DE4406371A1

DE4406371A1 - Verfahren zur Helligkeitssteuerung für Glühlampen und Schaltnetzteile

Info

Publication number: DE4406371A1
Application number: DE4406371A
Authority: DE
Inventors: Volker Dipl Ing Grosch; Friedhelm Dipl Ing Wehlmann; Harry Dipl Ing Reichstein
Original assignee: Insta Elektro GmbH and Co KG
Current assignee: INSTA ELEKTRO GMBH, 58511 LUEDENSCHEID, DE
Priority date: 1994-02-26
Filing date: 1994-02-26
Publication date: 1995-08-31
Anticipated expiration: 2014-02-27
Also published as: DE4406371B4

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Helligkeitssteue rung für Glühlampen und Schaltnetzteile nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

In der Praxis liegen Phasenabschnittdimmer in Reihe mit der Last, wie z. B. Glühlampen, Halogenlampen, Niedervolt-Halo genlampen mit Vorschaltgerät, an der Netzspannung an. Durch Änderung der Stromflußphase innerhalb jeder Netzspannungs halbwelle, wie Einschalten des Stromflusses im Netznull durchgang der Halbwelle, Ausschalten je nach gewünschter Helligkeit an unterschiedlichen Punkten innerhalb der Halb welle, kann sich die Helligkeit des angeschlossenen Leucht mittels ändern. Rundsteuerimpulse von elektrischen Versor gungsunternehmen werden der Netzspannung überlagert und zu gewissen Steuerzwecken der bei den Verbrauchern installier ten Geräte benutzt. Diese Modulationen höherer Frequenz können sich in den Beleuchtungseinrichtungen, die in Reihe mit Dimmern liegen, bemerkbar machen.

Es sind inzwischen verschiedene Methoden bekannt, derartige rundsteuerbedingte Helligkeitsschwankungen weitgehend un wirksam zu machen. Hierzu gehört die Kompensation durch Dämpfung der störenden Frequenzen durch Filter. Diese be kannte Anordnung ist in einem Blockschaltbild entsprechend der Fig. 1a dargestellt und wird im folgenden näher erläu tert.

Die Spannung über einem Dimmer oder eine andere geeig nete Spannung wird einem Filter 5, vorzugsweise Tiefpaß, zugeführt. Dieser Filter ist so ausgelegt, daß er Signal anteile oberhalb der Signalgrundfrequenz dämpft. Das so gedämpfte Signal führt man einer Netznulldurchgangserken nung 1 zu. Diese erzeugt in jedem Netznulldurchgang einen Impuls, der ein Monoflop 2 triggert. Letzteres steuert den elektronischen Halbleiter 4 durch und ermöglicht so einen Stromfluß durch die angeschlossene Last. Nach Ablauf der Zeit Δt kippt das Monoflop in seinen Ausgangszustand zurück und sperrt den Halbleiter bis zum nächsten Nulldurchgang. Anschließend wiederholt sich der zuvor beschriebene Vorgang. Die Wirkung dieser Anordnung beruht darauf, daß die Ver schiebung der detektierten Netznulldurchgänge gegenüber den regulären Netznulldurchgängen mit Hilfe des Filters verkleinert wird, wodurch sich auch die wahrnehmbaren Schwankungen der Beleuchtungsstärke verkleinern.

Eine andere bekannte Methode ist die Kompensation des Netz nulldurchgangs mittels PLL (PHASE LOCKED LOOP). In Fig. 2 ist eine solche Phasenabschnittsteuerung als Blockschalt bild dargestellt. Die Spannung über dem Dimmer oder eine andere geeignete Spannung wird einer PLL 6 zugeführt. Diese ist so geartet, daß sie auf die jeweilige Grundfrequenz einrastet. Ist dies geschehen, so erzeugt die PLL ein netz synchrones Signal, welches mit Hilfe einer geeigneten Netz nulldurchgangserkennung 1 ein Monoflop 2 oder eine andere geeignete Baugruppe so ansteuert, daß der Halbleiterschal ter 4 im Netznulldurchgang durchgesteuert wird und bis zu einem späteren, von der jeweiligen Dimmstellung abhängigen Zeitpunkt Z1 durchgesteuert bleibt und danach bis zum näch sten Nulldurchgang gesperrt bleibt. Die Wirkung dieser An ordnung beruht darauf, daß die PLL mit einem Regelglied ausgestattet wird, dessen Zeitkonstante groß gegenüber der Periodendauer der Netzfrequenz und der der Netzfrequenz überlagerten Rundsteuerfrequenz ist. Hierdurch verkleinert sich die Verschiebung der detektierten Netznulldurchgänge gegenüber den regulären Netznulldurchgängen, so daß sich auch die wahrnehmbaren Schwankungen der Beleuchtungsstärke verkleinern.

Allen bislang verwendeten Verfahren zur Unterdrückung rund steuerbedingter Störungen ist die Absicht gemein, einen Netznulldurchgang in einem festen, von Netzstörungen nicht beeinflußten Abstand zu demjenigen Zeitpunkt zu detektieren, zu dem eine störungsfreie Netzspannung ihren Nulldurchgang hätte. Im Idealfall wären beide Zeitpunkte identisch. Hier bei ergeben sich unabhängig vom angewandten Verfahren zwei Probleme, die die Ergebnisse in vielen Fällen als unzu reichend erscheinen lassen. Dabei zeigt die Fig. 1b den Betrieb eines Dimmers als "Zweidrahtgerät". Hierbei liegt der Dimmer 14 in Serie mit der Last 13 am Netz, das heißt, es besteht keine direkte Verbindung zwischen Dimmer und N-Leiter. Da die in der Praxis eingesetzten Dimmer mit Phasenabschnittsteuerung in den häufigsten Fällen als "Zweidrahtgeräte" ausgeführt sind, steht dem verwendeten Filter 5 entsprechend Fig. 1a bzw. der eingesetzten PLL 6 gemäß Fig. 2 nicht ein sinusförmiges, sondern ein "Phasenab schnittsignal" zur Verfügung, welches durch das Ein- und Ausschalten des elektronischen Halbleiterschalters 4 ent steht. Mathematisch entspricht dies einer Multiplikation des Netzsignals mit einem periodischen Rechtecksignal. Sind dem Netzsignal keine Störungen überlagert, so können beide Signale als korreliert bezeichnet werden. In diesem Fall wird dem Filter 5 bzw. der PLL 6 ein Signal zugeführt, wel ches ausschließlich ganzzahlige Vielfache der Netzfrequenz enthält. Somit treten Schwankungen des Augenblickswertes der Lastspannung nur mit mindestens der Grundfrequenz des Netzes (50 Hz) auf. Diese werden durch die thermische Zeitkonstante des Leuchtmittels und die Trägheit des Auges so weit ge glättet, daß keine Schwankungen der Beleuchtungsstärke wahr genommen werden. Ist dem Netz jedoch ein Rundsteuersignal überlagert, so entsteht durch Multiplikation mit dem durch den Schaltvorgang hervorgerufenen Rechtecksignal ein Spek trum, welches Signalfrequenzen enthält, die sich aus den Summen und Differenzen der Vielfachen sowohl der Grund frequenz des Netzes als auch der Vielfachen der überlagerten Rundsteuerfrequenz ergeben. Da im allgemeinen nicht von einer Korrelation zwischen Grundfrequenz und Rundsteuer signal ausgegangen werden kann, ist leicht einzusehen, daß Mischprodukte sehr nahe der Grundfrequenz und unterhalb der Grundfrequenz entstehen können. Ein Filter oder eine PLL sind daher nur begrenzt in der Lage, die gewünschte Dämpfung zu erzielen. Selbst bei Einsatz eines ideal geeigneten Fil ters bzw. einer sehr trägen PLL kann eine vollständige Unterdrückung der eingangs beschriebenen Auswirkungen von Rundsteuerimpulsen nicht erreicht werden. Zur Begründung: Würde die Netznulldurchgangserkennung den Netznulldurch gang mit einer derartigen Kompensation immer zu einem im Vergleich zum regulären Netznulldurchgang festen Zeitpunkt erkennen, so wäre der Abschaltzeitpunkt zum regulären Netz nulldurchgang ebenfalls fest. Unter der Voraussetzung, daß Rundsteuern und Netzspannung unkorreliert sind, muß sich aber der in der Last umgesetzte Energieanteil zwangsläufig von Halbwelle zu Halbwelle verändern. Finden diese Änderun gen genügend langsam statt, so müssen sie sich in Form von Beleuchtungsschwankungen für den Beobachter bemerkbar machen. Selbst bei korrelierten Signalen treten sichtbare Schwankungen dann auf, wenn der Energiegehalt je Halbwelle nicht konstant ist und genügend langsam schwankt, z. B. mit halber Netzfrequenz.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, die Beleuch tungsstärke des Leuchtmittels dadurch konstant zu halten, daß an diesem durch geeignete Steuerung des Halbleiterschal ters in gleichen Abständen gleiche Energiemengen umgesetzt werden.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Weiterhin wird die Aufgabe durch Verfahrensmerkmale und Anordnungen mit den Merkmalen der Unteransprüche gelöst.

Die Erfindung geht von der Überlegung aus, daß gleiche Energiemengen, in äquidistanten Zeitabschnitten am Leucht mittel in Licht umgesetzt, unabhängig von der angebotenen Schwingungsform dann als konstante Beleuchtung wahrgenommen werden, wenn die Zeiträume zwischen zwei Energiepaketen deutlich kürzer sind, als die durch thermische Gegebenheiten des Leuchtmittels und Trägheit des Auges sich ergebenden Zeitkonstanten. In diesem Fall befindet sich das Leucht mittel für eine feste Dimmstellung in einem stationären Zustand, das heißt, der Lampeninnenwiderstand ist nahezu konstant. Die im Zeitraum t0 bis t1 umgesetzte Energie er gibt sich als:

wobei u(t) die Spannung über und i(t) der Strom durch das Leuchtmittel ist. Bei konstantem Lampeninnenwiderstand Ri ergibt sich W auch zu:

Wird der Halbleiterschalter nun zum Zeitpunkt t0 geschlossen und erst dann geöffnet, wenn W einen bestimmten Grenzwert Wgr erreicht hat, so ist die umgesetzte Energie in jeder Halbwelle gleich. Das Blockschaltbild in Fig. 3a ermöglicht diese Art der Steuerung.

Das erfindungsgemäße Verfahren wird im nachstehenden anhand der Zeichnung näher erläutert, wobei die Fig. 1a bis 2 den zuvor beschriebenen Stand der Technik darstellen. Es zeigt:

Fig. 1a ein Blockschaltbild zur Kompensation durch Dämpfung der störenden Frequenzen mittels Filter;

Fig. 1b den Betrieb eines Dimmers als Zweidraht gerät;

Fig. 2 ein Blockschaltbild zur Kompensation durch Netznulldurchgangsgewinnung mittels PLL;

Fig. 3a ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Anordnung, abhängig von U_St, jedoch unabhän gig von der Last;

Fig. 3b ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Anordnung für den Dimmbetrieb mit unter schiedlichen Lasten;

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Anordnung für den Dimmbetrieb mit automati scher Lastkompensation;

Fig. 5 ein Blockschaltbild nach Fig. 4, jedoch zum Betrieb an Gleichspannungsnetzen;

Fig. 6 ein Blockschaltbild nach Fig. 4, jedoch zum Betrieb sowohl an Gleich-, als auch an Wechselspannungsnetzen.

Zur Erläuterung des erfindungsgemäßen Verfahrens dienen die Blockschaltbilder in den Fig. 3a bis 6.

Die Netznulldurchgangserkennung erzeugt bei jedem Netznull durchgang einen Impuls, der das Flip-Flop B setzt und die Ladekapazität des Integrierers 10 entlädt. Der Ausgang des gesetzten Flip-Flops 8 steuert den Halbleiterschalter 4 durch und läßt den Laststrom fließen. Dieser durchfließt u. a. den Meßwiderstand 3, der ihn in proportionale Spannung umwandelt. Diese wird dem Quadrierer 9 zugeführt, dessen Ausgang den Integrierer 10 speist. Steigt dessen Ausgangs spannung über U_St, so kippt der Komparator 7 und setzt das Flip-Flop B zurück, das dann den Halbleiterschalter 4 sperrt. Dieser Zustand bleibt bis zum nächsten Netznull durchgang stabil. Durch dieses Schaltprinzip wird, wie gewünscht, die Energie am Leuchtmittel zwischen zwei Netz nulldurchgängen konstant gehalten. Diese ist proportional zur Steuerspannung U_St. Somit kann die Helligkeit des Leuchtmittels über U_St gesteuert werden. Diese Schaltung gemäß Fig. 3a erfüllt die gestellten Bedingungen zur Unter drückung rundsteuerbedingter Störungen, weist jedoch noch einen gravierenden Nachteil auf: Die je Halbwelle umgesetzte Energie und damit die mittlere Leistung ist abhängig von U_St, jedoch unabhängig von der Last. Ein sinnvoller Betrieb ist hier nur mit einer festen Last möglich.

Soll der Dimmvorgang mit unterschiedlichen Lasten funktio nieren, so kann dies im einfachsten Fall dadurch geschehen, daß die am Meßwiderstand 3 abfallende Spannung manuell durch einen variablen Verstärker 17 an den gewünschten Dimmbereich angepaßt wird, wie dies aus Fig. 3b ersichtlich ist. Der Verstärker 17 kann dabei sowohl Verstärkungen <=1 als auch <1 aufweisen. Mit Hilfe dieser Anordnung kann der Dimmbe reich auf den zulässigen Bereich justiert werden.

Soll der Dimmvorgang dagegen mit unterschiedlichen Lasten automatisch funktionieren, so ist es notwendig, eine Rege lung zu verwenden, bei der sich für gleiche Steuerspannun gen gleiche relative Leistungsverhältnisse an der Last ein stellen, das heißt, die Verhältnisse von an der Last umge setzter Leistung zu nomineller Leistung des Leuchtmittels sollten in einer festen Dimmstellung lastunabhängig sein. Eine solche Lösung ist in Fig. 4 als Blockschaltbild dar gestellt und wird wie folgt näher erläutert: Die Netznull durchgangserkennung 1 erzeugt bei jedem Netznulldurchgang einen Impuls. Dieser setzt das Flip-Flop 8 und entlädt die Integrationskondensatoren der Integrierer 10 und 12. Das gesetzte Flip-Flop 8 steuert den Halbleiterschalter 4 durch und ermöglicht einen Stromfluß durch die Last und den Meß widerstand 3, an dem ein zum Stromverlauf proportionaler Spannungsverlauf entsteht. Diese Spannung wird dem Inte grierer 12 und dem Dividierer 11 zugeführt. Die Ausgangs spannung des Integrierers wird zu einem um Δt gegen den Netznulldurchgang verzögerten Zeitpunkt von der Sample and-Hold-Stufe 13 übernommen und gepuffert einem gleitenden Mittelwertbilder 14 zugeführt, dessen Zeitkonstante wesent lich größer ist, als die Periodendauer T der Netzfrequenz. Die Impulsverzögerung des Nulldurchgangssignals erfolgt mit der Verzögerungsstufe 15. Die über dem Meßwiderstand 3 ab fallende Spannung wird nun im Dividierer 11 durch den oben beschriebenen Mittelwert dividiert. Dies führt zu der ge wünschten Lastkompensation. Entscheidend für die Funktion dieser Stufe sind dabei folgende Eigenschaften:

1) der integrierende Charakter der Strecke;
2) die Abtastung des Stromintegrals zu einem festen Zeitpunkt;
3) die Tatsache, daß die Verzögerungszeit Δt so ge wählt wird, daß zum Samplezeitpunkt ein Strom fluß garantiert ist.

Das so kompensierte Meßsignal wird dann dem Quadrierer 9 zugeführt, der den Integrierer 10 versorgt. Erreicht dessen Ausgangsspannung den Wert der Steuerspannung U_St, so setzt der Komparator 7 das Flip-Flop 8 zurück. Dieses sperrt den Halbleiterschalter 4 bis zum nächsten Netznulldurchgang.

Das zur Kompensation verwendete Mittelwertsignal könnte prinzipiell auch durch einfache Mittelwertbildung erzeugt werden. Dies führt jedoch zu Instabilitäten im oberen Dimm bereich, da der Mittelwert von der Dimmstellung abhängig ist. In der vorliegenden Schaltung wird dies dadurch ver mieden, daß eine Mittelwertbildung nur für den ersten Bereich des Stromflußwinkels durchgeführt wird, so daß eine Abhängigkeit des so ermittelten Mittelwertes nur noch durch den in Bezug zur Dimmstellung sich ändernden Lampen widerstand gegeben ist. Dies führt überdies zur Lineari sierung der Steuerkennlinie.

Wird in der Schaltung nach Fig. 4 die Netznulldurchgangs erkennung 1 durch einen freischwingenden Impulsgenerator 16 gemäß Fig. 5 ersetzt, so ist nach oben beschriebenem Ver fahren eine Abschnittssteuerung bei Versorgung mit Gleich spannung möglich. Die Periodendauer der Pakete wird dabei durch die Periodendauer des Impulsgenerators bestimmt.

Wird der freischwingende Oszillator gemäß Fig. 6 durch eine PLL 6 ersetzt, die beim Auftreten von Netznulldurchgängen auf Netzfrequenz einrastet, sonst auf fester Frequenz frei schwingt, so läßt diese Schaltung bei geeigneter Dimensio nierung den Betrieb an Wechsel- und Gleichspannungsnetzen zu, wobei das Gerät den Wechsel der Versorgungsart, z. B. Notstromversorgung, selbständig erkennt. Gegenüber dem ein gangs geschilderten Stand der Technik weist die Erfindung eine Reihe von Vorteilen auf, als da sind:

1) möglich ist eine vollständige Unterdrückung rundsteuerbedingter Störungen;
2) das Schaltungsprinzip funktioniert auch für andere Netzfrequenzen (z. B. 60 Hz) ohne große Veränderungen;
3) eine genaue Erkennung des Netznulldurchgangs ist zur vollständigen Kompensation nicht not wendig;
4) der Einsatz an Gleichspannungsnetzen ist möglich.

Claims

1. Verfahren zur Helligkeitssteuerung für Glühlampen und Schaltnetzteile mit einem über eine Steuerelektronik gesteuerten und in der Diagonalen eines Brückengleich richters liegenden elektronischen Halbleiterschalter, so angeordnet, daß der Brückengleichrichter in Serie mit der zu schaltenden Last am jeweiligen Netz liegt, der Halbleiterschalter bei Verwendung an Wechselspan nungsnetzen im Netznulldurchgang eingeschaltet wird und der oben genannte Halbleiterschalter durch die zugehörige Steuerelektronik so lange durchgesteuert wird, bis die Ausgangsspannung eines Integrierers einen vom Benutzer wählbaren Spannungswert überschreitet, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsspannung des Integrierers (10) einem Quadrierer (9) entstammt, der seinerseits mit einer Spannung versorgt wird, die zum durch den Halbleiterschalter (4) fließenden Strom pro portional ist, wobei der Integrierer in jedem Null durchgang der Netzspannung zurückgesetzt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Quadrierer (9) durch eine andere Baugruppe ersetzt wird, die eine quadratische Steuerkennlinie approxi miert.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an Stelle des Quadrierers (9) eine Überbrückung einge setzt wird.

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß an Stelle eines elektronischen Halbleiterschalters (4) plus zugehörigem Brückengleich richter zwei Halbleiterschalter in Antiserienschaltung zum Einsatz kommen und die dem Quadrierer zugeführte Spannung proportional zum Betrag des Laststroms ist.

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die verwendeten elektronischen Halbleiterschalter (4) selbstsperrende Feldeffekt transistoren sind.

6. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der verwendete elektronische Halb leiterschalter (4) ein IGBT ist.

7. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die verwendeten elektronischen Halbleiterschalter (4) IGBT′s mit antiparallel liegenden Dioden sind.

8. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die dem Quadrierer (9) zugeführte Spannung mit Hilfe eines von außen einstellbaren Ver stärkers (17) aus der Spannung gewonnen wird, die pro portional zum Laststrom ist, wobei die Verstärkung so wohl Werte <=1 als auch <1 annehmen kann.

9. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die dem Quadrierer (9) zugeführte Spannung durch Division der zum Betrag des durch die Last fließenden Stroms proportionalen Spannung durch eine Hilfsgröße entsteht, wobei die Hilfsgröße propor tional zu einem dem Laststrom entsprechenden gleitenden Gleichrichtmittelwert ist.

10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die zur Division herangezogene Hilfsgröße durch Tief paßfilterung einer Spannung entsteht, die sich als Ausgangsspannung einer Sample-and-Hold-Stufe (13) dar stellt, welche zu einem im Verhältnis zur Netznull stelle festen Zeitpunkt eine Spannung sampelt, die durch Integration derjenigen Spannung entsteht, die zum Betrag des Laststroms proportional ist, wobei die Integriererkapazität in der Netznullstelle entladen wird und die Grenzfrequenz des Tiefpasses (14) deut lich kleiner ist als die Netzfrequenz.

11. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Helligkeitssteuerung mit der zu steuernden Last an einem Gleichspannungsnetz be trieben wird und die Nullstellensignale künstlich mit Hilfe eines frei schwingenden Oszillators (16) erzeugt werden, dessen Grundfrequenz vorzugsweise 40 Hz oder mehr beträgt.

12. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Helligkeitssteuerung mit der zu steuernden Last an einem Gleich- oder Wechselspan nungsnetz betrieben wird und die Nullstellensignale mit Hilfe einer mit dem Netz verbundenen PLL (6) er zeugt werden, die so beschaffen ist, daß sie bei Wech selspannungsversorgung auf der Netzfrequenz einrastet und bei Gleichspannungsversorgung auf einer festen Frequenz, vorzugsweise <40 Hz schwingt.

13. Anordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß als Last Glühlampen oder Halogen lampen verwendet werden.

14. Anordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß als Last NV-Halogenlampen mit ent sprechenden Vorschaltgeräten verwendet werden.