DE4410252A1

DE4410252A1 - Signalkomprimierungssystem

Info

Publication number: DE4410252A1
Application number: DE4410252A
Authority: DE
Inventors: Terence Bayes; Colin Andrew Cleverly
Original assignee: Roke Manor Research Ltd
Current assignee: Roke Manor Research Ltd
Priority date: 1993-05-07
Filing date: 1994-03-24
Publication date: 1994-11-10
Also published as: FR2705001A1; GB2277853A; US5426665A; GB9309470D0; FR2705001B1

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf Signalkomprimierungssysteme. Im besonderen, aber nicht ausschließlich, bezieht sie sich auf Signalkomprimierungssysteme wie Spread-Spektrum-Kommunikationssysteme.

In bekannten Signalkomprimierungssystemen wie Spread-Spektrum-Kommunikations systemen oder Radar-Impuls-Komprimierungssystemen werden Daten zur Übertragung mit einem Pseudozufallscode gemischt und anschließend zur Funkübertragung in einen hohen Frequenzbereich umgesetzt. In einem Empfänger wird der Prozeß um gekehrt, d. h. ein empfangenes Signal wird zunächst in das Basisband umgesetzt und anschließend dekorreliert, um die Daten zu extrahieren.

Es ist wesentlich, daß die Mischvorgänge, die dem Umsetzen in das Übertra gungs- und das Basisband dienen, dieselbe Überlagerungsoszillatorfrequenz be nutzen, besonders wenn umfangreiche Spread-Codes genützt werden, da relativ geringe Frequenzunterschiede zwischen dem Überlagerungsoszillator des Empfän gers und dem Überlagerungsoszillator des Senders zu einer erheblichen Dämpfung der Amplitude des Ausgangssignals des Dekorrelators im Empfänger führen, wie später im Detail beschrieben werden wird.

Im Hinblick auf das Erfordernis, diesen Frequenzunterschied so weit wie mög lich zu reduzieren, müssen die Überlagerungsoszillatoren für das Umsetzen in das Übertragungs- und Basisband außerordentlich genau und stabil sein, jedoch sind mit momentan erhältlichen Oszillatoren die Genauigkeits-/Stabilitätsan forderungen, wenn überhaupt, nur schwer unter Inkaufnahme eines nicht trag baren Kostennachteils zu erfüllen, was sicher ein gegebenenfalls erhebliches Problem darstellt. Eine Möglichkeit, dieses Problem zu lösen, besteht darin, eine Vielzahl von Empfängern vorzusehen, die auf benachbarte, auf Nenn-Kanal frequenzen zentrierte Frequenzbereiche abgestimmt sind und zusammen eine ge samte Bandbreite aufweisen, die auch eine im schlechtesten Fall auftretende Frequenzverschiebung abdeckt. Diese Lösung weist jedoch den erheblichen Nach teil auf, daß sie einen hohen Schaltungsaufwand erfordert, der außerordentlich teuer ist.

Demnach ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, dieses vorhergehend erläu terte Problem zu überwinden.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird in einem Signalkomprimierungssystem ein Empfänger geschaffen mit einem Abwärts-Frequenzumsetzer, dem empfangene kom primierte Signale zugeführt werden, wodurch komprimierte Basisbandsignale entstehen und einem m-Bit-Digitalkorrelator, der durch die Reihenschaltung von n gleichartigen kleineren Korrelatorstufen mit jeweils k Bits gebildet ist, wobei gilt: n × k = m, und einem Frequenzbereichtransformationsprozessor mit n Eingangsanschlüssen, die von den n gleichartigen kleineren Korrelatorstufen versorgt werden, eine pro Anschluß, wodurch n Ausgangssignale von dem Pro zessor gebildet werden, die einem Signalauswahlmittel zugeführt werden, das der Auswahl desjenigen Ausgangssignals des Prozessors dient, das die größte Amplitude aufweist, wodurch ein dekomprimiertes Signal erzeugt wird.

Der Frequenzbereichtransformationsprozessor kann ein Prozessor zur Durchfüh rung der schnellen Fourier-Transformation (FFT-Prozessor) sein, jedoch ist auch der Einsatz anderer Frequenzbereichtransformationsprozessoren alternativ möglich, beispielsweise ein Maximal-Entropie-Analyse-Prozessor oder ein Dis kret-Frequenz-Transformation-Prozessor.

Der Empfänger kann so gestaltet werden, daß er zueinander um 90° phasenver schobene Kanäle I und Q aufweist, die dadurch dekorreliert werden, um I- und Ausgangssignale unter Verwendung eines Referenzsignals zu erzeugen, das beiden Kanälen gemeinsam angehört.

Der Empfänger kann Teil eines Spread-Spektrum-Kommunikationssystems sein, das wenigstens einen Sender enthält, der zur Übertragung von Spread-Spektrum-Si gnalen dient, die vom Empfänger empfangen und einer Abwärts-Frequenzumsetzung unterzogen werden, um das Basisbandsignal zu erzeugen.

Eine Ausführung der Erfindung soll nun anhand eines Beispiels unter Bezug auf die begleitenden Zeichnungen erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild eines bekannten Digital korrelators,

Fig. 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines bekannten Spread-Spektrum- Senders- und -Empfängers,

Fig. 3 ein Frequenzselektivitätsdiagramm, das die Amplitudendämpfung des Korrelatorausgangssignals in Abhängigkeit von dem Frequenzversatz zeigt,

Fig. 4 ein Kurvendiagramm, das die Amplitudendämpfung des Korrelatoraus gangssignals in Abhängigkeit vom Frequenzversatz bei Gebrauch von drei Empfängern zeigt und

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines Breitbandkorrelators zum Einsatz in ei nem System gemäß der vorliegenden Erfindung.

Nach Fig. 1 enthält ein Breitbanddigitalkorrelator I- und Q-Kanal-Eingangs leitungen 1 bzw. 2 enthält. Die Kanäle I und Q sind so angeordnet, daß sie die Speicher 3 und 4 beschreiben. Der Speicher 3 enthält mehrere seriell verbun dene Schieberegister 3a, 3b, 3c etc., und der Speicher 4 enthält ebenfalls mehrere seriell gekoppelte Schieberregisterelemente 4a, 4b, 4c etc. Signale aus dem I- und Q-Kanal, für die der Spread-Vorgang rückgängig zu machen ist, werden durch die Schieberegister der Speicher 3 und 4 geschoben und jeweils in einem Komparator/Addierer 5 und 6 mit einem dem Spread-Code entsprechenden Referenzsignal verglichen, das in den Schieberegistern 7a, 7b, 7c etc. eines Referenzspeichers 7 gespeichert ist und zusammen mit Code-Information über eine Eingangsleitung 8 geladen wird. Digitale Korrelatoren dieser Art sind allgemein bekannt und werden hier nicht im Detail beschrieben, jedoch sei er wähnt, daß bei Zuordnung der gespeicherten Referenz zu dem Kanalsignal, je weils an den I- und Q-Ausgangsleitungen 9 und 10 ein Korrelatorausgangssignal entsprechend dem Kanalsignal abgegeben wird.

Wie in Fig. 2 gezeigt ist, bildet ein Korrelator 11, der dem soeben mit Bezug auf Fig. 1 beschriebenen Digitalkorrelator entspricht, in bekannter Weise ei nem Teil eines Empfängers 12, wobei der Empfänger 12 zum Empfang von Spread- Spektrum-Signalen eines Senders 13 dient. In diesem Beispiel werden in dem Sender 13 Daten mit 8 kbit/s auf eine Eingangsleitung 14 eines Codegenerators 15 gegeben, der einen 2000-Chip-Pseudozufallscode erzeugt und somit ein Aus gangssignal mit 16 Mchip/s über eine Leitung 16 abgibt. Das Signal auf der Leitung 16 wird einem Mischer 17 zugeführt, dem ebenso ein Referenzsignal mit einer Frequenz f_t über eine Leitung 18 zugeführt wird. Demnach dient die Frequenz f_t als Trägerfrequenz, die von einer Antenne 18 durch das vom Mischer 17 erzeugte 16-Mchip-Signal moduliert abgestrahlt wird.

Beim Empfänger 12 wird das Signal von einer Antenne 20 empfangen und zwei Mi schern 21 und 22 zugeführt, die mit zwei um 90° phasenverschobenen Überlage rungsoszillator-Ausgangssignalen über die einzelnen Leitungen 23 und 24 ver sorgt werden, so daß I- und Q-Ausgangssignale im Basisband einzeln auf den Leitungen 25 und 26 erzeugt werden. Die I- und Q-Signale auf den Leitungen 25 und 26 werden dem Korrelator 11 zugeführt, der wie soeben unter Bezug auf Fig. 1 erläutert, Datenausgangssignale mit 8 kbit/s auf der Leitung 27 erzeugt.

Das in Fig. 3 dargestellte System funktioniert perfekt, solange das an den Leitungen 23 und 24 anliegende Signal f_t des Überlagerungsoszillators des Empfängers 12 frequenzmäßig genau mit dem Signal f_t des Überlagerungsos zillators des Senders, das dem Mischer 17 zugeführt wird, entspricht.

Ist jedoch die Empfängerfrequenz f_r nicht gleich mit f_t so verbleibt im Ausgangssignal nach der Abwärtsumsetzung ein Restfrequenzversatz δf mit δf = f_r-f_t. Es ist zu beachten, daß die Frequenzdifferenz wichtig ist, nicht die Absolutwerte von f_t und f_r. Die Amplitude des Korrelatorausgangssignals (das durch I² + Q² gebildet wird) wird durch den Frequenzversatz verringert. Der Verlust läßt sich durch die Beziehung

bestimmen, wobei m die Codelänge und T_c die Chiptaktperiode darstellt, und die mögliche Bedeutung dieses Verlustes ist aus Fig. 3 ersichtlich.

Demnach verringert sich, wie in Fig. 3 gezeigt, bei einem Frequenzversatz δf von 8 kHz das Korrelatorausgangssignal auf nahezu Null. Beträgt die Sender frequenz 1,6 GHz, so stellt der Versatz von 8 kHz einen Frequenzfehler von nur 5 ppm dar. Für ein brauchbares Ausgangssignals des Korrelators beträgt der maximal zulässige Versatz ungefähr ± 6 kHz (3,75 ppm). Mit zunehmender Code länge vergrößert sich das Problem oder eine höhere Trägerfrequenz ist erfor derlich (da sich der Absolutwert des Versatzes bei einem vorgegebenen Fehler in ppm erhöht).

Eine Möglichkeit, diesem Problem zu begegnen, besteht im Gebrauch mehrerer parallelgeschalteter Empfänger, die jeweils auf eine leicht unterschiedliche Frequenz abgestimmt sind. Beispielsweise könnten drei Empfänger mit einem Ver satz von +8 kHz und -8 kHz eingesetzt werden. Wie in Fig. 4 gezeigt ist, erhöht sich die Toleranz gegenüber einem Frequenzversatz, so daß das Ausgangssignal an einem der drei Empfänger erscheinen wird, vorausgesetzt der Fehler ist nicht größer als ungefähr ± 14 kHz.

Der Nachteil des Gebrauchs von Parallelempfängern besteht jedoch in der enormen Zunahme des zur Gewährleistung einer akzeptablen Qualität bei einer realistischen Frequenzstabilität erforderlichen Schaltungsaufwand.

Eine Anordnung zur Lösung dieses Problems soll nun mit Bezug auf Fig. 5 erläutert werden.

Wie in Fig. 5 gezeigt ist, enthält ein Breitbandkorrelator einen Mehrstufen korrelator 28, der n Korrelatorstufen 29, 30, 31, 32, 33 und 34 etc. mit einer Bitlänge von jeweils k enthält, wobei der Korrelator 28 ein n-Bit-Korrelator mit m = k × n ist. Den Korrelatorstufen 29 bis 34 etc. werden die I- und Q- Signale über die Leitung 35 und 36 und ein Referenzsignal über die Leitung 37 zugeführt. Die Ausgangssignale der Korrelatorstufen 29 bis 34 etc. werden über die Leitungen 38 bis 43 einem Prozessor 44 zur Durchführung einer schnellen n-Punkt Fourier-Transformation (FFT-Prozessor) zugeführt. Die entsprechenden Ausgangssignale werden von dem Prozessor 44 über die Leitungen 45 bis 50 einer Auswahleinheit 51 zugeführt, die das Signal mit maximaler Amplitude bestimmt und ein Ausgangssignal über die Leitung 52 abgibt.

Demnach wird ein n-Bit-Korrelator 28 aus n kleineren Korrelatoren 29 bis 34 mit einer Länge von jeweils k aufgebaut, wobei gilt m = n × k. Es ist günstig, daß in der Praxis die Hersteller dazu tendieren, Korrelatoren mit relativ kur zer Länge herzustellen, und somit eignet sich der Mehrstufenkorrelator für ei ne Herstellung auf Basis mehrerer einfach erhältlicher Vorrichtungen mit kur zer Bitlänge. Demnach stellt die Aufteilung in Teilkorrelationen keinen Nach teil dar. Jeder Korrelator der Länge k weist entsprechend der in Fig. 1 ge zeigten Anordnung eine Eingangsstufe und ein Quadraturphasenelement auf, das eine Teilkorrelation des Codes der Länge m in komplexem Format (Real- und Ima ginärteil) erzeugt. Zum Durchführen einer Frequenzkorrektur ist es möglich, die Phase jeder Teilkorrelation in bekannter Weise zu verschieben und die Er gebnisse zu addieren, um eine Approximation für die Korrelation über die Länge des Codes zu bilden. Dies läßt sich für mehrere Frequenzen durchführen, so daß ein Breitbandkorrelator entsteht, der nur so viele Teilkorrelatoren erfordert, wie für einen einzigen Korrelator mit voller Länge erforderlich wären. Die hier angewendete Methode zur Kombination der Teilkorrelatoren für die Herstel lung eines Breitbandkorrelators besteht in der Anwendung einer Frequenzbe reichtransformationstechnik, die durch den FFT-Prozessor 44 durchgeführt wird. Demnach wird die Bandbreite des Korrelators im vorliegenden Beispiel um den Faktor n erhöht. In diesem Beispiel würde der 2000-Chip-Korrelator mit 16 Kor relatorstufen, jeweils der Länge 125 Chip, hergestellt. Zur Erzeugung einer Frequenzüberdeckung von ±64 kHz oder 40 ppm käme eine 16-Punkt-FFT zum Einsatz. Um dies mit parallelgeschalteten Empfängern zu erreichen, wären mindestens 16 Empfänger oder 256 Korrelatorvorrichtungen erforderlich, was sicherlich außer ordentlich mühsam im Hinblick auf den erforderlichen Schaltungsaufwand ist. Demnach besteht ein erheblicher Vorteil der unter Bezug auf Fig. 5 erläuterten Anordnung in der kostengünstigen Schaltungsrealisierung, die dies ermöglicht, besonders wenn eine große Bandbreite bei Anwendung langer Codes und/oder gro ßer Frequenzversätze vorgesehen ist.

Natürlich kann der in Fig. 5 gezeigte Korrelator relativ einfach in der unter Bezug auf Fig. 2 erläuterten Anordnung anstatt des Korrelators 11 eingesetzt werden, wobei eine größere Differenz zwischen der Frequenz f_t des dem Mischer 17 zugeordneten Überlagerungsoszillators und der Frequenz f_r des dem Mischer 24 zugeordneten Überlagerungsoszillators toleriert werden kann, wobei immer noch ein brauchbares Ausgangssignal über die in Fig. 5 gezeigte Leitung 52, die der Leitung 27 aus Fig. 2 entspricht, abgegeben wird.

Zahlreiche Modifikationen der hierin beschriebenen Anordnung lassen sich ohne Abweichen vom Schutzbereich der Erfindung durchführen und obwohl hier beispielhaft ein 2000-Chip-Korrelator im Rahmen eines Beispiels beschrieben wur de, ist davon auszugehen, daß sich zahlreiche alternative Korrelatorgrößen, die in Übereinstimmung mit dem gewählten Spread-Code stehen, realisieren las sen.

Claims

1. Signalkomprimierungssystem mit einem Empfänger, einem Abwärts-Frequenz-Um setzer, dem empfangene komprimierte Signale zugeführt werden, wodurch kom primierte Basisbandsignale entstehen und einem m-Bit-Digitalkorrelator, der durch die Reihenschaltung von n gleichartigen kleineren Korrelatorstufen mit jeweils k Bits gebildet ist, wobei gilt: n × k = m, und einem Frequenzbe reichtransformationsprozessor mit n Eingangsanschlüssen, die von den n gleich artigen kleineren Korrelatorstufen versorgt werden, eine pro Anschluß, wodurch n Ausgangssignale von dem Prozessor gebildet werden, die einem Signalaus wahlmittel zugeführt werden, das der Auswahl desjenigen Ausgangssignals des Prozessors dient, das die größte Amplitude aufweist, wodurch ein dekomprimier tes Signal erzeugt wird.

2. Ein System nach Anspruch 1, in dem der Prozessor ein Prozessor zur Durch führung der schnellen Fourier-Transformation (FFT-Prozessor) ist.

3. Ein System nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, in dem der Empfänger so ausge bildet ist, daß er zueinander um 90° phasenverschobene Kanäle I und Q auf weist, die dadurch dekorreliert werden, um I- und Q-Ausgangssignale unter Ver wendung eines Referenzsignals zu erzeugen, das beiden Kanälen gemeinsam ange hört.

4. Ein System gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, in dem der Empfänger ei nen Teil eines Spread-Spektrum-Kommunikationssystems darstellt, das wenigstens einen Sender enthält, der zum Senden eines Spread-Spektrum-Signals dient, das durch den Empfänger empfangen und einer Abwärts-Frequenzumsetzung unterzogen wird, um das Basisbandsignal zu erzeugen.