstante in der Gleichung abnimmt.
  • Eine Diffusionsfläche 6804 ist unterhalb der Bonding-Pads 5904, 6802 angeordnet, um die Kapazität vom Bonding-Pad zum Substrat zu verringern. Die Diffusionsfläche umfasst eine silizidierte Diffusionsdotierung 6804 zum weiteren Reduzieren der Fremdkapazitätskopplung mit dem Substrat. Diese Diffusionsfläche 6804 ist mit einem Potential 6806 gekoppelt, das bevorzugt einen Spannungsunterschied zwischen der Diffusionsschicht 6804 und der Bond-Pad-Struktur 5904, 6802 reduziert.
  • 69 stellt verschiedene ESD-Schutzschemata nach dem Stand der Technik dar, um eine integrierte Schaltung vor ESD-Entladungen durch Aufbau von Ladung auf einem Die-Pad zu schützen. Typischerweise ermöglicht eine an einem E/A-Pin einer integrierten CMOS-Schaltung befestigte große ESD-Struktur (oder Klammervorrichtung) das Parallelschalten eines großen ESD-Entladungsstroms mit der Masse durch diese. Eine große ESD-Struktur an einem E/A-Pin verursacht aber zwei Probleme. Zunächst ist das Reservieren einer großen Fläche auf einem integrierten Schaltungs-Die für eine ESD-Struktur nicht wünschenswert. Die Die-Größe ist direkt mit den Herstellkosten verknüpft, was eine verringerte Die-Größe wünschenswert macht. Ein zweites Problem einer großen ESD-Struktur ist eine kapazitive Ladung durch die ESD-Struktur auf einem Signal am Pin. Die Ladung führt zu einer Verringerung der Bandbreite des Eingangssignals, zu mehr Verlustleistung und einem Überschreiten der festgelegten zulässigen Eingangskapazität. Eine kompakte ESD-Schutzstruktur, die in Verbindung mit einem Überspannungsschutz funktioniert, weist eine schnelle Reaktionszeit auf, wird durch im normalen Betrieb erzeugtes Rauschen nicht eingeschaltet und stellt ein Design bereit, das durch mehrere Halbleitergießereien gemäß der Beschreibung in den folgenden Absätzen verwendet werden kann.
  • In der Vergangenheit wurden unterschiedliche Strukturen 6902, 6904, 6906, 6908, 6910 mit IC-Die-Pads 5904 gekoppelt, um schädliche ESD-Pegel parallel zu schalten. Eine weit verbreitete Struktur ist die ggNMOS-ESD-Struktur 6902. Ein ggNMOS-Transistor M1 wird zum Parallelschalten einer ESD-Ladung mit der Masse verwendet. Die Source von M1 ist mit dem Pad verbunden und der Drain mit der Masse. Gleichwertig kann der Drain mit einer Source mit niedrigerem Potential verbunden werden. Mit dem Aufbau der ESD-Ladung auf dem Pad nimmt die Spannung bis zu einem Punkt zu, an dem der ggNMOS-Transistor ausgelöst wird und die ESD-Ladung zur Masse leitet.
  • Die interne Kapazität im ggNMOS-Transistor speist einen Teil der durch eine statische Ladung aufgebauten Spannung am ggNMOS-Transistor-Gate ein. Wenn die Spannung auf einen ausreichenden Pegel am Gate angestiegen ist, leitet der Transistor. Beim Leiten ist der Transistor in einem Zustand niedriger Impedanz und die gesamte statische Ladung auf dem Pad wird mit der Masse parallel geschaltet.
  • Bis die Gate-Spannung auf einen Pegel ansteigt, der den Transistor zum Leiten bringt, ist dieser in einem Aus-Zustand oder einem Zustand hoher Impedanz. In diesem Zustand stört der ggNMOS-Transistor das Signal auf dem Pad bevorzugt nicht.
  • Die Gate-Vorspannung bestimmt den Wirkungsgrad dieser Struktur. Im normalen Betrieb wird das Gate des ggNMOS gesperrt und der NMOS in einem Aus-Zustand oder einem Zustand hoher Impedanz geschaltet. Während eines ESD-Entladungszustands wird das Gate des ggNMOS hochfrequenzvorgespannt, um einen Kanal unter dem Gate-Oxid einzuschalten. Der ggNMOS ist von der inhärenten Kapa zität von Gate zu Drain ("Cgd") abhängig, um das Gate auf High zu schalten, wenn das Pad bei Vorhandensein einer hohen elektrostatischen Ladung auf High schaltet. Das Auslösen wird durch eine Spannungsteilerschaltung umfassend Cgd und Widerstand R eingestellt. Die elektrostatische Ladung auf dem Pad 5904 wird nach unten geteilt durch das Verhältnis der Impedanzen vom Kondensator Cgd und Widerstand R.
  • Das Koppeln durch Cgd wird in einer typischen Kaskoden-Überspannungsschutzschaltung beeinträchtigt. Der ggNMOS kann nicht alleine ohne einen Reihenkaskodentransistor 6904 verwendet werden, wenn die Spannung von Drain zu Source ("VDS") eine bestimmte elektrische Überlastungsgrenze überschreitet. Der ggNMOS M1 verwendet eine Reihenkaskodenstufe M5 mit vorgespanntem Gate wie in 6904 gezeigt und verhindert ein direktes Koppeln von Cgd mit einem Bonding-Pad 5904, was die Leistung erheblich beeinträchtigt. Um ein unzureichendes Koppeln des Cgd von M1 mit dem Pad zu umgehen, sind drei weitere Vorrichtungskonfigurationen 6906, 6908, 6910 bekannt.
  • Die erste Vorrichtung 6906 fügt einen Kondensator C1 zur ggNMOS-Struktur von 6902 hinzu. C1 ist vom Gate zur Source von M1 gekoppelt. C1 erhöht die durch den inhärenten Cgd des ggNMOS erzeugte Kopplungswirkung. Unglücklicherweise koppelt C1 den ggNMOS stark mit dem Pad. Leichte Störungen auf dem Pad während des normalen Betriebs sind durch die starke Kopplung direkt mit dem ggNMOS gekoppelt. Somit schaltet das typische WS-Rauschen auf dem Pad bei einem hinzugefügten Kopplungskondensator C1 bevorzugt den ggNMOS während des normalen Betriebs ein.
  • Die nächste Schaltung 6908 verwendet den gleichen Kopplungskondensator C1 wie in 6906 beschrieben. Bei diesem Kopplungskondensator sind aber ein Anschluss mit dem Gate von M1 und der zweite Anschluss mit einer Stromversorgungsspannung verbunden. Während eines ESD-Ereignisses wird die Stromversorgung durch die auf dem Pad vorhandene ESD-Spannung auf High geschaltet. Wenn die Stromversorgung auf High geschaltet wird, wird auch das Gate des ggNMOS M1 in einen High-Zustand geschaltet. Bei dieser Anordnung ist jedoch das Gate des ggNMOS direkt mit einem Rauschen gekoppelt, das typischerweise in einer Stromversorgungsleitung vorhanden ist. Das auf einer Stromversorgungsleitung vorhandene Schaltrauschen verursacht bevorzugt das Einschalten des ggNMOS M1. Wenn eine störungsfreie oder gefilterte Stromversorgung mit dem Kondensator C1 gekoppelt ist, würde ein zusätzlicher Spannungsabfall, verursacht durch das Durchführen von ESD-Schutz durch die störungsfreie Stromversorgung, erforderlich sein, bevor die Gate-Vorspannung auf High geschaltet wird. Dies führt zu einer unerwünscht langen Reaktionszeit.
  • Das dritte Verfahren 6910 verwendet eine Zenerdiode Z1, verbunden mit dem Plusanschluss am Gate von M1 und mit dem Negativanschluss an der Source von M1, um das Gate des ggNMOS während einer ESD-Entladung auf High zu schalten. Wenn ein ESD-Entladungsereignis eintritt, schaltet die Zenerdiode in einen Spannungsdurchschlagmodus, bei dem Ladung zum Gate des ggNMOS M1 fließen kann. Das Gate schaltet auf High und der ggNMOS schaltet unter Parallelschalten des ESD-Stroms mit der Masse ein. Der Nachteil dieses Konzepts ist, dass Zenerdioden in digitalen CMOS-Standardprozessen nicht verfügbar sind.
  • 70 stellt ein Konzept für den Pad-Schutz während eines ESD-Ereignisses dar. Auf einem integrierten Schaltungs-Pad 5904 baut sich elektrostatische Ladung auf. Eine Parallelschaltvorrichtung 7002 ist zwischen Pin 5904 und Masse angeschlossen. Die Parallelschaltvorrichtung 7002 befindet sich in einem Zustand hoher Impedanz, bis sich auf dem Pad 5904 genügend Ladung aufgebaut hat, um die Parallelschaltvorrichtung in einen Zustand niedriger Impedanz zu schalten. Ein Zustand niedriger Impedanz ermöglicht ein Parallelschalten der gesamten auf dem Pad aufgebauten Ladung mit der Masse, bevor Schäden an der mit dem Pad gekoppelten Schaltung auftreten können. Die Parallelschaltvorrichtung wird vom Aufbau von ESD-Ladung auf dem Pad ausgelöst. Eine Teilerschaltung umfassend ein kapazitives Element 7006 in Reihe mit einem Widerstandselement 7004 ist zwischen dem Pad 5904 und der Masse gekoppelt. Die Verbindung von kapazitivem Element und Widerstandselement wird als ein Auslöser für die Parallelschaltvorrichtung 7002 verwendet. Wenn eine voreingestellte Auslösespannung erreicht ist, wird die Parallelschaltvorrichtung in einen Zustand niedriger Impedanz geschaltet.
  • 71 ist ein Schema einer für Rauschen nicht anfälligen Schaltung, die einen ggNMOS' Cgd und eine Gate-Spannungserhöhungsstruktur zum Auslösen von ESD-Schutz verwendet. In dieser Konfiguration sind die Diode CR1 und die Transistoren M2 und M3 vollständig in einer mit einer Spannung V vorgespannten n-Wanne angeordnet, um eine Gate-Spannungserhöhungsstruktur 7102 zu bilden. Source und Drain von M3 sind mit der n-Wanne 7102 gekoppelt. Die Source des Transistors M2 ist mit einer störungsfreien Stromversorgung V verbunden. Die Stromversorgung V wird verwendet, um Rückwärts-Gate-Vorspannung in der n-Wanne bereitzustellen. CR1 wird durch eine P+-Diffusion in die n-Wanne herge stellt. Typischerweise ist nur eine störungsfreie Stromversorgung ausreichend zum Vorspannen des gesamten Chips. Dies liegt daran, dass CR1 mit kleinen Abmessungen gefertigt wird und wenig Leistung verbraucht.
  • Der Transistor M3 ist ein PMOS-Transistor, der in seinem linearen Bereich arbeitet, um einen MOS-Kondensator inhärent in seiner Konstruktion zwischen CR1 und R1 bereitzustellen. Der Drain von M2 ist mit der Source von M3 gekoppelt. Der Drain von M3 ist mit dem Minusanschluss von CR1 gekoppelt. Der Plusanschluss CR1 ist mit dem Pad 5904 gekoppelt. Das Gate von M3 ist mit einem ersten Anschluss des Widerstands R1 gekoppelt und ein zweiter Anschluss von R1 ist mit der Masse gekoppelt. Die Verbindung des Gate von M3 und R1 ist mit dem Gate von M1 und dem Minusanschluss von CR1 verbunden. Der Drain von M1 ist mit dem Pin 5904 verbunden und die Source von M1 ist mit der Masse verbunden. Alternativ weist die Masseverbindung kein Null-Potential auf, sondern ein niedrigeres Potential. Der Widerstand R1 ist als ein ohmscher Widerstand oder alternativ mit anderen Basisableitverfahren nach dem Stand der Technik ausgeführt.
  • In normalem Betrieb wird M2 eingeschaltet. Dies stellt einen Weg niedriger Impedanz vom n-Wannen-Rückwärts-Gate 7100 bereit, das die n-Wanne als Host 7102 für die störungsfreie Stromversorgung V darstellt. Somit ist die Kanalseite, die vom Gate und dem im Silizium zwischen Source und Drain gebildeten leitfähigen Kanal gebildet wird, des von M3 gebildeten MOS-Kondensators mit einer Source niedriger Impedanz verbunden. Die Diode D1 ist rückwärts vorgespannt unter Bildung eines Weges hoher Impedanz zwischen M3 und Pad 5904. Somit ist keine starke Kopplung zwischen den von M3 gebildeten MOS-Kondensator und dem Pad vorhanden. Die zusätzliche Eingangskapazität ist eher zu vernachlässigen, da die Abmessungen der Diode CR1 unter Berücksichtigung der Beschränkungen eines Prozesses so klein wie möglich gehalten werden.
  • Wenn elektrostatische Entladung auftritt, wird CR1 vorwärts vorgespannt, was einen Weg niedriger Impedanz vom Pad 5904 zum von M3 gebildeten Kondensator bereitstellt. In Reaktion darauf lädt sich der von M3 gebildete Kondensator auf und stellt eine Spannungserhöhung zum Einschalten des Gate von M1 bereit. Durch Bereitstellen einer Spannungserhöhung für das Gate von M1 wird der Drain-Source-Kanal in M1 eingeschaltet, was schnell eine Verbindung niedriger Impedanz zwischen dem Pad 5904 und der Masse bildet. Die kurze Reaktionszeit ist besonders geeignet für ESD-Entladungsmodi nach einem Maschinenmodell ("MM") und einem Ladungsvorrichtungsmodell ("CDM").
  • Der von M3 gebildete MOS-Kondensator erhöht wesentlich die am Gate von M1 vorhandene Kapazität. Dies ermöglicht ein Reduzieren der Größe von R1, um die gleiche Zeitkonstante τ (τ = 1/R × C) zu erhalten, die andernfalls erforderlich wäre, wenn M3 nicht vorhanden wäre. Ohne das Vorhandensein der Kapazität von M3 müsste R1 im Bereich von Hunderten von Kiloohm sein. Widerstände mit diesem Wert erfordern eine große Designfläche.
  • Somit erfordern R1 und CR1 keine wesentliche Die-Fläche. Die Fertigung von M3 verwendet dünnes Oxid zum Bilden des MOS-Kondensators und Bereitstellen eines kompakten Designs dieser Vorrichtung. M1 wird ebenfalls in der Größe reduziert durch die Bereitstellung von Gate-Spannungserhöhung. In der beschriebenen Konfiguration wird M1 mit einer höheren Gate-Source-Spannung vorgespannt, wodurch ein Kanal den Strom effizienter leiten kann. Somit kann ein bestimmter ESD-Strom mit einem kleineren Transistor M1 zur Masse geleitet werden. Die Abmessungen von M1 müssen nicht groß sein, um einen ausreichenden Cgd für eine Gate-Spannungserhöhung bereitzustellen, da die Spannungserhöhung im Wesentlichen durch die von M3 bereitgestellte Kapazität erreicht wird.
  • 72 ist ein Schema einer alternativen Ausführungsform unter Verwendung der Gate-Spannungserhöhungsstruktur und einer Kaskodenkonfiguration. In einer E/A-Anwendung ist das Gate des Kaskodentransistors direkt mit einer Stromversorgungsverbindung verbunden.
  • 73 ist ein Schema einer Ausführungsform, die keine störungsfreie Stromversorgung erfordert. Bei einem Signal mit niedriger Amplitude wie bei RF-Signalanwendungen schaltet die Drain-Gate-Kopplung von M1 den Kanal von M1 nicht ein. Unter dieser Bedingung ist eine störungsfreie Stromversorgung nicht erforderlich und auf M2 von 71 kann verzichtet werden. In dieser Ausführungsform ist das Pad mit einem Siliziumsubstrat durch die n-Wannen-Kapazität der Diode CR2 gekoppelt. Der PMOS-Kondensator M3 von 71 ist ersetzt durch einen Metallkondensator, der die gesamte durch CR2 gekoppelte n-Wanne-Fläche reduziert. Die Konfiguration reduziert die Pad-Kapazität zusätzlich und ermöglicht dennoch eine Gate-Spannungserhöhung des Parallelschalttransistors M1 während einer ESD-Entladung.
  • Die Details des ESD-Schutzes sind detaillierter in der US-Patentanmeldung Nr. 09/483,551 offenbart, eingereicht am 14. Januar 2000 unter dem Titel "System and Method for ESD Protection" von Agnes N. Woo, Kenneth R. Kindsfater und Fang Lu, basierend auf der US-Voranmeldung Nr. 60/116,003 , eingereicht am 15. Januar 1999, der US-Voranmeldung Nr. 60/117,322 , eingereicht am 26. Januar 1999, und der US-Voranmeldung Nr. 60/122,754 , eingereicht am 25. Februar 1999.

Claims (22)

  1. Integriertes Filter mit: einem Substrat (2802); einer Anzahl von Schalter-Kondensatoren (2702), die auf dem Substrat (2802) angeordnet sind; und einer Anzahl von integrierten Schaltungsinduktoren, die auf dem Substrat (2802) angeordnet sind und mit dem Kondensator (2702) gekoppelt sind, um eine Filterstruktur bereitzustellen, wobei wenigstens einer der integrierten Schaltungsinduktoren ein Spiralinduktormetallisierungsmuster umfasst, das eine Vielzahl von parallelen Bahnen (2804, 2806) enthält, die auf einer gemeinsamen Schicht angeordnet sind; wobei jede Bahn (2804, 2806) ein erstes Ende und ein zweites Ende aufweist und die ersten Enden (2808) miteinander gekoppelt sind und die zweiten Enden (2810) miteinander gekoppelt sind.
  2. Integriertes Filter nach Anspruch 1, wobei ein oder mehrere Kondensatoren (2702) elektronisch in eine Filterschaltung eingeschaltet und aus dieser ausgeschaltet werden.
  3. Integriertes Filter nach Anspruch 1, wobei ein oder mehrere Kondensatoren (2702) in eine LC-Filterschaltung eingeschaltet und aus dieser ausgeschaltet werden, um das Filter abzustimmen.
  4. Integriertes Filter nach Anspruch 1, mit einem LC-Filter, das auf einem Empfängerchip integriert ist, was zu einer integrierten Schaltung führt, die im Wesentlichen einen gesamten Empfänger enthält.
  5. Integriertes Filter nach Anspruch 1, wobei ein Kondensator (2702), ein Induktor und ein Widerstand einen LCR-Filterabschnitt auf dem Substrat (2802) bilden.
  6. Integriertes Filter nach Anspruch 1, wobei die Kondensator-(2702)-Werte binär sind oder 1/x gewichtet sind, um eine Abstimmung des Filters bereitzustellen.
  7. Integriertes Filter nach Anspruch 1, wobei ein Block von Festkondensatoren und ein Block von elektronisch abstimmbaren Kondensatoren (2702) bereitgestellt werden.
  8. Integriertes Filter nach Anspruch 1, wobei die abstimmbaren Kondensatoren (2702) 40% der gesamten Kapazität des Filters darstellen.
  9. Integriertes Filter nach Anspruch 1, wobei ein oder mehrere Kondensatoren (2702) mit den gleichen Abmessungen in einem Bandpassfilter (2312, 2304, 2528) und einem Blindfilter (2310) bereitgestellt werden.
  10. Integriertes Filter nach Anspruch 1, des Weiteren mit schaltbaren Kondensatoren oder MOS-Kondensatoren, die bereitgestellt werden.
  11. Integriertes Filter nach Anspruch 1, des Weiteren mit komplexen Mischern (2512, 2712) zum Auswählen eines Frequenzplans.
  12. Integriertes Filter nach Anspruch 1, des Weiteren mit Einrichtungen zum Konvertieren eines empfangenen Signals in ein Signal, das eine niedrigere Frequenz aufweist.
  13. Integriertes Filter nach Anspruch 1, wobei Einrichtungen zum Verschieben der Frequenzen eines empfangenen Signals auf eine höhere Frequenz bereitgestellt werden.
  14. Integriertes Filter nach Anspruch 1, wobei Einrichtungen zum Verschieben von störenden Spiegelsignalen weg von einer Mittenfrequenz einer ersten LC-Filterreihe (2304) bereitgestellt werden, so dass die LC-Filterreihe (2304) bei der Reduzierung der Störsignalstärke effektiver ist.
  15. Integriertes Filter nach Anspruch 1, mit mehreren LC-Filtern, die auf die gleiche Frequenz abgestimmt werden können, um eine Störsignalstärke noch weiter zu reduzieren.
  16. Integriertes Filter nach Anspruch 1, mit mehreren LC-Filtern, die kaskadenförmig angeordnet sind.
  17. Integriertes Filter nach Anspruch 1, mit einer komplexen Mischstufe im Anschluss an eine LC-Filterreihe (2304), um die Spiegelfrequenzstörung zu reduzieren.
  18. Integriertes Filter nach Anspruch 1, mit einem Mischer (2512, 2712) zum Erzeugen eines Signals, das eine Frequenzstörung beseitigt.
  19. Integriertes Filter nach Anspruch 1, mit einer Schaltungsanordnung zum Erzeugen von lokalen Oszillatorsignalen.
  20. Integriertes Filter nach Anspruch 1, wobei die lokalen Oszillatorsignale differentiell zu Mischern (2512, 2712) übertragen werden, die auf dem Substrat (2802) vorhanden sind.
  21. Integriertes Filter nach Anspruch 1, des Weiteren mit einer verstärkungserzeugenden LC-Stufe (2706) einer differentiellen Konfiguration mit LC-Elementen (2708), die mit den Kondensatoren (2702) parallelgeschaltet sind.
  22. Integriertes Filter nach Anspruch 1, das einen festverdrahteten Bus (2526) umfasst, wobei ein Ende des festverdrahteten Busses (2526) mit dem integrierten Filter (2506) gekoppelt ist und das andere Ende mit einem Bandpassfilter (2312, 2304, 2528) gekoppelt ist.
DE60036140T 1999-01-28 2000-01-28 Mehrspurige integrierte Spiralinduktivität Expired - Lifetime DE60036140T2 (de)

Applications Claiming Priority (8)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11760999P 1999-01-28 1999-01-28
US117609P 1999-01-28
US13665499P 1999-05-27 1999-05-27
US136654P 1999-05-27
US439101 1999-11-12
US09/439,101 US7092043B2 (en) 1998-11-12 1999-11-12 Fully integrated tuner architecture
US483551 2000-01-14
US09/483,551 US6445039B1 (en) 1998-11-12 2000-01-14 System and method for ESD Protection

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE60036140D1 DE60036140D1 (de) 2007-10-04
DE60036140T2 true DE60036140T2 (de) 2008-05-15

Family

ID=27494147

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE60032336T Expired - Lifetime DE60032336T2 (de) 1999-01-28 2000-01-28 Mehrspurige integrierte spiralinduktivität
DE60036140T Expired - Lifetime DE60036140T2 (de) 1999-01-28 2000-01-28 Mehrspurige integrierte Spiralinduktivität

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE60032336T Expired - Lifetime DE60032336T2 (de) 1999-01-28 2000-01-28 Mehrspurige integrierte spiralinduktivität

Country Status (6)

Country Link
US (5) US6445039B1 (de)
EP (1) EP1149391B1 (de)
AT (1) ATE348394T1 (de)
AU (1) AU2741400A (de)
DE (2) DE60032336T2 (de)
WO (1) WO2000045399A1 (de)

Families Citing this family (71)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6885275B1 (en) 1998-11-12 2005-04-26 Broadcom Corporation Multi-track integrated spiral inductor
US6525609B1 (en) * 1998-11-12 2003-02-25 Broadcom Corporation Large gain range, high linearity, low noise MOS VGA
US6445039B1 (en) * 1998-11-12 2002-09-03 Broadcom Corporation System and method for ESD Protection
EP1145318B1 (de) * 1999-01-15 2015-12-30 Broadcom Corporation System und verfahren für esd-schutz
US7687858B2 (en) * 1999-01-15 2010-03-30 Broadcom Corporation System and method for ESD protection
US8405152B2 (en) * 1999-01-15 2013-03-26 Broadcom Corporation System and method for ESD protection
JP3988914B2 (ja) * 1999-04-28 2007-10-10 株式会社ルネサステクノロジ 静電破壊保護回路を有する半導体集積回路
GB2357633A (en) * 1999-12-21 2001-06-27 Nokia Mobile Phones Ltd Electrostatic discharge protection for integrated circuits
US6721544B1 (en) * 2000-11-09 2004-04-13 Intel Corporation Duplexer structure for coupling a transmitter and a receiver to a common antenna
US6577219B2 (en) * 2001-06-29 2003-06-10 Koninklijke Philips Electronics N.V. Multiple-interleaved integrated circuit transformer
US6937003B2 (en) * 2002-03-26 2005-08-30 Veris Industries, Llc Power monitoring system
JP3794368B2 (ja) * 2002-10-29 2006-07-05 セイコーエプソン株式会社 Ｅｌ表示装置
US6987654B2 (en) * 2002-11-27 2006-01-17 Endevco Corporation Electrostatic discharge circuit
US7522394B2 (en) * 2003-08-21 2009-04-21 Broadcom Corporation Radio frequency integrated circuit having sectional ESD protection
TWI297095B (en) * 2003-10-02 2008-05-21 Au Optronics Corp Bonding pad structure for a display and fabrication method thereof
US7729766B2 (en) 2003-10-02 2010-06-01 Medtronic, Inc. Circuit board construction for handheld programmer
US20050118977A1 (en) * 2003-12-02 2005-06-02 Drogi Serge F. Method, apparatus, and systems for digital radio communication systems
US7595949B1 (en) * 2003-12-04 2009-09-29 Maxtor Corporation Method for active cancellation of write-to-read crosstalk
CN1930676B (zh) * 2004-03-12 2010-06-16 罗姆股份有限公司 半导体装置
US8134799B1 (en) 2004-04-06 2012-03-13 Oracle America, Inc. Gripper assembly for data storage system
US7102447B2 (en) * 2004-05-04 2006-09-05 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) XO-buffer robust to interference
US7015823B1 (en) * 2004-10-15 2006-03-21 Systran Federal Corporation Tamper resistant circuit boards
US7439592B2 (en) * 2004-12-13 2008-10-21 Broadcom Corporation ESD protection for high voltage applications
US7505238B2 (en) * 2005-01-07 2009-03-17 Agnes Neves Woo ESD configuration for low parasitic capacitance I/O
US8008965B2 (en) * 2005-03-10 2011-08-30 Conti Temic Microelectronic Gmbh Device for supplying power to an intergrated circuit
US7272802B2 (en) * 2005-05-11 2007-09-18 Lsi Corporation R-cells containing CDM clamps
JP2006324592A (ja) * 2005-05-20 2006-11-30 Nec Electronics Corp 半導体集積回路装置
US7375543B2 (en) * 2005-07-21 2008-05-20 Lsi Corporation Electrostatic discharge testing
KR100718375B1 (ko) * 2005-09-01 2007-05-14 주식회사 팬택앤큐리텔 정전기 방전 차단 기능을 구비한 이동통신 단말기
US7566923B2 (en) * 2005-12-23 2009-07-28 Lsi Corporation Isolated power domain core regions in platform ASICs
DE102006019888B4 (de) * 2006-04-28 2012-10-04 Infineon Technologies Ag Verstärker mit ESD-Schutz
DE102006042800A1 (de) * 2006-09-08 2008-03-27 Conti Temic Microelectronic Gmbh Geregelte Energieversorgung eines Schaltkreises
US7692907B2 (en) * 2006-09-11 2010-04-06 Industrial Technology Research Institute Circuit for electrostatic discharge (ESD) protection
JP4312784B2 (ja) * 2006-10-26 2009-08-12 Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 Ｅｓｄ解析装置、ｅｓｄ解析プログラム、半導体装置の設計方法、半導体装置の製造方法
JP4425264B2 (ja) * 2006-12-15 2010-03-03 Ｏｋｉセミコンダクタ株式会社 走査線駆動回路
US7486135B2 (en) * 2007-05-29 2009-02-03 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Configurable, variable gain LNA for multi-band RF receiver
US7952844B2 (en) * 2007-06-20 2011-05-31 United Microelectronics Corp. Electrostatic discharge immunizing circuit without area penalty
US8212155B1 (en) * 2007-06-26 2012-07-03 Wright Peter V Integrated passive device
US7652355B2 (en) 2007-08-01 2010-01-26 Chartered Semiconductor Manufacturing, Ltd. Integrated circuit shield structure
US7646254B2 (en) 2007-08-30 2010-01-12 Honeywell International Inc. Radiation hard oscillator and differential circuit design
KR100894254B1 (ko) * 2007-11-06 2009-04-21 주식회사 실리콘웍스 전압강하가 최소화된 전원공급라인을 구비하는 반도체 칩
US8159254B2 (en) 2008-02-13 2012-04-17 Infineon Technolgies Ag Crack sensors for semiconductor devices
US9197423B2 (en) * 2008-02-14 2015-11-24 Akros Silicon, Inc. Electrostatic discharge protection circuit
US8107918B2 (en) 2008-04-11 2012-01-31 Zoran Corporation Broadband tuner for very wide signal conversion
US9343900B2 (en) * 2008-07-24 2016-05-17 Robert Bosch Gmbh Passive network for electrostatic protection of integrated circuits
US8115321B2 (en) * 2009-04-30 2012-02-14 Lsi Corporation Separate probe and bond regions of an integrated circuit
US8525265B2 (en) 2010-02-12 2013-09-03 United Microelectronics Corp. Electrostatic discharge protection circuit
US8970239B2 (en) 2010-09-27 2015-03-03 International Business Machines Corporation Methods and systems for detecting ESD events in cabled devices
US8531806B2 (en) * 2011-03-01 2013-09-10 Qualcomm Incorporated Distributed building blocks of R-C clamping circuitry in semiconductor die core area
DE102011016159B3 (de) * 2011-04-05 2012-10-18 Micronas Gmbh Anordnung aus einem integrierten passiven Bauelement und einem auf einem Metallträger angeordneten Halbleiterkörper
DE102011100487A1 (de) 2011-05-04 2012-11-08 Micronas Gmbh Integriertes passives Bauelement
DE102011100485B4 (de) 2011-05-04 2016-04-28 Micronas Gmbh Integriertes passives Bauelement sowie dessen Verwendung
US9507441B2 (en) * 2011-09-08 2016-11-29 Jcm Electronic Stylus Llc Electronic stylus with low skew tip for capacitive touch screens
KR101945866B1 (ko) 2012-03-19 2019-02-11 삼성디스플레이 주식회사 차폐 도전체를 가지는 액정 표시 장치
CN102693979B (zh) * 2012-06-11 2017-02-08 上海华虹宏力半导体制造有限公司 全芯片esd保护电路
CN103794592B (zh) * 2012-10-30 2016-10-05 中芯国际集成电路制造(上海)有限公司 具有接地屏蔽结构的半导体器件
KR102041265B1 (ko) * 2013-05-02 2019-11-27 삼성전자주식회사 Ｅｍｉ 차폐기능과 방열 기능을 가지는 반도체 패키지
TWI526696B (zh) * 2014-05-22 2016-03-21 聯詠科技股份有限公司 影像顯示系統及其顯示驅動模組
TWI509927B (zh) * 2014-08-20 2015-11-21 Realtek Semiconductor Corp 靜電放電防護電路
US9882377B2 (en) 2015-01-28 2018-01-30 International Business Machines Corporation Electrostatic discharge protection solutions
US20170093442A1 (en) 2015-09-28 2017-03-30 Skyworks Solutions, Inc. Integrated front-end architecture for carrier aggregation
KR102597226B1 (ko) * 2015-12-31 2023-11-02 엘지디스플레이 주식회사 다중 접지 구조체 및 이를 갖는 디스플레이 장치
US9941890B2 (en) 2016-06-20 2018-04-10 Altera Corporation Phase-locked loops with electrical overstress protection circuitry
EP3844812B1 (de) * 2018-11-01 2024-01-03 Yangtze Memory Technologies Co., Ltd. Bus-struktur mit integrierter schaltung für elektrostatische entladung und zugehöriges verfahren
US10854596B2 (en) * 2018-11-29 2020-12-01 Berex, Inc. CMOS RF power limiter and ESD protection circuits
CN111863399B (zh) * 2019-04-29 2022-09-27 瑞昱半导体股份有限公司 双八字形电感装置
US10965047B2 (en) * 2019-06-04 2021-03-30 Intel Corporation Connector with active circuit
US10791656B1 (en) * 2019-11-01 2020-09-29 Advanced Fusion Systems Llc Method and device for separating high level electromagnetic disturbances from microwave signals
US10903542B1 (en) 2020-02-25 2021-01-26 The Boeing Company Variable radio frequency attenuator
CN113014746B (zh) * 2021-02-22 2022-09-02 宏晶微电子科技股份有限公司 视频处理芯片的保护电路、视频处理设备、车载显示系统
CN116266895A (zh) 2021-12-16 2023-06-20 缤特力股份有限公司 用于静电放电保护的系统和方法

Family Cites Families (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA1079804A (en) 1977-03-14 1980-06-17 Ibm Canada Limited - Ibm Canada Limitee Voltage sequencing circuit for sequencing voltage to an electrical device
JPS59156070A (ja) * 1983-02-25 1984-09-05 Canon Inc 画像処理装置
US4763184A (en) * 1985-04-30 1988-08-09 Waferscale Integration, Inc. Input circuit for protecting against damage caused by electrostatic discharge
JPS62154607A (ja) * 1985-12-26 1987-07-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波コイル
JPS62159006U (de) 1986-03-31 1987-10-08
JPH0787332B2 (ja) 1986-07-18 1995-09-20 株式会社東芝 フイルタ回路の時定数自動調整回路
US4903329A (en) 1987-06-15 1990-02-20 Motorola, Inc. Clamping circuit for a PLL tuning system
CA2014968C (en) 1989-04-20 1999-12-14 Nobukazu Hosoya Active filter circuit
US5031233A (en) 1989-07-11 1991-07-09 At&E Corporation Single chip radio receiver with one off-chip filter
JPH065705B2 (ja) * 1989-08-11 1994-01-19 株式会社東芝 半導体集積回路装置
JP3019340B2 (ja) 1989-12-05 2000-03-13 セイコーエプソン株式会社 可変容量装置
JPH0769749B2 (ja) 1990-10-25 1995-07-31 関西日本電気株式会社 直流電源回路
JPH04287418A (ja) 1991-03-18 1992-10-13 Fujitsu Ltd 半導体集積回路
JP3375659B2 (ja) * 1991-03-28 2003-02-10 テキサス インスツルメンツ インコーポレイテツド 静電放電保護回路の形成方法
US5237395A (en) * 1991-05-28 1993-08-17 Western Digital Corporation Power rail ESD protection circuit
EP0517391A1 (de) 1991-06-05 1992-12-09 STMicroelectronics, Inc. ESD-Schutzschaltung
DE69232257T2 (de) 1991-09-30 2002-08-08 Texas Industries, Inc. Durch Verarmung kontrollierte Isolationsstufe
US5428829A (en) 1992-09-28 1995-06-27 Delco Electronics Corporation Method and apparatus for tuning and aligning an FM receiver
US5616943A (en) * 1993-09-29 1997-04-01 At&T Global Information Solutions Company Electrostatic discharge protection system for mixed voltage application specific integrated circuit design
US5430595A (en) * 1993-10-15 1995-07-04 Intel Corporation Electrostatic discharge protection circuit
US5446302A (en) * 1993-12-14 1995-08-29 Analog Devices, Incorporated Integrated circuit with diode-connected transistor for reducing ESD damage
JP3562725B2 (ja) 1993-12-24 2004-09-08 川崎マイクロエレクトロニクス株式会社 出力バッファ回路、および入出力バッファ回路
US5574618A (en) * 1994-02-17 1996-11-12 Harris Corporation ESD protection using SCR clamping
US5530612A (en) * 1994-03-28 1996-06-25 Intel Corporation Electrostatic discharge protection circuits using biased and terminated PNP transistor chains
US5446311A (en) * 1994-09-16 1995-08-29 International Business Machines Corporation High-Q inductors in silicon technology without expensive metalization
US5483207A (en) * 1994-12-30 1996-01-09 At&T Corp. Adiabatic MOS oscillators
US5610790A (en) * 1995-01-20 1997-03-11 Xilinx, Inc. Method and structure for providing ESD protection for silicon on insulator integrated circuits
JPH08293523A (ja) 1995-02-21 1996-11-05 Seiko Epson Corp 半導体装置およびその製造方法
DE19506324C1 (de) 1995-02-23 1995-10-12 Siemens Ag Adaptives Balancefilter
EP0740344B1 (de) * 1995-04-24 2002-07-24 Conexant Systems, Inc. Verfahren und Apparat zum Koppeln verschiedener, unabhängiger on-Chip-Vdd-Busse an eine ESD-Klemme
US5751507A (en) * 1995-08-15 1998-05-12 Cypress Semiconductor Corporation KSD protection apparatus having floating EDS bus and semiconductor structure
US5686864A (en) 1995-09-05 1997-11-11 Motorola, Inc. Method and apparatus for controlling a voltage controlled oscillator tuning range in a frequency synthesizer
US5760456A (en) * 1995-12-21 1998-06-02 Grzegorek; Andrew Z. Integrated circuit compatible planar inductors with increased Q
US5717243A (en) * 1996-04-24 1998-02-10 Harris Corporation Integrated circuit with an improved inductor structure and method of fabrication
US5917220A (en) * 1996-12-31 1999-06-29 Stmicroelectronics, Inc. Integrated circuit with improved overvoltage protection
US5825600A (en) 1997-04-25 1998-10-20 Cypress Semiconductor Corp. Fast turn-on silicon controlled rectifier (SCR) for electrostatic discharge (ESD) protection
AU6468198A (en) * 1997-05-02 1998-11-27 Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Patterned ground shields for integrated circuit inductors
JPH113984A (ja) * 1997-06-13 1999-01-06 Hitachi Ltd 半導体集積回路装置
US5903419A (en) * 1997-09-29 1999-05-11 Motorola, Inc. Circuit for electrostatic discharge (ESD) protection
US6046897A (en) * 1997-09-29 2000-04-04 Motorola, Inc. Segmented bus architecture (SBA) for electrostatic discharge (ESD) protection
US5917336A (en) * 1997-09-29 1999-06-29 Motorola, Inc. Circuit for electrostatic discharge (ESD) protection
US6078068A (en) * 1998-07-15 2000-06-20 Adaptec, Inc. Electrostatic discharge protection bus/die edge seal
ATE276605T1 (de) * 1998-11-12 2004-10-15 Broadcom Corp Integrierte tunerarchitektur
US6445039B1 (en) 1998-11-12 2002-09-03 Broadcom Corporation System and method for ESD Protection
US6144542A (en) * 1998-12-15 2000-11-07 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. ESD bus lines in CMOS IC's for whole-chip ESD protection
US7687858B2 (en) 1999-01-15 2010-03-30 Broadcom Corporation System and method for ESD protection

Also Published As

Publication number Publication date
US7115952B2 (en) 2006-10-03
EP1149391B1 (de) 2006-12-13
DE60032336T2 (de) 2007-06-28
US7417303B2 (en) 2008-08-26
EP1149391A1 (de) 2001-10-31
WO2000045399A1 (en) 2000-08-03
US20080036037A1 (en) 2008-02-14
US20070007598A1 (en) 2007-01-11
AU2741400A (en) 2000-08-18
US7692247B2 (en) 2010-04-06
US20050236673A1 (en) 2005-10-27
US20020180001A1 (en) 2002-12-05
ATE348394T1 (de) 2007-01-15
DE60032336D1 (de) 2007-01-25
US6963110B2 (en) 2005-11-08
DE60036140D1 (de) 2007-10-04
US6445039B1 (en) 2002-09-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE60036140T2 (de) Mehrspurige integrierte Spiralinduktivität
DE69920273T2 (de) Integrierte tunerarchitektur
US7719083B2 (en) Integrated spiral inductor
US6525609B1 (en) Large gain range, high linearity, low noise MOS VGA
US6426680B1 (en) System and method for narrow band PLL tuning
US7696823B2 (en) System and method for linearizing a CMOS differential pair
US7276970B2 (en) System and method for linearizing a CMOS differential pair
US8035162B2 (en) System and method for ESD protection
US7687858B2 (en) System and method for ESD protection
US8405152B2 (en) System and method for ESD protection
EP1426983B1 (de) Mehrspurige integrierte Spiralinduktivität
WO2000062419A2 (en) Mos variable gain amplifier
EP1349268A2 (de) Rauscharmer MOS-Verstärker mit variabler Verstärkung, grossem Dynamikbereich und hoher Linearität

Legal Events

Date Code Title Description
8364 No opposition during term of opposition
8328 Change in the person/name/address of the agent

Representative=s name: BOSCH JEHLE PATENTANWALTSGESELLSCHAFT MBH, 80639 M