DE4211549A1

DE4211549A1 - Verfahren zur rauschunterdrueckung, verwendung und adaptives filter zur durchfuehrung des verfahrens

Info

Publication number: DE4211549A1
Application number: DE4211549A
Authority: DE
Inventors: Hans-Juergen Dipl Ing Dreyer; Georg Dipl Ing Winderl
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Areva GmbH
Priority date: 1991-04-09
Filing date: 1992-04-06
Publication date: 1992-10-15
Anticipated expiration: 2012-04-07
Also published as: DE4211549C2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur rauschunterdrückenden Signalverarbeitung eines niederfrequent verrauschten Signals x(t).

Gegenstand der Erfindung sind auch zwei vorteilhafte Verwendungen und ein adaptives Filter zur Durchführung eines solchen Verfahrens, wie weiter unten noch näher erläutert.

Zur Erläuterung des der Erfindung zugrundeliegenden Problems sei zunächst von einem Spezialfall ausgegangen. Zur Überwachung der Reaktorleistung wird bei Druckwasserreaktoren die Neutronenflußdichte gemessen, und zwar insbesondere außerhalb des Reaktordruckbehälters. Die Meßsignale enthalten einen Rauschanteil, der im Verlauf eines Abbrandzyklus der in den Reaktorkern eingesetzten Brennelemente zunimmt. Im Frequenzspektrum dieser fluktuierenden Signalkomponenten liegt der Hauptrauschanteil bei niedrigen Frequenzen mit einem Häufungsmaximum bei ca. 1 Hz.

Diese Neutronenflußsignale werden in einer Rechenschaltung für die Reaktorleistung mit anderen Signalen zur sogenannten kurzzeitkorrigierten thermischen Reaktorleistung derart verknüpft, daß das "Neutronenflußrauschen" auch in den ungedämpften Leistungssignalen enthalten ist.

Die Signale der kurzzeitkorrigierten thermischen Reaktorleistung werden auf Grenzwertmelder geführt, die bei Überschreiten von zulässigen Werten Leistungsreduktionen durch die Begrenzungseinrichtungen und das Reaktorschutzsystem einleiten. Aufgrund des überlagerten Rauschanteils kann es ohne Grenzwerterhöhung aufgrund der auftretenden Signalspitzen zu einem ungewollten Ansprechen der Grenzwertmelder und damit zu Leistungsreduktionen kommen.

Es stellt sich deshalb die spezielle Aufgabe, ein ungewolltes Ansprechen der Begrenzungseinrichtungen und des Reaktorschutzsystems der Kernreaktoranlage zu vermeiden und hierzu das Neutronenflußsignal so zu verarbeiten, daß

- im stationären Betrieb der zeitliche Mittelwert gebildet wird,
- bei schnellen, dynamischen Leistungsänderungen (Leistungssprünge) die Dynamik des Meßsignals erhalten bleibt.

Die vorstehend definiert spezielle Aufgabenstellung läßt sich verallgemeinern, da sie unabhängig von den Neutronenflußsignalen auf alle verrauschten Signale übertragen werden kann. Die allgemeine Aufgabenstellung läßt sich also wie folgt definieren:

Ein verrauschtes Signal soll breitbandig von seinem niederfrequenten Rauschanteil befreit werden. Wenn das verrauschte Signal bezüglich Grenzwertüberschreitungen überwacht wird, so soll es so verarbeitet werden, daß die Wahrscheinlichkeit für Fehlansprechen aufgrund des stochastischen Charakters des Signals minimiert wird, ohne für unterstellte Störungen an Dynamik zu verlieren. Hierzu soll das nach der Verarbeitung erhaltene Signal, bis auf ein tolerierbares Restrauschen, dem zeitlichen Mittelwert des verrauschten Signals entsprechen, und das verarbeitete Signal soll praktisch keinen Dynamikverlust im Vergleich zum verrauschten Signal haben. Diese Aufgabenstellung bezieht sich vorzugsweise auf niederfrequent verrauschte Signale im Frequenzband zwischen 0,1 Hz und 100 Hz (bei einem Häufungsmaximum von ca. 1 Hz), ohne jedoch auf diese Frequenzbereich beschränkt zu sein.

Zur Lösung der gestellten Aufgabe besteht die Erfindung bei einem Verfahren zur rauschunterdrückenden Signalverarbeitung eines niederfrequenten verrauschten Signals x(t) darin,

- daß mit einem ersten Regelkreis (Ro) die obere Einhüllende yo(t) des verrauschten Signals x(t) gebildet wird,
- daß mit einem zweiten Regelkreis (Ru) die untere Einhüllende yu(t) des verrauschten Signals x(t) gebildet wird
- und daß aus beiden Einhüllenden yo(t) und yu(t) der arithmetische Mittelwert ym(t)=1/2 · yo(t)+yu(t) gebildet wird.

Vorteilhafte Weiterbildungen dieses Verfahrens sind in den Ansprüchen 2 bis 4 angegeben.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile sind vor allem darin zu sehen, daß ein Rauschunterdrückungsverfahren geschaffen worden ist, welches bei Rauschfrequenzbändern anwendbar ist, bei welchen konventionelle Filterverfahren, die mit Hochpaß, Tiefpaß oder Bandpaß arbeiten, nicht anwendbar sind bzw. unbefriedigende Ergebnisse erbringen. Durch die Signalverarbeitung gemäß der Erfindung bleibt das Signal in seinem Aussagegehalt erhalten, es erleidet praktisch keinen Dynamikverlust, es kann weitestgehend unabhängig von den Rauschamplituden und Rauschfrequenzen verarbeitet werden und schließlich kann das Verfahren nach der Erfindung mit unterschiedlichen Gerätesystemen, wie z. B. mit analog verarbeitender Operationsverstärkertechnik oder mit Digitaltechnik, durchgeführt werden.

Besonders günstig ist es, wenn gemäß Anspruch 2

- der erste und der zweite Regelkreis (Ro) bzw. (Ru) mit mehreren Stellgrößen-Änderungsgeschwindigkeiten arbeiten, deren Gradienten zumindest teilweise voneinander verschieden sind,
- eine erste Gruppe von Gradienten (gP1, gP2; gM1, gM2) dem quasi-stationären Bereich des verrauschten Signals, dessen arithmetischer Mittelwert y(t) annähernd konstant bleibt, zugeordnet wird,
- und eine zweite Gruppe von Gradienten dem transienten Bereich des verrauschten Signals zugeordnet wird, wobei der arithmetische Mittelwert y(t) des verrauschten Signals x(t) in diesem transienten Bereich z. B. rampenförmige oder sprunghafte Amplitudenänderungen durchläuft, die größer sind als die Rauschamplitude, und wobei die zweite Gruppe von Gradienten so gewählt wird, daß diese dem rampen- oder sprungförmigen Amplitudenänderungen folgen können.

Zur Verwirklichung dieses Verfahrens wird, wie gesagt, eine obere und eine untere Einhüllende gebildet, wobei die obere und untere Einhüllende zwischen sich das Rauschsignalband einschließen und die Mittelwertkurve aufgrund der Bildung des arithmetischen Mittelwerts aus der oberen und unteren Einhüllenden gewonnen wird. Zur Bildung der oberen Einhüllenden hat es sich als besonders zweckmäßig erwiesen,

- daß die Geschwindigkeit gP1, mit der die obere Einhüllende yo(t) ansteigendem x(t) folgt, gewählt wird zu gP1≧dx/dt (erster Gradient)
- daß die Geschwindigkeit, mit der die obere Einhüllende yo(t) abfallendem x(t) folgt, solange yo(t) größer ist als x(t) und x(t) seinerseits größer ist als yo(t)-PPo, gewählt wird zu |gP2||gP1| (zweiter Gradient)
- und daß die Geschwindigkeit gBM, mit der die obere Einhüllende yo(t) abfallendem x(t) folgt, solange x(t) kleiner ist als yo(t)-PPo, gewählt wird zu gBM (dritter Gradient)

wobei durch die Differenz aus yo(t) und dem Pegelwert PPo ein floatender Pegelgrenzwert definiert wird, bei dessen Erreichen oder Unterschreiten durch das verrauschte Signal x(t) eine Gradientenumschaltung von gP2 auf gBM erfolgt und umgekehrt, wobei der Pegelwert PPo ein fester Wert oder auch ein zur unteren Hüllkurve yu(t) proportionaler und deshalb mit dieser Hüllkurve floatender Pegelwert sein kann.

Abgestimmt auf das vorstehend erläuterte Verfahren zur Bildung der oberen Einhüllenden ist dasjenige zur Bildung der unteren Einhüllenden, welches dadurch gekennzeichnet ist,

- daß die Geschwindigkeit gM1, mit der die untere Einhüllende yu(t) abfallendem x(t) folgt, gewählt wird zu gM1≦dx/dt (vierter Gradient)
- daß die Geschwindigkeit gM2, mit der die untere Einhüllende yu(t) ansteigendem x(t) folgt, solange yu(t) kleiner ist als x(t) und x(t) seinerseits kleiner ist als yu(t)+PPu, gewählt wird zu |gM2||gM1| (fünfter Gradient)
- und daß die Geschwindigkeit gBP, mit der die untere Einhüllende yu(t) ansteigendem x(t) folgt, solange x(t) kleiner ist als yu(t)+PPu, gewählt wird zu gBP (sechster Gradient)

wobei durch die algebraische Summe aus dem Pegelwert PPu und yu(t) ein floatender Grenzwert definiert wird, bei dessen Erreichen oder Überschreiten durch das verrauschte Signal x(t) eine Gradientenumschaltung von gM2 auf gBP erfolgt und umgekehrt, wobei PPu ein fester Wert oder auch ein zur oberen Hüllkurve yo(t) proportionaler und deshalb mit dieser Hüllkurve floatender Pegelwert sein kann.

Im Rahmen der Lösung der allgemeinen Aufgabenstellung ist Gegenstand der Erfindung auch die Verwendung des Verfahrens nach den vorstehend erläuterten Verfahrensansprüchen 1 bis 4 zur rauschunterdrückenden Signalverarbeitung eines niederfrequent verrauschten Signals, das ungefiltert zum Erreichen oder Überschreiten von Signalgrenzwerten führen kann, die das Signal x(t) ohne Rauschanteil nicht erreichen würde.

Eine sich dieser allgemeinen Verwendung unterordnende Verwendung auf dem Gebiet der Kernreaktorregelungstechnik besteht gemäß Anspruch 6 in der rauschunterdrückenden Signalverarbeitung von Neutronenflußsignalen, die mittels die Neutronenflußdichte messender Sonden an oder in Kernreaktordruckbehältern gewonnen und zur Ermittlung der sogenannten kurzzeitkorrigierten thermischen Reaktorleistung herangezogen werden. In der Kernreaktortechnik oder in der Anlagentechnik allgemein können auf diese Weise unnötige Abschaltmaßnahmen oder andere unnötige Schalthandlungen (Verfügbarkeitseinschränkungen!) vermieden werden, die bisher durch Rauschamplituden hervorgerufen wurden, welche vorgegebene Grenzwerte erreicht haben.

Besonders vorteilhafte Methoden zur Verwirklichung des Verfahrens nach der Erfindung auf dem Gebiet der Kernreaktormeß- und -regelungstechnik sind in den Ansprüchen 7 und 8 angegeben.

Gegenstand der Erfindung ist auch ein adaptives Filter zur Durchführung des Verfahrens nach den vorstehend erwähnten Ansprüchen 1 bis 8, welches dadurch gekennzeichnet ist,

- daß das adaptive Filter aus zwei zueinander parallel geschalteten Reglern mit je einem Eingang für das verrauschte Signal x(t) besteht, und zwar einem ersten Regler zur Erzeugung der oberen Einhüllenden yo(t) des verrauschten Signals x(t) und einem zweiten Regler zur Erzeugung der unteren Einhüllenden yu(t) des verrauschten Signals x(t),
- und daß den beiden Reglern ein Summator (MW) nachgeschaltet ist, der aus den seinen Summator-Eingängen zugeführten beiden Ausgangssignalen yo(t) und yu(t) den an seinem Ausgang abnehmbaren Mittelwert 1/2 · [yo(t)+yu(t)] bildet.

Vorteilhafte Weiterbildungen eines solchen adaptiven Filters sind in den Ansprüchen 10 bis 18 angegeben, deren Gegenstände ebenso wie diejenigen der Verfahrensansprüche anhand der folgenden Beschreibung mehrerer in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert werden.

In der Zeichnung zeigt, teils in vereinfachter, schematischer Darstellung:

Fig. 1 ein adaptives Filter zur Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung in prinzipieller Funktionsbaustein-Darstellung,

Fig. 2 ein adaptives Filter nach Fig. 1 in detaillierterer Darstellung, wobei dieses adaptive Filter mit Analog-Bausteinen im Echtzeit-Verfahren (real time) arbeitet,

Fig. 3 ein sinusförmig verrauschtes Signal, welches einen rampenartigen Amplitudenabfall und einen sprungartigen Amplituden-Wiederanstieg durchläuft, die zugehörige obere und untere Einhüllende und den daraus gewonnenen arithmetischen Mittelwert, dargestellt in einem Diagramm, auf dessen Ordinatenachse die Signalspannung in Volt und auf dessen Abszissenachse die Zeit in Sekunden aufgetragen ist,

Fig. 4 einen vergrößerten Ausschnitt des Diagramms nach Fig. 3,

Fig. 5 ein mehr der Praxis entsprechendes, stochastisch verrauschtes Neutronenflußsignal, welches ähnlich wie das Rauschband nach Fig. 3 rampenförmige bzw. sprunghafte Änderungen durchläuft, wobei die Ordinaten- und die Abszissenachse die gleichen Maßstäbe tragen wie beim Diagramm nach Fig. 3, und

Fig. 6 ein zweites Ausführungsbeispiel für ein adaptives Filter, welches aufgrund allgemeiner, mathematischer Beschreibung von Zustandsvariablen auch mit einer digitalen Rechenschaltung verwirklicht werden kann.

Im folgenden wird zunächst das adaptive Filter nach der Erfindung in seiner prinzipiellen Form nach Fig. 1 und sodann das mit diesem adaptiven Filter durchführbare Verfahren anhand von Fig. 3 und 4 erläutert. Ein spezielles Ausführungsbeispiel für ein adaptives Filter, das zur Rauschunterdrückung bei Neutronenflußmeßsignalen verwendet wird, wird dann anhand von Fig. 2 im Zusammenhang mit dem speziellen Rauschunterdrückungsverfahren unter Hinzuziehung der Fig. 3 bis 5 näher erläutert.

Gemäß Fig. 1 besteht das adaptive Filter aus zwei zueinander parallel geschalteten Reglern Ro und Ru mit je zwei Eingängen 3; 5 für das verrauschte Signal x(t) und 4; 6 für das aufbereitete, zurückgeführte Signal yo(t) bzw. yu(t), und zwar einem ersten Regler Ro zur Erzeugung der oberen Einhüllenden yo(t) für das verrauschte Signal x(t) und einem zweiten Regler Ru zur Erzeugung der unteren Einhüllenden yu(t) für das verrauschte Signal x(t). Beiden Reglern Ro, Ru ist ein Summator MW nachgeschaltet, der aus den seinen beiden Summator-Eingängen 1, 2 zugeführten beiden Regler-Ausgangssignalen yo(t) und yu(t) den an seinem Ausgang 28 abnehmbaren Mittelwert y(t)=1/2 · [yo(t)+yu(t)] bildet.

Der erste Regler Ro weist ein erstes Vergleichsglied A1 auf, in welchem ein Vergleich zwischen den Größen x(t) und der zurückgeführten Größe yo(t) durchgeführt wird. Zu diesem Zweck weist das erste Vergleichsglied A1 zwei Eingangsklemmen 3 und 4 auf. Dem ersten Vergleichsglied A1 ist eine Integrator-Einheit IN1 nachgeschaltet. Wie es anhand eines Achsenkreuzes im Feld der Integrator-Einheit IN1 angedeutet ist, ist diese in der Lage, in drei verschiedenen Geschwindigkeiten die Integration auszuführen, nämlich gP1 (erster Gradient), gP2 (zweiter Gradient, dieser ist absolut genommen wesentlich kleiner als der erste Gradient gP1) und einen dritten Gradienten gBM, der - absolut genommen - größer ist als der erste Gradient gP1 oder diesem gleich ist.

Die Ausgangsklemme der Integrator-Einheit IN1 ist mit 7 bezeichnet. Der zweite Regler Ru zur Bildung der unteren Einhüllenden yu(t) weist ein zum ersten Vergleichsglied A1 des ersten Reglers Ro analoges zweites Vergleichsglied A2 auf mit den beiden Eingangsklemmen 5 und 6 und eine diesem Vergleichsglied A2 nachgeschaltete (zweite) Integrator-Einheit IN2 mit der Ausgangsklemme 8. Auch hier sind in einem Achsenkreuz die drei mittels der Integrator-Baueinheit IN2 erzeugbaren Geschwindigkeiten (bzw. Gradienten) dargestellt und mit gM1 (vierter Gradient), gM2 (fünfter Gradient, absolut genommen wesentlich kleiner als gM1) und gBP (sechster Gradient, absolut genommen größer als der vierte Gradient gM1 oder gleich diesem) bezeichnet.

Zurück zum ersten Regler Ro: Dieser weist ein drittes Vergleichsglied A3 auf, welches wenigstens drei Eingänge 9, 10, 11 für die Größen x(t), yo(t) und PPo hat. Das erste Vergleichsglied A1 gibt an seinem Ausgang 12 (zugleich Eingang von IN1) ein Signal mit zwei verschiedenen Schaltzuständen ab, und zwar einen ersten U_O1, wenn x(t) größer ist als y(t) oder einen zweiten Schaltzustand U_O2, wenn x(t) kleiner ist als yo(t). Das dritte Vergleichsglied A3 führt demgegenüber einen Vergleich zwischen seinen drei Eingangsgrößen x(t), yo(t) und PPo durch und gibt an seinem Ausgang 13 (zugleich Eingang von IN1) nur dann ein drittes (konstantes) Ausgangssignal U_O3 ab, wenn x(t) kleiner ist als yo(t)-PPo, das heißt, daß das Signal -x(t) das quasi-stationäre Rauschband, welches in Fig. 3 und 4 mit RB bezeichnet ist, unterschreitet oder verläßt. PPo ist dabei ein zur unteren Einhüllenden yu(t) proportionaler und deshalb mit dieser Hüllkurve floatender Pegelwert. Der am Ausgang der Integrator-Einheit IN1 befindliche Verzweigungspunkt 19 führt also das Signal für die obere Hüllkurve yo(t), welches von diesem Verzweigungspunkt auch der Klemme 11 des dritten Vergleichsglieds A3 und der Klemme 4 des ersten Vergleichsglieds A1 zugeführt wird. Das verrauschte Signal x(t), welches über Leitung 22 ankommt, wird vom Verzweigungspunkt 21 an über zwei Zweigleitungen 23, 24 dem oberen bzw. dem unteren Regler Ro, Ru zugeführt, und zwar ab dem Verzweigungspunkt 20 über die beiden Zweigleitungen 23a, 23b zur Klemme 9 des dritten Vergleichsglieds A3 bzw. zur Klemme 3 des ersten Vergleichsglieds A1. Die Ausgangsleitung 25 des oberen Reglers Ro geht von dem die drei Zweigleitungen 25a, 25b, 25c verbindenden Verzweigungspunkt 19 aus und führt zum ersten Summator-Eingang 1. Die Zweigleitungen 25a-25 sind an die Klemmen 4 des ersten Vergleichsglieds A1, 7 der Integrator-Einheit IN1 und 11 des dritten Vergleichsglieds A3 angeschlossen.

Entsprechend zum oberen Regler Ro sind beim unteren Regler Ru die Eingangsklemmen des vierten Vergleichsglieds A4 mit 14 bis 16 bezeichnet, die Ausgangsklemme des zweiten Vergleichsglieds A2 mit 17, diejenige des vierten Vergleichsglieds mit 18. Die Ausgangsleitung, welche das Signal für die untere Hüllkurve yu(t) führt, ist mit 26 bezeichnet, sie geht von dem die drei Zweigleitungen 26a-26c verbindenden Verzweigungspunkt 27 aus und führt zum zweiten Summator-Eingang 2. Die Zweigleitung 26a ist angeschlossen an die Eingangsklemme 6 des zweiten Vergleichsglieds A2, die Zweigleitung 26b an die Ausgangsklemme 8 der Integrator-Einheit IN2 und die Zweigleitung 26c an die Eingangsklemme 16 des vierten Vergleichsglieds A4.

Die Integrator-Einheit IN1 umfaßt, wie anhand des Ausführungsbeispiels von Fig. 2 weiter unten noch näher erläutert, einen summierenden Integrator (A5 in Fig. 2) mit wenigstens zwei Integratorzweigen, wobei der erste Integrator-Zweig zur Bildung eines ersten Gradienten gP1 aktivierbar ist, wenn am Eingang 12 der Integrator-Einheit IN1 das erste Ausgangssignal U_O1 von z. B. -10 V (oder normiert: -1) ansteht. Der zweite Integrator-Zweig ist zur Erzeugung eines zweiten Gradienten gP2 aktivierbar, wenn am Eingang der Integrator-Einheit IN1 (es sei unterstellt, daß die Ausgangsklemme 12 des ersten Vergleichsglieds A1 identisch sei mit dem Eingang der Integrator-Einheit IN1) das zweite Ausgangssignal U_O2 von z. B. -10 V (oder normiert: -1) ansteht. Der erste und der zweite Integrator-Zweig sind gemeinsam zur Erzeugung eines dritten Gradienten gBM aktivierbar, wenn am Eingang der Integrator-Einheit IN1 sowohl das zweite Ausgangssignal U_O2 (Klemme 12) als auch das dritte Ausgangssignal U_O3 (Klemme 13) anstehen.

In entsprechender Weise weist der zweite Regler Ru ein zweites Vergleichsglied A2 auf, in welchem ein Vergleich zwischen den Größen x(t) und yu(t) durchgeführt wird und welches an seinem Ausgang 17 (=Eingangsklemme der Integrator-Einheit IN2) ein Signal mit zwei verschiedenen Schaltzuständen abgibt, und zwar einen vierten oder einen fünften Schaltzustand U_O4, wenn x(t)<y(t), bzw. U_O5, wenn x(t)<y(t).

Der zweite Regler Ru weist ferner ein viertes Vergleichsglied A4 auf, welches wenigstens drei Eingänge 14, 15, 16 für die Größen x(t), PPu und yu(t) hat und welches an seinem Ausgang 18 (=Eingang von IN2) nur dann ein sechstes Ausgangssignal U_O6 von z. B. +10 V (bzw. normiert: +1) abgibt, wenn x(t)<yu(t)+PPu, das heißt das Signal x(t) verläßt das quasi-stationäre Rauschband. PPu ist dabei ein zur oberen Einhüllenden yo(t) proportionaler und deshalb mit dieser Hüllkurve floatender Pegelwert.

Dem zweiten und dem vierten Vergleichsglied A2 bzw. A4 ist die Integrator-Einheit IN2 nachgeschaltet, welche in ihrem Inneren einen summierenden Integrator (A6 in Fig. 2) mit wenigstens zwei dritten und vierten Integrator-Zweigen enthält. Der in Fig. 1 nicht dargestellte dritte Integrator-Zweig ist zur Erzeugung eines vierten Gradienten gM1 aktivierbar, wenn am Eingang der Integrator-Einheit IN2 das vierte Ausgangssignal U_O4 ansteht. Der vierte Integrator-Zweig ist zur Erzeugung eines fünften Gradienten gM2 aktivierbar, wenn am Eingang der Integrator-Einheit IN2 das fünfte Ausgangssignal U_O5 ansteht. Weiterhin sind der dritte und der vierte Integrator-Zweig der Integrator-Einheit IN2 gemeinsam zur Erzeugung eines sechsten Gradienten gBP aktivierbar, wenn am Eingang 18 (=Ausgang von A4) der Integrator-Einheit IN2 sowohl das fünfte Ausgangssignal U_O5 (Klemme 17) als auch das sechste Ausgangssignal U_O6 (Klemme 18) anstehen.

Mit dem adaptiven Filter nach Fig. 1 und 2 wird ein Verfahren zur rauschunterdrückenden Signalverarbeitung eines niederfrequent verrauschten Signal x(t) verwirklicht, wozu im folgenden auf Fig. 1 sowie Fig. 3 und 4 bezug genommen wird. In Fig. 3 und 4 erkennt man das niederfrequent verrauschte Signal x(t), dessen quasi-stationäres Rauschband mit RB bezeichnet ist. Zum besseren Verständnis ist in Fig. 3 und 4 ein sinusförmig verrauschtes Signal dargestellt, das man sich in die Zeitabschnitte oder Intervalle t01 bis t05 unterteilt denken kann. Im Zeitabschnitt t01 befindet sich das verrauschte Signal x(t) im quasi-stationären Zustand, d. h. sein arithmetischer Mittelwert y(t) ändert sich praktisch nicht. Im Zeitabschnitt t02 fällt das Signal x(t) rampenförmig ab, gerät also außerhalb bzw. unterhalb des Rauschbandes RB. Im Zeitabschnitt t03 ist der arithmetische Mittelwert y(t) des Signals x(t) wieder quasi-stationär, jedoch ist das Rauschband RB′ proportional zum arithmetischen Mittelwert y(t) verkleinert. Während des folgenden Zeitabschnitts t04 setzt ein schlagartigeer sprungförmiger Anstieg des Signals x(t) ein, der dieses Signal wieder in den ursprünglichen Signalzustand mit dem Rauschband RB, in dem sich das Signal x(t) während des Zeitabschnitts t01 befand, zurückkehren läßt, und an den Zeitabschnitt t04 schließt sich wieder ein quasi-stationärer Zustand während des Zeitabschnitts t05 an, dessen Ende offen ist, weil hier die Kurvendarstellung unterbrochen wurde.

Die Regler Ro und Ru werden - soweit sie verfahrensmäßig beschrieben werden - als Regelkreise Ro und Ru bezeichnet. Man erkennt bei Betrachtung von Fig. 1, 3 und 4, daß mit dem adaptiven Filter nach Fig. 1 ein Verfahren verwirklicht wird, bei dem mit einem ersten Regelkreis Ro die obere Einhüllende yo(t) des verrauschten Signals x(t) gebildet wird. Weiterhin wird mit dem zweiten Regelkreis Ru die untere Einhüllende yu(t) des verrauschten Signals x(t) gebildet. Diese beiden Einhüllenden, welche wie das verrauschte Signal x(t) selbst zeitabhängige Funktionen darstellen, liefern durch Bildung des arithmetischen Mittelwertes die Kurve y(t), die dementsprechend gleichfalls zeitabhängig ist und ein von seinem Rauschanteilen praktisch befreites Signal x(t) repräsentiert. Dieses Mittelwertsignal y(t) kann am Ausgang 28 des Summators MW (Fig. 1) abgegriffen werden. Die Bildung der beiden Einhüllenden yo(t) und yu(t), die man auch als Hüllkurven bezeichnen kann, wird grundsätzlich dadurch ermöglicht, daß der erste und zweite Regelkreis Ro bzw. Ru mit mehreren Stellgrößen-Änderungsgeschwindigkeiten arbeiten, deren Gradienten zumindest teilweise voneinander verschieden sind. So erkennt man, daß zur Bildung der oberen Einhüllenden yo(t) die beiden Gradienten gP1 und gP2 innerhalb des quasi-stationären Bereichs des verrauschten Signals x(t) herangezogen werden. Im Falle der Bildung der unteren Einhüllenden yu(t) sind die beiden Gradienten gM1 und gM2 maßgebend und durch Schaltungsmittel in der Integrator-Einheit IN2 verwirklicht, wie dies für die beiden Gradienten gP1 und gP2 bei der Integrator-Einheit IN1 des oberen Reglers bzw. des oberen Regelkreises Ro verwirklicht ist.

Ein zweite Gruppe von Gradienten gBM und gBP wird nun (außer den Gradienten gP2 und gM2) dem transienten Bereich des verrauschten Signals x(t) zugeordnet. Dieser transiente Bereich, in Fig. 3 während der Zeitabschnitte t02 und t04, ist durch derart große Änderungen des verrauschten Signals x(t) charakterisiert, daß dieses Signal das Rauschband RB des quais-stationären Zustands (oberes Rauschband) oder das untere Rauschband RB′ verläßt aufgrund von z. B. rampenförmigen Signaländerungen (Bereich t02) oder sprunghafter Signaländerungen (Bereich t04). In diesem Fall sind die Amplitudenänderungen größer als die Rauschamplitude. Damit die Einhüllenden yo(t) und yu(t) diesen transienten Signaländerungen folgen können, sind die entsprechenden Gradienten der zweiten Gruppe gBM und gBP wesentlich steiler verlaufend als die Gradienten der ersten Gruppe.

In Fig. 4 ist verdeutlicht, siehe vergrößerte Detaildarstellung X, daß innerhalb des quasi-stationären Bereichs und für die Bildung der oberen Einhüllenden yo(t) die beiden Gradienten gP1 und gP2 herangezogen werden, der erstgenannte Gradient nähert einen kurzes Stück der Anstiegsflanke der Kurve x(t) kurz vor und bis zu ihrem Maximum an und schmiegt sich dieser Kurve an, der zweitgenannte Gradient gP2 ist für einen größeren Zeitbereich maßgebend, nämlich vom jeweiligen Maximum bis zu einem Punkt kurz vor dem darauf folgenden Maximum.

Für die Bildung der unteren Einhüllenden yu(t) gilt das Entsprechende wie für die Bildung der oberen Einhüllenden yo(t): Das letzte Stück der abfallenden Flanke des verrauschten Signals x(t) wird mit dem Gradienten gM1 in ein entsprechendes Stück der Hüllkurve umgesetzt, welche sich an das Signal x(t) anschmiegt bzw. sich mit diesem weitgehend deckt. Der Gradient gM2 ist für den Zeitbereich zwischen dem jeweiligen Minimum und einem Punkt kurz vor dem darauffolgenden Minimum maßgebend.

Für den Zeitabschnitt t02 gilt: In dem Augenblick, da das verrauschte Signal x(t) jeweils das Rauschband RB verläßt, findet eine Gradientenumschaltung statt, und zwar zur Bildung der oberen Einhüllenden vom Gradienten gP2 auf den Gradienten gBM. In dem Moment, da das verrauschte Signal x(t) in das Rauschband (begrenzt durch die obere und untere Einhüllende) wieder eintritt, erfolgt eine Gradientenumschaltung von gBM für gP2, so daß sich die obere Einhüllende yo(t) als Treppenkurve, wie dargestellt, ergibt. Die untere Einhüllende wird, wie oben beschrieben, durch die Gradienten gM1 und gM2 bestimmt, woraus sich eine untere Treppenkurve ergibt. Dies gilt für eine das Rauschband nach unten überschreitende, also transiente Änderung des Signals x(t). Kommt dieses Signal bei einem unteren Signal-Mittelwert wieder zur Ruhe, d. h. geht in den quasi-stationären Zustand über, wie es innerhalb des Zeitabschnitts t03 in Fig. 3 dargestellt ist, so erfolgt wieder eine Umschaltung auf die erste Gruppe von Gradienten.

Erfolgt jedoch aus diesem quasi-stationären Zustand mit dem Rauschband RB′ eine transiente Änderung des Signals x(t) in Richtung auf größere Signalwerte, wie es im Bereich t04 in Fig. 3 dargestellt ist, so erfolgt wieder eine Gradientenumschaltung, und zwar in diesem Fall auf den Gradienten gBP der zweiten Gruppe von Gradienten, der bei einer transienten Signaländerung in Richtung auf größere Signalwerte maßgebend ist.

Der Gradient gBP der zweiten Gruppe ist im transienten Bereich bei der dargestellten sprunghaften, sehr steilen Signaländerung für die Bildung der unteren Einhüllenden yu(t) maßgebend. Zur Bildung der oberen Einhüllenden yo(t) ist hier der Gradient gP1 maßgebend.

Sobald sich das verrauschte Signal x(t) im Zeitabschnitt t05 "beruhigt hat" und innerhalb des quasi-stationären Rauschbands RB verbleibt, erfolgt eine Umschaltung vom Gradienten gBP auf die Gradienten der ersten Gruppe, und zwar auf gP1 und gP2 zur Bildung der oberen Einhüllenden yo(t) und auf die Gradienten gM1 und gM2 zur Bildung der unteren Einhüllenden yu(t).

Das Diagramm nach Fig. 5 unterscheidet sich von denjenigen nach Fig. 3 und 4 dadurch, daß ein Neutronenflußsignal x(t) dargestellt ist, welches nicht sinusförmig, sondern stochastisch (statistisch unregelmäßig) verrauscht ist. Wie man erkennt, führt die Anwendung des Filterprinzips nach der Erfindung auch bei solchen Signalen zu einer "realistischen" Mittelwertbildung, bei der einerseits die unerwünschten Signalspitzen beseitigt sind, andererseits der abgeleitete Mittelwert y(t) die Dynamik des Ursprungssignals x(t) ausreichend gut wiedergibt. Das in Fig. 5 dargestellte verrauschte Signal x(t) ist, wie gesagt, ein Neutronenflußsignal, das in einer Druckwasser-Kernreaktoranlage gewonnen wurde. Das beschriebene Filter ist eine bevorzugte und für den Betrieb von Druckwasserreaktoren sehr vorteilhafte Anwendung, weil auf diese Weise das unnötige Ansprechen von Begrenzungs-Schutzeinrichtungen vermieden werden kann. In analoger Weise kann aber das Verfahren nach der Erfindung allgemein zur rauschunterdrückenden Signalverarbeitung eines niederfrequent verrauschten Signals angewendet werden.

Bei der Signalverarbeitung von Neutronenflußmeßsignalen wird die Tatsache, daß es sich um Flußsignale handelt, zweckmäßigerweise durch entsprechende Formelgrößen zum Ausdruck gebracht, weshalb in Fig. 5 neben die Signale für yo(t), x(t), yu(t) und y(t) die entsprechenden Flußsignals Φ M(t), Φ A(t), Φ P(t) und Φ D(t) geschrieben sind. Diese Bezeichnung ist auch im Schaltbild nach Fig. 2 für ein adaptives Filter nach der Erfindung zugrundegelegt, welches im folgenden erläutert wird. Gleiche Teile zu Fig. 1 tragen auch gleiche Bezugszeichen. In dem hier angeführten Beispiel ist das Eingangssignal x(t) ein Signal mit negativem Vorzeichen x(t)=-Φ A(t). Daraus ergeben sich für die obere Einhüllende yo(t) das negative Signal -Φ M(t) und für die untere Einhüllende yu(t) das negative Signal -Φ P(t). In Fig. 2 sind diese Vorzeichen berücksichtigt, in Fig. 5 wegen beabsichtigter Allgemeingültigkeit dagegen nicht. So würden sich z. B. die Vorzeichen in Fig. 5 umkehren, wenn die Kurve um die Abszissenachse gespiegelt würde. Das adaptive Filter nach der Erfindung kann sowohl positive als auch negative Werte verarbeiten. Durch einen Vergleich zwischen der Darstellung in Fig. 1 und Fig. 2 erkennt man, daß die beiden Integrator-Einheiten IN1 und IN2, welche durch eine gestrichelte Umrandungslinie hervorgehoben sind, detaillierter dargestellt sind; auf sie wird weiter unten noch eingegangen. Die beiden Verzweigungspunkte 19 und 27 aus Fig. 1 sind auf die drei Verzweigungspunkte 19a, 19b und 19c bzw. 27a, 27b und 27c aufgeteilt, was im Zusammenhang damit steht, daß die beiden Schaltungszweige 29 und 30 zur Erzeugung der floatenden Pegelgrenzwerte P1 · Φ P(t) (Zweig 29) und P2 · Φ M(t) (Zweig 30) dargestellt sind. Zu diesen beiden Zweigen führen die Leitungsstücke 26d bzw. 25d. Der floatende Pegelgrenzwert P1 · Φ P(t) entspricht PPo nach Fig. 1 und der floatende Pegelgrenzwert P2 · Φ M(t) entspricht PPu nach Fig. 1 (aus neutronenphysikalischen Gründen ist auch hierbei eine Umbenennung vorgenommen worden). Die Schaltungselemente, die zum oberen Regler Ro und diejenigen, die zum unteren Regler Ru gehören, sind in Fig. 2 durch strichpunktierte Umrandung hervorgehoben.

Im ersten Vergleichsglied A1 des ersten Reglers Ro wird ein Vergleich zwischen den Größen -Φ A(t) und -Φ M(t) durchgeführt. Das erste Vergleichsglied A1 gibt an seinem Ausgang 12 zwei verschiedene Signale ab, ein erstes oder ein zweites Ausgangssignal, und zwar U_O1=-1 oder U_O2=+1, je nach dem, ob |Φ A(t)|<|Φ M(t)| oder |Φ A(t)|<|Φ M(t)|. Bei den Werten -1 oder +1 handelt es sich um normierte Werte; zweckmäßigerweise wird mit einem Signalpegel von -10 V oder +10 V gearbeitet. Dieses erste Vergleichsglied A1 ist ebenso wie das zweite Vergleichsglied A2 des zweiten Reglers Ru als Kippverstärker ausgebildet.

Der erste Regler Ro weist ein drittes Vergleichsglied A3 auf, welches wenigstens drei Eingänge 9, 10, 11 für die Größe -Φ A(t), -Φ M(t) und P1 · Φ P(t) hat und welches an seinem Ausgang 13 nur dann ein drittes Ausgangssignal U_O3 abgibt, wenn |-Φ A(t)|<|Φ M(t)+P1 · Φ P(t)|, das heißt, das Signal |-Φ A(t)| das quasi-stationäre Rauschband RB bzw. RB′ (vgl. Fig. 3 bis 5) unterschreitet oder verläßt, wobei P1 · Φ P(t) ein zur unteren Einhüllenden -Φ P(t) proportionaler und deshalb mit dieser Hüllkurve floatender Pegelwert und P1 ein einstellbarer Proportionalitätsfaktor sind. Dem ersten und dem zweiten Vergleichsglied A1, A3 ist die Integrator-Einheit IN1 mit einem summierenden Integrator A5 nachgeschaltet, der wenigstens zwei Integrator-Zweige 31 und 32 mit einem gemeinsamen Kapazitätszweig 33 aufweist. Der erste Integrator-Zweig 31 ist zur Bildung eines ersten Gradienten aktivierbar, wenn am Eingang des Integrators A5 das erste Ausgangssignal U_O1 ansteht. Der zweite Integrator-Zweig 32 ist zur Erzeugung eines zweiten Gradienten aktivierbar, wenn am Eingang des Integrators A5 das zweite Ausgangssignal U_O2 ansteht. Der erste und der zweite Integrator-Zweig 31, 32 sind gemeinsam zur Erzeugung eines dritten Gradienten aktivierbar, wenn am Eingang des Integrators A5 sowohl das erste Ausgangssignal U_O1 als auch das dritte Ausgangssignal U_O3 anstehen. Das dritte Vergleichsglied A3 (und auch das vierte Vergleichsglied A4 des zweiten Reglers Ru) sind vorzugsweise als sogenannte Idealdioden mit jeweils drei Eingängen ausgebildet. Dem ersten Vergleichsglied A1 sind zwei antiparallel geschaltete Dioden D11, D12 nachgeschaltet, wovon die eine Diode D11 mit dem Integratorzweig 31 des summierenden Integrators A5 in Reihe geschaltet ist und die zweite Diode D12 an den einen von zwei Eingängen 34, 35 eines Summierverstärkers A13 gelegt ist, an dessen zweiten Eingang 35 der Ausgang 13 des zweiten Vergleichsglieds A3 gelegt ist. Der Ausgang des Summierverstärkers A13 ist in Reihe mit dem zweiten (32) der zwei Integrator-Zweige 31, 32 des Integrators A5 geschaltet. Im ersten Integrator-Zweig 31 ist in Reihe zur Diode D11 ein Widerstand R11 und seriell dazu ein Potentiometer G11 geschaltet. Im zweiten Integrator-Zweig 32 befindet sich der Ohmsche Widerstand RB. Zwischen Eingang und Ausgang des Integrators A5 ist der Kapazitäts-Zweig 33 mit der Kapzität C geschaltet, welcher beiden Integrator-Zweigen 31, 32 gemeinsam ist. Es werden also drei verschiedene R-C-Kombinationen gebildet, je nach dem, ob die Kapazität C in Reihe mit einem der beiden Integrator-Zweige 31 oder 32 liegt oder in Reihe zur Parallelschaltung aus diesen beiden Zweigen. Der Ausgang des Integrators A5 ist über einen invertierenden Verstärker A7 an die Ausgangsleitung 25 von Ro gelegt, so daß auf dieser Leitung das invertierte Signal -Φ M(t) für die obere Hüllkurve ansteht.

Zur Bildung der Pegelwerte P1 · Φ P(t) oder P2 · Φ M(t) wird entweder das Hüllkurvensignal -Φ P(t) abgegriffen und über Leitung 26d der Reihenschaltung aus einem Potentiometer PP1 und einem invertierenden Verstärker A9 zugeführt, welch letzterer sein Signal der Eingangsklemme 10 des zweiten Vergleichsglieds A3 zuleitet. Oder es wird (im Falle des zweiten Reglers Ru) das Hüllkurvensignal -Φ M(t) abgegriffen und über Leitung 25d der Serienschaltung aus dem Potentiometer PP2 und dem invertierenden Verstärker A10 zugeführt, von dessen Ausgang dieser Pegelwert dem Eingang 15 des vierten Vergleichsglieds A4 zugeleitet wird.

Der Aufbau des zweiten Reglers Ru ist gleichartig zu demjenigen des ersten Reglers Ro: Er weist die folgenden elektronischen Bausteine auf, die auch beim ersten Regler Ro vorhanden sind: Dioden D21, D22, Potentiometer G12 und Widerstand R12 im Integratorzweig 36, ein zweites Vergleichsglied A2, ein viertes Vergleichsglied A4, einen Summierverstärker A24, einen summierenden Integrator A6 mit nachgeschaltetem invertierenden Verstärker A8, erste und zweite Integrator-Zweige 36, 37 mit Kapazitätszweig 38. Am Ausgang des Summators MW wird das Mittelwertsignal Φ D(t) gebildet, wie prinzipiell schon anhand von Fig. 1 erläutert. Von einer weiteren näheren Erläuterung des Aufbaus des zweiten Reglers Ru kann abgesehen werden, weil dieser prinzipiell so aufgebaut ist und funktioniert wie der erste Regler Ro, abgesehen davon, daß sich hinsichtlich der Vorzeichen der einzelnen Signale Änderungen ergeben.

Zur Erläuterung der Funktion der Schaltung nach Fig. 2 wird im folgenden abschnittsweise die Bildung der einzelnen aufbereiteten Neutronenflußsignale, wie sie für das Verfahren nach der Erfindung charakteristisch ist, erläutert. Dabei wird, wo es nicht zum Verständnis erforderlich ist, die Zeitbeziehung (t) der Signale nicht mitgeschrieben, wenngleich es sich versteht, daß Φ A, Φ M, Φ P, Φ D bedeuten soll: Φ A(t), Φ M(t), Φ P(t), Φ D(t).

1. Signalverarbeitung mit dem 1. Regler Ro 1.0 Bildung des Signals -Φ M

Die Differenz (-Φ A)-(Φ M) steuert den Kippverstärker A1, der für positive Werte dieser Differenz eine konstante, positive Spannung U_O=+1 (+10 V) und für negative Werte dieser Differenz eine konstante, negative Spannung U_O=-1 (-10 V) am Ausgang abgibt. Ist die Differenz (-Φ A)-(-Φ M) =0, dann gibt der Kippverstärker am Ausgang die Spannung U_O=0 (0 V) ab. Die Schaltung bleibt in diesem Zustand, solange (-Φ A)-(-Φ M)=0 ist. Dies realisiert den stationären Fall entsprechend der Gleichung:

Φ M(t)=Φ M(0) für Φ A(t)=Φ M(t) (1.01)

1.1 Fall (-Φ M)(Φ a)(-Φ M)+P1 · (-Φ P)

Die negative Ausgangsspannung U_O=-1 des Kippverstärkers A1 wird durch die Diodenkombination D11/D12 dem Potentiometer G11 zugeführt und dort auf den Wert -G11 heruntergeteilt. Dieses konstante Signal -G11 wird dann vom Integrator A5 (einschließlich seiner Beschaltung 31, 32, 33) mit einer Integrationskonstanten

integriert, so daß am Ausgang des Integrators A5 das Signal

ansteht.

Der Gradient von Φ M ist

Es gilt

Durch Vergleich mit Gleichung (1.11) ergibt sich

Die im Gradienten g11 enthaltene Integrationskonstante K11=1/(R11 C) kann durch festverdrahtete Programmierung des Eingangswiderstands R11 variiert werden und dient zur Grobeinstellung von g11. Mit dem Potentiometer G11 wird dann der Gradient so eingestellt, daß

gilt.

1.2 Fall (-Φ A)-(-Φ M)<0

Die positive Ausgangsspannung U_O=1 des Kippverstärkers A1 wird durch die Diodenkombination D11/D12 dem Summierverstärker A13 mit dem Verstärkungsfaktor +1 zugeführt. Das Ausgangssignal von A13 wird dann vom Integrator IN1 mit der Integrationskonstanten

integriert, so daß am Ausgang des Integrators A5 das Signal

ansteht.

Es gilt:

Φ M=Φ A für Φ A gegen Werte <Φ M (1.22)

Unter der Bedingung, daß

ist, gilt entsprechend (1.21) und (1.22) Φ M=Φ A. Aus diesem Grund wird für den Gradienten 1/(RB · C) der mit dem Integrator IN1 maximal mögliche Gradient gewählt.

1.3 Fall [(-Φ A)-(-Φ M)-P1 (-Φ P)]<0

Die Differenz (-Φ A)-(-Φ M)-P1 (-Φ P) steuert die Idealdiode A3 (zweites Vergleichsglied). Solange der Wert der Differenz <0 ist, sperrt die Idealdiode, und für [(-Φ A)-(Φ M)-P1 (-Φ P)]<0 (d. h. sobald (-Φ A) das Rauschband, z. B. RB - siehe Fig. 3 und 4, überschreitet), schaltet die Idealdiode A3 eine Spannung von ca. -1 (-10 V) auf einen Eingang des Summierverstärkers A13 mit dem Verstärkungsfaktor +1. Das Ausgangssignal -1 von A13 wird vom Integrator A5 mit der Integrationskonstanten

integriert.

Da auch (-Φ M)< (-Φ A) gilt, liefert der Verstärker A1 an seinem Ausgang ein Signal U_O=-1, das über die Diodenkombination D11/D12 und dem Potentiometer G11 als Wert -G11 dem Integrator A5 zugeführt wird und mit der Integrationskonstanten

integriert wird.

Das Ausgangssignal -Φ M des Integrators A5 ergibt sich zu

solange die Differenz [(-Φ A)-(-Φ M)-P1 · (-Φ P)]<0 ist.

Da festgesetzt wird, daß

Φ M=Φ A-P1 · Φ P für Φ A gegen Werte <Φ M+P1 · Φ P (1.32)

so gilt unter der Bedingung, daß

ist, entsprechend

-Φ M=-Φ A-P1 · (-Φ P).

Aus diesem Grund wird für den Gradienten 1/(RB · C) der mit dem Integrator A5 maximal mögliche Gradient gewählt. Aus Maßgründen wird das Ausgangssignal -Φ M des Integrators A5 mit dem Verstärker A7 invertiert und dann auf den mittelwertbildenden Summator MW gegeben.

Zur Einstellung des Wertes -P1 · (-Φ P) wird das Ausgangssignal (-Φ P) des Verstärkers A6 mit dem Potentiometer PP1 bewichtet und auf einen invertierenden Eingang des Verstärkers A9 mit dem Verstärkungsfaktor 1/5 geführt. Somit liegt am Ausgang des Verstärkers A9 ein Signal entsprechend -1/5 PP1 · (-Φ P)=-P1 · (-Φ P) vor, das auf einen nichtinvertierenden Eingang 10 der Idealdiode A3 (drittes Vergleichsglied) geschaltet wird.

2. Signalverarbeitung mit dem 2. Regler Ru 2.0 Bildung des Signals -Φ P

Die Differenz (-Φ A)-(-Φ P) steuert den Kippverstärker A2, der für positive Werte dieser Differenz eine konstante, positive Spannung U_O=+1 (+10 V) und für negative Werte dieser Differenz eine konstante, negative Spannung U_O=-1 (-10 V) am Ausgang abgibt. Ist die Differenz (-Φ A)-(-Φ P)=0, dann gibt der Kippverstärker am Ausgang die Spannung U_O=0 (0 V) ab. Die Schaltung bleibt in diesem Zustand, solange

(-Φ A)-(-Φ P)=0

ist. Dies realisiert den stationären Fall entsprechend der Gleichung:

Φ P(t)=Φ A(0) für Φ A(t)=Φ A(0).

2.1 Fall (-Φ P)<(-Φ A)<(-Φ P)-P2 · (-Φ M)

Die positive Ausgangsspannung U_O=+1 des Kippverstärkers A2 wird durch die Diodenkombination D21/D22 dem Potentiometer G12 zugeführt und dort auf den Wert G12 heruntergeteilt. Dieses konstante Signal G12 wird dann vom Integrator A6 (einschließlich seiner Beschaltung 36, 37, 38) mit einer Integrationskonstanten

integriert, so daß am Ausgang des Integrators A6 das Signal

ansteht.

Der Gradient von Φ P ist

Es gilt

Durch Vergleich mit Gleichung (2.11) ergibt sich

Die im Gradienten g12 enthaltene Integrationskonstante K12=1/(R12 · C) kann durch festverdrahtete Programmierung des Eingangswiderstandes R12 variiert werden und dient zur Grobeinstellung von g12. Mit dem Potentiometer G12 wird dann der Gradient so eingestellt, daß

gilt.

2.2 Fall (-Φ A)-(-Φ P)<0

Die negative Ausgangsspannung U_O=-1 des Kippverstärkers A2 wird durch die Diodenkombination D21/D22 dem Summierverstärker A24 mit dem Verstärkungsfaktor +1 zugeführt. Das Ausgangssignal von A24 wird dann vom Integrator A6 mit der Integrationskonstanten

integriert, so daß am Ausgang des Integrators das Signal

ansteht.

Es gilt

Φ P=Φ A für Φ A gegen Werte <Φ P. (2.22)

Unter der Bedingung, daß

ist, gilt entsprechend (2.21) und (2.22) Φ P=Φ A. Aus diesem Grund wird für den Gradienten 1/(RB · C) der mit dem Integrator A6 maximal mögliche Gradient gewählt.

2.3 Fall (-Φ A)-(-Φ P)+P2 (-Φ M)<0

Die Differenz (-Φ A)-(-Φ P)+P2 (-Φ M) steuert die Idealdiode A4 (viertes Vergleichsglied). Solange der Wert der Differenz <0 ist, sperrt die Idealdiode A4 und für (-Φ A)-(-Φ P)+P2 (-Φ M)<0 (d. h. sobald (-Φ A) das Rauschband überschreitet) schaltet die Idealdiode A4 eine Spannung von ca. +1 (+10 V) auf einen Eingang des Summierverstärkers A24 mit dem Verstärkungsfaktor +1. Das Ausgangssignal +1 von A24 wird vom Integrator A6 mit der Integrationskonstanten

integriert.

Da auch (-Φ P)<(-Φ A) gilt, liefert der Verstärker A2 an seinem Ausgang ein Signal U_O=+1, das über die Diodenkombination D21/D22 und das Potentiometer G12 als Wert G12 dem Integrator A6 zugeführt wird und mit der Integrationskonstanten

integriert wird.

Das Ausgangssignal -Φ P des Integrators A6 ergibt sich zu

solange die Differenz [(-Φ A)-(-Φ P)+P2 · (-Φ M)]<0 ist.

Da festgesetzt wird, daß

Φ P=Φ A+P2 · Φ M für Φ A gegen Werte <Φ P-P2 · Φ M (2.32)

so gilt unter der Bedingung, daß

ist, entsprechend

-Φ P=-Φ A+P2 · (-Φ M),

Aus diesem Grund wird für den Gradienten 1/(RB · C) der mit dem Integrator A6 maximal mögliche Gradient gewählt.

Aus Meßgründen wird das Ausgangssignal -Φ P des Integrators A6 mit dem Verstärker A8 invertiert und dann auf den mittelwertbildenden Summator MW gegeben.

Zur Einstellung des Wertes P2 · (-Φ M) wird das Ausgangssignal (-Φ M) des Verstärkers A7 mit dem Potentiometer PP2 bewichtet und auf einen invertierenden Eingang des Verstärkers A10 mit dem Verstärkungsfaktor 1/5 geführt. Somit liegt am Ausgang des Verstärkers A10 ein Signal entsprechend -1/5 PP2 · (-Φ M) vor, das auf einen invertierenden Eingang der Idealdiode A4 (viertes Vergleichsglied) geschaltet wird.

3. Bildung des Signals Φ D

Die Signale -Φ M und -Φ P werden auf invertierende Eingänge des Summators MW geschaltet, dessen Ausgang auf einen weiteren, nicht dargestellten internen invertierenden Eingang rückgekoppelt wird. Für das Ausgangssignal Φ D gilt somit die Beziehung

Φ D=-(Φ M)-(-Φ P)-Φ D

Daraus ergibt sich die Gleichung

4. Einstellwerte

Zur Bestimmung der Potentiometereinstellung für

- PP1 wird das Rauschband P1 · Φ P benötigt. Dieser Wert liegt zwischen 0% und ca. 20% Reaktorleistung und wird durch Messung im Anlagenbetrieb bestimmt. Mit dem Wert P1 kann man den Einstellfaktor z. B. wählen zu PP1=5 · P1Speziell für P1 · Φ P=10% und Φ P=105% ergibt sich P1=0,0952 und damit PP1=0,476.
- PP2 wird das Rauschband P2 · Φ M benötigt. Dieser Wert liegt zwischen 0% und ca. 20% der Reaktorleistung und wird durch Messung im Anlagenbetrieb bestimmt. Mit dem Wert P2 kann man den Einstellfaktor z. B. wählen zu PP2=5 · P2Speziell für P2 · Φ M=10% und Φ M=95% ergibt sich P2=0,1053 und damit PP2=0,526.

Zur Bestimmung der Integrationskonstanten werden die Gradienten i [%]/[s] und k[%]/[s] benötigt.

Diese Werte liegen beispielsweise bei

Mit PE=125% ergibt sich aus dem Ansatz

und aus dem Ansatz

Dementsprechend wird für die Gradienten i/PE und k/PE der Eingang beider Integratoren mit den Zeitkonstanten 1/(R11 · C)=1/1000 s und 1/(R12 · C)=1/1000 s gewählt. Mit den Potentiometern G11 und G12 werden dann

und

eingestellt. Für die Potentiometer G11 und G12 ergeben sich damit die Einstellwerte

G11=0,4

und

G12=0,4

Die Gradienten für die Begrenzungskonstante 1/(RB · C) werden größtmöglich zu

1/(RB · C)=1/1 s

gewählt.

Mit dem adaptiven Filter nach Fig. 6 wird ein Verfahren zur rauschunterdrückenden Signalverarbeitung eines niederfrequent verrauschten Signals in allgemeiner, mathematischer Darstellung mit Zustandsvariablen beschrieben. Dies ermöglicht die Verwirklichung sowohl in Analogtechnik als auch in Digitaltechnik (z. B. durch Programmierung von Rechnern).

Die Eingangsvariable x(t) - im folgenden vereinfachend mit x bezeichnet (auch bei den übrigen zeitabhängigen Zustandsvariablen wird soweit als möglich diese vereinfachende Schreibweise verwendet) wird gleichermaßen einem Regelkreis RU und einem Regelkreis RO zugeführt. Der Regelkreis RU liefert die Ausgangsvariable yu, und der Regelkreis RO liefert die Ausgangsvariable yo. Die Variablen yu und yo werden beide einem eine Mittelwertfunktion verwirklichenden Baustein MW zugeführt, der aus den Variablen yu und yo das arithmetische Mittel y mit

bildet. Die Mittelwertfunktion des Bausteins MW liefert also an ihrem Ausgang die Variable y.

Die Funktion des Regelkreises RU läßt sich folgendermaßen beschreiben: Die Eingangsvariable x und die Ausgangsvariable yu werden einer Vergleichsfunktion UV1 (bzw. einem entsprechenden Baustein) zugeführt, welche die Ausgangsvariable xuw mit der Eigenschaft

xuw=x-yu,

liefert. Die Ausgangsvariable xuw ist gleichzeitig die Eingangsvariable für eine Schaltfunktion US1, die die Zustandsvariablen Au und Bu in Abhängigkeit vom Zustand der Eingangsvariablen xuw bildet. Im Fale, daß xuw größer als 0 ist, sind Au=1 und Bu=0; im Falle daß xuw kleiner als 0 ist, sind Au=0 und Bu=1. Für den Fall, daß xuw den Zustand =0 annimmt, sind Au=0 und Bu=0.

Eine weitere Funktion UT liefert die Ausgangsvariable zu, die sowohl eine Konstante als auch eine Funktion der Ausgangsvariablen yo mit der Eigenschaft

zu=f(yo)

sein kann. In Fig. 6 ist nur die letztgenannte Möglichkeit dargestellt.

Die Ausgangsvariable zu wird zusammen mit der Eingangsvariablen x und der Ausgangsvariablen yu der Vergleichsfunktion UV2 zugeführt, welche die Ausgangsvariable zuw mit der Eigenschaft

zuw=x-(yu+zu)

liefert. Die Ausgangsvariable zuw ist gleichzeitig die Eingangsvariable für eine Schaltfunktion US2, welche die Zustandsvariable Cu in Abhängigkeit vom Zustand der Eingangsvariablen zuw bildet. Im Falle, daß zuw größer als 0 ist, ist Cu=1; im Falle, daß zuw kleiner oder gleich 0 ist, ist Cu=0.

Die Zustandsvariablen Au, Bu und Cu sind gleichzeitig Eingangsvariable für die Integrierfunktion UI, welche die Ausgangsvariable yu in Abhängigkeit von den Eingangsvariablen Au, Bu und Cu sowie in Abhängigkeit von den Integranten g_min, g_max und von der Zeit t bildet. Im Falle, daß Au=1, Bu=0 und Cu=0 sind, wird die Ausgangsvariable yu ausgehend von einem Anfangswert yu(0) durch die Funktion

yu=yu(0)+g_min · t

gebildet. Dabei ist g_min charakterisiert durch die Eigenschaft, daß |g_min||dx/dt| ist. Im Falle, daß Au=0, Bu=1 und Cu=0, wird die Ausgangsvariable yu ausgehend von einem Anfangswert yu(0) durch die Funktion

yu=yu(0)-g_max · t

gebildet. Dabei ist g_max charakterisiert durch die Eigenschaft, daß |g_max||dx/dt| ist. Im Falle, daß Au=1, Bu=0 und Cu=1, wird die Ausgangsvariable yu ausgehend von einem Anfangswert yu(0) durch die Funktion

yu=yu(0)+(g_min+g_max) · t

gebildet. Dabei sind g_min und g_max charakterisiert durch die Eigenschaft, daß |g_min||dx/dt| und |g_max||dx/dt|.

Im Falle, daß Au=0, Bu=0 und Cu=0, wird die Ausgangsvariable yu gebildet durch die Funktion

yu=yu(0).

Das heißt, die Ausgangsvariable yu nimmt in diesem Fall den Anfangswert yu(0) an.

Die Funktion des Regelkreises RO läßt sich sinngemäß folgendermaßen beschreiben: Die Eingangsvariable x und die Ausgangsvariable yo werden einer Vergleichsfunktion OV1 (bzw. einem entsprechenden Schaltungsbaustein) zugeführt, die die Ausgangsvariable xow mit der Eigenschaft

xow=x-yo

liefert. Die Ausgangsvariable xow ist gleichzeitig die Eingangsvariable für eine Schaltfunktion OS1, welche die Zustandsvariablen Ao und Bo in Abhängigkeit vom Zustand der Eingangsvariablen xow bildet. Im Falle, daß xow kleiner als 0 ist, sind Ao=1 und Bo=0; im Falle, daß xow größer als 0 ist, sind Ao=0 und Bo=1. Für den Fall, daß xow den Zustand gleich 0 annimmt, sind Ao=0 und Bo=0.

Eine weitere Funktion OT liefert die Ausgangsvariable zo, die sowohl eine Konstante als auch eine Funktion der Ausgangsvariablen yu mit der Eigenschaft

zo=f(yu)

sein kann. In Fig. 6 ist nur die letztgenannte Möglichkeit dargestellt.

Die Ausgangsvariable zo wird zusammen mit der Eingangsvariablen x und der Ausgangsvariablen yo der Vergleichsfunktion OV2 zugeführt, welche die Ausgangsvariable zow mit der Eigenschaft

zow=x-(yo-zo)

liefert. Die Ausgangsvariable zow ist gleichzeitig die Eingangsvariable für eine Schaltfunktion OS2, welche die Zustandsvariable Co in Abhängigkeit vom Zustand der Eingangsvariablen zow bildet. Im Falle, daß zow kleiner als 0 ist, ist Co=1; im Falle, daß zow größer oder gleich 0 ist, ist Co=0.

Die Zustandsvariablen Ao, Bo und Co sind gleichzeitig Eingangsvariable für die Integrierfunktion OI, welche die Ausgangsvariable yo in Abhängigkeit von den Eingangsvariablen Ao, Bo und Co sowie in Abhängigkeit von den Integranten g_min, g_max und von der Zeit t bildet.

Im Falle, daß Ao=1, Bo=0 und Co=0 sind, wird die Ausgangsvariable yo ausgehend von einem Anfangswert yo(0) durch die Funktion

yo=yo(0)-g_min · t

gebildet. Dabei ist g_min charakterisiert durch die Eigenschaft, daß |g_min||dx/dt| ist. Im Falle, daß Ao=0, Bo=1 und Co=0, wird die Ausgangsvariable yo ausgehend von einem Anfangswert yo(0) durch die Funktion

yo=yo(0)+g_max · t

gebildet. Dabei ist g_max charakterisiert durch die Eigenschaft, daß |g_max||dx/dt| ist. Im Falle, daß Ao=1, Bo=0 und Co=1, wird die Ausgangsvariable yo ausgehend von einem Anfangswert yo(0) durch die Funktion

yo=yo(0)+(g_min+g_max) · t

gebildet. Dabei sind g_min und g_max charakterisiert durch die Eigenschaft, daß |g_min||dx/dt| und |g_max||dx/dt| sind.

Im Falle, daß Ao=0, Bo=0 und Co=0, wird die Ausgangsvariable yo gebildet durch die Funktion

yo=yo(0)

das heißt, die Ausgangsvariable yo nimmt in diesem Falle den Anfangswert yo(0) an.

Claims

1. Verfahren zur rauschunterdrückenden Signalverarbeitung eines niederfrequent verrauschten Signals x(t), dadurch gekennzeichnet,

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

- daß der erste und der zweite Regelkreis (Ro) bzw. (Ru) mit mehreren Stellgrößen-Änderungsgeschwindigkeiten arbeiten, deren Gradienten zumindest teilweise voneinander verschieden sind,
- daß eine erste Gruppe von Gradienten (gP1, gP2; gM1, gM2) dem quasi-stationären Bereich des verrauschten Signals, dessen arithmetischer Mittelwert y(t) annähernd konstant bleibt, zugeordnet wird,
- und daß eine zweite Gruppe von Gradienten (gBM, gP2; gBP, gM2) dem transienten Bereich des verrauschten Signals zugeordnet wird, wobei der arithmetische Mittelwert y(t) des verrauschten Signals x(t) in diesem transienten Bereich z. B. rampenförmige oder sprunghafte Amplitudenänderungen durchläuft, die größer sind als die Rauschamplitude, und wobei die zweite Gruppe von Gradienten so gewählt wird, daß diese dem rampen- oder sprungförmigen Amplitudenänderungen folgen können.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,

- daß die Geschwindigkeit, mit der die obere Einhüllende yo(t) ansteigendem x(t) folgt, gewählt wird zu gP1≧dx/dt (erster Gradient)
- daß die Geschwindigkeit, mit der die obere Einhüllende yo(t) abfallendem x(t) folgt, solange yo(t) kleiner ist als x(t) und x(t) seinerseits größer ist als yo(t)-PPo, gewählt wird zu |gP2||gP1| (zweiter Gradient)
- und daß die Geschwindigkeit, mit der die obere Einhüllende yo(t) abfallendem x(t) folgt, solange x(t) kleiner ist als yo(t)-PPo, gewählt wird zu gBM (dritter Gradient)

wobei durch die Differenz aus yo(t) und dem Pegelwert PPo ein floatender Pegelgrenzwert definiert wird, bei dessen Erreichen oder Unterschreiten durch das verrauschte Signal x(t) eine Gradientenumschaltung von gP2 auf gBM erfolgt und umgekehrt, wobei PPo ein fester als auch ein zur unteren Hüllkurve yu(t) proportionaler und deshalb mit dieser Hüllkurve floatender Pegelwert sein kann.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet,

- daß die Geschwindigkeit gM1, mit der die untere Einhüllende yu(t) abfallendem x(t) folgt, gewählt wird zu gM1≦dx/dt (vierter Gradient)
- daß die Geschwindigkeit gM2, mit der die untere Einhüllende yu(t) ansteigendem x(t) folgt, solange yu(t) kleiner ist als x(t) und x(t) seinerseits kleiner ist als yu(t)+PPu, gewählt wird zu |gM2||gM1| (fünfter Gradient)
- und daß die Geschwindigkeit gBP, mit der die untere Einhüllende yu(t) ansteigendem x(t) folgt, solange x(t) größer ist als yu(t)+PPu, gewählt wird zu gBP (sechster Gradient)

5. Verwendung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 4, zur rauschunterdrückenden Signalverarbeitung eines niederfrequent verrauschten Signals, das ungefiltert zum Erreichen oder Überschreiten von Signalgrenzwerten führen kann, die das Signal x(t) ohne Rauschanteil nicht erreichen würde.

6. Verwendung nach Anspruch 5 zur rauschunterdrückenden Signalverarbeitung von Neutronenflußsignalen, die mittels die Neutronenflußdichte messender Sonden an oder in Kernreaktordruckbehältern gewonnen und zur Ermittlung der sogenannten kurzzeitkorrigierten thermischen Reaktorleistung herangezogen werden.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,

- daß die Geschwindigkeit, mit der die obere Einhüllende Φ M(t) einem ansteigenden verrauschten Flußsignal Φ A(t) folgt, gewählt wird zu
- daß die Geschwindigkeit, mit der die obere Einhüllende Φ M(t) einem abfallenden verrauschten Flußsignal Φ A(t) folgt, solange -Φ M(t)<-Φ A(t) und solange -Φ A(t)<-Φ M(t)-P1 · Φ P(t), gewählt wird zu
- und daß die Geschwindigkeit, mit der die obere Einhüllende Φ M(t) einem abfallenden verrauschten Flußsignal Φ A(t) folgt, solange -Φ A(t)<-Φ M(t)-P1 · Φ P(t)gewählt wird zu wobei
RB=erster ohmscher Widerstand
C=Kapazität
R11=zweiter ohmscher Widerstand
G11<1=durch Spannungsteiler gegebener Faktor
P1 · P(t)=ein zur unteren Einhüllenden Φ P(t) proportionaler und deshalb mit dieser Hüllkurve floatender Pegelwert und
P1=einstellbarer Proportionalitätsfaktor

und wobei durch |-Φ M(t)-P1 · Φ P(t)| ein floatender Pegelgrenzwert definiert wird, bei dessen Erreichen oder Unterschreiten durch das verrauschte Flußsignal -Φ A(t) eine Gradientenumschaltung von gP2 auf gBM erfolgt und umgekehrt.

8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet,

- daß die Geschwindigkeit, mit der die untere Einhüllende -Φ P(t) einem abfallenden verrauschten Signal -Φ A(t) folgt, gewählt wird zu
- daß die Geschwindigkeit, mit der die untere Einhüllende Φ P(t) einem ansteigenden verrauschten Flußsignal Φ A(t) folgt, solange |-Φ P(t)|<|-Φ A(t)| und solange |-Φ A(t)|<|-Φ P(t)+P2 · Φ M(t)|, gewählt wird zu
- und daß die Geschwindigkeit, mit der die untere Einhüllende -Φ P(t) einem ansteigenden verrauschten Flußsignal -Φ A(t) folgt, solange |-Φ A(t)|<|-Φ P(t)+P2 · Φ M(t)|, gewählt wird zu wobei
R12=dritter ohmscher Widerstand
G12<1=durch Spannungsteiler gegebener Faktor
P2 · Φ M(t)=ein zur oberen Einhüllenden Φ M(t) proportionaler und deshalb mit dieser Hüllkurve floatender Pegelwert
P2=einstellbarer Proportionalitäsfaktor

und wobei durch |-Φ P(t)+P2 · Φ M(t)| ein floatender Pegelgrenzwert definiert wird, bei dessen Erreichen oder Überschreiten durch das verrauschte Flußsignal -Φ A(t) eine Gradientenumschaltung von gM2 auf gBP erfolgt und umgekehrt.

9. Adaptives Filter zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet,

- daß das adaptive Filter aus zwei zueinander parallel geschalteten Reglern (Ro) und (Ru) mit je einem Eingang für das verrauschte Signal x(t) besteht, und zwar einem ersten Regler (Ro) zur Erzeugung der oberen Einhüllenden yo(t) des verrauschten Signals x(t) und einem zweiten Regler (Ru) zur Erzeugung der unteren Einhüllenden yu(t) des verrauschten Signals x(t),
- und daß den beiden Reglern (Ro, Ru) ein Summator (MW) nachgeschaltet ist, der aus den seinen Summator-Eingängen zugeführten beiden Ausgangssignalen yo(t) und yu(t) den an seinem Ausgang abnehmbaren Mittelwert 1/2 · yo(t)+yu(t) bildet.

10. Adaptives Filter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,

- daß der erste Regler (Ro) ein erstes Vergleichsglied (A1) aufweist, in welchem ein Vergleich zwischen den Größen x(t) und yo(t) durchgeführt wird und welches an seinem Ausgang zwei verschiedene Signale, ein erstes oder ein zweites Ausgangssignal (U_O1 bzw. U_O2) abgibt, je nach dem, ob |x(t)|<|yo(t)| oder |x(t)|<|yo(t)|ist,
- daß der erste Regler (Ro) ein drittes Vergleichsglied (A3) aufweist, welches wenigstens drei Eingänge für die Größen x(t), yo(t) und PPo hat und welches an seinem Ausgang nur dann ein drittes Ausgangssignal (U_O3) abgibt, wenn |x(t)|<|yo(t)-PPo|d. h. das Signal |-x(t)| das quasi-stationäre Rauschband unterschreitet oder verläßt, wobei PPo ein zur unteren Einhüllenden yu(t) proportionaler und deshalb mit dieser Hüllkurve floatender Pegelwert und Po ein einstellbarer Proportionalitätsfaktor sind,
- daß dem ersten und dem dritten Vergleichsglied ein summierender Integrator (A5) mit wenigstens zwei Integrator-Zweigen nachgeschaltet ist, wobei der erste Integrator-Zweig zur Bildung eines ersten Gradienten aktivierbar ist, wenn am Eingang des Integrators (A5) das erste Ausgangssignal (U_O1) ansteht, wobei der zweite Integrator-Zweig zur Erzeugung eines zweiten Gradienten aktivierbar ist, wenn am Eingang des summierenden Integrators (A5) das zweite Ausgangssignal (U_O2) ansteht und wobei der erste und der zweite Integrator-Zweig gemeinsam zur Erzeugung eines dritten Gradienten aktivierbar sind, wenn am Eingang des summierenden Integrators (A5) sowohl das erste Ausgangssignal (U_O1) als auch das dritte Ausgangssignal (U_O3) anstehen.

11. Adaptives Filter nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet,

- daß der zweite Regler (Ru) ein zweites Vergleichsglied (A2) aufweist, in welchem ein Vergleich zwischen den Größen x(t) und yu(t) durchgeführt wird und welches an seinem Ausgang zwei verschiedene Signale, ein viertes oder ein fünftes Ausgangssignal (U_O4 bzw. U_O5), abgibt, je nach dem, ob |x(t)|<|yu(t)| oder |x(t)|<|yu(t)|
- daß der zweite Regler ein viertes Vergleichsglied (A4) aufweist, welches wenigstens drei Eingänge für die Größen x(t), yu(t) und PPu hat und welches an seinem Ausgang nur dann ein sechstes Ausgangssignal (U_O6) abgibt, wenn |x(t)|<|yu(t)+PPu|d. h. das Signal |-x(t)| das quasi-stationäre Rauschband überschreitet oder verläßt, wobei PPu ein zur oberen Einhüllenden yo(t) proportionaler und deshalb mit dieser Hüllkurve floatender Pegelwert und Pu ein einstellbarer Proportionalitätsfaktor ist,
- daß dem zweiten und vierten Vergleichsglied (A2, A4) ein summierender Integrator (A6) mit wenigstens zwei dritten und vierten Integrator-Zweigen nachgeschaltet ist,
wobei der dritte Integrator-Zweig zur Erzeugung eines vierten Gradienten aktivierbar ist, wenn am Eingang des summierenden Integrators (A6) das vierte Ausgangssignal (U_O4 ansteht, wobei der vierte Integrator-Zweig zur Erzeugung eines fünften Gradienten aktivierbar ist, wenn am Eingang des zweiten summierenden Integrators (A6) das fünfte Ausgangssignal (U_O5) ansteht und
wobei der dritte und der vierte Integrator-Zweig gemeinsam zur Erzeugung eines sechsten Gradienten aktivierbar sind, wenn am Eingang des zweiten summierenden Integrators (A6) sowohl das vierte Ausgangssignal (U_O4) als auch das sechste Ausgangssignal (U_O6) anstehen

12. Adaptives Filter nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Regler (Ro und Ru) zur Bildung invertierter Ausgangssignale yo(t)=-Φ M(t) undyu(t)=-Φ P(t)eingerichtet sind und hierzu dem summierenden Integrator (A5) bzw. (A6) jeweils ein invertierender Verstärker (A7) bzw. (A8) nachgeschaltet ist.

13. Adaptives Filter nach einem der Ansprüche 9 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß im mittelwertbildenden Summator (MW) die beiden invertierten Hüllkurvensignale Φ M(t) und Φ P(t) zu einem positiven arithmetischen Mittelwert Φ D(t) verarbeitet werden und hierzu auch der Summator (MW) als invertierender Verstärker ausgebildet ist.

14. Adaptives Filter nach einem der Ansprüche 9 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß das erste bzw. dritte Vergleichsglied (A1 bzw. A2) als Kippverstärker ausgebildet sind.

15. Adaptives Filter nach einem der Ansprüch 9 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß das dritte bzw. vierte Vergleichsglied (A3 bzw. A4) als sogenannte Idealdioden mit jeweils drei Eingängen ausgebildet sind.

16. Adaptives Filter nach einem der Ansprüche 9 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß dem ersten bzw. zweiten Vergleichglied (A1 bzw. A2) jeweils zwei antiparallel geschaltete Dioden (D11, D12; D21, D22) nachgeschaltet sind, wovon eine Diode (D11 bzw. D21) mit einem der zwei Integrator-Zweige des summierenden Integrators (A5 bzw. A6) in Reihe geschaltet ist und eine zweite Diode (D12 bzw. D22) an den einen von zwei Eingängen eines Summierverstärkers (A13 bzw. A24) gelegt ist, an dessen zweiten Eingang der Ausgang des dritten bzw. vierten Vergleichsglieds (A3 bzw. A4) gelegt ist, und daß der Ausgang des Summierverstärkers (A13 bzw. A24) in Reihe mit dem zweiten der zwei Integrator-Zweige des summierenden Integrators (A5 bzw. A6) geschaltet ist.

17. Adaptives Filter nach einem der Ansprüche 9 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bildung der Pegelwerte (PPo bzw. PPu) das abgegriffende Hüllkurvensignal yu(t) bzw. yo(t) über einen Spannungsteiler (PP1 bzw. PP2) und einen dazu seriellen invertierenden Verstärker (A9 bzw. A10) mit dem Verstärkungsfaktor an den zugehörigen Eingang des zweiten bzw. vierten Vergleichsglieds (A3; A4) gelegt ist.

18. Adaptives Filter nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsfaktor V=-1/5 beträgt.