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1. Technisches
Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung betrifft allgemein die digitale Kommunikation
und insbesondere Phasenauswahlschaltungen.
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2. Allgemeiner
Stand der Technik
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Für viele
Anwendungen beim Entwurf integrierter Schaltungen (IC-Entwurf) wird
eine Signalquelle, wie zum Beispiele ein spannungsgesteuerter Oszillator
(VCO), verwendet, um ein Mehrphasen-Taktsignal zu erzeugen. Eine
Phasenauswahlschaltung wird in der Regel in Verbindung mit einer
Signalquelle zur Auswahl gewünschter
Phasen verwendet. Herkömmliche
Phasenauswahlschaltungen haben jedoch mehrere Unzulänglichkeiten,
darunter aber nicht nur Bandbreiten-, Fehlanpassungs- und/oder Glitch-Probleme.
Zum Beispiel verwendet eine bekannte Phasenauswahlschaltung mehrere
Stufen von Multiplexgattern zum Auswählen eines gewünschten
Ausgangsphasensignals, wobei jedes Gatter durch ein Auswahleingangssignal
freigegeben wird. Die an die Phasenauswahlschaltung angelegten Signale
müssen
mehrere Gatterstufen durchlaufen. Während die Signale jede Gatterstufe
durchlaufen, nimmt der Grad der durch die Zeitverzögerung zwischen Phasen
verursachten Fehlanpassung zu. Darüber hinaus nimmt der Fehlanpassungsgrad
mit der Anzahl von Phasen zu. Ein weiteres Problem bei mehrstufigen
Phasenauswahlschaltungen besteht darin, daß bei dem resultierenden Ansgangsphasensignal
Perturbation oder Glitching entstehen kann, wenn die Auswahleingangssignale
für die
Gatter verändert
werden. Dies kann etwas verbessert werden, indem die Auswahleingangssignale
so angeordnet werden, daß die Auswahlcodierung
von einem binären
zu einem Gray-Code (d.h. einem Binärcode, bei dem sequentielle
Zahlen durch binäre
Ausdrücke
repräsentiert
werden, die sich jeweils von dem vorherigen Ausdruck nur um eine
Stelle unterscheiden) wechselt. Obwohl die Verwendung eines Gray-Codes hilft,
bleiben Perturbation oder Glitching des Auswahleingangssignals problematisch,
insbesondere, wenn die Auswahleingaben für die Gatter asynchron verändert werden.
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Ein
anderer herkömmlicher
Phasenauswahlansatz verwendet in den Tristate-Zustand versetzbare Multiplexer
zur Auswahl eines gewünschten
Ausgangsphasensignals, wobei jeder Multiplexer durch ein Auswahleingangssignal
freigegeben wird. Alle Phasen, die an eine Tristatefähige Phasenauswahlschaltung
angelegt werden, werden durch Tristate-fähige Puffer zusammengeschaltet.
Dieser Ansatz hat jedoch verschiedene Unzulänglichkeiten, darunter eine
begrenzte Bandbreitenverfügbarkeit,
die durch übermäßige Belastung
aller mit einem Ausgangsknoten verbundenen gesperrten Treiber verursacht
wird. Zusätzlich
bleiben Perturbation oder Glitching an dem Ausgangsphasensignal
problematisch.
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Das
Dokument US-A-5796792 offenbart eine Auswahleinheit zum Auswählen von
Daten aus Identifizierungseinheiten auf der Basis von Phasenbestimmungsergebnissen.
Das Dokument US-A-5561692 offenbart eine Taktphasenverschiebungsschaltung
mit einem Ringoszillator mit einer mehrfach abgegriffenen Verzögerungsleitung,
die Eingangssignale verschiedener Phasen an einen Multiplexer liefert.
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Es
werden deshalb eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Phasenauswahl
benötigt,
wodurch maximale Bandbreitenfähigkeit
bereitgestellt wird, während
Phasenfehlanpassung und Glitching an dem Ausgangsphasensignal minimiert
wird.
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KURZE DARSTELLUNG
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung liefert in einem ersten Aspekt eine Phasenauswahlschaltung
zur Auswahl einer Phase von einer Signalquelle, die Phasensignale
erzeugt, gemäß Anspruch
1.
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In
einem anderen Aspekt liefert die vorliegende Erfindung ein Verfahren
zur Bereitstellung eines Ausgangsphasensignals gemäß Anspruch
13.
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Diese
und andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden
aus der folgenden ausführlichen
Beschreibung und den beigefügten
Figuren deutlicher. In den Figuren und in der Beschreibung bezeichnen
Zahlen die verschiedenen Merkmale der Erfindung, wobei gleiche Zahlen
in allen Zeichnungsfiguren und in der gesamten geschriebenen Beschreibung
gleiche Merkmale bezeichnen.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Blockschaltbild einer Phasenauswahlschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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2 ist
ein ausführliches
Diagramm einer in 1 dargestellten Phasenauswahlschaltung.
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3(a) ist ein Graph, der Phasensignale zeigt, entsprechend
den Verzögerungsabgriffen
A0 bis A8, die an die in 2 dargestellte Phasenauswahlschaltung
angelegt werden.
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3(b) ist ein Graph, der das Ausgangsphasensignal
Y1 zeigt, das durch Addieren von Phasensignalen,
die den Verzögerungsabgriffen
A0 bis A7 von 3(a) entsprechen, erzeugt wird,
und das Ausgangsphasensignal Y2, das durch
Addieren von Phasensignalen, die den Verzögerungsabgriffen A1 bis A8
in 3(a) entsprechen, erzeugt wird.
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4 ist
ein Phasendiagramm der Phasensignale φ00 bis φ15, die an die in 2 dargestellte
Phasenauswahlschaltung angelegt werden.
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5 ist
ein Schaltbild einer Multiplexerschaltung, die für eine Phaseninterpolation
gemäß einer
weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSFORM(EN)
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Mit
Bezug auf 1 und 2 ist die
Phasenauswahlschaltung 10 zum Auswählen einer Phase von einer
Signalquelle 12, die Mehrphasensignale 14 erzeugt,
dargestellt. Wie später
ausführlicher
beschrieben wird, wird die Phasenauswahlschaltung 10 unter
Verwendung einer einzigen Stufe von Multiplexerschaltungen 16 zum
Empfangen der Phasensignale 14, die (nicht gezeigten) Verzögerungsabgriffen
von der Signalquelle 12 zugeordnet sind, implementiert.
Die Multiplexerschaltungen 16, die an ihren Ausgängen 22 verbunden
sind, wählen
zwischen einem Abgriff 18 und einem Invers-Abgriff 20 und
werden während
des gesamten Betriebs der Phasenauswahlschaltung 10 aktiviert.
Die Ausgangssignale 22 der Multiplexerschaltungen 16 werden
analog miteinander summiert, um ein einziges Phasenausgangssignal 24 zu
erzeugen, dessen Phase durch einen Abgriff 18 durch Invertieren
eines der Eingangsabgriffe einer Multiplexerschaltung 16 verschoben
werden kann, wodurch Perturbation oder Glitching an dem Ausgangssignal 24 vermindert
wird. Mit Bezug auf 5 wird eine Phaseninterpolation
gewährleistet,
indem das Ausgangssignal 22 in Schritten von weniger als
einem Abgriff 18 unter Verwendung der Multiplexerschaltungen 32,
die in mehreren Schritten zwischen dem Abgriff 18 und dem
Invers-Abgriff 20 interpolieren, weiter phasenverschoben
wird. Die Phasenauswahlschaltung 10 liefert maximale Bandbreitenfähigkeit
unter Minimierung von Fehlanpassung und Glitching.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung liefert die Phasenauswahlschaltung 10 einen einstufigen
Entwurf, der ohne die Kosten verringerter Bandbreite, die herkömmlichen
Einrichtungen zugeordnet sind, zu guten Anpassungseigenschaften
führt.
Insbesondere ist die Bandbreite herkömmlichen Einrichtungen überlegen,
weil jede Multiplexerschaltung 16 bei der vorliegenden
Erfindung ein effektives Fanout von nur 1/8 aufweist, anstelle eines
Fanouts von 1. Die vorliegende Erfindung liefert einen nahezu glitch-freien
Betrieb, weil nur eine Multiplexerschaltung 16 auf einmal
verändert
wird und zusätzlich
sogar das geringe Glitching, das während des Umschaltens der Multiplexerschaltung 16 auftritt,
durch die anderen sieben Multiplexerschaltungen 16, die auch
den Ausgangsknoten ansteuern, unterdrückt wird.
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Wie
in 2 dargestellt, enthält die Phasenauswahlschaltung 10 eine
einzige Stufe von Multiplexerschaltungen 16 zum Empfangen
von Verzögerungsabgriffen
entsprechend Phasensignalen aus der Signalquelle 12, wie
zum Beispiel die Phasensignale φ00 bis Φ15 aus VCO (nicht gezeigt). Zur Beschreibung
wird die Phasenauswahlschaltung 10 mit Bezug auf die Auswahl
von Phasen beschrieben, die aus im allgemeinen gleichbeabstandeten
Abgriffen 18 aus VCO kommen. Die Signalquelle 12 ist
nicht auf VCO beschränkt,
sondern kann statt dessen jede beliebige herkömmliche oder neuentwickelte
Signalquelle 12 sein, die zwei oder mehr gleichbeabstandete
Signale erzeugen kann, wodurch eine Hälfte eines Oszillationszyklus überspannt wird.
Zur Beschreibung werden außerdem
acht 2×1-Multiplexerschaltungen 16,
die in einer einzigen Stufe angeordnet sind, verwendet, um Abgriffe 18 aus
der Signalquelle 12 zu empfangen. Für Fachleute ist erkennbar, daß die Anzahl
der zur Implementierung der Phasenauswahlschaltung 10 erforderlichen
Multiplexerschaltungen 16 nicht auf acht beschränkt ist,
sondern statt dessen gemäß einer
Anzahl von Faktoren bestimmt wird, darunter u.a. die Anzahl der
Abgriffe 18 aus der Signalquelle 12.
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Als
Beispiel wird der VCO als ein Ringoszillator mit acht Verzögerungsstufen
implementiert, der acht gleichmäßig beabstandete
Verzögerungsausgangssignale
erzeugt, die eine Hälfte
einer Taktperiode überspannen.
Mit Bezug auf 4 ist ein Phasendiagramm dargestellt,
das jeden der Abgriffe 18 aus der Signalquelle 12 repräsentiert,
während
die Phasen Φ00 bis Φ15 von 0 bis 360 Grad laufen. Die acht zusätzlichen
Verzögerungsausgangssignale,
die notwendig sind, um einen vollständigen Taktzyklus zu überspannen,
werden durch Invertieren der ersten acht Verzögerungsausgangssignale erzeugt.
Zum Beispiel ist das Phasensignal Φ08 dem
inversen des Phasensignals Φ00 äquivalent, Φ09 ist äquivalent
zu dem inversen des Phasensignals Φ01 und
so weiter.
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Mit
Bezug auf 1 und 3(a) repräsentieren
durchgezogene Linien 24 die Phasensignale 14, Φ00 bis Φ07, die jeweils jedem der Verzögerungsabgriffe 18,
A0 bis A7, aus der Signalquelle entsprechen. Die gestrichelte Linie 26 repräsentiert
das Phasensignal 14, Φ08 aus dem Verzögerungsabgriff 20,
A8, das durch den invertierenden Verzögerungsabgriff 18,
A0, erzeugt wird. In diesem Beispiel beträgt die Gesamtphasenverschiebung
von dem Verzögerungsabgriff 18,
A0, bis zu dem Verzögerungsabgriff 18,
A7, entsprechend den Verzögerungsphasensignalen 14, Φ00 bis Φ07, 180 Grad. Die Phasenverschiebung zwischen
jedem Verzögerungsabgriff 18,
wie zum Beispiel zwischen den Verzögerungsabgriffen 18,
A0 und A1, repräsentiert
ungefähr 22,5
Grad. Es könnten
eine andere Anzahl von Verzögerungen
oder verschiedene Phasenverschiebungen zwischen Verzögerungen
eingerichtet werden. Die Implementierung einer anderen Anzahl von
Verzögerungen oder
Phasenver schiebung zwischen Verzögerungen
würde eine
Einstellung der Anzahl von Multiplexerschaltungen 16, die
in der Phasenauswahlschaltung 10 von 2 erforderlich
sind, erfordern.
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Wie
in 2 dargestellt, wählen die Multiplexerschaltungen 16,
die an ihren Ausgängen 22 miteinander
verbunden sind, zwischen einem Abgriff 18 und einem Invers-Abgriff 20,
wie zum Beispiel den Abgriffen 18, die den Verzögerungsphasen Φ00 und Φ08 entsprechen. Gemäß der vorliegenden Erfindung
sind alle Multiplexerschaltungen 16 an ihren Ausgängen 22 miteinander
verbunden und alle Multiplexerschaltungen 16 sind immer
eingeschaltet. Die Phasenauswahlschaltung 10 wird durch
Summieren und selektives Invertieren aller VCO-Abgriffe 18 auf
analoge Weise betrieben. Insbesondere werden alle gewählten Phasenausgangssignale 22 der
Multiplexerschaltungen 16 auf analoge Weise miteinander
summiert. Für
Fachleute ist erkennbar, daß jede
beliebige herkömmliche
oder neu entwickelte Einrichtung zum Summieren der gewählten Phasenausgangssignale 22 miteinander
verwendet werden könnte.
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Der
Betrieb jeder Multiplexerschaltung 16 wird durch das an
SB angekoppelte Auswahlsignal, das die gewünschte Eingangsphase auswählt, gesteuert.
Die Auswahl zwischen einem Abgriff 18 oder Invers-Abgriff 20 für jede Multiplexerschaltung 16 kann über einen
Thermometercode oder auf beliebige andere herkömmliche oder neu entwickelte
Weise erfolgen. Jede Multiplexerschaltung 16 schaltet ihre
Auswahl von einer Phase auf ihr Komplement oder umgekehrt, wenn
ein neuer Wirt des Auswahlsignals an SB angelegt wird. Die Phase des
Ausgangssignals 24 Φout folgt dann dem Mittelwert der acht ausgewählten Eingangsphasen.
Keine der Verzögerungsabgriffe 18 aus
der Signalquelle 12 werden während des Betriebes durch die
Phasenauswahlschaltung 10 gesperrt. Statt dessen werden
sie alle auf analoge Weise miteinander summiert.
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Mit
Bezug auf 2 und 3(a) ist
zum Beispiel die Beziehung zwischen neun der sechzehn von dem als
einstufiger Ringoszillator implementierten VCO erzeugten Phasensignale 14 gezeigt.
Insbesondere sind acht gleichbeabstandete Abgriffe 18 aus
dem VCO mit der Bezeichnung A0, A1,..A7 zusammen mit der invertierten
Phase 20 A8 gezeigt. Die erste Multiplexerschaltung 16 empfängt die
Verzögerungsabgriffseingänge A0 und
A8, die zweite Multiplexerschaltung 16 die Verzögerungsabgriffseingänge A1 und
A9, die dritte Multiplexerschaltung 16 die Verzögerungsabgriffseingänge A2 und
A10, die vierte Multiplexerschaltung 16 die Verzögerungsabgriffe
A3 und A11, die fünfte
Multiplexerschaltung 16 die Verzögerungsabgriffe 18 A4
und A12, die sechste Multiplexerschaltung 16 die Verzögerungsabgriffe 18 A5
und A13, die siebte Multiplexerschaltung 16 die Verzögerungsabgriffe 18 A6
und A14 und die achte Multiplexerschaltung 16 die Verzögerungsabgriffe 18 A7.
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Während des
Betriebs der Phasenauswahlschaltung 10 wird jede Multiplexerschaltung 16 eingeschaltet
gelassen, d.h. keine wird jemals deaktiviert. Die gewählten Eingangsphasensignale 14 aus
den Multiplexerschaltungen 16 werden miteinander analog
summiert, um ein einziges Ausgangsphasensignal zu erzeugen. Mit
Bezug auf 3(b) ergeben zum Beispiel die
acht gewählten
Eingangsphasensignale 14 Φ00 bis Φ07, die den Verzögerungsabgriffen 18 A0
bis A7 (siehe 2, 3(a) und 3(b)) entsprechen, wenn sie miteinander addiert
werden, das Ausgangsphasensignal 28 Y1. Symmetrisch ist
die Phase des Ausgangsphasensignals 28 Y1 gleich dem Mittelwert
der Phasen der acht Eingangsphasensignale 14. Das Addieren
der Eingangsphasensignale 14 Φ00 bis Φ07, gemäß der vorliegenden
Erfindung erzeugt ein Ausgangsphasensignal 24 mit derselben
Phase wie das Phasensignal zwischen den Phasen Φ03 bis Φ04, entsprechend einem Abgriffswert von 3,5.
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Um
die Phase des Ausgangsphasensignals 28 Y1 von 3,5 auf 4,5
zu ändern,
muß nur
ein Phasensignal der gesamten Gruppe von Eingangsphasensignalen 14 aus
seiner vorherigen Phase heraus verändert werden. Dies kann zum
Beispiel durch Invertieren des Abgriffs 18 A0 geschehen,
wodurch er effektiv in den Abgriff 20 A8 umgewandelt wird.
Insbesondere wählt
die erste Multiplexerschaltung 16 den Invers-Abgriff 20 A8
anstelle des Abgriffs 18 A0. Der Rest der Mutliplexerschaltungen 16 bleibt
aktiviert. Die Phase der Gruppe von Abgriffen (A1..A8) wird exakt
einen Abgriff von der Gruppe von Abgriffen (A0..A7) verschoben und ähnlich wird
das Ausgangsphasensignal 30 Y2 in Bezug auf die Phase um
exakt einen Abgriff von dem vorherigen Ausgangsphasensignal 28 Y1
verschoben. Um die Phase des Ausgangsphasensignals 24 nochmals
zu verschieben, wie zum Beispiel von 4,5 auf 5,5, würde dann
der Abgriff A1 invertiert, um zu dem Abgriff A9 zu werden. Gemäß der vorliegenden
Erfindung wählt
die Phasenauswahlschaltung 10 eine Gruppe kontinuierlicher Phasen
(bei dem vorliegenden Beispiel acht Phasen) aus dem Ring und addiert
die gewählten
Phasen auf analoge Weise miteinander, um ein gewünschtes Ausgangsphasensignal
zu erzeugen. Um das gewünschte
Ausgangsphasensignal 24 einzustellen, wird eine verschiedene
Gruppe von acht kontinuierlichen Phasen ausgewählt und dann analog summiert,
um das gewünschte
Ausgangsphasensignal 24 zu erzeugen. Mit Bezug auf 4 führt die
Einstellung des gewünschten
Ausgangsphasensignals 24 dazu, daß die Gruppe ausgewählter kontinuierlicher
Phasen um den Ring 18 herum bewegt wird.
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Bei
einem typischen Betrieb erfolgt, wenn das Phasenfehlersignal aus
einem Phasendetektor der Phasenauswahlschaltung 10 zugeführt wird,
eine Verzögerungsabgriffseinstellung
auf der Basis des Betrages und der Polarität des Phasenfehlersignals,
um den Phasenfehler auf einen nominalen Betrag zu verringern. Diese dynamische
Abgriffseinstellung wird erreicht, wenn Auswahlwertsignale der Phasenauswahlschaltung 10 zugeführt werden.
Wenn zum Beispiel bestimmt wird, daß der Anfangsphasenfehler 22,5 Grad
Früh beträgt, würde die
Phasenauswahlschaltung 10 aus ihrer vorherigen Abgriffsposition
heraus durch Invertieren eines ihrer Abgriffssignale verschoben,
so daß der
VCO in der Spät-Richtung verschoben
wird, so daß der
nächste
Phasenfehler aus dem Phasendetektor nominal sein sollte.
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Die
Phaseneinstellung wird durch selektives Invertieren eines der Abgriffssignale
in Bezug auf seine vorherige Abgriffsposition erreicht. Mit Bezug
auf 2 sind die möglichen
Auswahleingangssignale für
SB in der folgenden Tabelle 1 gezeigt:
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Mit
Bezug auf 5 dient gemäß einer alternativen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung die Phasenauswahlschaltung als ein Phaseninterpolator
mit der Möglichkeit,
Zwischenphasen auszugeben. Insbesondere werden die Multiplexerschaltungen 16 in
der Phasenauswahlschaltung 10 von 2 modifiziert, um
in Bruchteilen auszuwählen,
wieviel jedes ihrer beiden Eingangssignale 18 und 20 ausgewählt wird.
Die Feinphaseneinstellung wird durch Verschieben der Phase des Ausgangssignals 24 in
Schritten von weniger als einem Abgriff durchgeführt. Dies wird erreicht durch
Ersetzen der 2-zu-1-Multiplexerschaltungen 16, die zwischen
einem Abgriff 18 und seinem Invers-Abgriff 20 wählen, mit
den Multiplexerschaltungen 32, die zusätzlich zu der Auswahl zwischen
einem Abgriff 18 und seinem Invers-Abgriff 20 in
mehreren Schritten zwischen einem Abgriff 18 und seinem
Invers-Abgriff 20 interpolieren.
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Mit
Bezug auf 5 kann die Phasenauswahlschaltung
aus mehreren Multiplexerschaltungen 32 bestehen, die anstatt
auf Zwei-Zustands-Gatter begrenzt zu sein, als mehrstufige Gatter
verwendet werden können.
Die Multiplexerschaltungen 32 werden vorzugsweise in CMOS-Stromschalttechnologie
(CML) implementiert, obwohl auch andere integrierte Schaltungstechnologie
verwendet werden kann.
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Anstelle
zweier gültiger
Zustände
wird zum Beispiel angenommen, daß das Interpolationsmerkmal
der Phasenauswahlschaltung 10 in diesem Beispiel beispielsweise
fünf gültige Zustände aufweist.
Zusätzlich
zu der Möglichkeit,
eines von zwei Signalen voll auszuwählen, ist die Phasenauswahlschaltung 10 insbesondere zu
einer bruchteiligen Auswahl zwischen den beiden Signalen fähig. Mit
Bezug auf Tabelle 2 können
die fünf verfügbaren Zustände als
0, 1, 2, 3 und 4 wie folgt gekennzeichnet werden:
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Für Fachleute
ist erkennbar, daß die
Multiplexerschaltung 32 modifiziert werden kann, um mehrere
Interpolationszustände
bereitzustellen, und nicht auf die in Tabelle 2 gezeigten oder hier
besprochenen fünf
Zustände
beschränkt
ist.
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Mit
Bezug auf 5 ist zur Veranschaulichung
die Multiplexerschaltung 32 ausführlich dargestellt. Für Fachleute
ist erkennbar, daß auch
andere Multiplexerschaltungskonfigurationen verwendet werden können. Das
Eingangssignal A0 und sein komplementäres Dateneingangssignal A0N
werden an zwei Differenztransistoren M2 bzw. M1 angekoppelt. Bei
einer typischen Implementierung sind A0 und A1 Taktsignale, die
nur ein wenig voneinander verzögert
sind. Die Taktsignale stammen in der Regel aus einem (nicht gezeigten)
VCO, so daß sie
lediglich Phasen eines Taktsignals sind und sehr nahe beieinander
liegen, so daß,
wenn die Signale gemischt werden, die Multiplexerschaltung 32 zwischen
ihnen interpoliert, weil sie zum ersten die selben Signale sind,
und ein Signal lediglich ein wenig mehr verzögert als das andere ist, so
daß die
Multiplexerschaltung 32 zwischen den Signalen abstimmen
kann. Mit Bezug auf 5 wird das Eingangsignal A0
an das Gate 34 des Transistors M2 angekoppelt, und das
komplementäre
Dateneingangssignal A0N wird an das Gate 36 des Transistors
M1 angekoppelt. Die Transistoren M1 und M2 besitzen Lasttransistoren
R1 bzw. R2. Die Drain-Anschlüsse 38 und 40 der
Transistoren M1 und M2 werden an die Ausgangssignale ZA bzw. ZAN
angekoppelt.
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Ähnlich werden
das Eingangssignal A1 und sein komplementäres Dateneingangssignal A1N
an zwei Differenztransistoren M4 bzw. M3 angekoppelt. Insbesondere
wird das Eingangssignal A1 an das Gate 42 des Transistors
M4 und das komplementäre
Dateneingangssignal A1N an das Gate 44 des Transistors
M3 angekoppelt. Die Transistoren M3 und M4 besitzen Lastwiderstände R1 bzw.
R2. Die Drain-Anschlüsse 46 und 48 der
Transistoren M3 und M4 werden an die Ausgangssignale ZA bzw. ZAN
angekoppelt.
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Die
Drain-Anschlüsse 38, 40, 46 und 48 der
Transistoren M1, M2, M3 und M4 werden außerdem über einen Lastwiderstand an
die VDD-Versorgung angekoppelt. Insbesondere wird der Lastwiderstand
R1 an die Transistoren M1 und M3 und der Lastwiderstand R2 an die
Transistoren M2 und M4 angekoppelt. Die Source-Anschlüsse 50 und 52 der
Transistoren M1 und M2 werden an dem Knoten 54 gekoppelt,
um sich so einen gemeinsamen, durch den Transistor M4 geregelten
Strom zu teilen, und die Source-Anschlüsse 56 und 58 der Transistoren
M3 und M4 werden an dem Knoten 60 gekoppelt, um sich so
einen gemeinsamen, durch den Transistor M6 geregelten Strom zu teilen.
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Die
Gates 62 und 64 der Transistoren M5 und M6 werden
an Differenz-Auswahleingangssignal SBN bzw. SB angekoppelt. Die
Source-Anschlüsse 66 und 68 der
Transistoren M5 und M6 werden an dem Knoten 70 verbunden.
Eine Konstantstromquelle 72 ist angeschlossen, um jedem
Transistor M5 und M6 Vorstrom zu liefern. Die Stromquelle 72 ist
mit der negativen Versorgungsschiene Vss verbunden, die, wie gezeigt,
an Masse angeschlossen sein kann, obwohl dies nicht wesentlich ist.
Die Degenerationswiderstände
RS können
vorgesehen werden, um die Interpolationsfunktion der Multiplexerschaltung 32 zu
linearisieren.
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Im
Betrieb steuern die Differenz-Auswahleingangssignale SB und SBN
die relativen Beträge
der Eingangssignale A0 und A1, die zu dem Ausgangssignal ZA und
ZAN beitragen. Unter Bezugnahme auf Tabelle 2 wird zum Beispiel
in den Zuständen 0 und 4 der
Strom völlig
oder im wesentlichen völlig
durch entweder den Transistor M5 oder M6 gelenkt. Insbesondere betragen
im Zustand 0 die Spannungen SBN und SB, die an Transistoren
M1 und M2 angelegt werden, 1,00 bzw. 0,00. In diesem Fall fließt der gesamte
oder im wesentlichen der gesamte Strom in der unteren Stromquelle
durch den Transistor M5, weil er voll eingeschaltet wäre und der
Transistor M6 voll ausgeschaltet wäre. Im Zustand 4 betragen
die Spannungen SBN und SB, die an die Transistoren M1 und M2 angelegt
werden, 0,00 bzw. 1,00. In diesem Fall fließt der gesamte oder im wesentlichen
der gesamte Strom in der unteren Stromquelle durch den Transistor
M6, weil er voll eingeschaltet wäre
und der Transistor M5 voll ausgeschaltet wäre.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird die Multiplexerschaltung statt als ein 2-zu-1-Multiplexer
verwendet zu werden, bei dem Lenken entweder des gesamten oder eines
Teils des Stroms durch die Transistoren M5 oder M6 als ein Interpolator
verwendet. Insbesondere könnte
ein Teil des Gesamtstroms durch den Transistor M5 gelenkt werden,
wobei der Rest durch den Transistor M6 gelenkt wird. Zum Beispiel
betragen im Zustand 1 die Spannungsbruchteile SBN und SB,
die an die Transistoren M1 und M2 angelegt werden, 0,75 bzw. 0,25.
In diesem Fall wären
beide Transistoren M5 und M6 eingeschaltet, wobei 75% des Stroms
an den Transistor M5 und 25% des Stroms an den Transistor M6 angelegt
wird. Falls nicht der gesamte Strom durch die Transistoren M5 oder
M6 gelenkt wird, ist das Signal auf ZA und ZAN eine Mischung der
beiden.
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Mit
Bezug auf Tabelle 3 kann eine 64-Zustand Auswahl/Interpolation-Phasenauswahlschaltung
wie folgt gebildet werden, wenn die 2-zu-1-Multiplexerschaltungen
16 aus 2 durch die Multiplexerschaltungen 32 aus 5 ersetzt
werden.
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Die
Eingangssignale der Phasenauswahlschaltung 10 werden durch
sechzehn Phasen φ00 bis φ15, die gleichmäßig beabstandet sind, repräsentiert.
Diese sechzehn Phasen repräsentieren
sechzehn grobe Einstellpegel über
einen vollständigen
Taktzyklus hinweg. Diese sechzehn Phasensignale werden weiter unterteilt, wodurch
zwei Feineinstellpegel zwischen jedem groben Einstellpegel erzeugt
werden. Die Taktperiode wird also in 16 × 4 Phasenunterteilungen unterteilt.