DE4324745A1

DE4324745A1 - Verfahren und Anordnung zur Aufbereitung von Radarsignalen

Info

Publication number: DE4324745A1
Application number: DE19934324745
Authority: DE
Inventors: Hans-Joachim Dipl Ing Mangels
Original assignee: Deutsche Aerospace AG
Current assignee: LFK Lenkflugkoerpersysteme GmbH
Priority date: 1993-07-23
Filing date: 1993-07-23
Publication date: 1995-01-26
Anticipated expiration: 2013-07-24
Also published as: DE4324745C2

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Aufbereitung von Radarsignalen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 und eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 9.

Verfahren und Anordnungen zur Aufbereitung von Radarsigna len werden beispielsweise in Radargeräten von Flugzeugen, Bodenstationen, Gefechtsköpfen eingesetzt.

Aus EP 426 881 A2 ist ein Radarempfänger bekannt, be stehend aus Sende/Empfangs-Antenne, die von einem Sender gespeist wird, und einem Empfangskanal. Der Sender und der Empfangskanal sind über einen Duplexer an die Sende/Empfangs-Antenne angeschlossen. Der Empfangskanal weist einen Filter, einen seriell folgenden Demodulati onsgleichrichter, einen Tiefpaß und einen Analog/Digital- Quantisierer auf. Der Filter selbst ist aus der Serien schaltung eines C-R-Hochpaß-Filters erster Ordnung, einem Verstärker und einem weiteren C-R-Hochpaß-Filter erster Ordnung ausgebildet. Zwischen dem C-R-Hochpaß-Filter er ster Ordnung und dem Verstärker besteht ein Knotenpunkt, an dem zusätzlich das jeweils anliegende Signal auf einen Quantisierer geführt wird.

Über die Sende/Empfangs-Antenne sendet der Radarempfänger ein Signal aus, welches von einem Zielpunkt reflektiert wird und von der Sende/Empfangs-Antenne empfangen wird. Das Empfangssignal ist aber mit Clutter behaftet. Dieses clutterbehaftete Signal wird im Empfangskanal anschließend ausgewertet. Das Filter versucht dabei, die Abhängigkeit der Empfangssignalleistung vom Kehrwert der vierten Potenz des Antennenabstandes zu dem Punktziel gerade zu kompen sieren. Hierzu wird im Empfangskanal das empfangene Signal hochpaßgefiltert, verstärkt, tiefpaßgefiltert, demodu liert, erneut tiefpaßgefiltert und anschließend digitali siert. Aufgrund der Dynamikbegrenzung durch den Demodula tions-Gleichrichter können nur Zielpunkte erkannt werden, deren Empfangssignale einerseits nicht oberhalb des Aus steuerungsbereiches des Modulations-Gleichrichters liegen, andererseits muß das Systemrauschen des Radarempfängers verschwindend gering sein, um den im Empfangssignal ent haltenen Amplitudenanteil des Zielpunktes extrahieren zu können.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs genannten Art anzugeben, das es ermöglicht, ein mit starkem Rauschen beaufschlagtes Zielsignal mit ge ringem Aufwand zu erkennen. Der Erfindung liegt außerdem die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens anzugeben.

Die erfindungsgemäße Lösung der Aufgabe bezüglich des Ver fahrens ist durch die kennzeichnenden Merkmale des Pa tentanspruches 1 wiedergegeben.

Die erfindungsgemäße Lösung der Aufgabe bezüglich der An ordnung ist durch die kennzeichnenden Merkmale des Pa tentanspruchs 9 wiedergegeben.

Die Lösung der Aufgabe besteht darin, daß ein zusätzliches Filter in einem Kanal des Radargerätes vor einer zweiten Wandlerstufe eingefügt wird.

Aufgrund dieses Lösungsgedankens können vorteilhafterweise auch schwache Zielsignale von ihrem Rauschanteil befreit werden, wobei zusätzlich das Systemrauschen quasi elimi niert ist.

Da nunmehr allgemein Filterstufen in üblicher Technik leicht herstellbar sind, ist eine preiswerte und material sparende erfindungsgemäße Anordnung leicht herstellbar, deren Auswertealgorithmen der Auswertung einfach ausfallen und mit geringem Aufwand anfertigbar sind.

Im folgenden wird die Erfindung exemplarisch anhand der Fig. 1 bis 8 betrachtet, wobei gleiche Bezugszeichen in verschiedenen Figuren für gleiche Bezugselemente stehen. Es zeigen:

Fig. 1 das Prinzip-Blockschaltbild einer bevorzugten Aus führungsform der erfindungsgemäßen Anordnung zur Aufbereitung von Radarsignalen;

Fig. 2 das Prinzip-Blockschaltbid einer ersten Weiterbil dung der Anordnung zur Aufbereitung von Radarsi gnalen;

Fig. 3 das Prinzip-Blockschaltbild einer zweiten Weiter bildung der Anordnung zur Aufbereitung von Radar signalen;

Fig. 4 das Detail-Blockschaltbild der Anordnung zur Auf bereitung von Radarsignalen gemäß Fig. 1;

Fig. 5 das Detail-Blockschaltbild der Anordnung zur Auf bereitung von Radarsignalen gemäß Fig. 2;

Fig. 6 das Detail-Blockschaltbild der Anordnung zur Auf bereitung von Radarsignalen gemäß Fig. 3;

Fig. 7 das Verstärkung/Frequenzdiagramm eines Hochpaßfil ters;

Fig. 8 das Spannung/Fequenzdiagramm des Hochpaßfilters nach Fig. 7.

Fig. 1 zeigt das Prinzip-Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Anordnung zur Aufbe reitung von Radarsignalen.

Diese Anordnung ist aus einem Radargerät 90 und zwei par allel geschalteten Filterkanälen ausgebildet. Die parallel geschalteten Filterkanäle sind jeweils auf eine erste (zweite) Wandlerstufe 95 (96) aufgeschaltet, die ihrer seits mit den Eingängen einer Auswertung 97 verkoppelt sind.

Der erste Filterkanal besteht aus der Serienschaltung ei ner ersten Filterstufe 91, einer zweiten Filterstufe 92 und einer dritten Filterstufe 93. Von der ersten Filter stufe 91 zweigt ein zweiter Filterkanal ab. Der zweite Filterkanal besteht im wesentlichen aus einer vierten Fil terstufe 94, die auf den zweiten Wandler 96 geschaltet ist.

Die Fig. 2 und 3 zeigen das Prinzip-Blockschaltbild ei ner ersten und zweiten Weiterbildung der Anordnung zur Aufbereitung von Radarsignalen nach Fig. 1.

Die Fig. 2 und 3 sind dabei bis auf den Koppelpunkt K des zweiten Filterkanals schaltungsgemäß mit Fig. 1 iden tisch.

Im Rahmen von Fig. 2 liegt dabei der Koppelpunkt K zwi schen der zweiten und dritten Filterstufe 92 und 93 und im Rahmen von Fig. 3 zwischen der dritten Filterstufe 93 und der ersten Wandlerstufe 95.

Fig. 4 zeigt das Detail-Blockschaltbild der Anordnung zur Aufbereitung von Radarsignalen gemäß Fig. 1.

Das Radargerät 90 besteht vorzugsweise aus einer Antenne, einem Oszillator und einer Mischstufe, die auf die erste Filterstufe 91 aufgeschaltet ist.

Die erste Filterstufe ist ausgebildet aus der Serienschal tung eines ersten Verstärkers 41 und eines ersten Tiefpas ses 11. Der erste Tiefpaß kann dabei im ersten Verstärker 41 integriert sein.

Die zweite Filterstufe 92 ist ausgebildet aus der Serien schaltung eines ersten R-Exponent-N-Filters 21 und eines zweiten Tiefpasses 12. Ein R-Exponent-N-Filter ist bei spielsweise ein N-fach hintereinandergeschaltetes aktives RC-Hochpaßfilter mit linearer oder im interessierenden Be reich linearisierter übertragungskennlinie. Weist der R-Exponent-N-Filter keine lineare Übertragungskennlinie auf, so ist dies evtl. vorzugsweise im Auswertealgorithmus zu berücksichtigen.

Die dritte bzw. vierte Filterstufe ist ausgebildet aus der Serienschaltung eines zweiten Verstärkers 42, eines drit ten Tiefpasses 13 und eines zweiten R-Exponent-N-Filters 22 bzw. eines dritten Verstärkers 743, eines fünften Tief passes 715 und eines vierten Verstärkers 744.

Am Ausgang des ersten Filterkanals ist die erste Wandler stufe 95 ausgebildet. Die erste Wandlerstufe 95 besteht aus der Serienschaltung eines Gleichrichters 5 oder Inte grators (nicht gezeigt), eines vierten Hochpaßfilters 14 und eines ersten Analog/Digital-Wandlers 791.

Ferner ist am Ausgang des zweiten Filterkanals die vierte Filterstufe 94 und zweite Wandlerstufe 96 ausgebildet. Die zweite Wandlerstufe besteht dabei aus einem zweiten Ana log/Digital-Wandler 792.

Fig. 5 und 6 zeigen das Detail-Blockschaltbild der Anord nung zur Aufbereitung von Radarsignalen gemäß Fig. 2 und Fig. 3.

Die Fig. 5 und 6 sind dabei bis auf den Koppelpunkt K des zweiten Filterkanals schaltungsmäßig mit Fig. 4 iden tisch. Im Rahmen von Fig. 5 liegt der Koppelpunkt K zwi schen dem zweiten Tiefpaß 12 und dem zweiten Verstärker 42. In Fig. 6 liegt demgegenüber der Koppelpunkt K zwi schen dem dritten Tiefpaß 13 und dem Gleichrichter 5.

Prinzipiell funktioniert die erfindungsgemäße Anordnung sowie ihre Weiterbildungen wie folgt.

Das Radargerät 90 empfängt als Zielsignal ein Signal, des sen Amplitude von der Entfernung abhängt. Diese Abhängig keit beträgt für den Clutter:

für Ziele, die sich z. B. wie Punktziele verhalten:

mit

P_E = Empfangsleistung,
P_S = Sendeleistung,
R = Entfernung.

Bei FM/CW-Radargeräten steckt die Entfernungsinformation in der Beatfrequenz, das heißt:

f_b = CR·R

mit

f_b = Beatfrequenz,
C_R = Entfernungskonstante,
R = Entfernung.

Diese Entfernungsabhängigkeit der Empfangsleistung wird gefiltert reduziert durch die einzelnen Filterstufen. Die Hochpaßfilter haben bei einpoliger Auslegung folgende spannungsübertragungspunkte als Funktion der Beatfrequenz:

wobei f_g die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters ist, die üblicherweise 3 bis 10 mal höher als die maximale Beat frequenz liegt.

Für die Eingangsspannung am Empfängerausgang in Abhängig keit der Ausgangsspannung des Senders gilt analog:

Hieraus folgt wie in dem Verstärkung/Frequenz- und dem Spannung/Frequenzdiagramm nach Fig. 7 und 8 veranschau licht:

Dieser funktionale Zusammenhang ist im Spannungs/Frequenz diagramm in Fig. 8 dargestellt.

Die gewünschte, vollständige Kompensation der Entfernungs abhängigkeit des Radargerätes 90 ergibt sich dabei nur für den Fall:

f_b « f_g (9).

Dies hat zur Folge, daß die Filterauslegung für eine der artige Kompensationsmaßnahme so vorgenommen wird, daß die Grenzfrequenz des Filters der Filterstufe 91 nach Fig. 1 bis 3 in etwa 3 bis 10 mal höher auszulegen ist, als die höchste im Radarempfänger 90 auszuwertende Beatfrequenz, um den Fehler, der im Bereich der Grenzfrequenz des Fil ters der Filterstufe 91 -3 dB beträgt, vernachlässigbar klein zu halten, wie aus Fig. 7 erkennbar ist. Hieraus folgt, daß das Filter der Filterstufe 91 die maximal vor kommende Beatfrequenz bei einem Hochpaß-Filter zwischen in etwa 10 und 20 dB (je nach Verhältnis f_b/f_g) weniger verstärkt, als die höheren Frequenzanteile. Durch zusätz liche Filterung in dem ersten bzw. zweiten R-Exponent-N- Filter 21 bzw. 22 nach Fig. 4 bis 6 der ersten Filterstufe 91 nach Fig. 1 bis 3 erfolgt eine Bandbreitenbegrenzung. Der Gleichrichter 5 nach Fig. 4 bis 6 setzt alle Eingangs signale in eine Gleichspannung um.

Dieser Gleichrichter 5 ist charakterisiert durch seine ma ximale Ausgangsspannung V_A,GL·max, seine Umsetzungskon stante C_GL und seine Dynamik V_A,GL·max/V_A,GL·min. Die ma ximale Ausgangsspannung hängt von der maximal möglichen Eingangspannung ab (Kompressionsverhalten des vorangehen den Verstärkers bei großen Signalen) und von der Betriebs spannung eines optimal eingesetzten aktiven Gleichrichters 5. Die maximal mögliche Dynamik hängt von der Durchlaß spannung der Diode(n) V_B des Gleichrichters 5 ab bzw. bei einem aktiven Gleichrichter von der Verstärkung V_GL des aktiven Elementes und der Durchlaßspannung der Diode(n) V_B/V_GL.

Der Gleichrichter 5 verliert erheblich an Dynamik, weil ein am Eingang des Radarempfängers 90 anliegendes Rau schen, das bei jedem Empfänger vorhanden ist, durch die Verstärkung in dem Verstärkerzweig und die Frequenzbewer tung durch das erste R-Exponent-N-Filter 21 bzw. dem er sten und zweiten R-Exponent-N-Filter 21 und 22 als Ein gangssignal den Gleichrichter 5 erreicht. Dabei wird be rücksichtigt, daß dieses Signal zunächst zu höheren Fre quenzen, das heißt für Frequenzen f < f_g nicht bandbe grenzt ist. Diese Rauschgröße am Gleichrichtereingang läßt sich wie folgt beschreiben.

M_eNGl = Eingangsrauschspannung des Gleichrichters
M_eN = Empfängereingangsrauschspannung
V_E(f) = frequenzabhängige Verstärkung des Verstärkers
B_V = Rausch-Bandbreite des Signals am Gleichrichtereingang.

Unterstellt man für die Empfängereingangsrauschspannung weißes Gaußschem Rauschen, so ergibt sich eine Rauschspan nung durch die Frequenzbewertung im Verstärkerzweig am Gleichrichtereingang des Gleichrichters 5 für den Fall, daß der Bandbreitenbezug 1 Hz beträgt. Hieraus folgt eine mögliche Gleichrichterdynamik 831 nach Fig. 7 und 8. Diese Grunddynamik 831 wird erheblich gesteigert durch die Tief paßfilter (11-13) nach Fig. 4 des ersten Filterkanals. Hierdurch werden die Frequenzanteile für die Frequenzen f_b f_bgen beschnitten, weil dadurch die Eingangs-Rausch größe des Radargeräts 91 für die Frequenzanteile f_b f_bgen weniger verstärkt werden. Es ergibt sich daraus die Gleichrichterdynamik 830 nach Fig. 7 und 8. Außerdem ist die Rauschbandbreite des Signals am Gleichrichterein gang auf diese Art erheblich eingeschränkt, so daß auch da durch eine weitere Erhöhung der Gleichrichterdynamik er zielt wird. Das Tiefpaßfilter 715 ist als mehrpoliges Tiefpaßfilter mit eventuell vorgegebener Durchlaßcharak teristik ausgeführt. Die Anforderungen an dieses Tiefpaß filter (Grad des Filters) sind dergestalt, daß die Fil termaßnahme oberhalb von f_bgen keine oder nur eine weit geringere Verstärkung des Empfängersignales zuläßt. Dabei handelt es sich um das Anforderungsprofil eines Anti aliasing-Filters, nämlich keine Verfälschung des Durchlaß bereiches und möglichst starke Signalunterdrückung ober halb des Durchlaßbereiches.

Da bei einem Radargerät 90 auf eine Auswertung der Beat frequenz üblicherweise nicht verzichtet wird, ist in der Erweiterung ein derartiger Radarfrequenz(RF)-Ausgang vor gesehen, der im Falle einer Abtastung mit einem A/D-Wand- ler zur Vermeidung von Mehrdeutigkeiten mit einem Aliasen- Filter versehen ist. Dieses Filter ist das fünfte Filter 715 nach Fig. 4 bis 6. Dabei kann dieser Radarfrequenzaus gang vom Empfangssignal an den Kopplungspunkten K in Fig. 1 und 6 je nach Auslegung der Auswertung 97 (Fig. 1 bis 3) des Radarfrequenzausgangs abgegriffen werden, das heißt, frequenzmäßig unbewertet (Fig. 1 bzw. 4) oder mit R-Expo nent-minus zwei-Filter (Fig. 2 bzw. 5) bzw. R-Exponent-mi nus vier-Filter (Fig. 3 bzw. 6) bewertet. Die Auswertung 97 selbst korreliert die Ausgänge RB und RF des ersten und des zweiten Analog/Digitalwandlers 791 und 792. Alternativ hierzu werden die Ausgänge RB und RF der ersten und zwei ten Analog/Digitalwandlers 791 und 792 im Zeitmultiplex ausgewertet.

Es ist nun eine erhebliche Vereinfachung für das Gesamt system, wenn dieses fünfte Filter 715 (Fig. 4 bis 6) so angeordnet wird, daß es an beiden Ausgängen RB und RF wirksam wird. Daher wird beim Einbau vor dem Verzweigungs punkt zum Radarfrequenzband bevorzugt, diese Vereinfachung voll nutzen zu können.

Dies bedeutet, daß in Fig. 4 im Rahmen einer nicht gezeig ten dritten Weiterbildung das erste Tiefpaßfilter 11 vor handen sein muß, aber das zweite Tiefpaßfilter 12 und dritte Tiefpaßfilter 13 entfallen können.

Dies bedeutet, daß in Fig. 5 im Rahmen einer nicht gezeig ten vierten Weiterbildung das Tiefpaßfilter gemäß der vierten Filterstufe 94 anstelle der ersten Filterstufe 91 oder der zweiten Filterstufe 92 eingebaut sein muß, aber die verbleibenden Tiefpaßfilter-Blöcke im Empfängerweg entfallen können.

Dies bedeutet, daß in Fig. 6 im Rahmen einer nicht gezeig ten fünften Weiterbildung das Tiefpaßfilter gemäß der vierten Filterstufe 94 anstelle der ersten Filterstufe 91, der zweiten Filterstufe 92 oder der dritten Filterstufe 93 eingebaut sein muß, aber die verbleibenden Tiefpaßfilter- Blöcke im Empfängerweg entfallen können.

Claims

1. Verfahren zur Aufbereitung von Radarsignalen, bei dem ein von einem Radargerät ausgesandtes und an einem Ziel punkt reflektiertes Signal von dem Radargerät empfangen wird und in einem Empfangskanal verarbeitet wird, wobei im Empfangskanal das reflektierte Signal in einer ersten Fil terstufe verstärkt und tiefpaßgefiltert, in einer zweiten Filterstufe hochpaßgefiltert, in einer dritten Filterstufe verstärkte und tiefpaßgefiltert, in einer ersten Wandler stufe demoduliert, erneut tiefpaßgefiltert und an schließend digitalisiert wird, sowie in einem weiteren Ka nal, der von einem Verzweigungspunkt des Empfangskanals abzweigt, über einen Analog/Digitalwandler einer zweiten Wandlerstufe digitalisiert wird, dadurch gekennzeichnet. daß im weiteren Kanal eine zusätzliche Filterung erfolgt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterung in Form einer Tiefpaßfilterung erfolgt.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Grenzfrequenz f_g des Tiefpaßfilters (715) unterhalb der maximalen in einer Auswertung (97) ausgewerteten Emp fangsfrequenz des Radargerätes liegt.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß in der Auswertung (97) der Empfangskanal und der weitere Kanal miteinander korreliert werden.

5. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß in der Auswertung (97) der Empfangskanal und der weitere Kanal im Zeitmultiplex ausgewertet werden.

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, daß der Verzweigungspunkt (K) zwi schen der ersten und zweiten Filterstufe (91, 92) liegt.

7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, daß der Verzweigungspunkt (K) zwi schen der zweiten und dritten Filterstufe (92, 93) liegt.

8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, daß der Verzweigungspunkt (K) zwi schen der dritten Filterstufe und der ersten Wandlerstufe (93, 95) liegt.

9. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß vor der zweiten Wandlerstufe (96) eine weitere Filterstufe (94) ausgebildet ist.

10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterstufe (94) die Form eines Tiefpaßfilters (715) aufweist, der vorzugsweise in einem Verstärker (743) integriert ist.

11. Anordnung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekenn zeichnet, daß der Eingang der Filterstufe (94) am Ausgang der ersten Filterstufe (91) realisiert ist.

12. Anordnung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang der Filterstufe (94) am Ausgang der zweiten Filterstufe (92) realisiert ist.

13. Anordnung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang der Filterstufe (94) am Ausgang der dritten Filterstufe (93) realisiert ist.

14. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Wandlerstufe (95, 96) auf eine Auswerteeinheit (97) aufgeschaltet ist.