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Die
Erfindung betrifft die Abtast- und Haltekreise, die eine komplementäre Bipolartechnologie verwenden.
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Abtast-
und Haltekreise werden auf vielen Gebieten der Elektronik, und insbesondere
bei Analog-Digital-Wandlern
und in den Verarbeitungsketten von Analogsignalen verwendet.
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Die
Hauptfunktion eines Abtast- und Haltekreises besteht darin, ausgehend
von einem gegebenen Zeitpunkt t0, und in einem sehr kurzen Zeitraum Δt, den Pegel
einer Spannung Vin zu kopieren, die an einen Eingang des Abtast-
und Haltekreises angelegt wird, und ihn während einer ausreichend langen
Zeit zu speichern, um eine bestimmte Verarbeitung dieses Pegels
im Zeitpunkt t0 durchzuführen.
Die Dauer Δt
wird im Vergleich mit den relativen Veränderungen der Eingangsspannung
Vin als sehr kurz verstanden.
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Der
Abtast- und Haltekreis kann zwei verschiedene Zustände annehmen,
die zwei verschiedenen Betriebsmodi entsprechen.
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In
einem ersten Zustand ist der Abtast- und Haltekreis im "Folge"-Modus, und ein Ausgang
des Abtast- und Haltekreises reproduziert ein genaues Abbild der
an seinen Eingang angelegten Eingangsspannung Vin.
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Im
zweiten Zustand ist der Abtast- und Haltekreis im "Halte"-Modus, und sein
Ausgang ist von seinem Eingang isoliert.
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Es
werden einige Qualitätskriterien
des Abtast- und Haltekreises definiert, wobei bestimmte Kriterien
mit dem einen oder dem anderen Betriebsmodus verbunden sind.
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Unter
den Qualitätskriterien
können
im Folgemodus zum Beispiel folgende erwähnt werden:
- – der maximale
Pegel (ganzer Skalenbereich) der Spannung Vin, der vom Abtast- und
Haltekreis verarbeitet werden kann, bezüglich des Pegels der an ihn
angelegten Versorgungsspannung. Eine Erhöhung des Pegels der Spannung
Vin, die verarbeitet werden kann, führt tatsächlich zu einer Verbesserung
des Signal/Rausch-Verhältnisses am
Ausgang des Abtast- und Haltekreises und zu größeren Verwendungsmöglichkeiten;
- – der
Verbrauch: die dynamischen Leistungen sind hauptsächlich mit
den Polarisationsströmen der
verschiedenen Zweige des Abtast- und Haltekreises verknüpft. Da
die Spannung (durch den Benutzer) vorgegeben wird, versucht der
Gestalter den Strom zu minimieren, um den Verbrauch zu reduzieren;
- – die
Linearität:
Im Folgemodus ist es wichtig, dass die Ausgangsspannung des Abtast-
und Haltekreises ein genaues Abbild der Eingangsspannung Vin ist,
und dies über
den ganzen Skalenbereich, d.h. vom maximalen bis zum minimalen Pegel
der Spannung Vin;
- – das
Durchlassband: drückt
die Fähigkeit
des Abtastkreises aus, einem schnellen Signal zu folgen und dementsprechend
in anspruchsvollen Anwendungen verwendbar zu sein;
- – das
Rauschen: beim Abtasten wird zusätzlich zum
Signal Vin das Eigenrauschen des Abtastkreises blockiert. Wenn das
Rauschen ein Spektrum aufweist, das sich über dasjenige des Signals hinaus
ausbreitet, bringt das Blockieren dieses in das Basisband, das ist
das spektrale Aliasing. Es ist also unabdingbar, das Rauschband zu
begrenzen, wenn dieses nicht unbedingt notwendig ist;
- – die
harmonische Verzerrung: sie kann durch eine schlechte Linearität, aber
auch durch reaktive Phänomene
erzeugt werden. Insbesondere ist der durch den Abtastkondensator
fließende
dynamische Strom ein Grund für
eine dynamische Nicht-Linearität und somit
für eine
Verzerrung.
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Insbesondere
für den
Halte-Modus können erwähnt werden:
- – die
Isolierung zwischen Eingang und Ausgang;
- – die
Drift: im Allgemeinen wird die im Zeitpunkt t0 abgetastete Spannung
mit Hilfe eines Abtastkondensators gespeichert. Das vom Abtastkondensator
blockierte Spannungssignal kann aufgrund des Vorhandenseins von
Leckströmen
und des von der Lesevorrichtung dieses Kondensators verbrauchten
Stroms abdriften. Diese Drift muss gering, unabhängig vom Signalpegel und mit
der Abtastperiode und dem ganzen Skalenbereich des Signals kompatibel
sein;
- – Entblockier-/Blockiergeschwindigkeit:
die Schaltgeschwindigkeit von einem Zustand in den anderen ist ein
wichtiger Parameter bezüglich
der Frequenzanwendung des Kreises. Dies zwingt den Abtastkreis,
ein Signal minimaler Breite von einem die Zustandsänderung
steuernden Taktgeber zu empfangen, was dazu führt, dass tatsächlich ein
Folge- und Haltekreis und kein Abtast- und Haltekreis hergestellt
wird, der ideal von einem Dirac-Impuls gesteuert wird.
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Ein
wichtiges Merkmal der Abtast- und Haltekreise ist mit der Präzision der
Kopie der Eingangsspannung Vin zum Zeitpunkt des Blockierens verbunden.
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Die
europäische
Patentanmeldung
EP
0 851 434 A2 beschreibt ein Abtast- und Haltekreis-System in
Bipolartechnologie, das die Präzision
des im Abtastkondensator gespeicherten Werts durch Verwendung eines
Verstärkers
mit negativer Reaktion, und einer Differentialanordnung verbessert,
um die Abtastfehler zu minimieren.
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Tatsächlich kann
die Eingangsspannung Vin über
den Emitter eines bipolaren Folgetransistors an den Abtastkondensator
angelegt werden. Im Zeitpunkt t0 des Blockierens des Transistors,
in dem die Spannung Vin an den Anschlüssen des Kondensators festgehalten
wird, wird die im Transistor gespeicherte Ladung Qst zum Teil über die
Basis und zum Teil über
den Emitter abgeführt.
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Die
von einem von einem Kollektorstrom Ic durchflossenen bipolaren Transistor
gespeicherte Ladung, die eine für
die Technologie charakteristische Übergangszeit Tf hat, ergibt
sich Qst = Ic·Tf. Wenn
der Transistor blockiert wird, wird Ic zu Null, und die über den
Emitter abgeführte
Ladung befindet sich nach der Sperre im Abtastkondensator, was eine Verschiebung
der Spannung Vin (oder "Pedestal" in englischer Sprache)
bewirkt.
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Die
vorliegende Erfindung bringt Verbesserungen bei den Abtast- und
Haltekreisen gemäß dem Stand
der Technik, indem sie einen Abtast- und Haltekreis vorschlägt, der
aufweist:
- – eine
Eingangs-Folgestufe mit einem Eingang, der eine zu tastende Spannung
Vin empfängt,
und mit mindestens einen Ausgang,
- – mindestens
eine Abtastschaltung, die eine Schaltstufe besitzt, wobei die Schaltstufe
mindestens einen Steuereingang, einen Signaleingang, der mit dem
Ausgang der Eingangs-Folgestufe verbunden
ist, und einen Ausgang besitzt. Die Schaltstufe wird über ihren
Steuereingang digital gesteuert, um entweder in einen ersten, so
genannten "Folge"-Zustand, in dem
ihr Ausgang dem Potential an ihrem Signaleingang folgt, oder in
einen zweiten, so genannten "isolierten" Zustand gebracht
zu werden, in dem ihr Ausgang von ihrem Signaleingang isoliert ist.
Der Ausgang der Schaltstufe ist mit der Basis eines ersten Folgetransistors
verbunden, dessen Emitter mit einem Anschluss eines Ausgangs-Abtastkondensators
verbunden ist. Die Abtastschaltung weist noch einen zweiten Transistor,
dessen Emitter von einer Stromquelle gespeist wird und dessen Basis
mit einem Potential verbunden ist, das dasjenige des Anschlusses
des Ausgangs-Abtastkondensators
kopiert, und einen dritten Transistor auf, der digital derart gesteuert
wird, dass er von einem Strom durchflossen wird, wenn die Schaltstufe
sich im "isolierten" Zustand befindet,
und dass er blockiert ist, wenn die Schaltstufe sich im "Folge"-Zustand befindet,
wobei der Emitter des dritten Transistors mit der Basis des ersten
und seine Basis mit dem Emitter des zweiten Transistors verbunden
ist.
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Um
an der Basis des zweiten Transistors das Potential des Ausgangs-Abtastkondensators
zu kopieren, weist der Abtast- und Haltekreis vorzugsweise einen
zusätzlichen
Abtastkondensator und einen vierten Folgetransistor auf, dessen
Basis mit dem Ausgang der Schaltstufe und dessen Emitter mit einem
Anschluss des zusätzlichen
Abtastkondensators verbunden ist, um an diesen Anschluss eine Spannung
anzulegen, die das Potential am Anschluss des Ausgangs-Abtastkondensators
kopiert, wobei die Basis des zweiten Transistors mit der Basis des
zusätzlichen
Abtastkondensators verbunden ist.
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In
dieser Ausführungsform
weist der Abtast- und Haltekreis zwei Kondensatoren auf, die mit
der Abtastfunktion verbunden sind: den Ausgangs-Abtastkondensator, der exklusiv mit
einem Verstärker zum
Lesen der abgetasteten Spannung verbunden ist, und den zusätzlichen
Abtastkondensator, der einen geringeren Kapazitätswert hat als der Ausgangs-Abtastkondensator.
Die Spannung an den Anschlüssen
des zusätzlichen
Abtastkondensators entsteht schneller als die Spannung an den Anschlüssen des
Ausgangs- Abtastkondensators,
wodurch die umgekehrten Blockierpotentiale der Transistoren schneller
festgelegt werden können.
Das Blockieren des Abtast- und Haltekreises wird also antizipiert, was
es ermöglicht,
genauere Abtaststufen und eine bessere Isolierung zu erhalten.
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Zusammenfassend
kann durch die Tatsache, dass man zusätzlich zum Ausgangs-Abtastkondensator über einen
zusätzlichen
Abtastkondensator verfügt,
an dessen Anschlüssen
das getastete Signal kopiert wird, das Einspeisen von durch die
Blockierung der Transistoren verursachten Störungen in den Ausgangs-Abtastkondensator
vermieden werden, die nur den zusätzlichen Abtastkondensator
beeinflussen.
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In
einer erfindungsgemäßen Ausführungsform
des Abtast- und
Haltekreises in einer Technologie vom komplementären Typ, und in einer gleichen Abtastschaltung,
sind der erste und der dritte Transistor von einem ersten Typ und
der zweite Transistor ist von einem komplementären Typ.
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Die
Eingangs-Folgestufe kann so hergestellt werden, dass sie eine Kopie
der Spannung Vin mit einer derartigen Spannungsverschiebung herstellt, dass
sie eine Spannungsverschiebung in entgegengesetzter Richtung aufgrund
der elektrischen Struktur der Abtastschaltung annulliert, was den
Vorteil hat, dass man am Eingang und am Ausgang des Abtast- und
Haltekreises die gleiche Gleichspannung erhält.
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In
einer anderen Ausführungsform
werden zwei symmetrische Abtastschaltungen verwendet, um einen symmetrischen
Abtast- und Haltekreis zu bilden. In diesem Fall weist die Eingangs-Folgestufe zwei
Ausgänge
auf, die die Eingangsspannung Vin kopieren, nämlich einen ersten Ausgang
mit einer positiven Spannungsverschiebung, und einen zweiten Ausgang
mit einer negativen Spannungsverschiebung bezüglich des Eingangs des Abtast-
und Haltekreises. Diese beiden Ausgänge sind mit dem Anschluss
des Ausgangs-Abtastkondensators über symmetrische
Schaltungen verbunden, wobei eine erste Abtastschaltung eine erste
Schaltstufe und den ersten, zweiten, dritten und vierten Transistor
enthält, und
eine zweite Abtastschaltung der ersten gleicht, aber ausgehend von
Transistoren eines zu den in der ersten Schaltung verwendeten Transistoren
komplementären
Typs ausgebildet ist.
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Das
Funktionsprinzip des erfindungsgemäßen Abtast- und Haltekreises
wird besser verstanden werden, indem er in elementare Funktionsblöcke zerlegt
wird, die sich nachfolgend in einer vollständigen Beschreibung dieser
Ausführungsform
wieder finden.
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Der
Abtast- und Haltekreis arbeitet im Folge-Halte-Modus.
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Im Folgemodus:
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1a zeigt
einen Basisblock, der einen Folgetransistor Q1, zum Beispiel vom
Typ NPN, aufweist, der über
seinen Emitter mit einem Anschluss eines Abtastkondensators C verbunden
ist, während dessen
anderer Anschluss mit Masse M verbunden ist.
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Der
Folgetransistor Q1 empfängt
an seiner Basis die abzutastende und vom Abtastkondensator C zu
speichernde Spannung Vin.
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Der
Basis-Emitter-Übergang
wird von einem Stromgenerator I1 mit konstantem Strom polarisiert. Die
Spannung V(c) an den Anschlüssen
des Abtastkondensators ist: V(c) = Vin – Vbe,mit
Vbe > 0
wobei
Vbe die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q1 ist.
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Im Halte-Modus:
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Es
muss also der Folgetransistor Q1 der 1a blockiert
werden. Hierzu wird die Stromquelle I1, die im Folgemodus aktiv
ist, unterbrochen.
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Das
Basisschaltbild der 1b, das zwei weitere Transistoren
Q2 und Q3 und zwei Stromquellen I2 und I3 enthält, ermöglicht es, die Halte-Funktion
der Abtastschaltung herzustellen.
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Der
Folgetransistor Q3, vom gleichen Typ NPN wie der Transistor Q1,
ist über
seinen Emitter mit der Basis des Folgetransistors Q1 verbunden,
der über
seinen Emitter mit dem Abtastkondensator C verbunden ist. Die Basis-Emitter-Verbindung
des Transistors Q3 wird von einem Stromgenerator I3 polarisiert,
der mit einer negativen Versorgungsquelle verbunden ist. Der Transistor
Q2 vom komplementären
Typ PNP ist über
seinen Kollektor mit der Masse M und über seinen Emitter einerseits
mit der Basis des Folgetransistors Q3 und andererseits mit einer Stromquelle
I2 verbunden, die mit einer positiven Versorgungsquelle verbunden
ist, wobei die Basis des Transistors Q2 mit dem Emitter des Transistors Q1
verbunden ist.
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Im
Halte-Modus wird der Abtastkondensator C isoliert. Hierzu muss der
Folgetransistor Q1 blockiert werden. Dies wird durch die Annullierung
seines Stroms erreicht, indem seine Basis-Emitterspannung Vbe negativ
oder Null wird. In unserem Fall wird sie aufgrund des Aufbaus der 1b praktisch
zu Null.
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Im
Aufbau der 1b hat man dann: Vb
= Ve + |Vbe(Q2)| – |Vbe(Q3)|
= 0 Volt wobei Vb und Ve die Basis- und Emitterspannungen des
Transistors Q1, sowie
Vbe(Q2) und Vbe(Q3) die Basis-Emitter-Spannungen
der Transistoren Q2 und Q3 sind.
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Die
Spannung Vb des Transistors Q1 ist bis auf einige Millivolt null
Volt, aber dies reicht aus, um sein Blockieren zu gewährleisten.
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Die
Veränderung
der Basis-Emitter-Spannung Vbe(Q1) zwischen dem Folgemodus und dem Halte-Modus
entspricht Vbe, und diese Veränderung ist
unabhängig
von der Eingangsspannung Vin.
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Weiter
ist die im Folgetransistor Q1 gespeicherte Ladung Qst:
- – vor
dem Blockieren: Qst = Ic(Q1)·Tf,
mit
Ic(Q1): dynamischer Kollektorstrom von Q1
Tf: Durchlaufzeit
im Transistor Q1
- – nach
dem Blockieren: Qst ist Null, da kein Strom mehr Ic(Q1)
= Ipolar + C·dVin/dt,wobei
Ipolar der Kollektor-Polarisationsstrom (ohne Veränderungen
der Eingangsspannung Vin) ist.
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Um
eine korrekte Verzerrung zu erhalten, nimmt man immer an, das Ipolar
sehr viel größer ist als
C·dVin/dt,
weshalb man sagen kann, dass Ic(Q1) im Wesentlichen konstant ist.
So ist die Veränderung der
gespeicherten Ladung konstant und somit unabhängig von der Eingangsspannung
Vin.
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Zum
Zeitpunkt des Blockierens wird diese gespeicherte Ladung über die
Basis und den Emitter aus dem Transistor Q1 abgeführt. Die
Verteilung der Ladungen zwischen Basis und Emitter hängt von
den jeweiligen Impedanzen an diesen Punkten ab. Diese Impedanzen
sind folgende:
Am Emitter des Transistors Q1 bleibt nur die
Kapazität
des Abtastkondensators C, da die Stromquelle I3 unterbrochen ist,
die Impedanz ist kapazitiv fest.
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An
der Basis des Transistors Q1 wird die Impedanz durch den Emitter
des Transistors Q3 gewährleistet,
der als Folgeschaltung polarisiert ist, wobei die konstante Impedanz
den Wert Ut/Ic hat, mit Ut = kT/q, und somit vom Signalpegel unabhängig ist, wobei
K
die Boltzmann-Konstante,
T die absolute Temperatur und
q
die Ladung des Elektrons ist.
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Zum
Zeitpunkt des Blockierens des Transistors Q1 wird also die gespeicherte
Ladung (unabhängig
von der Eingangsspannung Vin) in Abhängigkeit von einem festen Impedanzverhältnis abgeführt.
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Da
das Pedestal durch die Teilung der Ladungen erzeugt wird, die durch
den Emitter des Transistors Q1 abgeführt werden, ist dieses also
fest und unabhängig
vom Pegel der Eingangsspannung Vin.
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Dies
ist ein wichtiger Punkt, um eine geringe Verzerrung zu erhalten.
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Durch
den zusätzlichen
Aspekt einer symmetrischen Konfiguration des Abtast- und Haltekreises,
die nachfolgend beschrieben wird und zwei Folgetransistoren komplementärer Technologie
aufweist, die mit dem Abtastkondensator verbunden sind, wobei die
durch diese beiden Transistoren verursachten Ladungen entgegengesetzte
Vorzeichen haben, ist es außerdem
die Differenz dieser Ladungen, die sich im Kondensator befindet.
Dies hat zur Wirkung, den Absolutwert des Pedestals durch ein Verhältnis von
etwa 5 bis 10 zu verringern.
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Man
kann auch feststellen, dass der Blockierpegel von nur zwei Folgetransistoren
Q1 und Q3 erzeugt wird. Dieser Pegel wird also äußerst schnell erzeugt, sobald
man in den Halte-Modus übergeht, im
Gegensatz zu Lösungen
des Stands der Technik, bei denen dieser Pegel ausgehend von einem
Verstärker
erzeugt wird, was notwendigerweise länger dauert und die Gefahr
einer Instabilität
(Schwingungen) nach sich zieht.
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Mit
der konstanten Stromquelle I1 (Klasse A) zur Versorgung des Transistors
Q1 benötigt
man einen starken Verbrauch, da gelten muss I1 > C·(dVin/dt)max.
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Unter
Verwendung des in 1c dargestellten Aufbaus befreit
man sich von diesem Zwang. Dieser Aufbau enthält zwei Folgetransistoren Q4
und Q5 von komplementärem
Typ, zum Beispiel vom Typ NPN bzw. PNP, deren Emitter mit dem Abtastkondensator
C verbunden sind, wobei der Kollektor des Transistors Q4 mit einer
positiven Versorgungsquelle und der Kollektor des Transistors Q5
mit einer negativen Versorgungsquelle verbunden ist.
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Der
Emitter eines Transistor Q6 vom gleichen Typ PNP wie der Folgetransistor
Q5 ist einerseits mit einer mit der positiven Versorgungsquelle verbundenen
Stromquelle I6 und andererseits mit der Basis des Transistors Q4
verbunden, während
sein Kollektor mit der Masse M verbunden ist.
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Der
Emitter eines Transistors Q7 vom gleichen Typ NPN wie der Transistor
Q4 ist einerseits mit einer mit der negativen Versorgungsquelle
verbundenen Stromquelle I7 und andererseits mit der Basis des Transistors
Q5 verbunden, während
sein Kollektor sich auf einem positiven Versorgungspotential befindet.
Die Basen der Transistoren Q6 und Q7 sind miteinander verbunden.
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Bei
diesem "symmetrischen" Aufbau müssen die
Basen der Folgetransistoren Q4 und Q5 (NPN und PNP) je von Pegeln
(Vin + Vbe) bzw. (Vin – Vbe) gesteuert
werden, wobei diese "Vbe" so definiert sind,
dass sie den durch die Transistoren NPN und PNP fließenden Strom
steuern.
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Das
Prinzip besteht darin, eine so genannte "translineare" Schleife zu verwenden, d.h. eine Schleife
von Basis-Emitter-Übergängen.
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Erinnerung an das Prinzip:
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Für einen
Basis-Emitter-Übergang
hat die Spannung-Strom-Beziehung
folgende Form: Vbe = Ut·In(I/Is),wobei bedeuten
- I
- Strom im Transistor
- Is
- Sättigungsstrom in Sperrrichtung
- In
- natürlicher
Logarithmus.
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Im
Schaltbild der 1c sieht man eine geschlossene
Schleife von Vbe. Es wird geschrieben, dass die Summe dieser Vbe
beim Durchlauf durch die Schleife Null ist: Vbe(Q6) – Vbe(Q4) – Vbe(Q5)
+ Vbe(Q7) = 0d.h.: Ut·In(I6/Isp) – Ut·In(I4)/Isn) – Ut·In(I5/Isp)
+ Ut·In(I7/Isn)
= 0wobei bedeuten:
- Isp
- Sättigungsstrom der PNP-Transistoren in Sperrrichtung
- Isn
- Sättigungsstrom der NPN-Transistoren in Sperrichtung
- I4, I5, I6, I7
- Ströme in den
Transistoren Q4, Q5, Q6, Q7
woraus folgt: I6·I7 = I4·I5
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Da
im Gleichgewichtszustand gilt: I4 = I5, hat man 14 = 15 = sqrt(I6·I7) (sqrt
= Quadratwurzel). Dies steuert den Ruheverbrauch.
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Für das vollständige Schaltbild
des Abtastkreises wird eine Schleife hergestellt, die aus acht Transistoren
besteht (vier für
das Prinzipschaltbild der 1c), aber
das Prinzip ist das gleiche.
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Wenn
dynamisch gesehen Vin positiv variiert (Spannungsstufe), steigt
I4 exponential an, und I5 nimmt exponential ab (übergangsweise), das Potential
am Abtastkondensator C stellt sich wieder ein, und man tendiert
zu einem neuen Gleichgewichtszustand.
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Wenn
Vin stufenweise variiert, wie zum Beispiel im Fall des Signals einer
Ladungskoppelvorrichtung "CCD", ist es somit möglich, eine
gute Wirksamkeit zu erhalten (dynamischer Strom/statischer Strom).
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Für ein Abtasten
eines Zufallssignals muss bezüglich
C·dVin/dt
ein höherer
Ruhestrom verwendet werden, um die harmonische Verzerrung zu regeln
(da die gespeicherte Ladung und die Vbe nicht konstant sind).
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Die
Schaltung der 1c ermöglicht eine Verbesserung der
Wirksamkeit im Fall von stufenweisen Signalen (d.h. für eine vernachlässigbare
Steilheit dVin/dt im Zeitpunkt des Blockierens).
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Widerstände in den
Emittern der mit dem Abtastkondensator verbundenen Folgetransistoren
ermöglichen:
- – eine
starke Reduzierung des Ruhestroms, daher ein Senken des Verbrauchs
der Schaltung;
- – eine
Verringerung des Rauschens auf dem abgetasteten Signal;
- – die
Begrenzung der induktiven Wirkung des Emitters (vermeidet lokale Überschwingungen).
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In
einer oben erwähnten
Ausführungsform der
Erfindung verwendet der Abtast- und Haltekreis zwei Abtastkondensatoren,
von denen der eine als Ausgangs-Abtastkondensator
bezeichnet wird und die Aufgabe des Abtastkondensators der 1a, 1b, 1c hat,
und der andere als zusätzlicher Abtastkondensator
bezeichnet ist, der weiter unten erläutert wird.
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Im
Basisaufbau der 1b im Halte-Modus ist der Transistor
Q2 permanent polarisiert, aber der Transistor Q3 wird umgeschaltet
und entsperrt sich zum Zeitpunkt des Übergangs des Aufbaus in den blockierten
Zustand.
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Daraus
folgt ein Basisstromstoß des
Transistors Q3, der unausweichlich auch den Transistor Q2 und somit
das getastete Signal stört.
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Um über ein
nicht durch diese Wirkung gestörtes
Ausgangssignal zu verfügen,
wird das Nutzsignal am Ausgangs-Abtastkondensator entnommen, der
von anderen Folgetransistoren gesteuert wird, die mit den Folgetransistoren
parallelgeschaltet sind, die den zusätzlichen Abtastkondensator
steuern. Dadurch:
- – werden die Pegel, die an
der Basis der den Ausgangs-Abtastkondensator steuernden Folgesteuerungen
geliefert werden, von den Folgesteuerungen erzeugt, die den zusätzlichen
Abtastkondensator steuern.
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Der
Ausgangs-Abtastkondensator erfährt nicht
die von der Umschaltung verursachten Störungen, da diese nur auf dem
zusätzlichen
Abtastkondensator vorhanden sind.
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Wenn
man das Signal auf dem Ausgangs-Abtastkondensator etwas verlangsamt
(Kapazität
des Ausgangs-Abtastkondensators
größer als diejenige
des zusätzlichen
Abtastkondensators), und wenn man ggf. Widerstände in die Emitter der Folgetransistoren
einfügt,
wie oben beschrieben, werden die vom Folgetransistor Q1 (oder den
Folgetransistoren Q4 und Q5 im Fall einer symmetrischen Ausführung) an
den Basen der den zusätzlichen
Abtastkondensator steuernden Transistoren gelieferten Spannungspegel "vorweggenommen".
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So
wird das Prinzip, eine konstante Spannungsänderung Vbe für die Folgesteuerung
zum Zeitpunkt des Blockierens zu haben (wie oben beschrieben, 1a),
für den
zusätzlichen
Abtastkondensator umso besser erfüllt. Tatsächlich sind für diesen
Kondensator im Zeitpunkt des Blockierens die das Blockieren gewährleistenden
Pegel nicht dabei, sich aufzubauen, sondern sind bereits aufgebaut.
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Weitere
Merkmale und Vorteile der Erfindung gehen aus der ausführlichen
Beschreibung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Figuren hervor.
Es zeigen:
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die
bereits beschriebenen 1a, 1b, 1c Basisschaltbilder
von Elementen des erfindungsgemäßen Abtast-
und Haltekreises;
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2 ein
elektrisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen symmetrischen Abtast- und
Haltekreises;
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3a die
Elemente des elektrischen Schaltbilds, die den Halte-Modus des Abtast-
und Haltekreises gewährleisten.
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3b das
Kleinsignal-Schaltbild der Elemente der 3a, das
es ermöglicht,
die Isolierung im Halte-Modus auszuwerten.
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2 zeigt
das elektrische Schaltbild eines erfindungsgemäßen Abtast- und Haltekreises 10,
der eine Eingangs-Folgestufe 12 mit einem Eingang E aufweist,
an den eine abzutastende Eingangsspannung Vin angelegt wird. Die
Eingangsstufe 12 liefert zwei Folge-Ausgänge, einen
ersten Ausgang SV1, der das Signal Vin mit einer positiven Spannungsverschiebung
bezüglich
ihres Eingangs E kopiert, und einen zweiten Ausgang SV2, der das
Signal Vin mit einer negativen Spannungsverschiebung bezüglich des
gleichen Eingangs E kopiert, wobei die positive Verschiebung und
die negative Verschiebung im Wesentlichen gleiche Amplituden haben.
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Die
beiden Ausgange SV1 und SV2 der Eingangs-Folgestufe sind mit einem
Anschluss eines Ausgangs-Abtastkondensators
CE über
eine Abtastschaltung von symmetrischer Gestaltung mit zwei Kanälen verbunden,
die nachfolgend erste und zweite Abtastschaltung genannt werden,
wobei die zweite gleich der ersten, aber ausgehend von Transistoren eines
zu denjenigen komplementären
Typs aufgebaut ist, die in der ersten Schaltung verwendet werden.
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Der
Abtast- und Haltekreis 10 weist eine positive Versorgungsquelle
und eine negative Versorgungsquelle für die Versorgung seiner verschiedenen
Schaltungen auf, die in 2 nicht dargestellt sind.
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Der
Eingang E der Eingangs-Folgestufe ist einerseits über die
Basis eines Folgetransistors T1 vom Typ NPN, dessen Emitter mit
einer von der negativen Versorgungsquelle gespeisten ersten Eingangsstromquelle
S1 verbunden ist, und über
den Emitter eines Folgetransistors T2 eines zum Folgetransistor
T1 komplementären
Typs, d.h. vom Typ PNP, mit ihrem ersten Ausgang SV1 verbunden,
wobei der Emitter des Folgetransistors T2 vom Typ PNP mit einer
von der positiven Versorgungsquelle gespeisten zweiten Eingangsstromquelle
S2 und seine Basis mit dem Eingang E der Eingangs-Folgestufe 12 verbunden
ist. Der Eingang E der Eingangs-Folgestufe 12 ist andererseits über den
Emitter des Folgetransistors T1 vom Typ NPN mit ihrem zweiten Ausgang
SV2 verbunden.
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Dadurch,
dass die erste und die zweite Eingangsstromquelle (S1, S2) im Wesentlichen
die gleichen Polarisationsströme
I1 in die Transistoren einspeisen, treten im Wesentlichen gleiche
Polarisationspotentiale Vbe zwischen der Basis und den Emitter jedes
Transistor auf.
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Eine
an den Eingang E der Eingangs-Folgestufe 12 angelegte Spannung
Vin liefert in Bezug auf den Eingang E an ihrem ersten Ausgang SV1
eine um die Emitter-Basis-Spannung
des Folgetransistors T2 positiv (oder nach oben) verschobene Spannung Vin
und an ihrem zweiten Ausgang SV2 eine um die Emitter-Basis-Spannung
des Folgetransistors T1 negativ (oder nach unten) verschobene Spannung
Vin. Diese beiden Spannungen steuern die beiden symmetrischen Abtastschaltungen
des Abtast- und Haltekreises 10.
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Ein
Transistor T3 vom Typ NPN, dessen Kollektor mit der positiven Versorgungsquelle
verbunden ist, ist über
seinen Emitter mit dem Kollektor des Folgetransistors T1 und über seine
Basis mit dem Emitter des Folgetransistors T2 verbunden.
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Der
Strom im Transistor T3 wird durch die erste Eingangsstromquelle
S1 mit einem Wert I1 eingespeist, wobei die Transistoren T1, T2
und T3 im Wesentlichen gleiche Potentiale Vbe für den Strom I1 aufweisen.
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In
dieser Konfiguration ist die Spannung zwischen der Basis und dem
Emitter des Transistors T3 im Wesentlichen gleich der Spannung zwischen
dem Emitter und der Basis des Folgetransistors T2, d.h. (Vin + Vbe),
was zu einer Spannung Vcb zwischen dem Kollektor und der Basis des
Folgetransistors T1 im Wesentlichen gleich Null führt.
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Ein
Transistor T4 vom Typ PNP, dessen Kollektor mit der negativen Versorgungsquelle
verbunden ist, ist über
seinen Emitter mit dem Kollektor des Folgetransistors T2 vom Typ
PNP und über
seine Basis mit dem Emitter des Folgetransistors T1 vom Typ NPN
verbunden.
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In
gleicher Weise ist die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter
des Folgetransistors T1 im Wesentlichen gleich der Spannung zwischen
dem Emitter und der Basis des Transistors T4, d.h. (Vin – Vbe),
was zu einer Spannung im Wesentlichen gleich Null zwischen dem Kollektor
und der Basis des Folgetransistors T2 führt.
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Bei
manchen Anwendungen ist es wünschenswert, über eine
schwache und vom Eingangspegel unabhängige Eingangskapazität zu verfügen.
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Die
Eingangs-Folgestufe 12 des Abtast- und Haltekreises 10 gemäß der Erfindung
hat den Vorteil, einen Eingangskondensator Ce mit einer Kapazität von praktisch
Null aufzuweisen. Tatsächlich
sind die mit dem Eingang E des Abtast- und Haltekreises verbundenen
Kondensatoren die Basis-Emitter-Kondenstoren (Cbe) und Basis-Kollektor-Kondensatoren (Cbc)
der Eingangs-Folgetransistoren
T1 und T2. Die Spannungen an diesen Kondensatoren sind Vbe bzw.
Vbc; es gilt:
Vbe = konstant, da die Transistoren von einem Gleichstrom
I1 polarisiert werden
Vbc = konstant, da gleich der Differenz
von zwei Spannungen Vbe, die selbst konstant sind.
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Die
dynamischen Stromstöße i am
Eingang der Schaltung sind
i = Cbe·dVbe/dt
+ Cbc·dVbc/dt,mit
Vbe und Vbc konstant; es gilt
i = 0
oder i
= Ce·dVin/dt,mit
Ceq = Kapazität
gleich dem Eingang E,
also Ce = 0
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Der
erste Ausgang SV1 der Eingangs-Folgestufe 12 steuert einen
Eingang EC1 der ersten Schaltstufe 14 des ersten Abtastkreises,
während der
zweite Ausgang SV2 der Eingangs-Folgestufe (12) einen Eingang
EC2 einer zweiten Schaltstufe 16 des zum ersten symmetrischen
zweiten Abtastkreises steuert.
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Die
erste Schaltstufe weist einen Ausgang SC1 und zwei Steuereingänge auf,
einen ersten Steuereingang H1 und einen zweiten Steuereingang H2,
wobei diese beiden Eingänge
von komplementären
Schaltsignalen VC1 bzw. VC2 gesteuert werden, die von einer digitalen
Steuerung (in der Praxis einem Taktgeber) geliefert werden. Die
erste Schaltstufe 14 weist außerdem einen ersten Folgetransistor
T5 vom Typ NPN und einen zweiten Folgetransistor T6 vom gleichen
Typ NPN auf, deren Emitter miteinander verbunden sind, während der
Kollektor des ersten Folgetransistors T5 mit der positiven Versorgungsquelle und
der Kollektor des zweiten Folgetransistors T6 mit einer Stromquelle
S3 mit dem Wert I1 verbunden ist, die von der positiven Versorgungsquelle
gespeist wird, wobei die Basis des ersten Folgetransistors T5 mit
dem Eingang EC1 der ersten Schaltstufe 14 und die Basis
des zweiten Folgetransistors T6 mit dem Ausgang SC1 der gleichen
ersten Schaltstufe 14 verbunden ist.
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Die
Emitter eines ersten Schalttransistors T7 und eines zweiten Schalttransistors
T8 sind mit einer Stromquelle S4 mit dem Wert 2·I1 verbunden, die von der
negativen Versorgungsquelle gespeist wird, wobei der Kollektor des
ersten Schalttransistors T7 mit den Emittern der Folgetransistoren
T5 und T6 der ersten Schaltstufe und seine Basis mit dem ersten Steuereingang
H1 verbunden ist, während
der Kollektor des zweiten Schalttransistors T8 mit der Basis und
dem Kollektor des zweiten Folgetransistors T6 und seine Basis mit
dem zweiten Steuereingang H2 verbunden ist.
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Die
Schaltstufe hat die Aufgabe, im "Folge"-Modus die Spannung
nachzuführen
und im "Halte"-Modus den Eingang
vom Ausgang zu isolieren.
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Wenn
die Differenzspannung (VC1 – VC2) höher ist
als die Schaltspannung eines Differenzpaars, d.h. eine Spannung
von etwa 10·kT/q
Volt, fließt
der ganze Strom 2·I1
im Transistor T7. Das von den Folgetransistoren T5 und T6 gebildete
Differenzpaar ist im Gleichgewicht, da folglich im Folgetransistor
T5 ein Strom gleich 2·I1 – I1 = I1
fließt,
und folglich ist die Spannung am Ausgang SC1 gleich der Spannung
Vin am Eingang EC1.
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Wenn
die Differenzspannung (VC1 – VC2) unter
der Schaltspannung eines Differenzpaars liegt (etwa 10·kT/q Volt),
kippt der ganze Strom 2·I1
in den Transistor T8. Das Differenzpaar (Folgetransistoren T5 und
T6) hat keinen Strom mehr und steuert daher nicht mehr das Potential
am Ausgang SC1. Daher muss ein Potential gewährleistet werden, das das weiter
unten beschriebene Blockieren durch einen Transistor des Abtastkreises,
der den Strom liefert, bewirkt.
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Im
zweiten Abtastkreis ist die zweite Schaltstufe 16, die
zur ersten Schaltstufe 14 symmetrisch ist, in gleicher
Weise wie die erste hergestellt, aber ausgehend von Transistoren
T9, T10, T11 und T12 vom Typ PNP, die komplementär zu denjenigen der ersten
Schaltstufe 14 sind, und von zwei Stromquellen S5 und S6,
die je den Wert I1 bzw. 2·I1
haben.
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Im
ersten Abtastkreis steuert der Schaltausgang SC1 der ersten Schaltstufe 14 die
Basis eines ersten Folgetransistors T13 vom Typ NPN, dessen Kollektor
mit der positiven Versorgungsquelle und dessen Emitter mit einem
ersten Anschluss des Ausgangs-Abtastkondensators CE über einen
Widerstand R1 verbunden ist, wobei ein zweiter Anschluss dieses
Kondensators mit einer Masse M des Abtast- und Haltekreises 10 verbunden
ist. Die Basis eines Transistors T15 vom Typ PNP, der von seinem
Emitter über
eine Stromquelle S7 des Werts I1 polarisiert wird, ist mit einem
ersten Anschluss eines zusätzlichen
Abtastkondensator CA verbunden, wobei der erste Anschluss dieses
Kondensators mit dem Emitter eines zweiten Folgetransistors T16
vom Typ NPN verbunden ist, dessen Kollektor mit der positiven Versorgungsquelle
und dessen Basis mit dem Ausgang SC1 der ersten Schaltstufe 14 verbunden
ist. Ein zweiter Anschluss des zusätzlichen Abtastkondensators
CA ist mit der Masse M des Abtast- und Haltekreises verbunden.
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Ein
Transistor T19 vom Typ NPN (der als "Clamp" dient) ist über seinen Kollektor mit der
positiven Versorgungsquelle, über
seinen Emitter mit dem Ausgang SC1 der ersten Schaltstufe 14 und über seine
Basis mit dem Emitter des Transistors T15 vom Typ PNP verbunden.
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In
gleicher Weise steuert im zweiten Abtastkreis der Schaltausgang
SC2 der zweiten Schaltstufe 16 die Basis eines ersten Folgetransistors
T14 vom Typ PNP, dessen Kollektor mit der negativen Versorgungsquelle
und dessen Emitter mit dem ersten Anschluss des Ausgangs-Abtastkondensators
CE über einen
Widerstand R2 des zweiten Abtastkreises verbunden ist, dessen Wert
im Wesentlichen gleich dem Wert des Widerstands R1 des ersten Abtastkreises ist,
wobei der zweite Anschluss des Ausgangs-Abtastkondensators CE mit
einer Masse M des Abtast- und Haltekreises verbunden ist.
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Ein
Transistor T17 vom Type NPN ist über seinen
Emitter mit einer von der negativen Versorgungsquelle gespeisten
Stromquelle S8 des Werts I1, über
seinen Kollektor mit der positiven Versorgungsquelle und über seine
Basis mit dem gleichen ersten Anschluss des zusätzlichen Abtastkondensators
CA verbunden, wobei der erste Anschluss des zusätzlichen Abtastkondensators
CA mit dem Emitter eines zweiten Folgetransistors T18 vom Typ PNP verbunden
ist, dessen Kollektor mit der negativen Versorgungsquelle und dessen
Basis mit dem Ausgang SC2 der zweiten Schaltstufe 16 verbunden
ist.
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Ein
Transistor T20 vom Typ PNP ist über
seinen Kollektor mit der negativen Versorgungsquelle, über seinen
Emitter mit dem Ausgang SC2 der zweiten Schaltstufe 16 und über seine
Basis mit dem Emitter des Transistors T17 vom Typ NPN verbunden.
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Man
kann anmerken, dass die Transistoren T16, T15 und T19 oder ihre
Komplemente T18, T17 und T20 in der symmetrischen Schaltung die
gleichen Funktionalitäten
haben wie die Transistors Q1, Q2 und Q3 der Elementarblöcke der 1a und 1b,
die die Funktionsprinzipien beschreiben.
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Nachfolgend
wird der detaillierte Betrieb des Abtast- und Haltekreises 10 mit Hilfe
der 2, und insbesondere der Betrieb des ersten Abtastkreises beschrieben,
wobei der zweite Kreis in gleicher Weise arbeitet.
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1) Der Abtast- und Haltekreis
ist im "Folge"-Zustand:
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In
diesem Zustand ist die Schaltspannung VC1, die von der digitalen
Steuerung an den ersten Schalteingang H1 angelegt wird, in einem
hohen Zustand, wodurch der Schalttransistor T7 leitend wird, und
die komplementäre
Schaltspannung VC2, die von der gleichen digitalen Steuerung an
den zweiten Schalteingang H2 angelegt wird, ist im tiefen Zustand,
wodurch der zweite Schalttransistor T8 blockiert wird.
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Die
Emitter der beiden Folgetransistoren T5 und T6 sind in einem leitenden
Zustand, und der Kollektorstrom in jedem Transistor ist im Wesentlichen gleich
I1. Das Potential (Vin + Vbe) am Eingang EC1 der ersten Schaltstufe 14 wird
an ihrem Ausgang SC1 reproduziert. Die Basiselektroden der Folgetransistoren
T13 und T16 sind auf dem Potential (Vin + Vbe), und im "Folge"-Zustand erreicht die Spannung an den
Anschlüssen
des Ausgangs-Abtastkondensators CE, nach der Spannungsverschiebung
um einen Wert im Wesentlichen gleich der Basis-Emitter-Spannung
(Vbe) des einen oder anderen der Folgetransistoren T13 oder T16,
dann den Wert: (Vin + Vbe) – Vbe = Vin.
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Da
die Spannungsverschiebungen zwischen dem Eingang E und dem Ausgangs-Abtastkondensator
sich aufheben (+Vbe und dann –Vbe),
ist der Dauerpegel am Eingang E der Folgestufe 12 und an
den Anschlüssen
des Ausgangs-Abtastkondensators
CE im Wesentlichen gleich.
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Der
Emitter des Transistors T19 ist auf dem Potential (Vin + Vbe), d.h.
dem Potential am Ausgang SC1 der ersten Schaltstufe 14,
und seine Basis ist auf dem Potential des Emitters des Transistors
T15, der von der Stromquelle S7 polarisiert wird, um die Spannung
Vbe zu erhalten, wobei dieses Potential (Vin + Vbe) ist, das Basis-Emitter-Potential
des Transistors T19 (Vin + Vbe) – (Vin + Vbe) ist, d.h. im
Wesentlichen gleich 0 Volt, der Transistor T19 ist folglich im blockierten
Zustand.
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2) Der Abtast- und Haltekreis
ist im "Halte"-Zustand:
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Der
Abtast- und Haltekreis 10 wird in einem Zeitpunkt t0 durch
die Zustandsänderung
der Schaltspannungen VC1 und VC2 in den "Halte"-Zustand gekippt.
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In
diesem "Halte"-Zustand ist die
von der digitalen Steuerung an den ersten Schalteingang H1 angelegte Schaltspannung
VC1 in einem tiefen Zustand, wodurch der erste Schalttransistor
T7 blockiert wird, und die zusätzliche
Schaltspannung VC2, die von der gleichen digitalen Steuerung an
den zweiten Schalteingang H2 angelegt wird, ist im hohen Zustand,
wodurch der zweite Schalttransistor T8 gesättigt wird, der vom Strom I1
der Stromquelle S3 durchflossen wird.
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Die
Emitter der beiden Folgetransistoren T5 und T6 sind von der Stromquelle
S4 isoliert, und der Kollektorstrom in jedem Transistor ist Null.
Der Ausgang SC1 der ersten Schaltstufe 14 ist dann von
ihrem Eingang EC1 isoliert.
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Der
von der Stromquelle S4 mit dem Wert 2·I1 gelieferte Strom kommt
einerseits vom Strom I1 im zweiten Schalttransistor T8 im gesättigten
Zustand und andererseits vom Transistor T19, der, wenn er leitend
wird, von einem Strom von im Wesentlichen dem gleichen Wert I1 durchflossen
wird.
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Der
vom Stromgenerator S7 gelieferte Strom im Transistor T15 bleibt
unverändert,
wobei seine Basisspannung die Spannung Vin an den Anschlüssen des
zusätzlichen
Abtastkondensators CA, und das Potential seines Emitters (Vin +
Vb) ist. Die Basisspannung des Transistors T19 ist (Vin + Vbe),
und sein Emitter befindet sich folglich auf dem Potential Vin. Da
die Basen und die Emitter der Folgetransistoren T13 und T16 sich
auf dem gleichen Potential Vin befinden, sind diese Transistors
blockiert und erzeugen die Isolierung des zusätzlichen Abtastkondensators
CA und des Ausgangs-Abtastkondensators CE.
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Wenn
der Abtast- und Haltekreis im Zeitpunkt t0 vom "Folge"-Modus in den "Halte"-Modus übergeht, wird von den Stromstößen der
Basen der Transistoren T15 und T17 auf dem zusätzlichen Abtastkondensator
CA eine unerwünschte
Störung
erzeugt. Es gibt keine solchen mit dem Ausgangs-Abtastkondensator
CE verbundenen Transistoren.
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Da
der zusätzliche
Abtastkondensator CA einen geringeren Wert hat als der Ausgangs-Abtastkondensator
CE, und da die Emitter der zweiten Abtasttransistoren T16 und T18
direkt mit diesem zusätzlichen
Abtastkondensator CA verbunden sind, ist seine Wirkung schneller
als die Wirkung des Ausgangs-Abtastkondensators
CE. Der Ausgangs-Abtastkondensator CE bringt eine Filterung der
durch die Umschaltungen der Transistoren verursachten Störungen.
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Ein
weiterer Vorteil des erfindungsgemäßen Abtast- und Haltekreises
tritt in seinem "Halte"-Zustand auf. Im "Halte"-Zustand ist nämlich der
Ausgangs-Abtastkondensator
CE von der Eingangsspannung Vin isoliert, da es keinen Strom mehr
in den Folgetransistoren T5 und T6 der ersten Schaltstufe 14 gibt.
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3a zeigt
die Elemente des Schaltbilds der 2, die im
Halte-Modus die Isolation zwischen der Eingangsspannung Vin und
der Spannung auf dem Ausgangs-Abtastkondensator
CE gewährleisten sollen,
und 3b zeigt das gleichwertige "Kleinsignal"-Schaltbild.
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Die Übertragung
des Eingangssignals erfolgt durch die in Reihe geschalteten Basis-Emitter-Kondensatoren
Cbe5, Cbe6 und Cbe13 der Folgetransistoren T5 und T6 der ersten
Schaltstufe und des ersten Folgetransistors T13 des ersten Abtastkreises. Die
Kondensatoren Cbe5 und Cbe6 der Folgetransistoren T5 und T6 werden
außerdem
vom Transistor T19 mit im leitenden Zustand sehr geringem Widerstand
r zur Versorgungsquelle kurzgeschlossen, wobei dieser Widerstand
den folgenden Wert hat: r = Ut/Ic(Q19)mit
Ic(Q19): Kollektorstrom im Transistor Q19.
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Die
Kapazitätswerte
der Kondensatoren Cbe5, Cbe6 (invertierte Übergänge) sind sehr niedrig, der
Widerstand r ist klein, und es gibt ein Hochpassfilter, dessen Verstärkung bei
den im Eingangssignal Vin vorhandenen Frequenzen (sehr hohe Impedanz
in den Basis-Emitter-Kondensatoren Cbe bei diesen Frequenzen) sehr
gering ist. Dieses Hochpassfilter wird von einem kapazitiven Dämpfungsglied
mit großem
Verhältnis
gefolgt, das aus den Kondensatoren Cbe13 und dem Ausgangs-Abtastkondensator
CE (Cbe13/(Cbe13 + CE)) besteht, was die in Höhe des Widerstands r (Transistor
T19) auftretende Reststörung
um einen großen
Faktor teilt. Daraus folgt eine ausgezeichnete Isolation im Halte-Modus.
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Gleiches
gilt für
den zweiten, symmetrischen Abtastkreis (Folgetransistoren T9, T10
und der Transistor T20).
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Bei
den Abtast- und Haltekreisen des Stands der Technik gibt es oft
im Halte-Modus eine nicht vernachlässigbare Übertragung des Eingangssignals Vin
zum Abtastkondensator, die man zu kompensieren sucht, indem man
eine Übertragung
gleicher Amplitude und mit umgekehrtem Vorzeichen erzeugt, was aber
zu einer eingeschränkten
Präzision
führt.
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Die
Verschiebung der abgetasteten Spannung Vin (oder "Pedestal") wird im Wesentlichen durch
die Symmetrie der Schaltung annulliert, die außerdem im von der Erfindung
vorgeschlagenen Schema nicht von der Spannung Vin abhängt.
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Die
Abtastspannung an den Anschlüssen des
Ausgangs-Abtastkondensators
CE wird an den Eingang EA eines Leseverstärkers 18 angelegt,
der eine große
Eingangsimpedanz hat, um eine Entladung des Ausgangs-Abtastkondensators
CE zu verhindern.
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Der
Leseverstärker 18 weist
eine Darlington-Eingangsstufe
und eine Ausgangsstufe auf. Die Darlington-Eingangsstufe weist einen
Eingangstransistor T21 und einen Ausgangstransistor T22 vom Typ
NPN auf, wobei der Emitter des Ausgangstransistors T22 mit einer
von der negativen Versorgungsquelle gespeisten Stromquelle S10 und
sein Kollektor mit dem Emitter eines Transistor T23 vom Typ NPN
verbunden ist, dessen Kollektor mit der positiven Versorgungsquelle
verbunden ist.
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Die
Ausgangsstufe weist einen ersten Transistor T24 vom Typ NPN auf,
dessen Kollektor mit einer von der positiven Versorgungsquelle gespeisten Stromquelle
S9 verbunden ist, während
sein Emitter mit dem Kollektor und der Basis eines zweiten Transistors
T25 gleichen Typs verbunden ist, dessen Emitter mit dem Emitter
eines dritten Transistors T26 vom komplementären Typ PNP verbunden ist,
dessen Kollektor mit der negativen Versorgungsquelle verbunden ist.
Die Basis des Transistor T23 der Eingangsstufe ist mit der Basis
und dem Kollektor des ersten Transistors T24 der Ausgangsstufe verbunden,
und der Emitter des Ausgangstransistors T22 der Darlington-Stufe
ist mit der Basis des dritten Transistors T26 der Ausgangsstufe
verbunden, wobei der Ausgang S des Abtast- und Haltekreises 10 am
Kollektor des zweiten Transistors T25 liegt.
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Die
hohe Eingangsimpedanz des Leseverstärkers 18 ermöglicht es,
das Leck des mit seinem Eingang EA verbundenen Ausgangs-Abtastkondensators
CE zu begrenzen und somit von einer großen Haltezeitkonstanten des
im Ausgangs-Abtastkondensator CE gespeicherten Signals zu profitieren.
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Außerdem weist
der Leseverstärker
eine Eingangskapazität
mit einem Wert im Wesentlichen gleich Null auf. Unter der Annahme,
dass die Spannungen Vbe der verschiedenen Transistoren des Leseverstärkers im
Wesentlichen gleich sind, gibt es nämlich für die Eingangsstufe zwischen
der Basis des Transistors T23 und dem Emitter des Ausgangstransistors
T22 der Darlington-Stufe eine Spannung Vd1 gleich dem dreifachen
Wert von Vbe plus die Kollektor-Basis-Spannung des Eingangstransistors T21
der Darlington-Stufe,
und in der Ausgangsstufe zwischen der Basis des Transistors T24
und der Basis des Transistors T26 eine Spannung Vd2 gleich dem dreifachen
Wert von Vbe, wobei Vd1 gleich Vd2 ist. Die Kollektor-Basis-Spannung
Vcb des Eingangstransistors der Darlington-Stufe ist im Wesentlichen gleich
Null, was wie bei der Eingangs-Folgestufe 12 die
Wirkung der Eingangskapazität
der Darlington-Eingangsstufe annulliert.
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Die
Annullierung oder Neutralisation der Kapazität des Eingangstransistors T21
des Leseverstärkers
ermöglicht
das Verhindern seines Blockierens bei schnellen Signalübergängen.
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Das
Gleichpotential am Ausgang S des Abtast- und Haltekreises ist im
Wesentlichen gleich dem Gleichpotential am Eingang EA des Leseverstärkers 18.
Tatsächlich
wird die Spannung Vin am Eingang des Leseverstärkers durch die Transistoren
T21 und T22 um –2·Vbe zum
Stromgenerator S10 und durch die Transistoren T26 und T25 um +2·Vbe zum
Ausgang S verschoben.
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Der
als Beispiel beschriebene Leseverstärker kann durch andere Verstärker ersetzt
werden, die andere Technologien verwenden, zum Beispiel Stufen in
der C-MOS-Technologie
mit sehr geringem Stromverbrauch.
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Die
Verwendung einer komplementären
Bipolartechnologie und die Gestaltung des elektrischen Schaltbilds
bei der Herstellung des Abtast- und Haltekreises, das in 2 dargestellt
ist, stapelt nur zwei Spannungen Vbe Maximum zwischen dem Eingang und
dem Ausgang des Abtast- und Haltekreises, was den Vorteil hat, einen
Pegel des Eingangssignals (ganzer Skalenbereich) zu verarbeiten,
der bei gleicher Versorgungsspannung höher ist. Die beschriebene Ausführung ermöglicht es,
eine Spitze-zu-Spitze-Eingangssignaldynamik von 2 Volt für eine Versorgungsspannung
von 5 Volt zu verarbeiten.
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Der
symmetrische Aufbau, der Transistoren vom Typ NPN und vom Typ PNP
verwendet, erzeugt natürlich
Stufen in der Klasse A/B. Dies hat den Vorteil, einen geringen statischen
Verbrauch zu haben, mit der Möglichkeit,
bei Pegeländerungen
in den Kondensatoren über
viel Strom (positiv oder negativ) zu verfügen. Wenn der Endpegel erreicht
ist, kommt der Strom auf seinen Nominalwert zurück, die Ausgangsimpedanz der
Stufe steigt an, und das Rauschband ist reduziert.
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Widerstände können mit
den Emittern von Abtasttransistoren in Reihe geschaltet werden,
um den Überspannungsfaktor
des Resonanzkreises zu begrenzen, der vom Abtastkondensator und
dem induktiven Teil der Emitterimpedanz aufgrund der Frequenzunterbrechung
der Stromverstärkung β des Transistors
gebildet wird.
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Die
Aufbauten der Klasse A/B in Zusammenwirkung mit der ermöglichten
Verwendung mit einer Versorgungsspannung von 5 Volt ermöglichen
es, einen sehr geringen Verbrauch ohne Begrenzung der Variationssteilheit
des Ausgangssignals zu erreichen.
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Allgemein
weist der erfindungsgemäße Abtast-
und Haltekreis wesentlich verbesserte Leistungen im Vergleich mit
den Leistungen der Abtast- und Haltekreise des Stands der Technik
auf. Er hat insbesondere die folgenden Vorteile: geringer Verbrauch, eine
sehr gute statische Linearität,
ein großes
Durchlassband, begrenztes Rauschen, Eingangskapazität im Wesentlichen
Null, begrenzbare Verzerrung, gute Isolierung, geringe Drift und
geringe Störungen
beim Blockieren, beim schnellen Blockieren und Entblockieren, wobei
die optimalen Leistungen beim Abtasten in den Spannungsstufen erhalten
werden.