CN1981425B - 用于调节电能传输的装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了用于调节供给照明负载的电能传输的装置和方法。从电能源接收电波。根据接收的波形振幅的平方生成积分值。电能被传输到负载，直到积分值超过阈值。然后，中止电能到负载的传输。

Description

用于调节电能传输的装置和方法

相关申请的引用

本申请请求对2004年6月10日提交的名称为“Apparatus andMethods for Regulating Delivery of Electrical Energy”的美国申请No.10/865083的优先权，该申请在这里被全文引入作为参考。

技术领域

本发明涉及用于调节供给负载的电能传输的装置和方法。更具体地，本发明涉及一种装置和方法，其通过对表示接收到的电波振幅的平方的信号进行积分来生成积分值并且使得电能被传输给负载直到积分值超过一定阈值。

背景技术

图1描述了典型的调光器电路10，其包括交流(AC)电源或电源12、调光器14和负载16。负载16可以是包含一个或多个灯的灯组，适用于连接于标准AC电源的火线端和零线端之间。灯组可包括一个或多个白炽灯和/或其他负载，如电子低压(ELV)负载或磁性低压(MLV)负载。

电源12向调光器14提供AC波形。调光器14调节来自电源12到负载16的电能传输。调光器可包括可控导电器件18和控制电路20。可控导电器件18可包括适于连接到电源12的输入端22、适于连接到负载16的输出端24和控制输入端26。控制电路20可具有连接到可控导电器件18的输入端22的输入端28和连接到可控导电器件18的控制输入端26的输出端30。

一种典型的AC相位控制调光器通过对AC波形的每个半周期的部分导通，对半周期的剩余部分不导通，来调节提供给负载16的能量大小。由于调光器14与负载16串联，因此，调光器14导通时间越长，传输给负载16的能量越多。当负载16是灯组时，传输给负载的能量越多，灯组的光强度级越大。在典型的调光情形中，用户可调节控制使得灯组的光强度级设置为期望光强度级。每个半周期的调光器导通的部分取决于选择的光强度级。

可控导电器件18可包括固态开关器件，其包括一个或多个三端双向可控硅开关元件，可以是半导体闸流管或类似的控制器件。现有灯的调光电路通常使用三端双向可控硅开关元件来控制通过负载的线路电流的导通，允许预定导通时间，并且控制供给灯的平均电力。一种用于控制平均电力的技术是正向相位控制。在正向相位控制中，例如包含三端双向可控硅开关元件的开关器件在每个AC线路电压半周期内的某点导通，并一直保持导通直到下一个电流过零点。正向相位控制通常用于控制供给可包括磁性照明变换器的电阻负载或电感负载的能量。

由于三端双向可控硅开关器件只能被选择性地导通，则电源-开关器件，比如场效应晶体管(FET)，MOSFET(金属氧化物半导体FET)或绝缘栅双极晶体管(IGBT)，可在选择关闭相位时被用于AC线路输入端的每个半周期。在反向相位控制中，开关在AC线路电压的电压过零点时导通，而在AC线路电流的每个半周期内的某点断开。过零点定义为在每个半周期开始时电压等于零的时间点。反向相位控制通常用于控制供给包括例如连接到低压灯的电子变换器的电容性负载的能量。

开关器件可具有连接到例如FET驱动电路的栅驱动电路的控制或“栅极”输入端26。栅极输入端上的控制输入端使得开关器件导通或非导通，其轮流控制供给负载的能量。FET驱动电路通常向开关器件提供控制输入以响应来自微控制器的指令信号。同时还提供FET防护电路。这样的电路是公知的，因此在这里不必要讲述。

微控制器可以是任意处理器件，如可编程序逻辑器件(PLD)，微处理器或专用集成电路(ASIC)。供给微控制器的电能可以由电源提供。还可以提供存储器，例如EEPROM。

向微控制器的输入可以接收自过零检测器。过零检测器确定来自AC电源12的AC波形的过零点。微控制器生成栅控信号以操作开关器件在相对于AC波形过零点的预定时间向负载16提供来自AC电源12的电压。过零检测器可以是现有过零检测器，因此不需要在这里讲述进一步细节。另外，关于AC波形的过零点的转换触发脉冲的时刻也是公知的，因此不需要进一步讲述。

图2A和2B描述现有技术的调光波形的示例。图2A中所示的是是单频AC波形，其在第一半周期T_H期间具有振幅曲线v₁(t)而在第二半周期T_H期间具有振幅曲线v₂(t)。每个半周期期间内的峰值振幅的绝对值为A。因此，传输给调光器的AC波形在两个半周期中是相同的。由于调光器对每个半周期T_H导电时间t_c相同，因此在第二半周期内传输给负载的能量大小与第一半周期内传输的能量大小相同。尽管这通常是可接受的，但是AC波形中的振幅变化可引起从一个半周期到另一个半周期的实际传输给负载的能量大小的波动(例如，光强度波动)。

图2B中所示的是单频AC波形，其在第一半周期T_H期间具有振幅曲线v₁(t)而在第二半周期T_H期间具有振幅曲线v₂(t)。其中，第一半周期内的峰值振幅的绝对值为A₁，而第二半周期内的峰值振幅的绝对值为A₂。如所示，第二半周期内的波形的峰值振幅绝对值A₂不同于(如，低于)第一半周期内的峰值振幅的绝对值A₁。由于调光器对每个半周期导电时间t_c相同，因此在第二半周期内传输给负载的能量大小不同于(如，少于)在第一半周期内传输给负载的能量大小。因此，给定恒定的调光器导电时间t_c，在每个半周期T_H内，传输给负载的均方根电压将随着AC波形振幅的变化而变化。

在某些装置中，如旅游客轮或例如其它这样的海上船只，其它负载可由与驱动照明的电源相同的电源来驱动。例如，船只引擎可由与驱动船只照明的电源相同的电源来驱动。由于能量传输给引擎，则传输给照明的电压波形经常被破坏。有时，波形在一个半周期和下一个半周期之间变化很大。

在这样一个装置中，如果通过在每个半周期向以固定时间将电能传输给照明来调节照明，则波形的变化会导致每个半周期传输给负载的能量大小的变化。因此，灯光闪烁。这样的状态是不期望得到的。

因此，期望看到的是，不管AC波形的振幅从一个半周期到另一半周期发生变化，装置和方法都可以用来对每个半周期传输大致的相同的能量。

发明内容

本发明提供用于调节供给负载的电能传输的装置和方法。根据本发明，电能被传输给负载，直到已经确定阈值量大小的能量已经被传输。一旦已经确定阈值量大小的能量已经被传输给负载，则电能传输中止。

本发明可包含于硬件、软件、或硬件和软件的组合中。根据本发明的调光器可包括可控导电器件和控制电路。可控导电器件可包括适于连接到电能源的输入端，适于连接到负载的输出端，和控制输入端。控制电路可具有连接到可控导电器件输入端的输入端和连接到可控导电器件的输出端。

根据本发明的控制电路的示例实施例可包括整流器、第一比较器、锯齿波发生器、积分器、第二比较器和驱动电路。整流器生成整流波形，其具有表示交流波形的振幅的绝对值的振幅。第一比较器接收整流波形和锯齿波形，并且根据整流波形和锯齿波形的比较来输出电压方波脉冲序列。积分器根据电压方波脉冲序列生成积分信号。积分信号表示交流波形的平方积分。第二比较器根据积分信号和阈值的比较输出控制信号。驱动电路根据控制信号调节供给负载的电能传输。如果积分信号的振幅超过阈值，则驱动电路中止电能的传输。

根据本发明的一个方面，提供一种用于调节从电能源到照明负载的电能传输的调光器，所述调光器包括：

可控导电器件，其包括适于连接到电能源的输入端，适于连接到负载的输出端，和控制输入端；以及

控制电路，其具有连接到可控导电器件的输入端或输出端的输入端，和连接到可控导电器件的控制输入端的输出端，

其中，控制电路操作用于

以一采样速率来对传输电能的波形进行采样以生成一采样波形，所述采样速率被选择为使得人眼不能辨别出由于该采样速率所导致的照明负载的光波动；

通过对表示所述采样波形的平方的信号进行积分生成积分值；

判定所述积分值是否已超过一阈值；以及

使得电能被传输给负载，直到已确定所述积分值已超过所述阈值。

根据另一方面，提供一种用于调节从电能源到照明负载的电能传输的调光器，所述调光器包括：

可控导电器件，其包括适于连接到电能源的输入端，适于连接到负载的输出端，和控制输入端；以及

控制电路，其具有连接到可控导电器件的输入端或输出端的输入端，和连接到可控导电器件的控制输入端的输出端，

其中，控制电路操作用于

接收传输电能的波形；

对表示所述传输电能的波形的振幅的平方的脉冲波形进行积分，以生成积分值；

确定所述积分值是否已超过一阈值；以及

使得电能被传输至所述负载，直至已确定所述积分值已超过所述阈值。

根据另一方面，提供一种用于调节从电能源到照明负载的电能传输的调光器，所述调光器包括：

可控导电器件，其包括适于连接到电能源的输入端，适于连接到负载的输出端，和控制输入端；以及

控制电路，其具有连接到可控导电器件的输入端或输出端的输入端，和连接到可控导电器件的控制输入端的输出端；

其中控制电路包括：

生成锯齿波形的锯齿波发生器；

第一比较器，其接收具有表示所述传输电能的波形的振幅的绝对值的振幅的绝对值波形和锯齿波形，并且根据绝对值波形和锯齿波的比较输出电压方波脉冲序列；

积分器，其接收电压方波脉冲序列并且根据该电压方波脉冲序列生成积分信号；

第二比较器，其接收积分信号，并且根据积分信号和阈值的比较来输出控制信号；以及

其中可控导电器件响应控制信号来调节供给负载的电能传输。

根据另一方面，提供一种用于调节对于照明负载的电能传输的调光器，所述调光器包括：

可控导电器件，其调节供给照明负载的电能传输；

整流器，其生成一整流波形，所述整流波形具有基于已接收的交流波形的振幅的绝对值的振幅；以及

微控制器，被编程为以一采样速率对整流波形进行周期性地采样以获得多个采样值，所述采样速率被选择为使得人眼不能辨别出由于该采样速率所导致的照明负载的光波动，所述微控制器还被编程为对所述各采样值求平方以获得多个平方采样值，对所述各平方采样值进行积分以获得积分值，将所述积分值与表示被传输给所述负载的能量的大小的一阈值做比较从而来判定是否已经将阈值量大小的电能传输给所述负载，以及使得可控导电器件基于该判定来调节对所述负载的电能传输。

根据另一方面，提供一种用于调节对于照明负载的电能传输的方法，该方法包括：

以一采样速率来对传输电能的波形进行采样以生成一采样波形，所述采样速率被选择为使得人眼不能辨别出由于该采样速率所导致的照明负载的光波动；

生成表示所述采样波形的平方的积分的积分值；

从所述积分值判定是否已将阈值量大小的电能传输给负载；以及

使得电能被传输给负载，至少直到确定所述阈值量大小的能量已被传输给负载。

根据另一方面，提供一种用于调节对于照明负载的电能传输的方法，该方法包括：

接收传输电能的波形；

通过对表示已接收传输电能的波形的振幅的平方的脉冲波形进行积分，来生成积分值，该积分值表示已接收的传输电能的波形的振幅的平方的积分；

从该积分值判定是否已将阈值量大小的电能传输给负载；以及

使得电能被传输给负载，至少直到确定所述阈值量大小的能量已被传输给负载。

另外，提供一种用于调节对于照明负载的电能传输的方法，该方法包括：

以一采样速率来对传输电能的波形进行采样以生成一采样波形，所述采样速率被选择为使得人眼不能辨别出由于该采样速率所导致的照明负载的光波动；

通过对表示所述采样波形的的平方的信号进行积分以生成积分值；

判定所述积分值是否已超过阈值；

使得电能被传输给负载，直到已确定所述积分值已超过所述阈值；以及

根据积分电压已超过阈值的判定，使得中止供给负载的电能传输。

另外，提供一种用于调节对照明负载供给电能传输的方法，该方法包括：

检测交流波形的过零点；

以一采样速率来对传输电能的波形进行采样以生成一采样波形，所述采样速率被选择为使得人眼不能辨别出由于该采样速率所导致的照明负载的光波动；

通过对表示所述采样波形的平方的波形进行从过零点开始的时间量的积分来生成积分值；

使得电能在该时间量内被传输给负载；以及

然后使得中止供给负载的电能传输，

其中，定义该时间量使得自从过零点的检测的传输给负载的电能大小对应于一阈值。

另外，提供一种用于调节对于照明负载的电能传输的方法，该方法包括：

以一采样速率来对传输电能的波形进行采样以生成一采样波形，所述采样速率被选择为使得人眼不能辨别出由于该采样速率所导致的照明负载的光波动；

对所述采样波形求平方，以形成平方振幅波形；

通过对平方振幅波形进行一段时间量的积分来生成积分值；

从积分值判定阈值量大小的能量是否已被传输给负载；以及

使得电能传输给负载，至少直到确定阈值量大小的能量已被传输给负载。

另外，提供一种用于估计由交流波形传输至照明负载的能量的方法，该方法包括：

接收交流波形；

从交流波形生成整流波形；

根据整流波形和锯齿波形的比较生成电压方波脉冲序列，所述电压方波脉冲序列表示交流波形振幅的平方；

对电压方波脉冲序列进行一段时间量的积分，以生成表示由交流波形在该段时间量上传输给照明负载的能量的积分信号；

判断积分信号值是否已经超过阈值；

使得电能传输给负载；以及

在确定积分信号值超过阈值后，中止向负载输出电能。

附图说明

图1描述了典型的调光器电路。

图2A和2B描述现有技术的调光波形的示例。

图3描述了根据本发明的用于调节供给负载的电能传输的方法。

图4是根据本发明的用于调节供给负载的电能传输的装置的示例实施例的功能框图。

图5A-I描述了图4的功能框图中的多个点处的波形。

图6示出了整流电压波形和锯齿波形的比较。

图7描述了根据本发明的示例的调光波形。

图8A-E描述了用于实施图4的功能框图的示例原理图。

图9是根据本发明的第二实施例的用于调节供给负载的电能传输的系统的功能框图。

图10是根据本发明的第三实施例的用于调节供给负载的电能传输的系统的功能框图。

图11示出了根据本发明的第三实施例的用于调节传输给负载的电能的算法。

具体实施方式

通常，在输入AC波形的半周期内传输给照明负载的能量为：

$E={\∫}_0^{T_H}\frac{v^2\left(t\right)}{r\left(t\right)}\mathrm{dt},---\left(1\right)$

其中v(t)是作为时间函数的输入端波形的电压，r(t)是作为时间函数的负载的电阻，t＝0被定义为半周期开始时输入端波形的过零点，以及T_H是输入端波形的半周期时间。

在AC波形的半周期内传输给调光负载的能量为：

$E={\∫}_0^{t_1}\frac{v^2\left(t\right)}{r\left(t\right)}\mathrm{dt},---\left(2\right)$

其中t₁是在半周期内(从过零点测量)电能从输入端波形传输给负载的时间。

在示例中，其中负载是照明设备负载(例如，包括一个或多个灯的灯组)，负载的阻抗在稳态(即，灯丝已被加热到稳态温度之后)时可被认为是常数。因此传输给负载的能量，变成：

$E=\frac{1}{R}{\∫}_0^{t_1}{v}^2\left(t\right)\mathrm{dt}.---\left(3\right)$

因此，v²(t)的积分表示传输给负载的能量，而R是常数。考虑相同的示例，其中负载是照明设备负载，在半周期内传输给负载的平均功率是：

$\stackrel{\‾}{P}=\frac{E}{T_H}=\frac{1}{R\·T_H}{\∫}_0^{t_1}{v}^2\left(t\right)\mathrm{dt}.---\left(4\right)$

因此，v²(t)的积分还表示传输给负载的平均功率，而R和T_H是常数。

根据本发明，可通过对v²(t)进行时间积分和将积分值与阈值比较来调节传输给负载的能量大小。可选择阈值使得当期望的能量大小已经传输给负载时，v²(t)的积分达到阈值。

图3描述了根据本发明的用于调节供给负载的电能传输的方法。在26，处理流程的输入是未调节的AC波形。在28，对输入端波形按比例缩小并且进行全波整流。在30，生成输入端波形的平方表示，其中表示可以简单地是输入端波形的平方。在32，生成输入端波形的平方积分表示，其中该表示可以简单地通过对输入端波形的平方进行积分计算而得。32的结果是在当前半周期中目前为止传输给负载的能量表示，并且在34将其与对应于的负载的期望强度级的阈值电平相比。在36，根据阈值和积分结果之间的比较，驱动电源开关器件。也就是说，能量被传输给负载直到积分结果达到阈值。在达到阈值之后，对于该半周期的能量传输中止。该处理流程在38完成，并对于每个半周期重复。

这样的方法可执行于硬件、软件或硬件和软件的组合中。这样的系统可与电子调光器结合使用。一个或多个电路可用于执行所述功能。本发明的方法可作为一个或多个微处理器中的一个或多个计算机程序来实现。

图4是根据本发明的用于调节传输给负载的电能的系统100的示例实施例的功能框图。图5A-I描述了图4的功能框图中的多个点处的波形。

输入AC波形205被提供给全波整流器110。为简单说明起见，输入AC波形205可表示为如图5A所示的具有恒定频率f和电压振幅v(t)的正弦波。正弦波的半周期T_H为1/2f。过零点Z发生在每个半周期的开始和结束。

全波整流器110输出图5B所示的整流电压波形215。整流电压波形215具有周期T_R和振幅v_r(t)，其中周期T_R等于输入AC波形205的半周期T_H，振幅v_r(t)等于输入端信号205的电压振幅v(t)的绝对值或：

v_r(t)＝|v(t)|.    (5)

全波整流器110的输出(整流电压波形215)被提供给脉冲波形发生器130。

锯齿波发生器120提供锯齿波形225(如图5C中所示)给脉冲波形发生器130。如果整流电压波形215的振幅v_r(t)大于锯齿波形225的振幅，那么脉冲波形发生器130输出具有整流电压波形215的振幅的信号。如果整流电压波形215的振幅v_r(t)小于锯齿波形225的振幅，那么脉冲波形发生器130输出具有相对低(逻辑零)振幅的信号。因此，脉冲波形发生器130生成脉冲波形235(如图5D所示)，其具有脉冲占空比D(t)，并像整流电压信号215的振幅那样变化。也就是说，随着整流电压信号215的振幅v_r(t)的增加，脉冲波形发生器130的脉冲输出变得更宽(在时域中)并且振幅(电压)变得更大。

脉冲波形235的脉冲占空比D(t)和整流电压波形215的振幅v_r(t)之间的关系是这样的：

D(t)＝α·v_r(t)，    (6)

其中α是常数。参考图6，公式(6)是通过分析锯齿波形225的一个周期获得。已公知地，信号的脉冲占空比等于信号为“高”的时间除以信号的周期，即：

D(t)＝t_ON/T，    (6a)

其中t_ON是脉冲波形发生器130的输出为“高”(即脉冲波形235的脉冲宽度)的时间，而T是锯齿波形225的周期。由于脉冲波形发生器130的操作，脉冲波形235为“高”的时间通过整流电压波形215和锯齿波形225的交点来确定，即，

t_ON＝t₁-t₀，    (6b)

其中t₀是锯齿波形当前周期的开始时间，而t₁是整流波形与锯齿波形相交的时间。因此脉冲波形235的脉冲占空比是：

D(t₁)＝(t₁-t₀)/T，    (6c)

因为时间t₁对于锯齿波形235的每个周期是变化的，因此脉冲波形235的脉冲占空比与时间相关。锯齿波形225的上升部分可表示为线V_st(t)，即：

V_st(t)＝(A_ST/T)·(t-t₀)，    (6d)

其中A_ST是锯齿波形225的峰值电压。在整流波形215和锯齿波形225的交点，对于V_st(t)的公式在时刻t₁被设为与v_r(t)相等，即：

v_r(t₁)＝V_st(t₁)＝(A_ST/T)·(t₁-t₀)＝A_ST·(t₁-t₀)/T＝A_ST·D(t₁).(6e)

从公式(6e)，可看出脉冲占空比D(t)与整流电压波形215的振幅v_r(t)成比例，即：

D(t₁)＝v_r(t₁)/A_ST    (6f)

因此，

D(t)＝α·v_r(t)      (6g)

其中α＝1/A_ST，从上面得到公式(6)。

方波的平均电压等于该信号的脉冲占空比乘以电压振幅，即：

V_avg＝D(t)·v_r(t)    (7)

由于锯齿波形225的频率比整流电压波形215的频率大得多，因此脉冲波形235的每个脉冲的周期相比整流电压波形215的周期非常小。由于脉冲波形235的脉冲具有非常短的脉冲宽度，则可以认为每个脉冲的开始和结束之间的幅值变化非常小，并且脉冲波形235可被作为方波处理。因此上述的公式(7)对于脉冲波形发生器130的输出成立。

结合公式(5)、(6)和(7)，可以看出：

V_pw＝α·v²(t)，    (8)

其中V_pw是脉冲波形235的平均电压。可以理解脉冲波形235表示输入AC波形205的振幅的平方。因此脉冲波形235曲线下的区域与输入AC波形205的振幅v(t)的平方的曲线下的区域成比例。

积分器140接收脉冲波形235以及过零脉冲波形240(如图5F所示)。过零脉冲波形240是通过微控制器160响应由过零检测器137生成的过零方波238(如图5E所示)所生成的。过零脉冲波形240是一系列脉冲，其可被积分器140用于在每个半周期开始时重置积分处理流程。过零脉冲波形240具有两倍于输入AC波形205的频率的频率(例如，120Hz)。过零脉冲波形240的每个脉冲对应于输入AC波形205的过零点。

由过零检测器137生成的过零方波238具有前沿(上升沿)238A，其对应于输入AC波形205的第一过零点(从负半周期到正半周期)；后沿(下降沿)238B对应于下一个过零点(从正半周期到负半周期)；下一个前沿238C对应于下一个过零点，等等。过零方波238具有近似等于输入AC波形205的频率的频率(例如，60Hz)和大约50％的脉冲占空比。微处理器160被配置用于检测过零方波238的前沿和后沿，并且生成过零脉冲波形240作为响应。注意，由于过零检测器137内在的时间延迟，过零方波238的前沿和后沿从输入AC波形205真正的过零时刻被稍微延迟一段时间T_delay。微控制器160将补偿这个延迟，并生成具有发生在输入AC波形205的真正的过零时刻的脉冲的过零脉冲波形240。

过零检测器137使用标题均为“Phase controlled dimming systemwith active filter for preventing flickering and undesired intensitychanges”的美国专利No.6091205和No.6380692中讲述的技术，来提供对输入AC波形205的过零点Z的精确的和可靠的检测。过零检测器137具有用于从输入AC波形205恢复AC基波的有源滤波器，并且提供该AC基波的过零指示。被恢复的AC基波基本上无噪音或失真，并且没有频率分量大于至少二次谐波，而且可以出现在AC线路电压波形上，否则可导致有缺陷的或不正确的过零检测。

积分器140计算作为时间函数的脉冲波形235的曲线下的区域。换句话说，积分器140对脉冲波形235的振幅(即a·v²(t))进行时间t上的积分，从t＝0到t＝T_H，其中在过零点t＝0，而T_H是输入AC波形205的半周期时间。积分波形245(积分器140的输出)如图5G所示。积分器140根据来自微控制器160的过零脉冲波形240来对自身进行重置，如上所述。

为了提高积分的准确度，锯齿波形225的振幅可以大于输入AC波形205的最大期望振幅，并且锯齿波形215的频率比输入AC波形205的频率高很多，以消除积分器输出中的任何引起注意的抖动。而且，由于公知的，人眼不容易辨别小于大约20μsec的光波动，则最好锯齿波的周期小于大约20μsec(即，锯齿波的频率超过50kHz)。以这种方法，在阈值量大小的能量被传输给负载的20μsec之内达到阈值。

在示例实施例中，其中输入AC波形205的频率期望是50或60Hz，锯齿波形225的频率可以是大约80-110kHz。在示例实施例中，其中输入AC波形205的振幅在被接入电压调节电路之前，期望是从大约120V降低到大约4-5V，锯齿波形225的振幅可以是大约6V。

使用加法器142，小量DC偏移电压144被添加到积分器140的输出端，以生成偏移积分波形248(如图5H所示)。偏移积分波形248然后被提供给比较器150。小量DC偏移电压144将积分波形245提升偏离零，这样能避免当积分波形245的振幅较低时发生在比较器150的误差。

比较器150将加法器142输出的偏移积分信号248的电平与预先选定的阈值电平D(如图5H所示)做比较，该阈值电平指示何时停止向负载传输电能。预先选定的阈值电平D是通过阈值发生器147根据微控制器160提供的脉宽调制(PWM)信号的脉冲占空比来生成的。应该注意到，预先选定的阈值电平D可以由电位计或其它不依赖于微控制器160的装置来代替设置。预先选定的阈值电平D可表示为百分比，并且可基于与负载相关的期望强度级。电能被传输给负载直到确定偏移积分波形248的振幅达到阈值D(即，阈值量大小的能量已经被传输给负载)。当偏移积分波形248的振幅达到阈值D时，则中止供给负载的电能传输。例如，如果负载是灯组，并且用户打算将灯组的期望光强度级设置为50％，那么预先选定的阈值将被设置为导致在每个半周期内将由输入AC波形205提供的能量的50％传输给负载的值。也就是说，阈值D可以表示为使灯组以期望光强度级照亮所需的能量大小。

如图5B所示，AC波形的两个半周期均有相同的振幅曲线。因此，对于每个半周期，如图5H所示，从半周期开始时的过零点经过相同的时间之后达到阈值D。因此，在具有如图5B所示的波形的调光系统中，在每个半周期导通相同时间的调光器在每个半周期传输几乎相同数量的电能。相反地，在根据本发明的调光系统中，将在这样波形的每个半周期中的几乎相同的时间之后达到阈值D。

图7描述了根据本发明的调光波形的示例，其中调光波形260的振幅曲线从一个半周期到另一个半周期发生变化。可控导电器件18接收输入AC波形205，并且输出调光波形260。关于波形260，实线表示真正传输给调光负载16的能量电平，而点线表示不传输给负载的输入AC波形205部分。

在第一半周期内，调光波形260具有电压振幅v_I(t)，并且电流将持续t_I时间传输给负载。注意，电流在第一半周期内传输直到偏移积分波形264的振幅超过阈值电平D。然后，电流断开，而且电流传输中止。

在第二半周期内，波形260具有电压振幅v_II(t)，其相比第一半周期内的波形的振幅v_I(t)更低。因此，在第二半周期内，电流传输给负载所用的时间t_II比t_I长。然而，对于两个半周期，传输给负载的能量大小是相同的。再次注意，电流在第二半周期内传输，直到积分波形264的振幅超过阈值电平D。然后，电流断开，而且电流传输中止。

如图1所示，控制电路20的输入端28连接到可控导电器件18的输入端22，并且接收输入AC波形205。通过这样的结构，可在如图7中的偏移积分波形264所示的每个半周期的整个长度上进行积分。然而，由于当偏移积分波形264的振幅超过阈值电平D时电流断开，并且在下一个过零点Z之前电流不通过可控导电器件18，因此，不需要在这个“断开”时间(例如图7中的t_I和Z之间的时间)内执行积分。因此，控制电路20的输入端28可以交替地连接到可控导电器件18的输出端24以达到相同的效果。

可以理解已经讲述单频正弦波作为简单例证。根据本发明，v²(t)的积分通过推迟或提早达到阈值反映了输入AC波形的振幅的波动，这取决于振幅波动导致的净能是否分别增加或减少。

再次参考图4和图5A-I，比较器150输出具有表示偏移积分信号248与阈值D的比较的振幅的控制信号255(图5I中所示)。例如，比较器150可以配置为如果积分器输出的信号电平低于阈值，控制信号255是较低的电压信号，而积分器输出的信号电平超过阈值时，则是较高的电压信号。

微控制器160接收比较器150输出的控制信号255，并且只要控制信号255为低时，驱动使得电能传输给负载的开关器件170。当控制信号255为高时，微控制器160不使电能传输给负载。因此，只要偏移积分信号248低于阈值D，则电能被传输给负载。换句话说，电能被传输给负载直到确定在半周期内阈值量大小的能量已经被传输给负载。因此，在每个半周期，传输给负载的能量大小大致是相同的。即使所述实施例中的微控制器160用于控制开关器件170的操作，但其它控制电路在这里也可被使用来驱动开关器件170。

当然可以理解，如果输入AC波形205在给定半周期内不提供足够能量来向负载传输阈值量大小的能量，那么微控制器160不会中止在该半周期内向负载传输能量，因此在这个半周期内，低于阈值量大小的能量被传输给负载。

图8A-E描述了图4的功能框图的示例实施例的示意图。微控制器160可与图8A-E的电路进行接口，并向开关器件170提供控制传输给负载的电流大小的驱动信号。

图8A示出全波整流器110的示例实施例。输入端波形205在火线端(HOT)和零线端(NEUTRAL)提供。整个示意图的电路公共端可参见火线端。在以后各级中使用电阻器R101、R102和R103可以使输入端波形205按比例缩小到用于集成电路(IC)可接受的程度(优选为4.7伏峰值)。为达到这样的程度，电阻器R101和R102可以是220kΩ电阻器，而电阻器R103可以是12.4kΩ电阻器。该经比例变换的信号可送入包括例如是LM224DT的运算放大器(“op amp”)U4:A的电压跟随器，以提供线路电压输入AC波形205和电路的其它部分之间的缓冲器。可使用有源全波整流器对电压跟随器的输出进行整流，该有源全波整流器包括运算放大器U4:B和U4:C、两个二极管U11，如BAV70，以及可以为100kΩ电阻器的电阻器R28和R29。全波整流器110的输出(在节点A处)是整流电压波形215(图5A中)。可以为0.1μF电容器的电容器C13和C14用于提供保护，防止来自可为±12V电源的电源P1和P2的不期望的噪声。

图8B示出锯齿波发生器120的示例实施例。可以为MC1455B的555定时器U5生成具有大约105kHz频率和脉冲占空比为95％的方波。该方波的频率和脉冲占空比均通过分别为680Ω和12.4kΩ的电阻器R40和R41，以及1000pF的电容器C19来设置。555定时器U5的输出端由可以为MC74AC14的反相器U7:F进行反相，以获得具有相同频率和5％脉冲占空比的方波。通过可以为12V电源的电源P4，使用可以为2N3906的晶体管Q3、3.9kΩ电阻器R20、3.3V齐纳二极管Z1和220kΩ电阻器R22，来提供恒流源，以对电容器C8以恒定dv/dt速率(大约为667kV/sec)进行充电。反相方波每隔9.6μsec触发可以为MPSA06的晶体管Q2的基极。当晶体管Q2的基极为高时，电流从晶体管Q2的集电极流向放射极，使可以为1000pF电容器的电容器C8放电。对C8的恒定dv/dt充电和触发放电的组合生成节点B处的锯齿波形225(图5C中)。锯齿波形225可具有大约6.4伏的振幅。可以为0.1μF电容器的电容器C22用于提供保护，预防来自可为5V电源的电源P3的不期望的噪声。

图8C示出脉冲波形发生器130的示例实施例。全波整流器110的输出被提供到可以为LM2903D的比较器U2:A的正输入端。锯齿波发生器120的输出被提供到比较器U2:A的负输入端。当整流电压波形215的输出小于锯齿波形225的输出时，然后比较器U2:A输出“低”信号(逻辑零)。当整流电压波形215的输出大于锯齿波形225的输出时，然后比较器U2:A输出“高”信号，其可以通过可以为4.75kΩ的电阻器R19被上拉到整流电压波形215的振幅。因此，比较器U2:A可在节点C生成脉冲波形235(如图5D所示)，其具有跟随整流电压波形215的峰值振幅的峰值振幅以及随整流电压信号215的振幅变化的脉冲占空比D(t)。也就是说，随着整流电压波形215的振幅V_R(t)的增加，脉冲波形发生器130生成的脉冲变得更宽(在时域中)和振幅(电压)变得更大。脉冲波形发生器130的输出表示输入AC波形205的振幅的平方。可以为0.1μF电容器的电容器C4用于防止来自可为12V电源的电源P4的不期望的噪声。

图8D示出积分器140的示例实施例。脉冲波形被提供给运算放大器积分器(包括LM224DT运算放大器U1:A、150kΩ电阻器R10和0.1μF电容器C2)，这样：

$V_{\mathrm{out}}\left(t\right)=\frac{-1}{R_2{C}_2}\∫V^{-}\left(t\right)\mathrm{dt},---\left(9\right)$

其中V_out(t)是运算放大器U1:A的输入端的电压，而V^-(t)是运算放大器U1:A反相输入端的电压，而且实际上是在节点C处的脉冲波形235。由于公式(9)的增益为负，则运算放大器积分器的输出被送到反相放大器级(包括LM224DT运算放大器U1:D、10kΩ电阻器R6和47kΩ电阻器R8)。反相放大器级的输出端的信号为正，并且具有比运算放大器积分器的输出更大的振幅。为了在每个半周期重置积分器140，节点ZERO_X RST(或过零重置)提供过零脉冲波形240(如图5F所示)。当LM2903D比较器U3:B的负输入端上升高于通过100kΩ电阻器R21和10kΩ电阻器R24设置的电压阈值时，则比较器的输出变为“低”。这使得2N3906晶体管Q3导通，因此使0.1μF电容器C2放电，并且重置运算放大器积分器的积分处理流程。积分器140的输出(在节点D处)是积分波形245(图5F中)。

图8E示出阈值发生器147、DC电压偏移144、加法器142和比较器150的示例实施例。节点THRESHOLD提供来自微控制器160的脉宽调制(PWM)信号。PWM信号的脉冲占空比由微控制器160控制。PWM信号通过使用三级低通滤波器(包括10kΩ电阻器R31、R36和R37，以及0.022μF电容器C15、C16和C17)来过滤，其提供可以通过改变PWM信号的脉冲占空比来改变的DC(直流)电压电平。LM224DT运算放大器U4:D的正输入端处的过滤电压由非反相放大器(包括LM224DT运算放大器U4:D，以及22kΩ电阻器R33和R34)放大，因而提供如图5G所示的阈值D。

小量DC电压偏移是由LM224DT运算放大器U1:C、100kΩ电阻器R1和2.2kΩ电阻器R2生成的。使用LM224DT运算放大器U1:B，以及100kΩ电阻器R4和R5将小量DC电压偏移添加到积分波形245，以生成偏移积分波形248(如图5G所示)。使用LM2903D比较器U2:B将偏移积分波形248与阈值D做比较，这样比较器U2:B的输出在偏移积分波形248大于阈值D时变为“高”，从而生成控制信号255(图5H中)。控制信号255被提供给在节点MICRO_DRIVE处的微控制器。微控制器160可使用控制信号255以确定何时关闭控制传输给负载的电流量的开关器件170。

图9是根据本发明的第二实施例的用于调节供给负载的电能传输的系统300的功能框图。第二实施例可包括乘法器集成电路(IC)330，比如由Analog Devices，Inc制造的四象限模拟乘法器(零件号码AD633)。整流波形215可以被提供给乘法器IC 330的两个正信号输入端中的每个，以生成整流电压波形215的平方。然后整流电压波形215的平方被提供给积分器140的输入端。图9的其他框图如上所述操作。

可替换地，输入信号可被直接提供给微控制器。使用公知的技术，可对输入信号进行预处理以保证信号对于微控制器是可接受的。然后微控制器可被编程来求得波形的平方，并执行上述的其他功能。

图10是根据本发明的第三实施例的用于调节供给负载的电能传输的系统400的功能框图。在第三实施例中，用于调节供给负载的电能传输的方法的大多数步骤都由微控制器410中的软件来执行。微控制器410简单地接收整流波形215并且从过零检测器137接收过零方波238，并输出驱动信号以控制开关器件170。

图11表示根据本发明的第三实施例的在微处理器410中运行的用于调节传输给负载的电能的算法420。算法420在422开始。在步骤424，微控制器输出信号以开启开关器件170，并且对累加器(在算法期间使用)清零。在426将整流电压波形215输入到微控制器，并在428对其采样。在430对采样值求平方，并将其加到累加器432。在434，将累加器值与阈值作比较，阈值表示要传输给负载的能量大小。在436，如果累加器值没超过阈值，则算法在428记录整流电压波形215的另一采样。优选地，每隔10μsec进行采样。如果在436累加器值超过阈值，则然后在438微控制器输出信号以关闭开关器件170。在442，微控制器等待下一次由440提供的过零检测。在444，如果没有检测出下一次过零，则微控制器继续在442等待。否则，微控制器重复在424处开启开关器件170和对累加器清零开始的处理流程。

因此，已经讲述了用于调节供给负载的电能传输的装置和方法。对于本领域的普通技术人员来说，这些装置和方法，以及他们对电子调光器设计的申请的其他修改是显而易见的，并且包含在由附加权利要求的范围所限定的本发明范围之内。

Claims (36)

1.一种用于调节从电能源到照明负载的电能传输的调光器，所述调光器包括：

可控导电器件，其包括适于连接到电能源的输入端，适于连接到负载的输出端，和控制输入端；以及

控制电路，其具有连接到可控导电器件的输入端或输出端的输入端，和连接到可控导电器件的控制输入端的输出端；

其中控制电路包括：

生成锯齿波形的锯齿波发生器；

第一比较器，其接收绝对值波形和锯齿波形并且根据绝对值波形和锯齿波形的比较输出电压方波脉冲序列，其中所述绝对值波形具有振幅，该振幅表示交流波形的振幅的绝对值；

积分器，其接收电压方波脉冲序列并且根据该电压方波脉冲序列生成积分信号；

第二比较器，其接收积分信号，并且根据积分信号和阈值的比较来输出控制信号；以及

其中可控导电器件响应控制信号来调节供给负载的电能传输。

2.根据权利要求1所述的调光器，其中积分器接收具有对应于输入交流波形的过零点的频率的脉冲波形，并且根据电压方波脉冲序列和所述脉冲波形来生成积分信号。

3.根据权利要求1所述的调光器，其中积分信号具有振幅，并且其中控制信号包括在积分信号的振幅低于阈值时的第一状态和积分信号的振幅超过阈值时的第二状态。

4.根据权利要求3所述的调光器，其中控制电路进一步包括驱动电路，其具有连接到第二比较器的输出端的输入端和连接到可控导电器件的控制输入端的输出端，而且其中驱动电路响应第一状态而使得电能向负载传输，并且响应第二状态而中止电能传输。

5.根据权利要求1所述的调光器，进一步包括接收交流波形并且生成绝对值波形的整流器。

6.一种用于调节对于照明负载的电能传输的调光器，所述调光器包括：

可控导电器件，其调节供给照明负载的电能传输；

整流器，其生成一整流波形，所述整流波形具有基于已接收的交流波形的振幅的绝对值的振幅；以及

微控制器，被编程为以一采样速率对整流波形进行周期性地采样以获得多个采样值，所述采样速率被选择为使得人眼不能辨别出由于该采样速率所导致的照明负载的光波动，所述微控制器还被编程为对所述各采样值求平方以获得多个平方采样值，对所述各平方采样值进行积分以获得积分值，将所述积分值与表示被传输给所述负载的能量的大小的一阈值做比较从而来判定是否已经将阈值量大小的电能传输给所述负载，以及使得可控导电器件基于该判定来调节对所述负载的电能传输。

7.根据权利要求6所述的调光器，进一步包括：

过零检测器，其向微控制器提供过零信号，所述过零信号识别交流波形的过零点，

其中，微控制器使得可控导电器件开始在过零点将电能传输给负载。

8.根据权利要求6所述的调光器，其中微控制器累加所述平方采样值以获得所述积分值。

9.根据权利要求8所述的调光器，其中，如果所述积分值超过阈值，则微控制器输出信号，该信号使得可控导电器件中止供给负载的电能传输。

10.一种用于调节对于照明负载的电能传输的方法，该方法包括：

以一采样速率来对交流波形进行采样以生成一采样波形，所述采样速率被选择为使得人眼不能辨别出由于该采样速率所导致的照明负载的光波动；

生成表示所述采样波形的平方的积分的积分值；

从所述积分值判定是否已将阈值量大小的电能传输给负载；以及

使得电能被传输给负载，至少直到确定所述阈值量大小的能量已被传输给负载。

11.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：

根据阈值量大小的能量已被传输给负载的判定来中止供给负载的电能传输。

12.根据权利要求10所述的方法，其中阈值是基于与负载相关的光强度确定的。

13.根据权利要求10所述的方法，其中阈值量大小的能量表示在交流波形的半周期内被传输给负载的能量大小。

14.根据权利要求13所述的方法，进一步包括：

识别交流波形的过零点；以及

生成对于从过零点开始的时间量的积分值。

15.一种用于调节对于照明负载的电能传输的方法，该方法包括：

以一采样速率来对交流波形进行采样以生成一采样波形，所述采样速率被选择为使得人眼不能辨别出由于该采样速率所导致的照明负载的光波动；

对所述采样波形求平方，以形成平方振幅波形；

通过对平方振幅波形进行一段时间量的积分来生成积分值；

判定积分值是否已超过阈值；以及

使得电能传输给负载，至少直到已确定积分值已超过阈值。

16.根据权利要求15所述的方法，进一步包括：

在已确定积分值已超过阈值之后，使得中止电能传输。

17.一种用于估计由交流波形传输至照明负载的能量的方法，该方法包括：

接收交流波形；

从交流波形生成整流波形；

根据整流波形和锯齿波形的比较生成电压方波脉冲序列，所述电压方波脉冲序列表示交流波形振幅的平方；

对电压方波脉冲序列进行一段时间量的积分，以生成表示由交流波形在该段时间量上传输给照明负载的能量的积分信号；

判断积分信号值是否已经超过阈值；

使得电能传输给负载；以及

在确定积分信号值超过阈值后，中止向负载输出电能。

18.根据权利要求17所述的方法，其中整流波形具有表示交流波形振幅绝对值的振幅。

19.根据权利要求17所述的方法，其中锯齿波形具有超过整流波形频率的频率。

20.根据权利要求17所述的方法，其中锯齿波形具有超过整流波形振幅的振幅。

21.根据权利要求17所述的方法，其中电压方波脉冲序列具有作为整流波形振幅的函数而变化的脉冲占空比。

22.根据权利要求17所述的方法，其中电压方波脉冲序列具有作为时间的函数而变化的脉冲占空比。

23.根据权利要求17所述的方法，其中电压方波脉冲序列包括一系列脉冲，每个所述脉冲分别具有作为整流波形的瞬时振幅的函数而变化的脉冲宽度和脉冲振幅。

24.根据权利要求23所述的方法，其中对电压方波脉冲序列进行积分包括：对于与从交流波形的过零点相关联的时间开始的脉冲而言，对与该脉冲相关的时间和振幅的乘积进行求和。

25.根据权利要求6所述的调光器，其中所述采样速率大于50kHz。

26.根据权利要求25所述的调光器，其中所述采样速率是80至110kHz。

27.根据权利要求6所述的调光器，其中至多每隔20μsec来采样所述交流波形。

28.根据权利要求27所述的调光器，其中每隔10μsec来采样所述交流波形。

29.根据权利要求10所述的方法，其中所述采样速率大于50kHz。

30.根据权利要求29所述的方法，其中所述采样速率是80至110kHz。

31.根据权利要求10所述的方法，其中所述采样交流波形的步骤还包括至多每隔20μsec来采样所述交流波形。

32.根据权利要求31所述的方法，其中所述采样交流波形的步骤还包括每隔10μsec采样所述交流波形。

33.根据权利要求15所述的方法，其中所述采样速率大于50kHz。

34.根据权利要求33所述的方法，其中所述采样速率80至110kHz。

35.根据权利要求15所述的方法，其中所述采样交流波形的步骤还包括至多每隔20μsec来采样所述交流波形。

36.根据权利要求35所述的方法，其中所述采样交流波形的步骤还包括每隔10μsec来采样所述交流波形。

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