DE4028928A1 - Verfahren fuer die codierung und uebertragung von information, insbesondere von vorlagen und bildern und fuer das fernsehen - Google Patents
Verfahren fuer die codierung und uebertragung von information, insbesondere von vorlagen und bildern und fuer das fernsehenInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung befaßt sich mit einem Verfahren
für die Codierung und Übertragung von Information, insbeson
dere von Vorlagen und Bildern und für das Fernsehen.
Für die Codierung und Übertragung von Information 2er oder
mehrerer Kanäle über einen Weg sind bisher frequenz- und
zeitmultiplexe Verfahren, wie z. B. die Trägerfrequenztechnik
und die Pulscodemodulation verwendet worden. Auch bei Telefax
sind außer der "Punkt zu Punkt" die eindimensionale Lauflän
gen- und die zweidimensionale Codierung bekannt. Alle diese
Methoden haben entweder eine zu große Bandbreite
oder Übertragungszeit oder der Aufwand ist zu groß.
Die vorliegende Erfindung hat nun das Ziel, z. B. für Telefax
und für das Fernsehen die Information für die Übertragung,
Aufzeichnung und/oder Speicherung so zu codieren, daß gegen
über den herkömmlichen Codierungen die Übertragungszeit und/oder
die Bandbreite verringert und/oder die Übertragungssi
cherheit erhöht wird. Dies wird durch die im Patentanspruch 1
offenbarte Lehre erreicht.
Gemäß der Erfindung kann z. B. die Übertragungszeit in der
Weise verkürzt werden, indem 2 oder mehrere Zeilen, auch lauf
längencodierte, oder Farbfernsehkanäle gleichzeitig codemul
tiplex codiert und übertragen werden. Dies geschieht in der
Weise, indem die synchron bzw. quasisynchron angeordneten
Codeelemente 2er oder mehrerer Zeilen bzw. Kanäle parallel
geordnet und zusammen zu einem Codewort vereinigt und übertra
gen werden. Bei der Decodierung auf der Empfangsseite werden
die Codeelemente den einzelnen Zeilen bzw. Kanälen wieder
zugeordnet.
Die Erfindung kann z. B. angewendet werden bei Telex, Teletex,
Telefax, bei digitalen Fernsprech- und Datenkanälen, bei Ge
meinschaftsanschlüssen und Wählsternschaltern.
Auch in der Bildübertragung und in der Fernsehtechnik läßt
sich die Erfindung mit Vorteil einsetzen. Bei Übertragung
über Kabel kann es auch notwendig werden, daß eine Gleich
stromfreiheit vorgesehen wird, dann wird man die Periode
als Codeelement vorsehen.
Weiterhin offenbart die Erfindung eine vorteilhafte Phasen
codierung des Farbtones beim Fernsehen. Dabei wird nicht die
Phasenverschiebung, die im Summenwechselstrom codiert ist
und die ein Maß für den Farbton ist, übertragen, sondern die
Phasenverschiebung der Abtastwerte, die in der Folge in die
Periodendauer des Codierwechselstromes übertragen wird, wo
bei die Amplitude den Sättigungsvektor codiert.
Außerdem zeigt die Erfindung Anwendungen für den Duplexver
kehr mit einem Wechselstrom einer Frequenz auf. Dieser beruht
auf dem Prinzip der Addition zweier um 90 Grad phasenverscho
bener Wechselströme, bei denen die Amplituden der Halbwellen
die Information darstellen und die sich dann im Gegenverkehr
nicht aufheben. Außerdem sind Anwendungen für die doppelte
Quadraturamplitudenmodulation aufgezeigt, bei der die 4 Co
dierwechselströme zweimal summiert werden und die eine Phasen
lage von 0,90,90,180 Grad aufweisen und bei der 2. Summierung
eine Phasenlage von 45 und 135 Grad einnehmen.
Als Stand der Technik gelten auch meine Patente und Offenle
gungsschriften: US-Patente 47 94 621, 46 75 721, 47 31 798
Kanada 12 14 277, europäische Offenlegungsschriften 01 10 427,
01 97 529, 02 39 959, 02 84 019, deutsche Offenlegungen DE 36 29 706.2,
35 14 664.8, 37 19 670.7, 38 02 088.2, 38 05 263.6.
Nachstehend wird die Erfindung an Hand von Zeichnungen näher
erläutert. Diese stellen dar:
Fig. 1 Prinzip einer codemultiplexen Anordnung,
Fig. 2 Bisherige Erzeugung von Phasensprüngen z. B. bei der
4 PSK,
Fig. 3 bis 8 und 83 Erzeugung von Phasensprüngen,
Fig. 9 Erzeugung von Amplitudenstufen,
Fig. 10, 11 und 13 Darstellung einer doppelten QAM und Vektor
diagramm einer höherwertigen Codierung,
Fig. 14 Vektordiagramm einer doppelten QAM,
Fig. 16, 91 Anordnung der Codierpunkte bei einer mehrwertigen Co
dierung mittels Amplitudengrößen und Phasenlage,
Fig. 15 Übersicht für die Erzeugung von Phasen- und Amplituden
stufen,
Fig. 17 Erzeugung von Phasensprüngen,
Fig. 18, 19, 20, 21, 24, 28, 79, 88, 89, 90 Codemultiplexe Beispiele,
Fig. 22, 23 Übersicht eines Fernsehsenders und Empfängers,
Fig. 25, 26, 27 Duplexverkehr über Leitungen und Funk mit nur
einem Wechselstrom mit Phasennachstellung,
Fig. 29 Kompensierung von Überlappungen,
Fig. 30, 31, 32 Erzeugung und Umsetzung von PDM-Impulsen in
Halbperiodenimpulse,
Fig. 33 bis 38 Erzeugung und Umsetzung von PDM-Impulse in
einen Wechselstrom,
Fig. 39 bis 44 Codierungen gemäß der Erfindung für das Fern
sehen,
Fig. 45, 46, 62, 63 Doppelbinäre und Doppelduobinäre Anordnung
von Codeelementen,
Fig. 47, 48, 49 Schaltungsübersichten für das Fernsehen,
Fig. 50 bis 55 Codierungen von Farbfernsehsignalen,
Fig. 56, 57, 58 Mehrfachausnützung von Übertragungswegen PDM-
codierter Signale,
Fig. 59, 60 Auswertung von phasenmodulierten Signalen,
Fig. 64 Schaubild über Abhängigkeit der frequenzmodulierten
Schwingung von der Amplitude und Frequenz der Modula
tionsschwingung,
Fig. 65 Codierungsplan für das Farbfernsehen,
Fig. 66, 84, 85, 86 schmalbandiger Code,
Fig. 67 Schema für eine Fernsehphasencodierung,
Fig. 68, 69, 87, Eine Phasencodierung für Farbfernsehsignale,
Fig. 70, 71 Serielle Anordnung von Fernsehsignalen,
Fig. 72 Prinzipanordnung für die Übertragung von Fernsehsig
nalen, phasencodiert,
Fig. 73, 74 Pulsdauermodulationsschaltung,
Fig. 75, 76 Prinzip der Mehrfachübertragung pulsdauermodulier
ter Signale über einen Stromweg,
Fig. 77, 78 Digitalcodierung von Farbfernsehsignalen und Schal
tung für die Übertragung,
Fig. 80, 81 Halbperiodendauern für Phasencodierungen,
Fig. 82 Schaltbild für die Unterbringung eines Informations
kanales zwischen 2 Fernsehkanälen,
Fig. 92-110 Codierung mehrerer Zeilen bzw. Kanäle.
Eine einfache Art Phasensprünge zu realisieren ist in den
Fig. 3, 4, 5, 6, 7 beschrieben. Zuerst wird an Hand der Fig. 3
dies näher erläutert. Auf der Sendeseite S werden Rechteck
impulse mit einer Frequenz von 1 MHz angeschaltet. Wird,
wie in der Fig. 3c dargestellt, in den Übertragungsweg ein
Tiefpaß TP 5,5 MHz eingeschaltet, erhält man beim Empfänger
E beinahe noch einen Rechteckimpuls. Wird, wie in der Fig. 3b
eingezeichnet, ein Tiefpaß TP von 3,5 MHz eingeschaltet,
ist die senkrechte Flankensteilheit nicht mehr vorhanden,
wird dagegen wie in der Fig. 3a dargestellt, der Tiefpaß auf
1,5 MHz reduziert, so erhält man beim Empfänger E einen sinus
ähnlichen Wechselstrom mit der Periodendauer der Rechteckperi
ode. Da sich also die Periodendauer gegenüber dem Rechteck
impuls nicht ändert, kann man durch Veränderung der Perioden
dauern der Rechteckimpulse auch die Phase bzw. Frequenz
des in der Fig. 3a dargestellten sinusförmigen Wechselstromes
ändern. Da eine solche Änderung immer beim Nulldurchgang er
folgt, erfolgt eine kontinuierliche Änderung und werden kaum
Oberwellen erzeugt, d. h. die Übertragung ist schmalbandiger
als bei den bisher üblichen Phasentastungen. In der Empfangs
stelle kann dann auch die Änderung der Periodendauer als Maß
für den Phasensprung vorgesehen werden. Eine solche Auswerte
schaltung wird noch später beschrieben.
In der Fig. 4 sind Rechteckimpulse mit verschiedenen Perioden
dauern T=f, T=f1 und T=f2 dargestellt. Nach einer analogen An
ordnung nach der Fig. 3a würde man auf der Empfangsseite einen
sinusförmigen Wechselstrom mit den Periodendauern T=1/f,
T=1/f1, t=1/f2 erhalten. Da bei Phasensprüngen sich die Frequenz
des Wechselstromes verkleinert oder vergrößert, ent
spricht die Frequenzänderung einem Phasensprung. Aus der Fig. 2,
die eine Phasentastung herkömmlicher Art darstellt, geht dies
deutlich hervor. Man sieht in dieser, daß bei jeder Phasenän
derung eine Frequenzänderung erfolgt, jedoch nicht in kontinu
ierlicher Weise. Daher ist es auch schwer aus der Periodendauer
auf der Empfangsseite die Größe des Phasensprungs zu er
mitteln. Um die Frequenzänderungen und damit auch das Frequenz
band klein zu halten, kann man jeden Phasensprung in Stufen zer
legen. In der Fig. 5 ist schematisch dies aufgezeichnet. In dieser
ist T/2 die Halbperiodendauer eines Impulses und entspricht 180°.
Dieser Winkel wird in 36 Stufen zu je 5 Grad eingeteilt. Soll
ein Phasensprung von 40 Grad zustandekommen, so wird die Halb
periode T/2 4mal um 5 Grad gekürzt und natürlich die andere
Halbperiode ebenfalls. Die Halbperiodendauer gegenüber dem
Bezugsimpuls ist dann T 1/2. Nach dem Phasensprung kann man ent
weder diese Frequenz belassen, oder aber wieder auf die Frequenz
T/2 umschalten, indem man einen Phasensprung von 5 Grad in ent
gegengesetzter Richtung vorsieht. Gegenüber der Bezugsphase wäre
dann immer noch eine Phasenverschiebung von 30 Grad vorhanden.
In der Fig. 6 sind zeitlich 4mal die Perioden der Bezugsphase
und 4mal die Perioden der um 2×5 Grad gekürzten Perioden ein
gezeichnet. Beim Vergleich nach der 4. Periode ist der Unter
schied von 40 Grad gegenüber der Bezugsphase ersichtlich.
In der Fig. 7 ist eine Schaltung einer Ausführungsform der Er
findung dargestellt. Es wird angenommen die Periodendauer in
72 Stufen zu unterteilen und zwar mit Phasensprungstufen von 5
Grad. Jeder Stufe sollen 10 Meßimpulse zugeordnet werden, so
sind für die Periodendauer 72×10=720 Meßimpulse und für die
Halbperiodendauer 360 Meßimpulse erforderlich. Auf der Sende
seite brauchen immer nur die Halbperioden codiert werden. Die
2. Halbperiode wird dann jeweils über den Codierer Cod gesteu
ert. Werden Phasensprungstufen von 5 Grad vorgesehen, so sind
für die Halbperiode, wenn die Änderung voreilend sein soll,
350 und bei einer nacheilenden Phasenänderung 370 Meßimpulse
erforderlich. Das Zählglied Z in der Fig. 7 muß also mindestens
370 Ausgänge haben. Die Meßimpulsfrequenz hängt also von der
Codierfrequenz ab. Im Beispiel der Fig. 7 wird im Oszillator
Osc der Steuerwechselstrom für die Meßimpulse erzeugt. Man
kann damit unmittelbar über das Gatter G1 das Zählglied steu
ern, oder aber auch Pulse mittels eines Schmitt-Triggers oder
einer anderen Schaltung erzeugen und mit diesen Pulsen dann
das Zählglied Z schalten. Man kann auch durch Veränderung der
Oszillatorfrequenz die Impulsdauer ändern. Angenommen wird
der Ausgang Z2 am Zählglied Z markiert 370 Meßimpulse, also
die nacheilende Phasenverschiebung, dann wird vom Codierer
Cod über g2 ein solches Potential an den einen Eingang des
Gatters G2 gelegt, daß dann beim Erreichen des Zählgliedes
Ausgang Z2, über das dann z. B. dasselbe Potential an den
anderen Eingang von G2 gelegt wird, daß sich das Potential
am Ausgang von G2 ändert, z. B. von h auf l. Im elektroni
schen Relais ER hat dies zur Folge, daß Pluspotential + an
den Ausgang J gelegt wird. Über die Verbindung A ist der Codie
rer Cod mit dem elektronischen Relais ER verbunden. Beim näch
sten Überlauf des Zählgliedes Z bis Z2 wird über die Verbin
dung A ER so gesteuert, daß an den Ausgang J minus Potential
- angelegt wird. Am Ausgang von ER können also bipolare Recht
eckimpulse abgenommen werden. Man könnte genauso unipolare
Rechteckimpulse erzeugen. Dieser Vorgang wiederholt sich, solange
vom Codierer Cod Potential an G2 angelegt wird. Sind z. B. 5
Phasenstufen für einen Phasensprung vorgesehen, so wird das
Zählglied Z 10mal bis Z2 geschaltet. Beim Ausgang Z2 erfolgt
die Rückschaltung des Zählgliedes über das Gatter G4, R. Es
können also durch eine verschieden große Zahl von Ausgängen
am Zählglied Z und/oder durch Veränderung der Oszillatorfre
quenz die Impulsdauer, die Stufenzahl und die Größe der Stu
fen eingestellt werden. Die Steuerung dieser Varianten erfolgt
über den Codierer Cod. Über fA kann eine Umschaltung der Os
zillatorfrequenz, über die Anschlüsse g2, g3, . . . der Stufenzahl
und ggf. der Phasenwinkeländerung und der Stufengröße und über
A die Amplituden der Rechteckimpulse J erfolgen. Im Beispiel
sind 2 Größen +/(A)+, -/(A)- vorgesehen. Die Rechteckimpulse
J werden dann an einen Tiefpaß analog der Fig. 3 geschaltet
und über einen Übertrage Ü z. B. auf den Übertragungsweg ggf.
unter Zwischenschaltung eines Filters Fi, gegeben.
Am Gatter G1 muß über B noch Beginnpotential angelegt werden
damit die Oszillatorpulse zur Wirkung kommen. Mit dieser Anord
nung sind also folgende Codierungen möglich: eine voreilende
eine nacheilende, keine Phasenverschiebung. Diese können dabei
auch stufenweise erfolgen. Die Phasendifferenz oder die Be
zugsphase kann verwendet werden. Zusätzlich kann eine Amplitu
dencodierung ggf. stufenweise vorgesehen werden. Eine weite
re Möglichkeit besteht darin die Codierung beim positiven
oder negativen Impuls bzw. Halbwelle vorzunehmen. Auch die
Zahl der Rechteckimpulse ist ein weiteres Codemittel. Man
kann auch eine Harmonische der Rechteckimpulse aussieben. Er
folgt dies z. B. bei der 3. Harmonischen, so sind 3 Perioden
in einem plus/minus-Impuls enthalten. In diesen 3 Perioden
dauern sind dann auch, wenn die Impulsdauer verändert wird,
die Phasenverschiebungen enthalten.
In den verschiedensten Schaltungen, wie z. B. bei der Quadra
turamplitudenmodulation (QAM) werden um 90 Grad gegeneinander
phasenverschobene Wechselströme benötigt. In der Fig. 8 ist
ein Schaltungsprinzip zur Erzeugung solcher phasenverschobener
Wechselströme gleicher Frequenz dargestellt. Analog der
Fig. 7 wird das Zählglied Z durch einen Wechselstrom, der im
Oszillator Osz erzeugt wird und über das Gatter G, an des
sen anderen Eingang ein Beginnpotential B liegt, geführt wird,
gesteuert. Im Beispiel sollen 4 Rechteckimpulse erzeugt wer
den, die gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben sind. Hat
das Zählglied Z 100 Ausgänge, so sind beim 25., 50., 75. und
100. Ausgang elektronische Relais ER1 bis ER4 analog dem ER-
Relais in der Fig. 7 anzuschalten. Mit diesen elektronischen
Relais werden dann wie bereits in der Fig. 7 beschrieben,
Rechteckimpulse erzeugt. Hier sind in den ER-Relais noch Mittel,
die bei bipolaren Rechteckimpulsen immer eine Potentialum
kehr vornehmen und bei unipolaren Rechteckimpulsen das Poten
tial während eines Durchlaufs wegnehmen. Die Rechteckimpulse
werden dann, in der Fig. 7 mit J bezeichnet, über
die Filter Fi1 bis Fi4 gesendet. Der dann entstehende Wechsel
strom hat jeweils 90 Grad Phasenverschiebung gegenüber dem
vom nächsten Ausgang erzeugten. An Stelle von phasenverschobe
nen Wechselströmen kann man durch die Ausgänge auch um 90
Grad phasenverschobene Abnahmen von z. B. PAM-Proben steuern.
Am elektronischen Relais ER1 ist noch ein Filter Fi0 angeordnet
das z. B. nur die 3. Oberwelle des Rechteckimpulses durchläßt,
sodaß man hier die 3fache Frequenz der Rechteckimpulse erhält.
Die Phasenverschiebung wird dann auf die 3. Oberwelle übertra
gen.
Mit der Fig. 7 kann gleichzeitig auch verschiedene Amplitu
denstufen erzeugen. In der Schaltung sind nur 2 gekennzeichnet.
In der Fig. 9 ist eine weitere Möglichkeit verschiedene Amplitu
denstufen zu erzeugen. Der z. B. in der Fig. 7 erzeugte Wechsel
strom wird einem Begrenzer zugeführt, in dem die Steuerimpulse
erzeugt werden. Über den Anschluß Code werden die Kennzustände
zugeführt, die eine Umschaltung auf die durch den Code bestimm
ten Amplitudengröße vornehmen und zwar im Codierer Cod. Die
Umschaltung auf eine andere Amplitudengröße erfolgt immer beim
Nulldurchgang. Die Größe der Amplituden wird durch die Wider
stände R1 bis R4, die in Wechselstromkreisen angeordnet sind,
bestimmt. Elektronische Relais I bis IV, die durch den Codie
rer Cod gesteuert werden, schalten die verschiedenen Widerstän
de in den Wechselstromkreisen ein. Am Ausgang A erhält man dann
4 verschieden große Amplituden.
Es ist auch bekannt eine Information durch die Halbwellen bzw.
Perioden eines Wechselstromes zu codieren, bei einem Binärcode
sind dann die Kennzustände großer und kleiner Amplitudenwert.
Werden 2 solcher Codierwechselströme gleicher Frequenz um 90
Grad phasenverschoben und addiert, so können diese mit einem
Wechselstrom gleicher Frequenz übertragen werden. In der Fig. 10a,
b sind die Kanäle K1 und K2, die durch die Perioden als
Codeelemente codiert werden mit den Kennzuständen großer Am
plitudenwert = 1 und kleiner Amplitudenwert = 0. Wird einer gegen
den anderen um 90 Grad phasenverschoben, so können sie addiert
werden. In der Fig. 11 ist ihr Vektordiagramm dargestellt. Der
Kanal K1 hat den Vektor K1(u) und der Kanal K2 den Vektor k2
(v). Die beiden Kennzustände der beiden Wechselströme sind
mit u1/u0 und v1/v0 bezeichnet. Werden nun beide addiert, so
erhält man die 4 Summenvektoren I, IV und II, III. Man sieht,
daß die Vektoren II und III nicht mehr auf der 45 Grad Linie
liegen. Die Auswertung ist dadurch etwas schwieriger. Für die
Auswertung der Binärsignale genügen 4 Möglichkeiten, die man
alle auf die 45 Grad Linie legen kann, in der Fig. 11 mit (II)
und (III) bezeichnet. In der Fig. 13 sind die 4 Möglichkeiten
dargestellt, 00, 11, 10, 01. Sind alle 4 Möglichkeiten auf dem
45 Grad Vektor, wie in der Fig. 11 dargestellt, so kann man
diese durch 4 verschiedene große Amplituden codieren, d. h. mit
einem sinusförmigen Wechselstrom. In der Fig. 9 ist eine sol
che Möglichkeit dargestellt. Um binäre Signale von 2 Kanälen
zu übertragen genügt also ein mehrwertiger quaternärer Code
wie z. B. die 4 PSK oder 4 QAM. Diese Codierungen sind auf eine
Periode verteilt. In der Fig. 9 sind die positive und
negative Halbwelle gleich groß, es liegt dann bei der Über
tragung eine Gleichstromfreiheit vor. Man kann die positive
und negative Halbwelle als zusätzliches Kriterium ausnützen.
Man kann dann die 4 Amplitudenkennzustände verteilen, 2
auf die positive und 2 auf die negative Halbwelle. Diese
können dieselbe Größe haben, also z. B. in Fig. 11, I+IV
für die positive und negative Halbwelle. Damit dieser Codier
wechselstrom immer über dem Störpegel liegt, muß der Co
dierwechselstrom immer eine bestimmte Größe aufweisen, z. B.
wie in Fig. 11 (III). Die Amplitudengröße IV wird man dann
etwas vergrößern.
Eine Verkleinerung von z. B. binärcodierten Wechselströmen
mit den Halbwellen bzw. Perioden als Codeelemente ist be
reits bekannt. Voraussetzung hierfür sind Phasenverschiebun
gen der Probeentnahmen. Die vorliegende Erfindung zeigt eine
weitere Möglichkeit auf, die Frequenz insbesondere binär
codierter Information zu verkleinern. In der Fig. 1 ist ein
Kanal K mit einem Binärcode 1,0,1,1, . . . aufgezeichnet. Soll die
Frequenz des Kanales verkleinert werden in 2 Kanäle mit der
halben Frequenz, so müssen jeweils 2 seriell angeordnete Bi
närwerte des Kanales K parallel auf die Kanäle Kv1 und Kv2
verteilt werden, z. B. die 4 Werte 1,0,1,1 des Kanales K der
Wert 1 auf Kv1, der Wert 0 auf Kv2, der Wert 1 wieder auf
Kv1 und der weitere Wert 1 auf Kv2. Einen Wert kann man dabei
immer speichern, oder man kann die Werte auch zeitlich ver
setzt übertragen. Bei der Auswertung muß dies berücksichtigt
werden. Eine gleichzeitige Übertragung von 2 Kanälen wurde
bereits schon in den Fig. 11 und 13 dargelegt. Wie aus der Fig. 13
ersichtlich ist, sind 4 Kombinationen möglich.
In der Fig. 10 sind 4 Codierwechselströme K1-K4 mit den Codeele
menten Periode und den Kennzuständen großer und kleiner Ampli
tudenwert gleicher Frequenz dargestellt. Will man alle 4 auf
der Basis der QAM übertragen, müssen diese folgende Phasen
aufweisen, K1=0 Grad, K2=90 Gard, K3=90 Grad und K4=180 Grad.
K1/K2 und K3/K4 werden zu einem Codierwechselstrom entspre
chend der Fig. 9 zusammengefaßt und addiert. In der Fig. 14
ist hierfür das Vektordiagramm dargestellt. Man sieht, daß
16 Kombinationen möglich sind. Weiterhin ist hieraus ersicht
lich, daß nur 4 Werte auf dem 45 Grad Vektor liegen. Bei der
Auswertung müssen für die anderen Werte noch die voreilende
bzw. nacheilende Phasenverschiebung berücksichtigt werden.
Die phasenverschobenen Wechselströme werden in einer Anord
nung wie in der Fig. 8 dargestellt, erzeugt und 2 Anordnungen
nach der Fig. 9 zugeführt, wobei diese Wechselströme gegenein
ander um 90 Grad phasenverschoben sind.
Man kann auch einen Summenwechselstrom und einfachen Codier
wechselstrom addieren, Voraussetzung ist eine 90 Grad Phasen
verschiebung gegeneinander. Dabei entstehen 8 Kombinations
möglichkeiten.
Auch 4 Kanäle können codiermultiplex, wie in der Fig. 1 dar
gestellt, übertragen werden (Kv1, Kv2, Kv3, Kv4). Dann sind
16 Kombinationen notwendig. Man kann hier auch bekannte Co
dierungen vorsehen, wie z. B. die 16 PSK, die 16 QAM, die 8
PSK. Zur Codierung ist hier jeweils eine Periode erforderlich
wenn Phasenverschiebungen gemäß der vorliegenden Erfindung
vorgesehen werden. An Stelle der doch eng zusammenliegenden
Kennzustände bei der doppelten QAM nach Fig. 14, kann man
auch eine beliebige Codierung vornehmen. In Fig. 16 wird die
Codierung durch 30 Grad Phasenunterschiede und durch 3 und
4 Amplitudenstufen vorgenommen. Falls man noch größere Si
cherheit haben will, kann man die 4 Amplitudenstufen BPh noch
aufteilen. Auf der Nullinie können noch Stufen untergebracht
werden. Man kann also jede Halbwelle für eine solche Codierung
vorsehen. Will man jedoch eine Übertragung über drahtgebunde
ne Übertragungswege vornehmen, ist es zweckmäßig die negative
Halbwelle mit derselben Codierung zu übertragen, damit man eine
Gleichstromfreiheit hat. Mit derselben Methode kann man
auch eine Verkleinerung vornehmen. In Fig. 1 soll der Kanal
nur mit der viertelchen Frequenz übertragen werden. Jeweils 4
seriell angeordnete Binärelemente 1 und 0 werden parallel wie
in der Fig. 1a, b vorgesehen, angeordnet. Die Werte 1,0,1,1
des Kanales K werden dann parallel aufgeteilt auf den Kanal
Kv1 "1", Kanal Kv2 "0", Kanal Kv3 "1" und Kanal Kv4 "1". Im
Codierer wird dann für die jeweilige Kombination der vorbe
stimmte Codierpunkt ermittelt und auf die Phase und Amplitu
de des Codierwechselstromes übertragen. Die Phase wird in der
Fig. 7 festgelegt, ggf. kann man mit dieser auch gleich die Am
plitude codieren, und in der Fig. 9 kann man dann die erfor
derlichen Amplituden codieren. In der Fig. 15 ist die Über
sicht hierfür dargestellt. Im Codierer Cod erfolgt die Festle
gung des Codierpunktes aufgrund der Viererkombination. Der
Phasencodierer erzeugt die Halbwelle bzw. Perioden mit ent
sprechender Phase und der Amplitudencodierer erzeugt die
dazugehörigen Amplituden. Ein Phasencodierer kann analog der
Fig. 7 und ein Amplitudencodierer analog der Fig. 9 aussehen.
Ein Phasensprung bedeutet immer eine Änderung der Perioden
dauer. Diese Änderung, also Frequenzänderung, kann bei keiner
weiteren Phasenänderung beibehalten werden, oder man kann bei
der nächsten Periode bzw. Halbperiode wieder auf die ur
sprüngliche Frequenz umschalten. Da im letzteren Fall der
Wechselstrom eine andere Phase aufweist, ist bei der Auswer
tung eine Bezugsphase erforderlich. Wie aus der Fig. 4 hervor
geht kann mit Hilfe der Schaltung der Fig. 7 jede beliebige
Phase beibehalten, d. h. die Frequenz beibehalten werden, die
bei der Phasenänderung entstanden ist. Die Phasenänderungen
werden immer im vorliegenden Fall beim Nulldurchgang vorge
nommen. In der Fig. 16 kann man eine Bezugsphase BPh vorsehen,
von der aus vor- und nacheilend 2×30 Grad eine Phasenver
schiebung vorgenommen wird.
In der Fig. 17 ist eine Erzeugung der Phasensprünge der Fig. 16
nach dem Prinzip der Fig. 7 dargestellt. Der Winkel von 360
Grad wird durch 3600 Pulse gekennzeichnet. Liegt nur eine Am
plitudenänderung mit der Bezugsphase vor, so wird das Zähl
glied immer von 0 bis 360 Grad durchgeschaltet. Die Steuerung
erfolgt dabei über den Codierer Cod, der bereits in der Fig. 7
beschrieben wurde. Die Amplitudenänderung erfolgt dabei wie in
der Fig. 7 oder in der Fig. 9 dargestellt. Soll der Phasensprung
Ph1 in Fig. 16 erfolgen, so muß, wenn eine Gleichstrom
freiheit erforderlich ist, jede Halbperiode bis zum Ausgang
195 geschaltet werden. Eine Bezugsphase ist bei der Aus
wertung nicht notwendig, weil, solange keine weitere Phasen
änderung erfolgt, durch die Periodendauer ja die eindeutige
Phase festgelegt ist. Liegt die Codierung auf dem Vektor Ph3
so ist die Periodendauer 330 Grad, d. h. beim Ausgang 165
erfolgt immer eine Umschaltung. Die Phasenverschiebung ist
hierbei immer auf die Periodendauer bezogen. Würde z. B. im
letzten Fall die Phasenverschiebung auf die Halbperiode bezo
gen, so müßte jeweils eine Rückschaltung beim Ausgang 150
erfolgen. Andere Methoden der Erzeugung von Phasensprüngen
können genau so verwendet werden.
Die Auswertung der Phasensprünge erfolgt in bekannter Weise
durch Abmessung der Periodendauern mittels einer überhöhten
Steuergeschwindigkeit von Zählgliedern, z. B. in der europä
ischen Patentanmeldung 86 104 693.6 offenbart.
Bei der Auswertung der Fig. 14 ist eine Bezugsphase erforder
lich. Die Amplitudenpunkte 1 bis 4 sind unmittelbar auf
der Bezugsphasenlage, während die anderen 12 Codierpunkte
voreilend und nacheilend zur Bezugsphase angeordnet sind. Es
wird angenommen die Signale sind die eines Fernsehsystems.
In der Austastzeit wird dann die Bezugsphase ermittelt und
zugleich Steuersignale übertragen. Dabei werden nur die Ampli
tudenwerte auf der Bezugsphase verwendet. Vom Übertragungsweg
ÜW werden die Signale dem Eingangssatz EST zugeführt (Fig. 12).
Einmal gehen sie dann zu einem Begrenzer B und einmal zu einer
Codeauswertung CA. Im Begrenzer werden die positiven und ne
gativen Halbwellen zu Jp- und Jn-Impulsen umgewandelt. In der
Vergleichseinrichtung VE wird nun die Phase der von dem
Übertragungsweg kommenden Impulse mit einem Bezugsphasenim
puls JBn verglichen. In der Fig. 12a sind die vor- nacheilenden
und der Bezugsphasenimpuls Jv, Jn, JB dargestellt, die mit
dem aus einer Codierung ermittelten Bezugsphasenimpuls JBn
verglichen werden. Die 3 möglichen Phasenwerte vor- nachei
lend oder Bezugsphase werden jeweils zur Codeauswertung ge
geben. In dieser werden die Amplitudenwerte ermittelt und
in Verbindung mit der vor- nacheilenden oder Bezugsphase wer
den dann die Codierungspunkte ermittelt und über S zur wei
teren Verwertung weitergesendet. Die Codierung der Bezugspha
se in der Austastzeit kann z. B. so aussehen, daß man 4mal
den Punkt 2 und 4mal den Punkt 4 auf der Bezugsphase sendet.
Die Auswertung derselben erfolgt in der Bezugsphasenauswertung
BA. Von dieser wird dann ein Bezugsphasenimpuls JBn zur Ver
gleichseinrichtung gegeben.
In der Fig. 18 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfin
dung dargestellt. Die 5 Kanäle K1 bis K5 sollen codemultiplex
nur über einen Kanal bzw. Weg übertragen werden. Die z. B.
binärcodierte Information dieser 5 Kanäle wird zuerst im Spei
cher Sp gespeichert. In der Fig. 20 sind z. B. die Schritte der
Binärzeichen dargestellt und zwar bereits synchronisiert. Zu
codieren sind also jeweils 5 parallel angeordnete Schritte
bzw. Impulse S1, 2, 3 . . . Die Schritte von S1 sind 1-1-0-1-0.
Für die Codierung dieser 64 Kombinationen sind 5 bit erforder
lich. Im Beispiel werden diese mit den Amplituden der Halbwellen
eines Wechselstromes mit den Kennzuständen großer und klei
ner Amplitudenwert und mit einem voreilenden und einem nach
eilenden Phasensprung von 36 Grad codiert, wie in der Fig. 19
gezeigt ist. Vom Speicher Sp der Fig. 18 werden die Binärwerte
dem Codierer Cod zugeführt und in diesem in einen entsprechen
den Code umgewandelt. Im Decodierer der Empfangsseite werden
entsprechend dem Code den 5 Kanälen die entsprechenden Schritte
wieder zugeordnet.
In der Fig. 21 ist eine weitere Anwendung der Erfindung für die
Codierung und Übertragung der Signale beim Farbfernsehen dar
gestellt. Das Luminanzsignal wird mit 6 MHz abgegriffen. Die
ses Prinzip ist bereits schon in der Offenlegungsschrift P 32 23 312
offenbart. Die Farben rot und blau sollen je mit 1,2 MHz
abgegriffen werden, d. h. auf 5 Luminanzabgriffe trifft je
ein Rot- und Blauabgriff. Die Luminanzabgriffe sind mit I, II,
III, IV, V bezeichnet. Diese Probenentnahmen werden mit 8 bit co
diert, im Beispiel binärcodiert. Mit dem Abgriff III müssen
dann auch die Abgriffe für rot und blau erfolgen. Die Probeent
nahmen von rot und blau werden im Beispiel mit 6 bit binärco
diert. Während der Übertragung der 5 Luminanzprobeentnahmen
wird auch gleichzeitig der Code für die Farbprobeentnahmen rot
und blau gesendet. Mit dem Abgriff von rot und blau könnte man
mit der Übertragung der Farbe und mit der Probeentnahme I des
Luminanzsignales beginnen. Man kann auch alle 5 Luminanzprobe
entnahmen speichern und erst nach der 5. Probeentnahme mit der
Übertragung aller Fernsehsignale beginnen. In der Fig. 21a sind
die binären Codes aller zu übertragenden Signale aufgezeich
net. Die 8 bit 1-8 der Luminanzprobeentnahmen sind jeweils
parallel angeordnet. Seriell sind dann unter 9, 10 digitale
Ton- und sonstige Signale T+S0; die 6 bit des Rotsignales und
nochmal die Ton- und sonstigen Signale und unter 11, 12 wieder
die Ton- und sonstigen Signale und die 6 bits des Blausignals
angeordnet. Zweckmäßig ist es, wenn man die Luminanzproben
I bis V beim Sender noch speichert und die Farbcodes für rot
und blau mit den vorhergehenden Luminanzproben sendet, so daß
dann beim Empfänger sich eine Speicherung der 5 Luminanzpro
ben erübrigt. Es müssen dann lediglich die Rot- und Blaupro
ben gespeichert werden. Die Ton- und sonstigen Signale müssen
ebenfalls gespeichert werden und dann zeitgleich mit dem Bild
dem Lautsprecher zugeführt werden. Diese Signale können natür
lich auch in die Austastzeit gelegt werden. Im Beispiel sind
also 12 bit für die Übertragung einer Luminanzprobe für die
Ton- und sonstigen Signalproben und für die Farbprobeentnahmen
erforderlich. In der Fig. 21b ist ein Beispiel für die Codie
rung dieser 12 bits dargestellt. 5 Halbperioden eines Wechsel
stromes werden hierfür vorgesehen. Der Binärcode besteht dabei
aus Codeelementen der Halbwellen mit den Kennzuständen großer
und kleiner Amplitudenwert. Zusätzlich wird noch eine vorei
lende und nacheilende Phasenverschiebung von 36 Grad vorgese
hen, so daß man damit 12 bit erhält.
In der Fig. 22 ist eine Übersicht eines solchen Fernsehsenders
dargestellt. Das Steuerorgan St0 steuert die Fernsehkamera FK
liefert auch die übrigen Steuersignale wie Austast- und Syn
chronisiersignale A+S. Die Rot-Grün- und Blausignale werden
einmal der Y-Matrix YM und rot und blau zugleich der Farbart
aufbereitung FA zugeführt. Zugleich ist ein Kondensator K vorge
sehen, der das Luminanzsignal Y, die Farbsignale r+bl und die
Ton- und sonstigen Signale abgreift. Beim Abgriff 3 wird über
die Verbindung 3a ein Kriterium zur Farbartaufbereitung ge
geben. In dieser wird ein Abgriff vom Rot- und Blausignal vor
genommen und beide Werte werden in den Kondensatoren C1 und C2
gespeichert. Der FA wird noch von der Y-Matrix ein Y-Wert der
beim 3. Abgriff vorhanden ist, zugeführt, so daß man am Ab
griff 6a und 6b die Farbdifferenzsignale r-y und b-y er
hält. - Man kann auch nur die Farbauszusgsignale abgreifen. -
Über den Baustein TS0 werden die Ton- und sonstigen Signale
analog über 6c und 6d dem Konzentrator zugeführt. Vom Kon
zentrator aus werden alle Werte einem Speicher Sp zugeführt.
Vom Speicher aus werden die Signale zeitgerecht z. B. wie in
Fig. 21a beschrieben, einem Analog/Digitalwandler zugeführt.
In diesem erfolgt eine Codierung entsprechend der Fig. 21b.
Während der Austastzeit erfolgt eine Umschaltung auf den
Konzentrator K1 über U. Als Austastkriterium kann man z. B.
einige Male das Codewort mit nur Nulleen senden. Auch können
in der Austastzeit noch sonstige Signale S0 gesendet werden.
Auch den Beginn einer Zeile kann man durch einen Nullcode
markieren. Während der Zeile ist durch die Folge und
der Zahl der Halbwellen eine Synchronisierung vorgegeben. Bei
dem vorliegenden Code ist eine Nennfrequenz von 15 MHz erfor
derlich. Will man nur einen Amplitudencode verwenden, sind 2
Wechselströme mit je 18 MHz erforderlich, die man dann um 90
Grad phasenverschieben könnte und addiert übertragen könnte.
Es ist lediglich eine Frage der Wirtschaftlichkeit und Sich
erheit welche Methode hier verwendet wird. Der vor- oder nach
eilende Phasensprung wird im Beispiel durch die Periodendauer
festgelegt. Es ist also dann keine Bezugsphase erforderlich.
Natürlich können zur Verringerung der Frequenz mehrstufige
Amplitudencodes oder/und Phasencodes verwendet werden. An den
Eingang Ton T kann man z. B das PAM-Signal anlegen, das dann
innerhalb der 8 KHz-Zeit öfters abgegriffen wird. Es gibt hier
zahlreiche Möglichkeiten den Abgriff 6c/6d auszunützen. In
der Fig. 23 ist eine Teilübersicht eines Fernsehempfängers dar
gestellt. Über die HF-Oscillator und Mischstufe und dem
Verstärker V werden die Signale dem Demodulator DM zugeführt.
In diesem werden z. B. die Signale wie sie in der Fig. 21b dar
gestellt sind wieder gewonnen und dem Decodierer DC zugeführt.
Die Farbsignale werden in der Folge der Matrix Ma weitergege
ben. An diese wird auch das Y-Signal geschaltet. Am Ausgang
der Matrix erhält man z. B. die Farbdifferenzsignale R-Y, G-Y
und B-Y, die wie UY an die Fernsehröhre geführt werden. Der
Decoder DC liefert dann noch die Austast- und Synchronisier
signale AS, die Ton- und sonstigen Signale.
In der Fig. 24 ist ein Beispiel dargestellt, bei dem der Code
für den Codemultiplex aus mehreren Wechselströmen gewonnen
wird. Es stellt einen Binärcode dar bei dem die Halbwellen der
Wechselströme als Codeelemente dienen und bei dem ein großer
und ein kleiner Amplitudenwert die Kennzustände bilden. Die
zu übertragenden Kennzeichen bestehen aus Rechteckimpulsen
der Frequenz 1000 Hz, wie in der Fig. 24b dargestellt ist.
Es sollen 20 Kanäle codemultiplex übertragen werden. Hierfür
werden die Halbwellen der Wechselströme 1000, 1500, 2000,
2500 und 3000 Hz vorgesehen. Jedem Kanal kann man natürlich
zeitmultiplex mehrere Kanäle niedrigerer Bitfrequenz zufüh
ren. Dieselbe Bit-Zahl könnte man genauso mit 2 Wechselströ
men mit 2000 Hz und nochmals 2 Wechselströmen mit 3000 Hz er
reichen, wobei diese jeweils gegeneinander um 90 Grad pha
senverschoben sein müßten, so daß sie bei der Übertragung ad
diert werden könnten. Wie am besten die Synchronisierung zwi
schen den einzelnen Kanälen hergestellt wird ist bereits be
kannt (Unterrichtsblätter der DBP Heft 4/6 Jahr 79), und es wird
deshalb nicht weiter darauf eingegangen. Auf dieselbe Art kann
man auch die digitalisierte Sprache bzw. mehrere Sprachkanäle
gleichzeitig übertragen.
Bei einer Amplitudencodierung kann man mit demselben Wechsel
strom Duplexbetrieb durchführen. Dazu ist es notwendig, daß
der Gegencodierwechselstrom um 90 Grad phasenverschoben ist.
In der Fig. 25 ist dieses Prinzip dargestellt. Der Code kann
dabei digital, ein Binärcode sein entsprechend dem Patent DE
30 10 938 oder aber auch analog entsprechend dem kanadischen
Patent 12 14 277. Bei Halbwellen als Codeelemente ist bei digi
taler Codierung die Frequenz 32 KHz und bei analoger Codierung
4 KHz. In der Fig. 25 ist S1 das Mikrofon und E2 der Hörer des
einen Teilnehmers und S2 und E1 des anderen Teilnehmers. In
S1 ist noch ein Codierer, in dem aus der Sprache der Codier
wechselstrom gewonnen wird. Von S1 geht der Codierwechsel
strom über eine Gabel G, die Anschluß- bzw. Verbindungslei
tung RL zur Gabel G des Gegenteilnehmers und zum Höhrer E1. In
diesem ist zusätzlich ein Decodierer, der aus dem Codierwech
selstrom wieder die Sprache herstellt. Der Codierwechselstrom
von S1 sei der Synchronisierwechselstrom. Von E1 wird dieser
über einen Phasenschieber 90 Grad zu S2 abgezweigt, in dem
er ggf. verstärkt wird. Spricht nun S2, so wird ein um 90 Grad
phasenverschobener Codierwechselstrom über G, RL, G nach E2 ge
sendet, dort decodiert und dem Hörer als Sprache übermittelt.
Wenn z. B. kurzzeitig gleichzeitig gesprochen wird, entsteht
auf dem Übertragungsweg RL ein Additionswechselstrom. Eine
Auslöschung wird nicht verursacht. Dieses Prinzip kann genau
so beim Duplexverkehr bei der Datenübertragung vorgesehen wer
den. Weitere diesbezügliche Beispiele sind in der Offenlegungs
schrift 38 02 088 offenbart.
Diese Methode kann natürlich auch bei Funk z. B. beim Richtfunk
verwendet werden. In der Fig. 26 ist eine diesbezügliche Über
sicht aufgezeichnet. Der Sendewechselstrom wird hier zugleich
als Codierwechselstrom mit vorgesehen. Vorteilhaft wird eine
Vorstufenmodulation verwendet. Im Oszillator Osz1 wird der
Sendewechselstrom erzeugt. Im Analog/Digitalwandler A1/D1 wird
das Basissignal in einen Wechselstromdigitalcode umgewandelt. -
Noch einfacher ist es als Oszillator und Codierer eine Anord
nung nach der Fig. 7 vorzusehen. Vom Codierer aus wird dann
das elektronische Relais so gesteuert, daß am Ausgang J große
und kleine Rechteckimpulse vorhanden sind, die dann im
Tiefpaß TP zu einem sinsuförmigen Wechselstrom geformt wer
den. - Über nicht eingezeichnete Verstärker gelangt dann der
Codierwechselstrom zur Endstufe E und zur Sendeantenne. In
der Endstufe kann man noch einen Zweigstromkreis vorsehen, in
dem die Oberwellen um 180 Grad phasenverschoben werden, die
dann zur Kompensation dem Hauptstromkreis wieder zugeführt wer
den. Auf der Empfangsseite werden die Nutzsignale über einen
festen Abstimmkreis einem Verstärker V zugeführt und dann an
den Digital-Analogwandler D2/A2 weitergeschaltet. Das Analog
signal wird dann z. B. über eine Vermittlung weitergeleitet.
Über den Verstärker V wird der Sendewechselstrom auch zu einem
Phasenschieber von 90 Grad Ph abgezweigt und dann zum Oszilla
tor Osz2 weitergeschaltet. Mit diesem wird der Oszillator syn
chronisiert. Über den Wandler A3/D3, nicht eingezeichnete Ver
stärker und den Endverstärker E wird dann der Sender der ent
gegengesetzten Richtung betrieben. Der Empfänger E1 ist genau
so wie der Empfänger E2 geschaltet, nur der Phasenschieber ist
nicht erforderlich.
Ein Phasenschieber nach dem Prinzip der Fig. 7 ist in der Fig. 27
dargestellt. In dieser ist zugleich ein Ausgleich für klei
ne Frequenzschwankungen vorgesehen. Für diesen Zweck wird ein
Zählglied Z vorgesehen mit 1000 Ausgängen. Während einer Halb
welle des Sendewechselstromes durchläuft das Zählglied die
se 1000 Ausgänge. Die Steuerimpulse Js werden in einem nicht
eingezeichneten Oszillator erzeugt. Bei 90 Grad Phasenver
schiebung trifft auf eine Halbwelle eine Phasenverschiebung
von 45 Grad, das entspricht 250 Ausgängen. Die vom Verstär
ker V kommenden Sendewechselstromhalbwellen werden einem Be
grenzer zugeführt, so daß am Ausgang desselben Rechteckimpul
se Jp und Jn entstehen. Diese Impulse werden dem Steuer
glied St zugeschaltet. An dieses werden noch die Steuerimpul
se Js und das Beginnkennzeichen Be gelegt. Das Steuerglied
ist so geschaltet, daß immer nur ganze Jp bzw. Jn-Impulse
beim Zählglied wirksam werden. Hat während eines Impulses Jp
das Zählglied den Ausgang 1000 erreicht, so kommt das Gatter
G11 in Arbeitsstellung. Am Gatter G12 ist ein Jn-Impuls und
nach dem Ende des Jp-Impulses durch die Verzögerung des mono
stabilen Gliedes mG4 kurzzeitig noch Potential angeschaltet.
G12 wird wirksam und legt an den einen Ausgang von G13 Poten
tial, am anderen Eingang von G13 wurde bereits l-Potential
von G11 aus angelegt. Am Ausgang von G13 erfolgt nun ein Po
tentialwechsel, der G16 am Ausgang umpolt. Dies hat zur Folge,
daß G17 für das Zählglied ein Rückschaltepotential erzeugt.
Auch an die Gatter G8, G9 und G10 wird solches Potential gelegt,
daß sie in Zusammenwirken mit den belegten Ausgängen 1000,
999, 1001 eines der monostabilen Glieder mG1, mG2 oder mG3 steu
ern. Da der Jp-Impuls das Zählglied bis 1000 gesteuert hat,
wurde nun das Gatter G9 und mG2 wirksam. Wird nun mit dem näch
sten Jn-Impuls das Zählglied auf den Ausgang 250 gesteuert,
so wird das Gatter G6 wirksam, das das elektronische Relais ER
steuert, das entsprechend der Fig. 7 einen Rechteckimpuls er
zeugt, der im Tiefpaß zu einer Halbwelle geformt wird. Für
den Jn-Impuls sind für die Ausgangsmarkierung die Gatter G15,
G14 und das monostabile Glied mG5 angeordnet. Das monostabile
Glied mG2 hält sich z. B. bis zum Ausgang 260. G6 geht dann
wieder in die Ausgangsstellung. Das elektronische Relais
bleibt bis zur nächsten Markierung des Ausganges 250 in die
ser Stellung. Wird durch eine Frequenzschwankung nur der Aus
gang 999 erreicht, so wird an Stelle von G9 das Gatter G8 mar
kiert und mG1 und G5 beim Erreichen des Ausganges 249 zur Wir
kung gebracht. Wird der Ausgang 1001 erreicht, so wird G10 und
mG3 zur Wirkung gebracht und beim Erreichen des Ausganges 251′
das Gatter G7. Solche Frequenzschwankungen werden also auch
an den 90 Grad phasenverschobenen Wechselstrom weitergegeben.
In der Fig. 27a ist das Steuerglied im einzelnen dargestellt.
Die Impulse Jn und auch das Beginnzeichen sind an das Gatter
G3 geschaltet. Sind beide vorhanden, wird G3 wirksam und bringt
das bistabile Glied bG in die Arbeitslage, das nun an das Gat
ter G1 Arbeitspotential legt. Erst jetzt kann der Jp-Impuls
zur Wirkung kommen. Die Steuerimpulse Js gelangen nun über
das Gatter G2, das lediglich ein Potentialumkehrgatter ist,
an das Zählglied. Die weiteren Vorgänge am Zählglied sind be
reits beschrieben.
In der Fig. 27 kann die negative Halbwelle entweder durch den
Jn-Impuls erzeugt werden, oder es wird der Durchlauf der posi
tiven Halbwelle wiederholt, wobei die jeweils markierten Aus
gänge gespeichert werden.
Der bei der Erfindung verwendete Code kann vorzugsweise ein
Amplituden und/oder Phasencode sein, wie z. B. ein solcher in
Fig. 16 dargestellt ist. Bei einem reinen Amplitudencode kann
man auch 2 Codewechselströme gleicher Frequenz vorsehen, wobei
der eine dann bei der Übertragung um 90 Grad phasenverschoben
wird und in der Folge mit dem anderen addiert wird.
Das Prinzip der Erfindung kann auch für die Übertragung digi
talisierter Sprache. In der Fig. 28 sind 5 Codierwechselströme
mit einem Binärcode, wobei die Kennzustände ein großer und
ein kleiner Amplitudenwert der jeweiligen Halbwelle ist, dar
gestellt. Die Frequenzen sind dabei 8, 12, 16, 20 und 24 KHz.
Man erhält dabei 20 bit, werden zusätzlich 2 Wechselströme glei
cher Frequenz, jedoch um 90 Grad phasenverschoben, vorgesehen,
so erhält man 40 bit, d. h. bei 8 bit Codewörtern, wie in der
Fig. 28a dargestellt, kann man damit 5 digitalisierte Sprach
kanäle übertragen.
In den Fig. 21 und 22 genügen je Zeile bei einer Abgriffsfre
quenz von ca. 30 KHz (PAM) je Zeile 2 Tonabgriffe, die z. B.
beim Beginn der jeweiligen Bildzeile und in der Mitte der
Bildzeile erfolgen können, der Abstand ist dann 32 µs. Jeder
Abgriff wird dann im Analog/Digitalwandler A/D in einen 8
bit-Code umgewandelt und wird dann, wie in der Fig. 21a dar
gestellt ist, mit den folgenden 5 Luminanzcodewörtern gesen
det. In der Fig. 21a z. B. mit I/9, 10, 11, 12 und V/9, 10, 11, 12.
Die Abgriffe während der Bildwechselzeit müssen z. B. durch
eine Zeitmessung ermittelt werden. Die Codierung erfolgt dann
auch in der Bildwechselzeit.
Für das Codemultiplex kann natürlich jeder beliebige Code
verwendet werden wie der AMI- oder HDB3-Code. In den Beispielen
wird vielfach ein Amplitudencode verwendet, bei dem die Code
elemente aus den Halbwellen bzw. Perioden eines sinusförmi
gen Wechselstromes mit den Kennzuständen kleiner und großer
Amplitudenwert bestehen. Einem Codeelement entspricht dabei
einem bit. Werden z. B. 12 bit für das FBAS- und Tonsignal benö
tigt, so sind 12 Halbwellen erforderlich. Die Codierung kann
synchron mit den Abgriffen bewerkstelligt werden, da sich die
Länge der Codewörter nicht ändert. Wird dagegen ein Phasenco
de bzw. zusätzlich ein Phasencode vorgesehen, so ändert sich
bei jeder Phasenänderung auch die Periodendauer, so daß bei einem
periodischen Abgriff und bei gleichgerichteten Phasenänderun
gen die Signalabgriffe nicht mehr synchron mit dem Code sind.
Zur Kompensation gibt es hier 2 Möglichkeiten - außer einer Puf
ferspeicherung - einmal bei jeder Phasenänderung bis zur nächsten
Phasenänderung die Nennfrequenz wieder herstellen, z. B. in der
Fig. 4 sei die Nennfrequenz f2 und erfolgt eine Phasenänderung
T=f1 und haben die folgenden Codierungen dieselben Phasenände
rungen, so werden die folgenden Codierungen mit der Nennfrequenz
f2 codiert. Erst wenn sich die Phase f1 wieder ändert, erfolgt
dann eine Phasenänderung in Bezug auf die Bezugsphase, d. h. beim
Empfänger muß die Bezugsphase gespeichert werden. Diese kann
z. B. in der Austastzeit vom Sender übertragen werden. Eine
andere Möglichkeit Überlappungen zweier Abgriffe zu vermeiden
besteht darin, daß beim Sender mit jedem Codewort eine Mes
sung zwischen Codewortende und dem vorhergehenden und dem
folgenden Abgriff erfolgt. Ist die Gefahr einer Überlappung
in voreilender oder nacheilender Richtung vorhanden, so wer
den Codewörter mit den kleinsten oder größten Periodendauern
zwischengeschaltet. In den Fig. 29a und 29b sind solche darge
stellt. Durch Zeilenspeicherung kann man dies umgehen.
In der Fig. 19 hat ein Codeelement 6 verschiedene Stufen und
2 Stellen das Codewort, infolgedessen sind 6 hoch 2 Kombina
tionen möglich, also 36 Kombinationen. Mit 32 Kombinationen
erhält man 5 bit. In der Fig. 21b kann ein Codeelement eben
falls 6 Stufen annehmen, so daß bei 5 Stellen 6 hoch 5 =
5184 Kombinationen möglich sind, also mindestens 12 bit.
Bei 12 bit erhält man 4096 Kombinationen.
In der Fig. 22 wird die PAM für den Ton im TS0-Glied erzeugt
und jeweils z. B. halbzeilenweise in 6c gelegt. Die Anschlüsse
6c und 6d sind nicht erforderlich, wenn der Ton und die son
stigen Signale in die Austastzeit gelegt werden, so daß dann
der Konzentrator K1 diese Aufgaben übernimmt.
Mit Hilfe der Fig. 21, 22 und 23 sollte gezeigt werden, wie
man z. B. den Codemultiplex auch beim Fernsehen anwenden kann.
Die Übertragungsfrequenz kann natürlich wesentlich verkleinert
werden, wenn man mehr Amplituden und/oder Phasenstufen vor
sieht. Man kann auch zusätzlich mit verschiedenen Trägern,
wie z. B. in der Patentanmeldung P 32 29 139.6 Fig. 9 vorge
sehen, oder mit verschiedenen Stromwegen kombinieren. So
kann man z. B. in Fig. 28 mit 8 KHz einen 64 Kbit Sprachkanal
übertragen, und zwar mit einem Binärcode. 2 Stellen werden
jeweils durch die beiden Halbwellen eines 8 KHz Wechsel
stromes markiert, 2 weitere Stellen durch die 2 Halbwellen
eines Wechselstromes, der um 90 Grad phasenverschoben ist.
Diese beiden Wechselströme werden summiert und als ein Wech
selstrom über den einen Stromweg übertragen. Dasselbe erfolgt
über einen 2. Stromweg, so daß das Codewort 8-stellig und 2-
stufig ist, so daß man 256 Kombinationen erhält. Auf der
Empfangsseite wird nach der Auswertung der Halbwellen und
natürlich Zwischenspeicherung eine Dekodierung vorgenommen.
Die Codierung kann auch duobinär erfolgen.
Eine weitere Methode, insbesondere analoge Signale wie Spra
che, Töne, das Luminanzsignal beim Fernsehen, die Farbsignale
beim Fernsehen, Fernwirkwerte, frequenzmoduliert zu übertragen
und zwar mit weniger Bandbreite, besteht darin, mit Hilfe der
Pulsdauermodulation PDM die Größe der PAM-Impulse und PDM
Impulslängen umzuwandeln. Diese PDM-Impulse können dann in
Wechselstromimpulse z. B. nach dem Verfahren der Fig. 7 umgewand
delt werden. Die Impulse werden dann durch die Halbwellen bzw.
Perioden eines Wechselstromes gebildet, wobei die Perioden
dauern bzw. Halbperiodendauern der Halbwellen bzw. Perioden
gleich der Länge der PDM-Impulse werden.
Das Spektrum der bisher verwendeten frequenzmodulierten Schwin
gung enthält oberhalb und unterhalb des Trägers eine große
Anzahl von Seitenschwingungen, so daß ein sehr breites Band
bei der Übertragung erforderlich ist. Die benötigte Bandbreite
ist dabei größer als der doppelte Frequenzhub. Bei der
erfindungsgemäßen Schaltung können überwiegend digitale
Schaltmittel verwendet werden, so daß eine preiswerte Her
stellung möglich ist.
Nachstehend wird nun die Methode an Hand von Zeichnungen
näher erläutert. Zuerst werden bekannte Schaltungen nochmals
erläutert, die u. a. bei der Erzeugung notwendig sind (Europäi
sche Patentanmeldung 02 84 019). 2 Ausführungsbeispiele der
Erfindung werden nachstehend beschrieben. Zuerst werden die
Prinzipien der beiden Ausführungen zusammengefaßt. Die In
formation wird einmal pulsamplitudenmoduliert und in der
Folge mit Hilfe des Äquidestanzverfahrens in Pulsdauern um
gewandelt, oder aber die Information wird unmittelbar mit
Hilfe des Sägezahnverfahrens in Pulsdauern codiert. Diese
Pulsdauern werden dann in Verbindung mit den Pausen zwischen
den Pulsdauern zu Rechteckimpulsen und in der Folge mit Hilfe
von Filtern zu sinusförmigen Codierwechselströmen umge
wandelt. Die Umformung der Pulsdauern und Pausen erfolgt mit
Hilfe von Zählgliedern in Verbindung mit elektronischen
Schaltern. Die Pulsdauer entspricht dann der Dauer einer
Halbperiode bzw. Periode des Codierwechselstromes. Ist die
Pulsdauer klein, ist die Frequenz der Halbwelle bzw. Periode
beim Codierwechselstrom hoch, ist die Pulsdauer groß, so
ist die Frequenz der Halbwelle bzw. Periode beim Codier
wechselstrom klein. Auf der Empfangsseite erfolgt die Aus
wertung beispielsweise durch Abmessung der Halb- bzw. Perio
dendauern. Hier liegt also gleichzeitig eine Frequenz- und
Phasenmodulation vor.
Bei der 2. Ausführungsform werden der Pulsdauerimpuls, in
Fig. 32 PD1, PD2 und die Pause zwischen den Pulsdauern (Fig. 32, P)
- die Pulsdauer und die Pause entspricht z. B. jeweils dem
Abstand zwischen 2 Abgriffen, in Fig. 30a mit tp bezeichnet -
einem elektronischen Relais zugeführt, in dem dann bipolare
Rechteckimpulse erzeugt werden. Mit Hilfe von Filtern wird
dann der frequenzmodulierte Codierwechselstrom erzeugt.
In der Fig. 7 ist dargestellt wie mit Hilfe eines Zählgliedes
Z in Verbindung mit der Frequenz der Fortschalte- bzw. Meß
impulse, die im Oszillator Osc erzeugt werden, die Zeit eines
Pulses bestimmt wird. Der jeweilige Ausgang des Zählglie
des markiert dann die Zeit. Dieser wird dann in Verbindung
mit Gattern für die Steuerung eines elektronischen Relais ER
vorgesehen. Dieses erzeugt dann bipolare Rechteckimpulse.
Die Funktion ist im einzelnen folgende. Im Oszillator Osc
werden die Fortschalte- bzw. Meßimpulse für das Zählglied
Z erzeugt. Diese gelangen über das Gatter G1 auf das Zähl
glied Z, solange das Beginnzeichnen an B vorhanden ist. Im
Beispiel werden nur die Ausgänge Z1 und Z2 des Zählgliedes
benötigt. Diese Ausgänge liegen an den Gattern G2 und G3.
Soll die Halbperiode des Rechtimpulses J die Größe der Summe
der Meßimpulse bis Z1 haben, wird vom Codierer Cod aus an
g3 h-Potential gelegt, so daß beim Erreichen des Ausganges
Z1 am Ausgang von G3 ein Potentialwechsel stattfindet, der
das elektronische Relais ER veranlaßt den Rechteckimpuls zu
beenden. War dies ein positiver Impuls, so wird der nächste
Impuls negativ. Das Zählglied wird dann in dieser Stellung
wieder zurückgeschaltet. Am Ausgang Z2 ist hierfür das Gatter
G4 vorgesehen. Vom Codierer aus kann auch über fA die Oszil
latorfrequenz vergrößert oder verkleinert werden, so daß man
z. B. mit den jeweiligen Ausgängen verschiedene Zeiten markie
ren könnte. Vom Codierer Cod geht auch eine Verbindung A zu
ER, mit der man verschiedene Impulsgrößen J steuern kann.
Die Rechteckimpulse werden über einen Tiefpaß TP, den Über
trager Ü und Filter Fi als sinusförmiger Codierwechselstrom
auf die Leitung gegeben. Die Halb- bzw. Periode des Codier
wechselstromes ist dieselbe wie die des Rechteckimpulses.
Das Prinzip der Umwandlung der Rechteckimpulse in einen sinus
förmigen Wechselstrom ist in der Fig. 3 dargestellt. Werden
z. B. Rechteckimpulse mit der Frequenz 1 MHz mit einem Tief
paß 5,5 MHz bandbegrenzt, so erhält man, wie in der Fig. 3c
dargestellt ist, noch ziemlich steile Flanken. In der Fig. 3b
wurde ein Tiefpaß von 3,5 MHz eingesetzt, man sieht, daß
hier die Flankensteilheit schon merklich nachgelassen hat.
In der Fig. 3a ist ein Tiefpaß von 1,5 MHz eingeschaltet;
beim Empfänger hat man hier einen sinusähnlichen Wechsel
strom. Die Periodendauern sind dabei die gleichen wie die der
Rechteckimpulse, d. h. man kann die Periodendauern als Maß
für die Frequenzen bzw. Phasen hernehmen. In der Fig. 7 wurde
dieses Prinzip bei der Umwandlung der Rechteckimpulse J in
einen Codierwechselstrom mit Hilfe des Tiefpasses TP angewen
det.
In der Fig. 4 sind Rechteckimpulse verschiedener Periodendauern
aufgezeichnet, und zwar durch die Frequenzen ausgedrückt f, f1
und f2. Diese Rechteckimpulse haben gegeneinander verschiedene
Phasenverschiebungen bzw. verschiedene Frequenzen. Man sieht
hieraus, daß man durch Änderung der Periodendauern Phasensprünge
bzw. Frequenzsprünge hervorrufen kann, so daß man hierdurch
auch eine Frequenzmodulation erhält. In der Fig. 5 erfolgt solch
ein Phasen- bzw. Frequenzsprung stufenweise. Damit wird er
reicht, daß die Bandbreite klein wird. Wie aus der Fig. 6 her
vorgeht, erhält man bei Phasensprüngen von 5 Grad je 180 Grad
bei 4 Phasensprungstufen eine Gesamtphasenverschiebung von 40
Grad.
In der Fig. 30a sind PAM-codierte Pulse von einem Signal Inf dar
gestellt. Diese werden mit Hilfe eines Äquidistanzverfahren in
Pulsdauerimpulse, wie in der Fig. 30b gezeigt ist, umgewandelt.
Der Abstand der PAM-Impulse (Fig. 30a tp) zueinander entspricht
jeweils einer Pulsdauer PD und einer Pause P, wie in der
Fig. 30b dargestellt. Eine Pulsdauermodulation kann auch mit Hilfe
des Sägezahnverfahrens durchgeführt werden. In den Fig. 31
und 32 ist dieses Verfahren dargestellt. Die Pulsdauern
sind Rechteckpulse PD1, PD2 . . . Weiterhin sind bekannt die
symmetrische PDM und die bipolare PDM. (siehe auch Buch
"Modulationsverfahren" von Stadler 1983).
In der Fig. 35 ist ein Ausführungsbeispiel gemäß der Er
findung dargestellt. Im Pulsdauermodulator PDM werden die
Pulse z. B. nach Fig. 30 oder 32 erzeugt, und über G5 an das
Gatter G1 geführt. Am anderen Eingang des Gatters G1 liegen
die Meßimpulse Jm, z. B. 100 KHz Frequenz. Solange an G1 ein
PD-Puls liegt, werden die Meßimpulse Jm am Ausgang wirksam.
Über das Potentialumkehrgatter G2 gelangen die Meßimpulse an
das Zählglied Z, das mit diesen Impulsen gesteuert wird. Die
Zahl der Ausgänge am Zählglied entspricht z. B. dem Abstand
zwischen 2 PAM-Pulsen, in Fig. 30a tp. Die Abgriffsfrequenz sei
10 KHz, dann hätte das Zählglied 100 000 Ausgänge. Der Frequenz
hub wird durch den größten und kleinsten Amplitudenwert der
Information Inf bestimmt, in Fig. 30a mit gw und kw bezeichnet.
Die Ausgänge A des Zählgliedes Z führen zu Gattern G3 und die
Ausgänge der Gatter zu Gattern G4. Jeweils am anderen
Eingang des Gatters G4 liegt der jeweilige PD-Impuls, der das
Gatter G4 sperrt. Erst wenn der PD-Impuls nicht mehr da ist, kann
auch das Ausgangspotential über G3 an G4 wirksam werden. ER
erhält nun über G4 ein Potentialwechselkennzeichen für den
nächsten Rechteckimpuls. Der Beginn des Rechteckimpulses
wird durch den jeweiligen PD-Puls markiert. Der nächste Recht
eckimpuls wird durch die Pause P (Fig. 30b, P) bestimmt. Von ER
wird über P ein Potential an Gatter G5 gelegt, damit am Gatter
G1 die Meßimpulse Jm wieder durchlässig werden. Das Zählglied
Z wird nun bis zum Ausgang Gatter G6 geschaltet. Wenn der näch
ste PD-Puls wieder kommt wird G6 wirksam und über R wird das
Zählglied wieder in die Ausgangsstellung geschaltet. Am Aus
gang von ER sind dann Rechteckimpulse RJ der Größe der Halb
perioden wie die der PD-Pulse und der Pausen P. Im Filter Fi wer
den die Rechteckimpulse zu sinsuförmigen Halbwellen fmo, damit
ist die Information frequenzmoduliert. Die Halbperioden der
Nutzsignalmodulationsfrequenzen bewegen sich dann zwi
schen den Halbperiodendauern am Zählglied mit kw und
gw gekennzeichnet. In Fig. 33 ist z. B. kw=15 KHz, die
Mittenfrequenz 10 KHz und in Fig. 34 gw=7,5 KHz. Im
Beispiel können sich die Pulsdauern um die Hälfte ändern,
dies ist eine Dimensionierungsachse der Pulsdauermodulations
schaltungen. Die Halbwellen der Pausen haben in der Fig. 33
eine kleinste Frequenz von 7,5 KHz und in Fig. 34 eine
größte Frequenz von 15 KHz. Die Amplituden der Halbwel
len bleiben immer gleich. Die Auswertung auf der Empfangs
seite erfolgt durch Abmessung der Halbperiodendauern. Eine
Synchronisierung ist nicht erforderlich, da die Nulldurch
gänge einer Periode bei einer Codierung mit Hilfe einer
RAM zugleich die Abgriffe codieren, es müssen also lediglich
die positiven Halbwellen in PAM-Pulse umgewandelt werden.
Die PAM-Pulse sind dann auf der Empfangsseite um eine Perio
de nacheilend.
Die Redundanz der Pausen in der Fig. 35 kann vermieden werden,
wenn man z. B. die PAM-Pulse speichert und nach jeder PD-Co
dierung den nächsten RAM-Puls abruft. Beim Empfänger ist al
lerdings dann eine Synchronisierung erforderlich. Bei Verwen
dung der PAM auf der Sendeseite müßte die Abgriffsfrequenz
von Zeit zu Zeit synchronisiert werden. In Fig. 36 ist die
Prinzipschaltung einer solchen Schaltung auf der Sendeseite
dargestellt. Die PAM-Pulse werden im Speicher Sp gespeichert.
Von ER kommt über AR der Abruf des nächsten Impulses. Vorbe
reitend war schon der nächste Impuls als PDM-Impuls im Spei
cher Sp1 gespeichert. Damit wird nun über das Steuerorgan
St das Zählglied Z gesteuert und auf einen entsprechenden
Ausgang eingestellt. Von ER wurde auch über R das Zählglied
wieder in die Ausgangsstellung gebracht. Am Steuerorgan lie
gen auch die Steuerimpulse Jm. Mit dem Abruf des PDM-Impulses
wird auch vom Speicher Sp ein PAM-Impuls zum Pulsdauer
modulator gegeben und in diesem als PDM-Impuls solange ge
speichert, bis der Sp1 Speicher wieder frei ist. Zweckmäßig
wird man 2 Sp1 Speicher vorsehen, die dann abwechselnd
an das Steuergerät nach jedem Abruf von ER gelegt werden.
Am Ende des PDM-Impulses wird über das Zählglied Z, G1, G2
ein Impuls-Endekriterium an ER gegeben. Der von ER erzeugte
Rechteckimpuls PD wird auf den nächsten umgepolt, über R das
Zählglied zurückgeschaltet und über AR der Abruf des näch
sten PDM-Impulses in die Wege geleitet. Die Rechteckimpulse
RJ werden über ein Filter weitergegeben. Es entstehen dann
am Ausgang des Filters Halbwellen mit den Halbperiodendauern
der PDM-Impulse, wie solche in Fig. 37 dargestellt sind. In
der Fig. 38 steuern die PD-Pulse und ggf. Pausen der Fig. 30b
und 32 unmittelbar das elektronische Relais ER. Nach jedem
Rechteckimpuls erfolgt eine Umpolung. Mit der ununterbro
chenen Folge von PD-Pulsen, die durch eine Speicherung er
reicht worden ist, wie in der Fig. 36 dargestellt ist, kann
in der Fig. 38 ebenfalls das ER-Relais gesteuert werden. Nur
ist nach jedem Impuls eine Umpolung erforderlich. In Fig. 38
werden über PDS nur dann die Anfänge der PD-Pulse markiert,
wenn eine fortlaufende Übertragung von PD-Pulsen erfolgen
soll. Bei einer Übertragung Puls/Pause ist eine Markierung
von Anfang und Ende eines Pulses sowieso gegeben.
Will man bei der Übertragung eine Gleichstromfreiheit, so muß
je eine gleiche Codierung des jeweiligen Pulses durch eine
positive und negative Halbwelle erfolgen. Dies kann z. B.
durch Speicherung in einem Schieberegister erfolgen, wobei
dann bei der Auswertung eine verdrahtete Halbierung der je
weils überlaufenen Ausgänge oder eine Halbierung mittels
Rechner erfolgt. Eine Teilung in 2 Halbpulse kann man auch
durch die symmetrische PDM bewerkstelligen.
Die PDM-Impulse der Fig. 32 und Fig. 32a können auch unmittel
bar an ein Filter Fi entsprechend der Fig. 38 angeschaltet
werden. Um die Bandbreite nicht zu groß werden zu lassen, ist
es dann zweckmäßig, wie in der Fig. 32a gezeigt, die Infor
mation in die Sägezahnspannungen so zu legen, daß der Unter
schied in der Länge bzw. Breite der Impulse nicht zu groß
wird. Die PD-Impulse nach der Fig. 30b können auch unmittelbar
an das ER-Schaltmittel gelegt werden. Nach jedem Impuls muß
dann automatisch eine Umpolung oder kein Potential an die
Rechteckimpulse gelegt werden. Die Rechteckimpulse wären dann
unipolar. Um beim Äquidistanzverfahren bei unmittelbarer
Steuerung des ER-Schaltmittels die Bandbreite ebenfalls zu
verringern müßte man bei der Erzeugung der PAM-Impulse eine
größere Gleichstromvorspannung (bei unipolarer PAM), oder
aber eine entsprechende Dimensionierung der Schaltung für
die Erzeugung der PDM vornehmen.
In der Fig. 39 sind 4 Kanäle dargestellt mit einer Halbwel
lencodierung mit den Kennzuständen großer und kleiner Ampli
tudenwert. Für alle 4 Kanäle ist die Frequenz die gleiche.
Diese 4 Kanäle werden für die Codierung der Farbfernsehsig
nale vorgesehen. 8 bit sind für das Y-Signal (Luminanzsig
nal) und zwar je 4 bit beim Kanal a und b, je 2 bit in den
Kanälen a und b sind für Ton und sonstige Signale T+S vor
gesehen. Der Kanal c ist für die Codierung des rot-Signales
und der Kanal d für die Codierung des blau-Signals mit je
6 bit vorhanden. Je 2 Kanäle werden dann entsprechend der
Fig. 11 Vektor I, (k1, k2) mit den Codierungen I, (II), IV,
(III) zusammengefaßt, so daß ein Summenwechselstrom ent
sprechend der Fig. 9 zustandekommt. Die Phasenlage der bei
den Summenwechselströme wird dann auf 0 Grad und 90 Grad
festgelegt. Diese beiden Summenwechselströme kann man nun
auf der Basis der Quadraturamplitudenmodulation übertragen,
so daß für die Übertragung aller Farbfernseh- und sonstigen
Signale ein schmales Band benötigt wird. Als doppelte QAM
übertragen, d. h. Kanal a+b quadraturamplitudenmoduliert und
die Kanäle c+d quadraturamplitudenmoduliert, wobei die Kanäle
zueinander 0°, 90°, 90° und 180° Phasenlage aufweisen und deren
Summenwechselströme 45° und 135° Phasenlage haben, und
daß die beiden Summenwechselströme wieder quadraturamplitu
denmoduliert werden, ist die Auswertung schwieriger, wie
auch aus der Fig. 11 ersichtlich ist (bei einmaliger QAM ent
stehen die Vektoren I, II und III).
Man kann die 4 Kanäle bzw. ihre binäre Werte auch codemulti
plex übertragen. In der Fig. 40 sind die Binärwerte der 4 Ka
näle nochmals dargestellt. Entsprechend der Fig. 41 sollen
jeweils 2 Reihen der Fig. 40 zu 8 bit zusammengefaßt werden.
In der Fig. 39 sei 6 MHz die Frequenz der Wechselströme, für
die Codierung sind dann 18 MHz erforderlich. Verwendet man
in der Fig. 41 eine duobinäre Codierung entsprechend der Fig. 62
mit den Halbwellen als Codeelemente, so würde man zwar
gegenüber der Fig. 39 an Bandbreite etwas gewinnen, aber die
Frequenz wäre 3mal so hoch. Faßt man die Reihen 1, 2, 3 und
4, 5, 6, also 12 bit jeweils zusammen bei diesem duobinären
Code, so ist für eine Reihe 1, 2, 3 ein 3stufiges Codewort
mit 8 Stellen erforderlich. 8 Stellen bedeuten 4 Perioden.
Es wären also eine Frequenz von 2×24 MHZ erforderlich, also
auch für diesen Zweck zu hoch. In der Fig. 45 ist ein 4stufiges
Codeelement dargestellt, bei 4 Stellen ergibt dies
256 Möglichkeiten. Eine Codierung nach Fig. 41 ergäbe eine
Frequenzreduzierung auf 36 MHz. In der Fig. 63 ist ein 6stufiges
Codeelement dargestellt. Um 3 Reihen der Fig. 40 seriell
zu codieren, also 12 bit, wären hier 5 Stellen erforderlich.
Es wären also noch 30 MHz erforderlich. Außer den 3 Amplitu
denstufen sind noch zwei Phasenstufen bzw. Periodendauern
vorgesehen. In der Fig. 46 sind 3 Amplituden und 3 Phasenstufen
dargestellt. Werden aus der Anordnung der Fig. 40 2 Reihen
mit je 12 bit gebildet, sind für jede Reihe 3 Stellen erfor
derlich, für beide Reihen also 6 Stellen, d. h. es ist eine
Frequenz von 18 MHz notwendig.
In der Fig. 43 sind die Farbfernsehsignale anders angeordnet.
8 bit für einen Y-Abgriff (Luminanz, Bildpunkt B) sind seriell
zu je 4 bit, die Farben rot und blau seriell je 3 bit in den
Reihen III+IV. Das jeweils 4. bit in den Reihen 3 und 4 ist
für Ton- und andere Zwecke vorgesehen. Die Farbe rot oder
blau kommt jeweils bei jedem 2. Y-Signal, d. h. diese wech
seln sich laufend ab. Werden die senkrechten Reihen 1/2 und
3/4, wie in der Fig. 44 dargestellt, zusammengefaßt, so er
geben sich bei einer Codierung günstigere Verhältnisse. Bei
4 Stufen sind 3 Stellen erforderlich, es ist dann eine Fre
quenz von 18 MHz erforderlich. Werden die Reihen 1/2 und 3/4
parallel angeordnet, also 16 bit, so sind bei einer Codierung
nach Fig. 46 4 Stellen erforderlich, also 12 MHz Frequenz.
Die doppelte QAM der Fig. 39 kann, um noch mehr Sicherheit bei
der Übertragung zu haben, frequenzmoduliert übertragen wer
den. Der Summenwechselstrom hat nur kleine Frequenzänderungen,
so daß, wie aus der Fig. 64 hervorgeht, die frequenzmodulierte
Schwingung doch schmalbandig übertragen werden kann. Aus dieser
Figur geht hervor, daß die Halbperiodendauer T/2 bei einer
Frequenzerhöhung sehr klein wird, daß also die Frequenz
stark zunimmt. Bei einer Modulationsfrequenz Mf und einer Am
plitude u ist die Halbperiodendauer T/2, bei doppelter Ampli
tude 2u ist die Halbperiodendauer kleiner, während bei zu
sätzlich doppelter Frequenz M2f sich die Halbperiodendauer
wesentlich verkleinert.
In der Fig. 47 ist eine Übersicht über einen Fernsehsender dar
gestellt, bei der die in den Fig. 40, 41, 43 und 44 erläuter
ten Codes verwendet werden. Vom Multiplexer (nicht einge
zeichnet) kommen die analog abgegriffenen Signale in den
Analogspeicher ASp und von dort werden die Probeentnahmen
an einen oder mehrere Analog/Digitalwandler weitergegeben.
Die digitalisierten Signale werden dann im Digitalspeicher
DSp gespeichert und in der Folge dem Ordner zugeführt. In
diesem werden sie entsprechend den Fig. 40, 41, 43 oder 44
geordnet. So geordnet werden sie dem Codierer zugeführt.
Entsprechend dem vorbestimmten Code z. B. nach Fig. 45 oder
46 oder 62 oder 63 codiert und dem Modulator Mo zugeführt.
Vom Oszillator wird der Sendewechselstrom dem Modulator
zugeführt und der modulierte Sendewechselstrom über nicht
eingezeichnete Verstärkerstufen und dem Endverstärker zur
Antenne gegeben. Eine Übersicht vom Empfänger für die Aus
wertung der codierten Signale ist in der Fig. 48 darge
stellt. Der Sendewechselstrom kommt über die Empfangsantenne
E in die Stufen Abstimmkreis/Verstärker, Mischstufe/Oszilla
tor Mi/Osc, über den Zwischenfrequenzverstärker ZF zur Demo
dulationsstufe - der Eingang ist wie ein Überlagerungsempfän
ger beim Rundfunkempfang geschaltet -, am Ausgang des Demodu
lators ist der Codewechselstrom vorhanden. Dieser wird in
den Decodierer geschaltet. Die im Sendemultiplexer abgegriffenen
Signale werden hier wieder erhalten, wie das Y, r-y,
b-y, Ton und sonstigen Signale S und den verschiedenen Schal
tungen zugeführt.
In den Fig. 50 und 51 sind analoge Codierungen der Farbfern
sehsignale dargestellt. In der Fig. 50 ist ein Wechselstrom
gleicher Frequenz als Codewechselstrom vorgesehen. Die Ampli
tuden der Halbwellen sind die Codeelemente. Die Abgriffsfolge
ist y, r, y, bl, y, T+S usw. Die Übertragung dieser analog codier
ten Signale erfolgt auf der Basis der Frequenzmodulation,
so daß man ein schmales Band - nur eine Frequenz Fig. 64 -
und auch eine Übertragungssicherheit erhält.
In der Fig. 51 wird ebenfalls ein Analogcode vorgesehen. Es ist
eine Phasencodierung. 70517 00070 552 001000280000000200012000285917040600040 0002004028928 00004 70398 Der Analogcode ist durch verschieden
große Halbperiodendauern gegeben. Die Amplituden der Halb
wellen haben dabei immer dieselbe Größe, es ist eine Art Fre
quenz- und Phasenmodulation. Die einzelnen Signale sind wieder
seriell angeordnet, im Beispiel y, r, y, bl, y, T+S. Die Über
tragung erfolgt bei einer Abgriffsfrequenz des Y-Signales
mit 6 MHz. Erfolgt ein Multiplexabgriff aller Sig
nale, also auch des r, bl und T+S Signales, so ist eine Ab
griffsfrequenz von 12 MHz erforderlich.
In der Fig. 52 ist eine Codierung entsprechend der Fig. 51
vorgesehen, lediglich die Ton und sonstigen Signale T+S
werden durch einen überlagerten Amplitudencode codiert.
Es ist ein Binärcode mit einer großen und einer kleinen Ampli
tude. Die Werte des Y und der r+bl-Signale sind durch die
Halbperiodendauern festgelegt. Synchron mit dem PDM-Impuls
wird dann z. B. an das ER-Relais der Fig. 36 der jeweilige Ampli
tudenwert gegeben in dem dann ein Rechteckimpuls mit kleiner
oder großer Spannung erzeugt wird. Die Amplitudencodeelemente
können z. B. mehreren Kanälen, wie Ton Stereo usw. zugeordnet
sein. In der Fig. 55 sind die 4 Halbwellencodeelemente 4 ver
schiedenen Kanälen zugeordnet.
Eine Auswertung der PDM, PPM oder PFM-Impulse mit den Halb
periodendauern codiert, ist aus der Fig. 59 ersichtlich. Diese
erfolgt wieder mit Hilfe einer Sägezahnspannung. Beim Beginn
einer Halbwelle, also beim Nulldurchgang wird der Erzeuger der
Sägezahnspannung eingeschaltet, nach der Halbwelle beim näch
sten Nulldurchgang wird z. B. mittels eines Feldeffekttransistors
die Sägezahnspannung kurzzeitig an einen Kondensator ge
schaltet und in diesem gespeichert. Die Halbperiodendauer T/2
ist dann gleich dem Spannungswert T/2 oder analog der Größe
des Spannungswertes. Die Halbperiodendauer von 1 entspricht
dem Spannungswert u1, die von 2 dem von u2, usw. Wurde auf
der Sendeseite Sprache mit 8 KHz pulsamplitudenmoduliert, so
muß auf der Empfangsseite mit derselben Frequenz die Spannung
u1, u2, u3 jeweils abgegriffen werden und zum Sprachwechselstrom
umgeformt werden. Bei einem zeitmultiplexen Abgriff mehrerer
Kanäle, müssen die gespeicherten Werte u1, u2, u3 . . . mit der
selben Frequenz des zeitmultiplexen Abgriffes wieder verteilt
werden. Die Herstellung der ursprünglichen Information kann
z. B. in der Weise erfolgen, indem man den ausgewerteten Code
u1, u2 . . . nach der Kanalzuteilung treppenförmig ausbildet und
dieses Treppensignal über einen Tiefpaß führt. Solche Umfor
mungen sind bekannt und es wird daher nicht näher darauf ein
gegangen.
Auf dieselbe Weise wie in Fig. 59 die PDM-Impulse können auch
PFM-Impulse decodiert werden. In der Fig. 60 ist dies darge
stellt. Der Abstand T/2 der Impulse wird mit der Sägezahnme
thode wieder in PAM-Pulse umgeformt und gespeichert. Der Ab
stand T/2 entspricht dann der Spannung u1 usw.
Bei der Übertragung von Fernsehsignalen nach dem Prinzip der
Fig. 36 und 38 müssen die ausgewerteten Signale auf der Em
pfangsseite synchron verteilt werden. In der Austastzeit
müssen Synchronisierimpulse gesendet werden, damit entspre
chend der Sendeseite die Abtastfrequenz auf der Empfangsseite
die Verteilfrequenz festgelegt werden kann. Die Summe
der vorkommenden größten Halbperiodendauern je Zeile darf
die Zeit von 54 µs nicht überschreiten. Dies ist die Zeit
die für eine Zeile bei einem Bildformat 4 : 3 vorgesehen ist.
Im Sender müssen infolgedessen die Halbperiodendauern mit
abgemessen werden u. U. muß in den Zeilencode noch ein Füll
code, der z. B. die kleinsten oder größten Periodendauern
in bestimmter Folge beinhaltet. Man kann natürlich auch an
dere Füllcodes vorsehen. Außerdem ist zusätzlich die Aus
tastzeit als Füllcode noch vorzusehen. In der Fig. 61 sind
die kleinsten und größten Halbperiodendauern k und g darge
stellt. Solche können z. B. abwechselnd gesendet werden.
Auf dieser Basis können auch mehrere Kanäle über einen Über
tragungsweg zusammengefaßt werden. In der Fig. 56 ist ein
solches Beispiel dargestellt. Mit dem Multiplexer Mu werden
die Kanäle 1 bis n pulsamplitudenmäßig zusammengefaßt, was
ja bekannt ist. Diese PAM-Proben werden im Speicher Sp gespei
chert, vom PDM abgerufen und, wie bereits beschrieben, über
ein Steuergerät St, an das die Steuerimpulse Jm angeschlossen
sind, dem Zählglied zugeführt. Die übrigen Schaltvorgänge
sind dieselben wie z. B. in der Fig. 36 beschrieben. Nach dem
Pulsdauermodulator PDM können die Impulse auch direkt ent
sprechend der Fig. 38 weiter verarbeitet werden. Auf der Em
pfangsseite muß natürlich entsprechend der Abgriffsfrequenz
des Multiplexers synchronisiert und verteilt werden.
In der Fig. 57 ist eine andere Möglichkeit der Mehrfachausnut
zung eines Stromweges aufgezeigt. Um die Codierwechselströme
frequenzmäßig trennen zu können, werden solche Steuerim
pulse verwendet, daß die Frequenzbereiche der Codewechsel
ströme einen solchen Abstand haben, daß eine einwandfreie
Auswertung möglich ist, z. B. mittels Filter eine Trennung
in der Empfangsstelle. In der Fig. 57 ist Z1 der eine Um
setzer mit den Steuerimpulsen Jm1 und Z2 der andere Umset
zer bzw. Zählglied mit den Steuerimpulsen Jm2. In der
Fig. 58 ist die Frequenzlage der beiden Kanäle dargestellt.
T/2I und T/2II sind die kleinsten Frequenzen der beiden Ka
näle. Durch den Winkelhub f2 kommt man näher an
den Frequenzbereich vom Kanal T/2I. Im Beispiel ist noch ein
Abstand von Ab vorhanden. Dieser kann so gewählt werden, daß
preislich günstige Filter eingesetzt werden können.
Nachstehend werden noch einige Codes dargestellt, mit denen
man mit einer Frequenz Daten, im Beispiel Fernsehsignale
codieren und übertragen kann. In der Fig. 53 ist ein Binärcode
dargestellt, bei dem als Codeelement die Amplituden von
Halbwellen mit den Kennzuständen großer und kleiner Amplitu
denwert vorgesehen werden. Mit einer Halbwelle kann dann ein
bit codiert werden. Für das Y-Signal sind 8 bit, für das rot
und Blausignal je 6 bit und für den Ton (digitalisiert) und
sonstige Signale sind 2 bit vorgesehen. Rot und blau werden
abwechselnd, wie z. B. in der Fig. 51 dargestellt, codiert.
Bei 6 Meg Abgriffen für das Y-Signal wäre hier ein Codierwech
selstrom mit 48 MHz erforderlich. In der Fig. 54 ist eine duo
binäre Codierung hierfür vorgesehen. Der Codierwechselstrom
hat dann eine Frequenz von 27 MHz. Man kann diese Codierwech
selströme wieder frequenzmoduliert übertragen, das Frequenz
band wird dabei auch nicht zu breit, wie aus der Fig. 64 her
vorgeht. Die Übertragungssicherheit wird dabei noch größer.
In der Fig. 66 ist eine Möglichkeit aufgezeichnet, wie man
ohne Modulatoren schmalbandig eine Nachricht digital übertra
gen kann. Jedem Codeelement wird eine Vielzahl von Perioden
eines Wechselstromes einer Frequenz zugeordnet, die durch die
Zeit Og bestimmt werden, also einer vorbestimmten Zahl von
Perioden. Angenommen wird die Codierung erfolgt binär. Bei
jedem Zustandswechsel, also 1 nach 0 oder 0 nach 1 erfolgt
der Übergang kontinuierlich, in der Fig. 66 mit Ü bezeichnet.
Die Amplituden für die Null haben die Größe Ak und die für
den Kennzustand 1 die Größe Ag. Kommen gleiche Werte hinter
einander, so wird die Amplitudengröße nicht geändert. Bei 5
gleichen Werten würde man fünfmal eine Periodenzahl von 0g
mit derselben Amplitude senden. Der Übergang zu einem an
deren Kennzustand wird z. B. zum folgenden Kennzustand ge
rechnet, also z. B. Ü+0=0g.
Die Codierungen von Informationen nach den Fig. 53, 54 und 66
ergeben sehr schmale Frequenzbänder. Dies kann man sich
auch in der Fernsehtechnik zunutze machen. So könnte man u. U.
weitere Kanäle zwischen den einzelnen Fernsehkanälen un
terbringen. Ein Beispiel hierfür ist in den Fig. 42 und 82
niedergelegt. In der Fig. 42 ist hierfür der Träger BTz vor
gesehen. Der Träger wird dabei zugleich zur Modulation mit
hergenommen. Er wird also entsprechend z. B. der Fig. 66 co
diert. Wie aus der Fig. 42 ersichtlich ist, ist in der Bild
kanallücke jeweils auch noch der Träger bzw. die Träger
für die Toninformation vorgesehen. Bei VHF ist es z. B. er
forderlich beim nächst höheren Fernsehkanal einen Reihenre
sonanzkreis vorzusehen, in der Fig. 42 ist die Durchlaß-
bzw. Saugkurve. Der Resonanzwiderstand ist nur mehr so
groß wie der Verlustwiderstand. Die Nyquist-Flanke wird
hierbei kaum in Mitleidenschaft gezogen. Bei der Modulation
des FBAS-Signals mit 38,9 MHz wird nach dem Restseitenband
filter ein Saugkreis Rr angeordnet, wie aus der Fig. 82 her
vorgeht. Solch ein Reihenresonanzkreis ist leicht zu reali
sieren. In der Fig. 82 ist ein Prinzipschaltbild der Unter
bringung eines Informationskanals zwischen 2 Fernsehkanälen
dargestellt. Das Bildsignal B (Leuchtdichtesignal), die mo
dulierte Farbträgerschwingung F und die Austast- und Synchroni
siersignale AS werden in der Addierstufe zum FBAS-Signal ad
diert. Über eine Verstärkerstufe wird dann das FBAS-Signal
einem Modulator Mo mit der Trägerfrequenz von 38,9 MHz zuge
führt. Das amplitudenmodulierte Signal wird dann dem Restsei
tenbandfilter zugeführt, so daß das untere Seitenband teil
weise, wie bekannt, unterdrückt wird. Nach dem RFi ist der
Reihenresonanzkreis in der Schaltung angeordnet. Die Reso
nanzfrequenz beträgt hier 37,9 MHz. Die Resonanzkurve ist in
der Fig. 42 mit RR bezeichnet. Bei 6 MHz über dem Bildträger
erhält im Beispiel der zusätzliche Kanal eine Träger- bzw.
Codierfrequenz von 189,25+6=195,25 MHz. Dieses ist dann
die Frequenz der Codierung nach der Fig. 66. Im Beispiel wer
den mehrere Kanäle zeitmultiplex auf PAM-Basis zusammenge
faßt (K1-X) und dem Codierer zugeführt. In diesem ist noch
eine PAM/PCM-Wandler, der die seriell ankommenden PAM-Pulse
der Kanäle K1-X in einen binären, duobinären oder sonsti
gen Code umwandelt. Ein Oszillator speist den Codierer mit
der Trägerfrequenz von 195,25 MHz. Dieser Wechselstrom wird
dann analog einem Code der Fig. 66 mit den PCM-Pulsen modu
liert. Der modulierte Träger wird dann einem Entkoppler E
zugeführt, an den auch der modulierte Tonträger angeschal
tet ist. Beide Signale werden dann ggf. über einen Verstär
ker einer Weiche W, an der auch der Träger des FBAS-Signa
les angeschlossen ist, im Beispiel 189,25 MHz. Der Tonträ
ger hat eine Frequenz von 194,75 MHz. Über die Weiche werden
also alle Träger an die gemeinsame Antenne geführt. Der Rei
henresonanzkreis für den zusätzlichen Kanal von 195,25 MHz
ist also im Fernsehkanal mit der Sendefrequenz von 196,25 MHz
angeordnet. Die Auswertung dieses zusätzlichen Kanales
kann z. B. entsprechend der der Tonkanäle erfolgen.
Bei sehr hohen Sendefrequenzen kann man im zusätzlichen Ka
nal auch einen Fernsehkanal unterbringen.
Der Digitalcode der Fig. 66 kann abgewandelt auch als Analog/
Digitalcode. Dabei erfolgt bei jedem Wert eine Amplituden
änderung. Zur Veranschaulichung wird die PCM-Technik herge
nommen. Bei dieser Technik werden z. B. 256 Quantisierungs
stufen vorgesehen. Für den größten PAM-Wert könnte man also
256 Perioden vorsehen. Bei halber Größe wären 128 Perio
den notwendig, wäre dies der folgende Wert, würden diese
Perioden, die immer gleich groß sind, zur Unterscheidung
der Codierung von Anfang bzw. Ende eines Wertes eine an
dere Amplitudengröße annehmen. In der Praxis würde man dies
natürlich anders machen, z. B. dem größten Wert 400 Perioden
zuordnen. Der Wert 1 hätte dann 143 Perioden. Die halbe Größe
hätte dann eine Periodenzahl von 143+128=271. Je nach
zur Verfügung stehenden Frequenzen kann man auch noch höhere
Periodenzahlen hernehmen.
In den Fig. 68 und 69 ist eine Methode für die Codierung der
Farbartsignale rot und blau dargestellt. Bei dieser werden
die Farbcharakteristikwerte mit einer vorbestimmten Frequenz
abgegriffen und je einem Träger, diese sind gegeneinander
um 90 Grad phasenverschoben, aufmoduliert. Die Träger haben
dabei mindestens die 2fache Abgriffsfrequenz. Diese werden
summiert. Der Summenwechselstrom beinhaltet durch die Pha
senverschiebung gegenüber einem Vergleichswechselstrom die
Lage des Farbvektors im Farbkreis. Diese Phasenverschiebung
ist durch die Periodendauer bzw. Restperiodendauer gegen
über dem Vergleichswechselstrom festgelegt. Eine Speicherung
dieser Werte ist bei einer 2fachen Trägerfrequenz bis zur
halben Zahl der Abgriffe einer Zeile, bei der 3fachen Trä
gerfrequenz 1/3 der Abgriffe einer Zeile erforderlich. Die
Werte der Phasenverschiebung werden bei der Übertragung in
die Halb- bzw. Periodendauer eines Wechselstromes einbe
zogen. Bei Kabelübertragung kann man zur Erhaltung der
Gleichstromfreiheit eine Periode vorsehen, bei der die posi
tive und negative Halbwelle dieselben Werte aufweist. Im
Beispiel haben die Träger die 3fache Abgriffsfrequenz.
In der Fig. 68a sind die Abtastpulse P1, P2, P3 . . . des Farbdif
ferenzsignales B-Y dargestellt. Diese werden treppenförmig -
gestrichelt eingezeichnet - erweitert. Eine treppenförmige
Erweiterung wird durch eine Kondensatorspeicherung mit be
stimmter Zeitkonstante zustandegebracht. In der Fig. 68b sind
die Abgriffe P1, 2, 3 . . . des Farbdifferenzsignales R-Y mit der
treppenförmigen Erweiterung dargestellt. In den Fig. 68c und d
sind die beiden Trägerwechselströme mit den aufmodulierten
treppenförmigen Signalen dargestellt. Die beiden modulierten
Träger werden nun addiert. Man erhält dann einen Summenwech
selstrom wie er in der Fig. 68e dargestellt ist. Die Amplitude
entspricht der Größe des Farbvektors, dieser ist ein Maß
für die Sättigung der Farbe und die Phasenverschiebung
gegenüber einer Vergleichsphase entspricht dann dem Farb
ton im Farbkreis. Dies ist bereits bei den Systemen NTSC
und PAL bekannt und es wird deshalb nicht näher darauf einge
gangen. Die Ausgangs- bzw. Vergleichsphase Vg ist in der
Fig. 68f dargestellt. Die Phasenverschiebung bleibt also im
mer im Beispiel während der 3 Perioden des Trägers Su erhal
ten. Unmittelbar bei einer Phasenänderung kann die Halbperio
dendauer nicht gemessen werden, deshalb sind im Beispiel bis
zur nächsten Phasenänderung mindestens 3 Perioden vorgesehen.
Wie aus der Fig. 68g hervorgeht, setzt sich eine Codierhalb
periode aus 2 konstanten Perioden KP und aus der eigentlichen
Codierphasenverschiebung Ph zusammen, die bei 359 Grad Phasen
verschiebung beinahe eine Periode ausmacht. Die einzelnen Vor
gänge der Übertragung der Phasenverschiebung auf die Perioden
dauer ist aus der Fig. 69 ersichtlich. Hierfür sind 3 Farbkrei
se dargestellt mit den Phasenverschiebungen 60, 120 und 240°.
Der Meßbeginn ist in der Fig. 68g und in den Fig. 69a, b, c mit
Ph0° bezeichnet. Im Beispiel hätte der Burst eine Phasenlage
von 0° wie in der Fig. 69d dargestellt. Ein Burst ist im
Beispiel nicht erforderlich, weil die Übertragung durch den
absoluten Periodendauerwert festgelegt ist. Zweckmäßig ist
für jede Zeile den Beginn der seriellen Anordnung der Code
elemente zu codieren. Die Halbperiodendauer, also der Impuls
der z. B. in Fig. 75 das ER-Relais steuert, beginnt in Fig. 68f
mit Be und dauert die beiden Perioden und zusätzlich die Größe
der Phasenverschiebung Ph. In der Fig. 69a wird bei einer
Phasenverschiebung von 60° eine Phasenverschiebung von 300°
gemessen. Der Gesamtimpuls ist dann gleich der der beiden Perio
den + der Länge von 300°. Dieser Impuls wird z. B. ER-Relais
verstärkt und dann über ein Filter wie bereits schon öfters
beschrieben zu einem sinusförmigen Codierwechselstrom umge
wandelt. Die Länge der Halbperiodendauern in einer Fernseh
zeile wird also kleiner als die Abstände der Summe der Trep
pensignale der Farbdifferenzsignale. Deshalb muß auch die Summe
der Halbperiodendauern gemessen werden und erforderlichen
falls eine Füllhalbperiode eingefügt werden, der man zweckmäßigerweise
die Dauer von 3 Perioden des Vergleichswechselstromes
zuordnet. Die in den Fig. 69a, b, c dargestellten Wechselströme
sind Summenwechselströme Su. In der Fig. 69b ist der Farb
winkel 120°, gemessen werden 240° und in der Fig. 69c ist der
Farbwinkel 240°, gemessen werden 120°. Die gemessene Perio
dendauer wird jeweils den beiden konstanten Perioden KP zu
addiert. In den Beispielen sind die Sättigungen 100% bzw.
70%. Diese gehen wie beim PAL-System in die Amplituden ein.
In der Fig. 69d ist der Phasenvergleichswechselstrom darge
stellt. Die Periodendauer einer Periode des Summenwechsel
stromes beinhalten den Phasenwinkel von 360 Grad. Um noch
eine größere Genauigkeit zu erhalten, kann man 180 Grad
für eine Periode vorsehen indem man eine zusätzliche Mar
kierung vornimmt. Ist die Phasenverschiebung bis 180 Grad,
so wird eine Phasenverschiebung über 180 Grad gemessen, wie
aus den Fig. 69a und b hervorgeht. Hier ist es nur notwendig
die Phasenverschiebung der positiven Halbperiode zu messen.
Da bei den Halbperioden für die Codierung der Bildpunktgröße
nur die Periodendauer benötigt wird, kann man durch einen
Amplitudencode codieren, daß der Winkel mehr als 180° be
trägt. Bei der Übertragung kann man dann den doppelten Wert
des Winkels übertragen. In Fig. 69a kann man dann die Winkel
größe dw doppelt so groß werden. In der Empfangsstelle muß
dann der Amplitudencode ausgewertet werden und der zusätzli
che 180° Winkel berücksichtigt werden. Die Übertragung der
Farb- und Bildpunktcodierung kann parallel ähnlich wie in
der Fig. 58 offenbart erfolgen oder seriell wie in den Fig. 70
und 71 dargestellt. In den Beispielen ist der Bildpunktab
griff doppelt so schnell als der der Farbsignale. Da der Co
dewechselstrom in ununterbrochener Folge von positiven und
negativen Halbperioden erfolgen soll ist kein Synchronismus
zwischen Abgriff und Codierung vorhanden. Es ist deshalb so
wohl auf der Sende- als auch Empfangsseite eine mehr oder weni
ger große Speicherung erforderlich. Beim Empfänger muß die
Bildpunkt- und Farbsignalzuordnung exakt mit der Abgriffsfre
quenz der Sendeseite erfolgen. Die Farbvektorgröße, in Fig. 69a
mit VS bezeichnet, wird durch die Amplitudengröße codiert.
Diese wird wie die Periodendauer gespeichert. Eine mögliche An
ordnung für die Übertragung ist in der Fig. 70 dargestellt. Die
erforderliche Frequenz wird durch die Bildabgriffszahl
und Farbartabgriffszahl bestimmt. Sind in einer Zeile 832
Bildpunkte abzugreifen und für jeden Bildpunkt eine Halb
periode erforderlich, so sind für die Bildpunkte 416 Perioden
notwendig. Für die Farbcodierung sind für je 2 Bildpunkte 1
Halbperiode vorzusehen, also für eine Zeile 213 Perioden.
Diesen 629 Perioden steht z. B. eine Zeit von 52 µs zur Verfü
gung. Damit ist dann die Frequenz und zwar die kleinste
Frequenz des Codierwechselstromes vorgegeben. Die Austastlücke
von 12 µs erhält dieselbe Frequenz. Da die Codierhalbperioden
immer kleiner sind als die Errechneten, müssen Füllhalbperioden
vorgesehen werden, die die größte Periodendauer zweck
mäßig aufweisen. Für diese kann man natürlich auch einen
anderen Code vorsehen. Die Bildpunkthalbperioden haben immer
dieselbe Amplitudengröße, während man bei den Farbhalbperioden
mit der Amplitudengröße den Farbvektor codiert, also
die Sättigung codiert. Auch die größte Amplitudengröße der
Farbhalbperioden, die dann auch für die Bildpunkthalbperioden
vorgesehen werden, kann man als Codierung für die Füllhalb
perioden vorsehen. Die Speicherung der Amplitudengröße des
Farb- bzw. Sättigungsvektors kann mittels eines Kondensators
erfolgen, der über eine Diode an den Codierwechselstrom Su
geschaltet wird. Die Bildpunkthalbperioden B(Y) können noch
mit einem binären oder duobinären Amplitudencode überlagert
werden, mit dem dann die Sprache und andere Signale digital
codiert werden, wie bereits bei der Fig. 52, 55 beschrieben.
In der Fig. 71 ist einer Bildpunkthalbperiode noch eine Binär
codierung für einen Phasenwinkel des Farbtones größer als
180° zugeordnet. In der Fig. 69a z. B. wird festgestellt, daß
die zu messende Resthalbperiode dw positiv ist, so daß die
negative Halbwelle nicht mehr gemessen werden braucht. Diese
180° sind durch diese Codierung B+180° bestimmt. Der Wert dw
wird bei der Übertragung doppelt so groß, so daß die Genauig
keit größer wird. Die weitere Bildpunkthalbperiode B+T/S
wird mit einem binären oder duobinären Amplitudencode über
lagert, mit dem dann die digitalisierte Sprache und andere
Steuersignale codiert werden. Die Halbperiode F beinhaltet in
der Halbperiodendauer den Farbtonwinkel und analog in der
Amplitudengröße den Farb- bzw. Sättigungsvektor.
In der Fig. 72 ist das Prinzip einer Zusammenschaltung der
Halbperioden mit dem Amplitudencode dargestellt. Ein eleketro
nisches Relais liefert wieder Rechteckimpulse RJ. Die Perioden
dauer dieser Rechteckimpulse wird über Ph markiert. Im
Ordner Or sind Speicher vorgesehen, in denen die Bildpunkt
abgriffe ggf. bereits in Halbperiodendauern umgesetzt gespeichert
sind. Außerdem ist ein Speicher für Speicherung des
Farbwinkels KP+Ph vorgesehen. Die Amplituden der Rechteckimpulse
werden im Ordner Or synchron mit den Halbperiodendauern
dem elektronischen Relais ER zugeführt. Über FA wird die
analoge Amplitudengröße des Farbvektors vom Speicher abgerufen.
Über T+S werden die digitalisierten Ton- und sonstigen
Signalamplituden von einem Speicher abgerufen und dem elektronischen
Relais in der Reihenfolge z. B. der Fig. 70 zugeführt.
In Fig. 7 ist solch ein elektronisches Relais mit mehreren
Amplitudenstufen dargestellt. Am Ausgang von ER sind dann die
Rechteckimpulse mit den entsprechenden Periodendauern und
Amplitudenstufen. Im Filter Fi werden diese dann zu einem
sinusförmigen Wechselstrom umgewandelt.
Die unmittelbare Messung des Phasenwinkels ist ebenfalls
möglich. Die Nulldurchgänge ab BE Fig. 68g müssen dann beim
Summenwechselstrom abgezählt werden, so daß man dann z. B. den
Nulldurchgang M in Fig. 69b feststellen kann. Ab diesem Punkt
erfolgt dann bis zu Ph 0° die Messung. Ph in Fig. 68g könnte
man dann z. B. auf 90° der Phasenverschiebung verteilen. Die 3
übrigen 90 Grad Winkel müßten dann ähnlich wie in der Fig. 71
mit 180° codiert werden.
Die Codierwechselströme der Fig. 70, 71 werden dem Sendewechsel
strom aufmoduliert und übertragen. Der Empfänger ist dann
im Prinzip so geschaltet, wie er in Fig. 23 dargestellt ist.
Die Eingangssignale werden über Abstimmkreis/Verstärker HF
Mischstufe/Oszillator über den Zwischenfrequenzverstärker V
zum Demodulator DM geführt. Der demodulierte Codierwechsel
strom z. B. nach Fig. 70 wird dem Decodierer DC zugeführt. Bei
einer seriellen Anordnung der Codierhalbperioden muß die Ver
teilung der Bild- und Farbwerte (Fig. 70, 71) entsprechend den Bild
punkt- und Farbdifferenzsignalabgriffen erfolgen. Deshalb wird
man zweckmäßig in der Austastzeit einen Wechselstrom mit der
Abtastfrequenz senden, der dann für die Synchronisierung des im
Empfänger als Verteiler vorgesehenen Wechselstrom synchroni
siert. Die Amplituden dieses Synchronisierwechselstromes der
Austastzeit kann man noch für eine binäre oder duobinäre
Codierung vorsehen. Die Bildpunktwerte kann man z. B. entsprechend
der Fig. 59 auswerten. Die Auswertung der Farbcodeelemente
mit den Halbperiodendauernwerten und den Amplitudengrößen,
die erforderlichenfalls ähnlich wie in der Fig. 74a
gezeigt in eine Länge umgewandelt wird, erfolgt am besten auf
rechnerischer Basis. Die Ton-(stereo) und sonstigen Signale
die ja PCM-codiert sind, kann man in bekannterweise demodu
lieren.
In der Fig. 67a sind die Bildpunktabgriffe BAb und die Farb
differenzsignalabgriffe FAb dargestellt und zusätzlicher wie man
diese z. B. bei serieller Übertragung (Fig. 70) dem Codier
wechselstrom zugeordnet werden (Cod).
Fig. 79 zeigt ein besonders zweckmäßiges Codierverfahren.
Das Codierverfahren gemäß Fig. 70 arbeitet mit binären
Codeelementen, die die Form einer Periode oder einer
halben Periode einer Sinusschwingung haben und bei denen
die Binärwerte 0 und 1 durch eine kleine bzw. große Amplitude
der Periode bzw. Halbperiode der Sinusschwingung
dargestellt werden, wie es aus der oben bereits erwähnten
US-Patentschrift 46 75 721 bekannt ist. Bei Fig. 79 wird
angenommen, daß die Codeelemente aus abwechselnd positiven
und negativen Halbperioden einer Sinusschwingung bestehen,
wobei eine relativ kleine Amplitude der Halbperiode den
Binärwert 0 und eine relativ große (z. B. doppelt so
große) Amplitude der Halbperiode den Binärwert 1 darstellt.
Der in Fig. 79 dargestellte Code erlaubt die Darstellung
einer neunstelligen Binärzahl. Er ist folgendermaßen
aufgebaut: Die Bits der ersten und der zweiten Stelle
der zu codierenden neunstelligen Binärzahl werden durch
die erste, positive Halbwelle 1 und die anschließende
zweite, negative Halbwelle 2 einer Sinusschwingung der
Periodendauer P dargestellt, wie es in der Kurve a in
Fig. 79 dargestellt ist.
Die Bits der dritten, vierten und fünften Stelle der
zu codierenden neunstelligen Binärzahl werden durch die
aufeinanderfolgenden Halbwellen einer Sinusschwingung
der Periodendauer 2 P/3 dargestellt, wie die Kurve b in
Fig. 79 zeigt. Das sechste, siebte, achte und neunte Bit
der neunstelligen Binärzahl werden durch die aufeinanderfolgenden
Halbwellen einer Sinusschwingung der Periodendauer
P/2 dargestellt, wie die Kurve c in Fig. 79 zeigt. Die
Sinusschwingungen in den Kurven A, B und C sind in der
ersten Periode P1 zur Vereinfachung der Darstellung alle
mit der gleichen Amplitude dargestellt, die codierte
Binärzahl bestände also aus neun Einsen.
In den folgenden Perioden P2, P3, . . . werden dann die
folgenden neunstelligen Binärzahlen in der entsprechenden
Weise codiert. In der Kurve a ist in der Periode P2 der
Wert 00 und in der Periode P3 der Wert 10 dargestellt.
Die bei der Codierung entstehenden Schwingungszüge entsprechend
den Kurven a, b und c werden einander additiv überlagert
und können dann über eine einzige Leitung übertragen
werden. Auf der Empfangsseite werden die Schwingungen
a, b, c durch Filter getrennt und können dann in bekannter
Weise decodiert werden, z. B. durch Messung der Dauer
der jeweiligen Halbperiode, wie es in der US-Patentschrift
47 94 621 beschrieben ist.
Das anhand von Fig. 79 beschriebene Codierverfahren läßt
sich in der verschiedensten Weise abwandeln. Für die
Abstufung der Periodenlängen der Schwingungen zur Codierung
der aufeinanderfolgenden Bits ist es lediglich erforderlich,
daß innerhalb der Periode P, die für die Codierung eines
Zeichens reserviert ist, eine ganze Anzahl von Codeelementen
(volle oder halbe Sinusschwingungsperioden) Platz hat.
Am Anfang und am Ende jeder Codierungsperiode P müssen
die verschiedenen Codierschwingungen a, b, c usw. also
immer die gleiche Phasenlage haben. Man kann auch mit
duobinären Amplitudenstufen arbeiten, so daß man 3⁹
Kombinationen erhält. Mit einem zusätzlichen, um 90°
phasenverschobenen, überlagerten Codierwechselstrom dieser
Art stehen dann 3¹⁸ Kombinationen zur Verfügung. Eine
duobinäre Codierung wird z. B. beim europäischen D-MAC-System
verwendet.
Die Codierkapazität des Verfahrens gemäß Fig. 79 läßt
sich dadurch weiter erhöhen, daß man jeder Codierschwingung
a, b, c usw. eine um 90 Grad phasenverschobene zweite
Codierschwingung der gleichen Periodendauer zuordnet,
wie es beispielsweise in der Kurve a′ in Fig. 79 bezüglich
der Kurve a dargestellt ist. Die beiden Schwingungen,
also z. B. a, a′, gleicher Periodendauer jedoch in Quadratur
stehender Phase werden dann einander überlagert, wobei
eine resultierende Schwingung a′′ entsteht, die die gleiche
Periodendauer wie die einander überlagerten Einzelschwingungen
hat und daher auf der Empfangsseite durch einen Filter
abgetrennt und durch synchrone Modulation wieder in die
Komponentenschwingungen zerlegt werden kann. Wendet man
diese Maßnahme auf das anhand von Fig. 79 beschriebene
Verfahren an, so lassen sich also in einer Codierungsperiode
P achtzehn Binärzeichen übertragen.
Fig. 77 ist eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
zum Codieren eines Farbfernsehsignals, das ein Luminanzsignal
L, Farbsignale I und Q, Synchronisiersignale ggf. zusätz
liche Signale S sowie Tonsignale T enthält. Das Luminanz
signal wird mit einer vorbestimmten Frequenz abgegriffen
und an einem Analog/Digital-Umsetzer A/D zugeführt, der
die Abtastwerte in 8-Bit-Codezeichen umsetzt. Die Code
elemente (Bits) der Codezeichen werden einem Speicher
Sp zugeführt. Die Farbsignale I und Q werden gleichzeitig
mit einer Frequenz abgegriffen, die gleich der Hälfte
der Abgreiffrequenz des Luminanzsignales ist, und in
einem Zwischenspeicher ZSp zwischengespeichert. Die zwischen
gespeicherten Signale werden abwechselnd über einen
Umschalter U4 einem Analog-Digital-Umsetzer A/D zugeführt,
der die Abtastwerte in 6-Bit-Codezeichen umsetzt. Die
Codezeichen werden dann dem Speicher Sp zugeführt.
Die Synchronisiersignale und ggf. sonstigen Signale S
sowie die Tonsignale T, bei denen es sich um Stereosignale,
Ton unterschiedlicher Sprachen usw. handeln kann,
werden abwechselnd oder gleichzeitig mit vorbestimmter
Frequenz abgegriffen, in einem Zwischenspeicher ZSp zwischen
gespeichert und über einen Umschalter U5 einem Analog-
Digital-Umsetzer A/D zugeführt, der z. B. 8 oder 16-Bit-
Codezeichen erzeugt, die ebenfalls im Speicher Sp zugeführt
werden. Mit dem Speicher Sp ist ein Codierer Cod gekoppelt,
von dem jeweils gleichzeitig, also parallel, die acht
Codeelemente (Bits) des Luminanzsignales, ferner drei
Codeelemente des I- oder Q-Signales über Umschalter U1
bis U3 sowie ein Codeelement des S- bzw. T-Signals abgerufen
werden, wie es in Fig. 78 in der Spalte I dargestellt
ist. Die kurzen bzw. langen Striche bedeuten hier ein
Bit des Werts 0 bzw. 1. Diese zwölf Bits werden vom Codierer
Cod in ein gemeinsames Codezeichen umgewandelt, beispiels
weise wie es anhand von Fig. 19 und 79 beschrieben wurde.
Mit den aufeinanderfolgenden Codezeichen, siehe die Spalten
I bis IV usw. in Fig. 78 wird dann ein üblicher Hoch
frequenzsender M moduliert und die modulierte Hoch
frequenzschwingung wird über eine Antenne S abgestrahlt.
Auf der Empfangsseite wird die Hochfrequenzschwingung
durch eine Antenne E empfangen, in einem üblichen Empfangs
teil ET in bekannter Weise verarbeitet und demoduliert
und die demodulierte Codeschwingung wird einem Decodierer DE-
COD zugeführt, wie es anhand von Fig. 23 erläutert wurde.
Im Decodierer Dcod werden die Codewörter demoduliert.
An einer Gruppe 1/8 von acht Ausgangsanschlüssen stehen
dann die acht Bits der jeweiligen Abtastwerte des Luminanz
signals L gleichzeitig zur Verfügung; an einer Gruppe
9/11 mit drei Ausgängen die Farbsignalbits, die in einem
Zwischenspeicher Sp1 zwischengespeichert werden und an
einem Ausgang 12 die S/T-Bits, die in einem Speicher
Sp2 zwischengespeichert werden. Die Luminanzsignalbits
werden in einem Digital/Analog-Umsetzer D/A in ein analoges
Luminanzsignal L umgewandelt. Im Zwischenspeicher Sp1
werden die Farbsignalbits zwischengespeichert und wenn
jeweils sechs Bits eines I- und eines Q-Signalabtastwertes
zur Verfügung stehen, werden die nun vollständigen Farb
signal-Codezeichen durch einen Digital-Analog-Umsetzer
D/A in analoge Farbsignale umgesetzt, die über einen
Analogspeicher Sp3 einem entsprechenden Ausgang I oder
Q zugeführt wird.
Die S/T-Bits werden im Zwischenspeicher Sp2 gespeichert
und, wenn vollständige Codezeichen zur Verfügung stehen,
in einem Digital-Analog-Umsetzer D/A in entsprechende
Analogsignale umgesetzt, die nach Bedarf in einem Zwischen
speicher SP4 nochmals zwischengespeichert oder direkt
weiterverarbeitet werden können. Während der Austastzeit
können dem Sender M über einen Umschalter U6 andere
Codesignale X zugeführt werden, die auf der Empfangsseite
an einem Ausgang AT des Decodierers DCod zur Verfügung
stehen und einer entsprechenden Verwertung zugeführt
werden können.
Die Fig. 83 zeigt eine einfache 4 PSK Phasenumtastcodierung.
Die Nennfrequenz sei f entsprechend einer Nennperiodendauer
von 360°. Die Codierung erfolgt durch Phasenänderungen von
+45° auf eine Phase von 405°=f1, von+135° auf eine Phase
von 495°=f2, von -45° auf eine Phase von 315°=f3 und eine
Phasenänderung von -135° auf eine Phase von 225°=f4. Die
Erzeugung wird analog der Anordnungen der Fig. 7 und 8
durchgeführt. Diese Anordnung ersetzt die bisher verwendete
Codierung nach der Fig. 2. In der Fig. 4 sind solche
Phasenprünge allgemein beschrieben.
In der Fig. 80 sind verschiedene Periodendauerstufen darge
stellt. Wird die Auswertung durch Abmessung vorgenommen,
so ist es zweckmäßig gut meßbare Periodendauerunterschiede
festzulegen, wie dies bei 0°, a°, b° und 90° geschehen ist.
Die Abstände zwischen 1, b, a und 2 sollen auch ziemlich
gleich sein. In der Fig. 81 sind Phasenunterschiede von über
90° vorgeshen. Ein Nachteil ist dabei, daß die Frequenz
änderungen sehr groß werden. Bei Kabelübertragung ist es
zweckmäßig um eine Gleichstromfreiheit zu erhalten, die
Codierung mit gleicher positiver und negativer Halbwelle
vorzunehmen.
In der Fig. 19b ist eine besonders vorteilhafte Codierung
für eine codemultiplexe Informationsübertragung darge
stellt. Als Codeelemente werden Halbwellen eines Wechsel
stromes vorgesehen, die in einer ununterbrochenen Folge
von positiven und negativen Halbwellen gesendet werden. Es
wird ein Amplitudencode mit 3 Kennzuständen, also ein duo
binärer Code vorgesehen. Eine Periode bildet dann 2 Stellen.
Um die Stellenzahl zu vergrößern wird ein zweiter Codier
wechselstrom gleicher Frequenz, der jedoch um 90° phasenver
schoben ist, vorgesehen. Aus je einer Periode erhält man dann
4 Stellen. Aus den beiden Codierwechselströmen erhält man
dann aus je einer Periode 3 hoch 4 Kombinationen, dies sind
81 Kombinationen. In der Figur hat die Halbwelle aP1 den Kenn
zustand 1, die Halbwellen aP2=1, aP3=2, . . ., die Halbwellen
aP11=0, aP12=0, aP13=1, . . . Für die Übertragung wird man beide
Codierwechselströme addieren und als nur einen Summenwechsel
strom übertragen.
Die schmalbandige Übertragung von Information gemäß der
Fig. 66 kann nicht nur beim Fernsehen angewendet werden,
sondern ganz allgemein für die Übertragung von digitaler oder
analoger Information über Funk oder Kabel. In der Fig. 84 ist
ein Beispiel für die Sprach- bzw. Tonübertragung dargestellt.
Die 4 Sprachkanäle K1-K4 werden mit 4×8=32 KHz vom Multiplexer
Mu abgegriffen. Diese PAM-Pulse werden einem PAM/PCM-Wand
ler zugeführt und im Beispiel in einen Binäramplitudencode
umgewandelt. Als Codeelement wird die Amplitude der positiven
und negativen Halbwelle eines Wechselstromes vorgesehen
(s. Patent DE 30 10 938). Die 256 KHz Pulse werden im Codierer
Cod in 4 Perioden entsprechender Amplitude umgewandelt. Dies
geschieht mit einer Anordnung entsprechend der Fig. 9. Ein
Generator erzeugt 1024 KHz und führt diesen Wechselstrom der
Anordnung der Fig. 9 zu. Wie bereits bei der Fig. 66 beschrieben,
wird die Änderung von Amplitudenstufen kontinuierlich
vorgenommen. In der Fig. 85 ist dies für die Fig. 84 darge
stellt. Dem Kennzustand 1(1) folgt eine 0(2), der die halbe
Amplitude aufweist. Die 4. Periode des Kennzustandes 1(1)
und die 1. Periode P5 des Kennzustandes 0(2) bilden den Über
gang zum Kennzustand 0. Dasselbe ist mit der 8. und 9. Periode,
wobei ein Wechsel von den Kennzuständen 0 nach 1 darge
stellt ist; der Fall. Dieser Wechselstrom, Codewechselstrom,
wird in 4 Vervielfachungsschaltungen n=4, 2, 3 und 4 auf eine
Frequenz von 98 304 KHz angehoben und an die Sendeantenne ge
schaltet. Durch diese Vervielfachung entstehen also aus
jeder Periode 96 Perioden. Die Auswertung des Codewechselstromes
erfolgt z. B. mit Hilfe einer Diodengleichrichtung oder
mit Hilfe einer kohärenten Demodulation. In der Folge
erfolgt dann eine Verteilung auf die einzelnen Kanäle. Die
Sprache bzw. der Ton wird dann in bekannter Weise wieder
hergestellt, z. B. indem die Pulse treppenförmig ausgebildet
werden und dann über einen Tiefpaß gegeben werden.
Durch Resonanzkreise kann man mehrere parallele Codierwechsel
ströme trennen. Die Übertragung kann auch auf der Basis
der Einseitenbandmodulation erfolgen. Die Codierung kann
auch in der Endstufe vorgenommen werden, wobei ggf. in der
Folge eine Umsetzung in höhere Frequenzen durchgeführt
werden kann.
An Stelle einer binärcodierten Übertragung können die PAM-
Pulse unmittelbar auf die Perioden des Codierwechselstromes
aufgedrückt werden. Jeder Puls kann dann z. B. 100mal als
Periode mit gleicher Amplitude übertragen werden. Bei
Sprache mit einer Abgriffsfrequenz von 8 KHz wäre dann z. B.
eine Frequenz von 800 KHz erforderlich. Das Prinzip der Über
tragung mit den Amplituden der Halbwellen ist bereits in
Kanada unter der Nr. 12 14 277 patentiert. Man könnte z. B.
auch 20 Kanäle zeitmultiplex zusammenfassen und auf diese
Weise schmalbandig übertragen. Dabei könnte ein Kanal als
Vergleichskanal z. B. immer mit der größten möglichen Amplitude
codiert werden. Um den Codewechselstrom immer über den
Geräuschpegel zu bekommen, erhalten dabei die Probeentnahmen
eine entsprechende Gleichspannungsvorgabe. In der Fig. 86 ist
das Prinzip der Erfindung dargestellt. Fig. 86a zeigt die PAM-
Pulse P1, 2, 3, . . ., Fig. 86b zeigt die zu den Pulsen zugehörigen
Perioden mit gleichen Halbwellenamplituden. Zu P1 gehören die
positive und negative Halbwelle aP1, aP1, usw.
In den Fig. 84, 85, 86 waren die Amplituden der Halbwellen die
Kennzustände für die Codierung der Information. An Stelle der
Amplituden kann man auch die Phase als Kennzustand vorsehen.
Dabei kann man dann den Phasensprung stufenweise vornehmen.
In den Fig. 5 und 6 ist dies näher erläutert. Eine stufenweise
gleichmäßige Phasenänderung kann einfach durch eine Fre
quenzänderung bewirkt werden. In der Fig. 6 ist die Phasen
verschiebung einer Periode T4/2 gegenüber einer Vergleichs
periode T/2 10°. Bei 4 Perioden ist der Unterschied dann 40°.
Wählt man die Zahl der Phasenstufen sehr groß, so ist nur
eine kleine Frequenzänderung gegenüber der Vergleichsfrequenz
erforderlich. Angenommen wird die Vergleichsfrequenz sei 1 MHz.
Soll nun je Periode eine Phasenverschiebung von 0,5° statt
finden, so hat man nach 720 Perioden eine Phasenverschiebung
von 360° gegenüber dem Vergleichswechselstrom. Die Frequenz
für die voreilende und nacheilende Phasenverschiebungen ist
dann 720/719 und 720/721. Für solche kontinuierliche Frequenz
änderungen sind Schaltungen entsprechend der Fig. 7 zweck
mäßig. Hat solch ein Zählglied z. B. 721 Ausgänge, dann wird
bis zum Ausgang 720 der Vergleichswechselstrom gesteuert und
bis zum Ausgang 719 die voreilende Phasenverschiebung und
bis zum Ausgang 721 die nacheilende Phasenverschiebung. Die
Wechselstromfrequenz des Oszillators müßte also bei 1 MHz
sehr hoch sein, so daß man über das Zählglied niedrigere
Frequenzen erzeugt und dann den in Fig. 7 an Fi abgegriffene
Wechselstrom vervielfacht. Solche Frequenzerzeugerschaltungen
sind bereits in meinem US-Patent 47 94 621 offenbart. Als
Kenngrößen kann man bei einer solchen Codierung außer dem
Winkel die Zahl von Perioden und die Größe der Amplituden
noch vorsehen. Soll als Kennzustand der Phasenwinkel von 45°
verwendet werden, so muß man 90 Perioden abzählen und bei
der 90. Periode einen Phasenvergleich mit der Periode des
Vergleichswechselstrom machen. Solche Schaltungen sind vom
Farbfernsehen bekannt (Burst).
In den Schaltungen für die Codierung und Übertragung der
Farbe beim Farbfernsehen war eine größere Speicherung der
Codierung erforderlich. In der Fig. 87 wird nun eine Möglich
keit aufgezeigt, wie man auch unmittelbar die auf diese Art
codierten Farbsignale höchstens mit einer Verzögerung eines
Wertes übertragen kann. Das Prinzip wurde bereits in den
Fig. 33 bis 35 dargelegt. Im Beispiel werden den Träger- und dem
Vergleichswechselstrom dabei die 6fache Frequenz der
Abgriffsfrequenz zugeordnet. In der Fig. 87a ist die Vergleichs
frequenz und in der Fig. 87b der die Phasenverschiebung ent
haltene Summenwechselstrom. Nach 2 Perioden des Vergleichs
wechselstromes vom letzten Farbabgriff gerechnet, erfolgt die
Messung der Phasenverschiebung am Summenwechselstrom. Die
eigentliche Phasenverschiebung ist Ph, wie bereits eingehend
bei der Beschreibung der Fig. 68, 69 erläutert. Diese könnte
man auch allein speichern. Zusammen mit den 2 folgenden
Perioden KP werden diese z. B. mit einer Halbwelle der Perioden
dauer KP+Ph übertragen. Die Dauer P wird ebenfalls mit einer
Halbwelle mit der Periodendauer P übertragen. Da P und KP+Ph
gleich der 6 Perioden der Fig. 87a ist, sind keine größere
Zwischenspeicherungen erforderlich. In die Amplitudengröße
kann man dann die Sättigung legen. Die Übertragung der Farb
signalwerte kann auch durch eine Vielzahl von Perioden
erfolgen nach dem Prinzip der Fig. 84 oder 86. Eine Umwandlung
der Phasenverschiebungsdauer in einen PAM-Puls kann z. B.
nach dem Prinzip der Fig. 59 durchgeführt werden. Eine Unter
scheidung zwischen Phasenverschiebungsdauer und Dauer der
Pause kann z. B. durch die Größe der Amplituden erfolgen.
Die Sättigung der Farbe könnte man auch, wenn das Y-Signal
durch die Halbperiodendauer codiert wird, wie z. B. in der
Fig. 51 dargestellt, durch die Amplitudengröße dieser Halb
welle codieren.
Um schmalbandig noch mehr Information übertragen zu können,
kann man 2 Codierwechselströme vorsehen, die gegeneinander
um 90 Grad phasenverschoben sind und die gleiche Frequenz auf
weisen. In der Fig. 88a ist das Prinzip dargestellt. Das
Signal S wird einem Codierer Cod zugeführt. Dieser teilt sie in
2 Codierwechselströme entsprechend der Fig. 19b auf. Es kann
dabei ein binärer oder duobinärer usw. Amplitudencode vorge
sehen werden. Der eine Codierwechselstrom hat die Frequenz f
und der andere die Frequenz f90°, also ist um 90 Grad phasen
verschoben. Die Erzeugung solcher phasenverschobener Wechsel
ströme kann z. B. nach dem Prinzip der Fig. 8 erfolgen. In der
Folge werden dann die Frequenzen vervielfacht und im Addierer
Ad zusammengeschaltet und dem Übertragungsweg, z. B. der Sende
antenne zugeführt. Wie aus der Fig. 88 ersichtlich ist, ent
stehen bei der Änderung von Amplituden bei den um 90° phasen
verschobenen Wechselströmen auch Phasensprünge bzw. Frequenz
sprünge. Damit wird aber ein breiteres Frequenzband erforder
lich. In der Fig. 88 ist eine binäre Codierung vorgesehen.
Der eine Vektor ändert sich von Uk+U auf Uk und der andere
von VK+V auf VK. Der Summenvektor kann damit die Phase von
Üvo bis Üuo einnehmen. Um diese Phasenänderung ohne große
Frequenzänderung möglich zu machen, werden die Amplituden
änderungen stufenweise und zwar mit den Stufen 1-n durchge
führt. Jede Periode erhält dabei eine Stufe, es sind also
eine Vielzahl von Perioden für die Änderung eines binären
Wertes erforderlich. 2 Beispiele wie solche Änderungen durch
geführt werden können, sind in den Fig. 89 und 90 niederge
legt. In der Fig. 89 werden hierfür Schaltungen entsprechend
der Fig. 9 vorgesehen. Entsprechend der Stufenzahl werden
entsprechende Widerstandswerte R1 bis Rn in die Wechselstrom
kreise geschaltet. Der Wechselstrom f wird einmal um 90°
phasenverschoben und einmal direkt in die Anordnung der
Fig. 9 geschaltet. In der Fig. 88a ist die Schaltung der Fig. 89
im Codierer Cod enthalten. Diese Amplitudenstufen können
auch nach dem Prinzip der Fig. 7 erzeugt werden und die
phasenverschobenen Wechselströme nach Fig. 8. Das elektronische
Relais ER schaltet entsprechend dem Cod entsprechende Amplituden
stufen 1 bis n. Die nach ER vorhandenen Rechteckimpulse
werden über Filter zu sinusförmigen Wechselströmen umgewandelt
und in der Folge im Addierer zusammengeschaltet.
Aus den beschriebenen Möglichkeiten der schmalbandigen Codie
rung kann man auch höherwertige Codierungen vorsehen. In der
Fig. 91 ist ein Beispiel dargestellt. Es stellt eine 9stufige
Codierung dar. Die Stufen sind 100, 150, 200 Perioden, diese
werden einmal voreilend Phv und einmal nacheilend phasen
verschoben, so daß damit nochmals 6 Stufen gewonnen werden.
4, 5 und 6 ist die 2. Stelle. Die Änderung der Stelle kann
z. B. durch eine Amplitudenänderung angezeigt werden. Auch
eine codemultiplex Anwendung ist vorteilhaft möglich. Die
Fig. 78 kann z. B. so umgeformt werden. 8 bit Luminanz, 4 bit für
die übrigen Signale. Folgende Reihung ergibt sich dann:
8+4(rot), 8+2(r)+2T/S, 8+4(blau), 8+2(bl)+2T/S, usw. Für Ton-
und sonstige Signale ist 1 bit je Luminanzsignal ausreichend.
Nur beim Fernsehen sind einige parallele derartige Kanäle not
wendig, um nicht zu hohe Frequenzen zu erhalten.
Nachstehend wird die Anwendung der Erfindungen bei Telefax
geräten erläutert. In der Fig. 92 ist eine Übersichtsschaltung
von Telefaxgeräten dargestellt. Die Leseeinheit L hat die Auf
gabe die zu übertragende Vorlage in analoge elektrische Signale
umzuwandeln. Im Codierer Cod werden sie dann in digitale
Signale umgewandelt und im Modem Mod für die Übertragung ent
sprechend moduliert. Die Anschalteeinheit AS übernimmt die
Anspassung an das Fernsprechnetz. Die empfangenen Signale
gelangen über die AS zum Modem/Decodierer Decod und werden in
dieser Einheit wieder in die Ursprungsform zurückgebildet. In
der Aufzeichnungseinheit Az erfolgt dann die Papieraufzeichnung.
Eine zentrale Steuerung ZSt steuert das Fernkopiersystem
und koordiniert die Fernkopie-Übertragung. Vom Bedien
feld B erfolgt die Steuerung.
Zuerst wird die Anwendung der Erfindung auf Geräte der Gruppe
2 erläutert. Auf die Abtastverfahren, wie das CIS-Verfahren
wird nicht eingegangen, weil diese weder mittelbar noch
unmittelbar mit der Erfindung etwas zu tun haben. Bei der
Gruppe 2 wird unabhängig vom Informationsgehalt Punkt für
Punkt abgetastet. Da es nur weiß/schwarz Unterschiede gibt,
sind nur 2 Arten von Codeelementen, also binäre Codeelemente,
vorhanden. Gemäß der Erfindung werden die gespeicherten
Codeelemente, hier binären Codeelemente, von 2 oder mehreren
Zeilen parallel geordnet und zu einem Codewort zusammenge
faßt und übertragen. Eine gleichzeitige Abtastung von 2 oder
mehr Zeilen ist nicht so wirtschaftlich wie eine Speicherung.
In der Fig. 93 ist eine gleichzeitige Übertragung von 6 Zeilen
Z1-Z6 vorgesehen. In diesem Beispiel wird von jeder Zeile
nur 1 Codeelement für das Codewort hergenommen. S1, S2, S3, . . .
sind jeweils die Binärcodeelemente, die zu einem Codewort zu
sammengefaßt werden. Man könnte z. B. S1+S2 zu einem Codewort
zusammenfassen. Ein Code für eine codemultiplexe Codierung
ist z. B. in der Fig. 19b dargestellt. Um 6 Binärwerte zu
codieren sind 64 Kombinationen erforderlich. Bei der Methode
der Fig. 19b sind, wenn man die Halbwellen nur 2stufig aus
führt, 1½ Perioden je Wechselstrom notwendig. Bei 3stufiger,
also duobinärer Ausführung, kann man wesentlich mehr
Zeilen unterbringen. Bei dieser Methode ist bei der Decodierung
ein Vergleichswechselstrom entsprechend dem Burst beim Farb
fernsehen erforderlich. Hierfür kann man einen der beiden
Wechselströme hernehmen. Dieser kann z. B. dann als Beginn
zeichen vorgesehen werden. Falls eine Gleichstromfreiheit erfor
derlich ist, kann man die Periode als Codeelement vorsehen.
Für die codemultiplexe Zusammenfassung kann man auch einen
Phasen- oder kombinierten Phasen/Amplitudencode hernehmen.
In den Fig. 4, 19a, 45, 46, 63 sind z. B. solche dargestellt. Man
kann auch mehrere Codierwechselströme vorsehen, wie z. B. mit
den Fig. 28, 79 erläutert. Eine Phasensprungtastung läßt sich
einfacher über Rechteckimpulse nach den Fig. 4, 7, 38 erzeugen.
In der Fig. 94 sind 3 Phasensprünge dargestellt und zwar 360°,
360°-90° und 360°+90°. Die Änderung der Periodendauer stellt
den Phasensprung dar. In der Fig. 95 ist ein Beispiel eines
solchen Erzeugers von Phasensprüngen dargestellt. Ein elek
tronische Relais ist mit ER bezeichnet. Im Beispiel schaltet
es plus- und minus-Potential an den Ausgang. Die Dauer der
Anschaltung wird vom Codierer Cod bestimmt. Die Dauer der
Anschaltung ist dann gleich der Periodendauer des erzeugten
Rechteckimpulses. Durch diese Methode kann man also verschiedene
Phasenunterschiede bzw. Phasenlagen erzeugen. Die Recht
eckimpulse werden dann mit einem Filter Fi in einen sinusähn
lichen Codierwechselstrom umgewandelt. In der Fig. 94 hat der
Rechteckimpuls 3 dieselbe Periodendauer wie der Rechteck
impuls 1, jedoch ist dieser um 90° phasenverschoben. Fig. 94 hat
also 3 Phasenstufen; werden noch 2 Amplitudenstufen dazu
genommen, so kann man bei 2 Perioden 5 hoch 4 Kombinationen
erzielen, damit kann man mehr als 9 bit codieren, d. h. man könnte
damit 9 Zeilen gleichzeitig übertragen. In der Fig. 96 ist
ein Code mit 2 Phasenstufen voreilend v und nacheilend n mit
2 Amplitudenstufen dargestellt.
In der Fig. 97 ist eine Übersicht einer codemultiplexen Codie
rung dargestellt. Über einen Multiplexer werden die jeweiligen
Werte abgegriffen und einem Speicher zugeführt. Die
gleichzeitig vom Codierer abgegriffenen Werte werden im Codierer
codemultiplex codiert und über die Anschalteeinheit dem
Übertragungsweg zugeführt. Das Beginn- und End-, bzw. nur
das Endezeichen einer Zeilenmarkierung, bzw. Zeilengruppe
kann durch ein oder mehrere Parallelcodewörter markiert werden.
In der Fig. 98 sind es 4×6. Beim Verfahren der QAM z. B.
nach der Fig. 19b, ggf. auch bei einer Phasencodierung, kann
man in der Fernsprechbandbreite 2 oder mehrere Codierungen
parallel mit verschiedenen Frequenzen bzw. Frequenzlagen, wie
z. B. in der Fig. 24 und 79 gezeigt, unterbringen, so daß die
Übertragungszeit nochmals verkleinert werden kann.
Bei der heutigen Übertragung von Halbtönen sind 16 Graustufen
vorgesehen. Für die Codierung derselben sind 4 bit erforder
lich. Bei einer Codierung nach dem Prinzip der QAM Fig. 19b
könnte man z. B. mit 2 Perioden bei einem Amplitudenbinärcode
2 Zeilen gleichzeitig übertragen. Dies ist natürlich auch bei
einem Phasencode z. B. nach Fig. 19a möglich.
Bei der Gruppe 3 der Telefaxgeräte wird z. B. auch die ein
dimensionale Lauflängencodierung nach dem MHC-Verfahren verwendet.
Auch bei diesem Verfahren läßt sich noch gemäß der
Erfindung eine weitere Verkürzung der Übertragungszeit, ohne
daß eine Einbuße in der Übertragungssicherheit entsteht,
erreichen. In der Fig. 99 ist ein solches Codierungsbeispiel
dargestellt. In diesem sind 4 Zeilen für die gleichzeitige
Übertragung vorgesehen. - Es können auch mehr oder weniger
Zeilen sein. - Die Zeile 1 fängt mit dem Beginnzeichen an, im
Beispiel beginnen die Zeilen 2-4 mit denselben Zeichen. Wird
von jeder Zeile nur ein Codeelement also z. B. S1=4 codiert,
so sind 4 bit für ein Codewort erforderlich. Bei 2 Codeele
menten je Zeile, also im Beispiel S1+S2, sind 8 bit erforder
lich. Mit Hilfe von Füllbits kann man jeweils alle 4 Zeilen
auf dieselbe Zahl von Codeelementen bringen. Dabei können
die Füllbits auch erst nach dem Endekennzeichen vorgesehen
werden. Das Codewort EOL (End of Line) kann am Zeilenende
über alle Zeilen verteilt werden, dasselbe gilt auch für das
Beginnzeichen, das auf die ersten 4 Zeilen verteilt werden
kann. In der Fig. 100 ist das Beginn- und das Endekennzeichen
EOL auf die 4 Zeilen verteilt dargestellt. Es ist zweckmäßig
nach dem Abgriff einen Speicher vorzusehen, wie in der Fig. 97
dargestellt. Bei einem Binärcode und einer QAM-Codierung
entsprechend der Fig. 19b bei einer Halbwelle als Codeelement
sind für die 4 bit nur je eine Periode notwendig. Für eine
codemultiplex Codierung ist natürlich jeder Code verwendbar.
Da ein Codewort immer dieselbe Zahl von Codeelementen auf
weist, kann man durch Abzählung eine Fehlererkennung ermög
lichen. Auch die Folge von positiven und negativen Halbwellen
kann noch zusätzlich hergenommen werden. Dasselbe gilt auch
für die Phasencodierung. Für die Kennzeichnung der letzten Zeile
kann ein besonderes über alle 4 Zeilen verteiltes Kennzeichen
vorgesehen werden, oder aber man kann die allerletzte Zeile als
Schlußkennzeichen z. B. vorsehen.
Eine weitere Methode zur Übertragungszeitverkürzung wird nach
folgend an einem Beispiel erläutert. Ein Beispiel nach dem
MhC-Code wird hierzu verwendet:
Zeile 1: EOL, 21ws, 3sw, 6ws, . . .
Zeile 2: 2ws, 6sw, 23ws, . . .
Zeile 3: 10ws, 6sw, 23ws, . . .
EOL=11ws und 1sw.
Zeile 2: 2ws, 6sw, 23ws, . . .
Zeile 3: 10ws, 6sw, 23ws, . . .
EOL=11ws und 1sw.
Gemäß der Erfindung werden nur die Zahlen codiert. Es sind
weiß die Ziffern 1 bis 0 und schwarz ebenfalls die Ziffern
1 bis 0 zu codieren. Hierzu sind 20 Kombinationen erforderlich,
also 5 bit. Ist eine Zeile ganz weiß, so ist, wenn es
nicht gerade die 1. oder letzte Zeile ist, ein Endekenn
zeichen und 1728 Weißabtastungen zu codieren. Bei einem Binär
code und einer Codierung nach der Fig. 19b sind 5 Halbwellen
erforderlich. (Bei einer Gleichstromfreiheit 10 Halbwellen).
Für die Weißabtastungen sind also 4×5 und für EOL 3×5 Halb
wellen notwendig. Man kann auch einen duobinären oder Phasen
amplitudencode vorgesehen, dann kommt man mit noch weniger Halb
wellen aus. Man kann natürlich bisher gebräuchliche Codes
ebenfalls verwenden. Von den 32 möglichen Kombinationen sind
für weiß 10, für schwarz 10 vorgesehen, man könnte nun auch
für andere Kennzeichen, wie EOL usw. eine besondere Kombina
tion vorsehen. Damit nicht mehr als 3 Ziffern in einer Zahl
zu codieren sind, kann man z. B. von 1000 bis 1728 die ersten
beiden Ziffern durch eine eigene Kombination codieren, also
10, 11, 12, 13, 14, 15, 16 und 17. Ob es sich hier um weiße oder
schwarze Abgriffe handelt, wird durch den Code der folgenden
Ziffer festgelegt.
Eine weitere Variante für die Codierung und Übertragung ist
folgende. Da die Lauflängen immer weiß/schwarz abwechselnd
vorkommen, kann man zuerst alle weißen Längen und dann in
der Folge die schwarzen Längen codieren und übertragen. Bedin
gung hierfür ist, daß immer dieselbe Zahl von Abgriffen ver
wendet wird, z. B. 0 bis 9 oder 00, 01, . . . 99, also immer ent
weder ein- oder 2stellige, ein eigenes Codewort wird dann für
Schwarzcodierung vorgesehen. In der Folge werden dann nur die
Ziffern für schwarz gesendet. Bei 2stelligen Lauflängen ist
ein Code für 100 Kombinationen erforderlich. Dann kommen noch
die Sondercodes, wie für EOL, Umschaltung auf schwarz usw.
hinzu. Auch hier kann man gleichzeitig 2 oder mehrere Zeilen
codieren und übertragen.
In der Fig. 19b ist ein Amplitudencode dargestellt, bei dem
die Halbwellen 2er Codierwechselströme mit 3 Amplitudenstufen
als Codeelemente vorgesehen sind. Die Halbwellen werden
dabei in einer ununterbrochenen Folge von positiven und
negativen Halbwellen gesendet. Die Codierwechselströme sind
gegeneinander um 90° phasenverschoben. - Die Halbwellen können
natürlich auch 2stufig, also binär ausgebildet werden. -
Je eine Periode der beiden Wechselströme ergeben dann 4 Code
elemente. Duobinär erhält man 3 hoch 4 und binär 2 hoch
4 Kombinationen. Für die Übertragung werden beide addiert. Die
Codeelemente des einen Wechselstromes sind aP1, aP2, aP3, . . . und
die des anderen Wechselstromes aP11, aP12, aP13, . . . Auf die Trennung
beider Wechselströme auf der Empfangsseite wird
nicht näher eingegangen, weil eine solche bereits bekannt ist.
Hat das jeweilige Codewort eine ungerade Zahl von Codeelementen,
wird abweichend ein Wechselstrom das ungerade Codeele
ment zugeordnet bekommen.
Bei abwechselnder weiß/schwarz Lauflängencodierung beispiels
weise kann man auch mit 16 Kombinationen auskommen, wenn man
nur die Ziffern 1 bis 8 verwendet. Mit diesen Ziffern kann
man die Zahlen 1-8, 11-18, 21-28, . . . 81-88, 111-118, . . . 181-
188, usw. codieren. Die Zahlen 9, 10, 19, 20 usw. müssen dann
durch nicht belegte Zahlen codiert werden, in denen nur die
Ziffern 1-8 vorkommen. Bei einer Binärcodierung sind 4 bit
erforderlich. Die Ziffern 1-8 markieren weiß und die Ziffern
9-16 schwarz. Man könnte hier z. B. die Lauflängen nur 8stellig
werden lassen, dann käme man mit einer Ziffer je Lauflänge
aus. Für EOL müßte man einen besonderen Code aus den
Ziffern 1-8 festlegen. Man könnte die Zahl auch 2stellig
machen, also 1-72. Die Ziffer 9 wird dann z. B. mit 81, 10
mit 82, 19 mit 83, . . . 40 mit 88, 49 mit 73, 50 mit 74, . . . 70
mit 78 ersetzt. Man kann auch die Lauflänge z. B. bis 1728 machen.
Die nicht mit den Ziffern 1-8 markierten Längen z. B. 89, 90,
91-99, 100, 101, . . . müssen dann mit Zahlen über 1728 codiert
werden. Man wird aber diesen Code so festlegen, daß häufig
vorkommende Zahlen möglichst wenig Stellen erhalten, wie es
auch beim MHC-Code der Fall ist. Auch hier kann man 2 oder
mehr Zeilen zusammenfassen und gleichzeitig übertragen. Bei
2 Zeilen sind z. B. an Stelle 2 hoch 4, 2 hoch 8 Kombinationen
erforderlich. Alle Arten der Codierung kann man auch hier
verwenden.
Alle die vorgenannten Verfahren lassen sich auch beim MRC als
auch beim MMR-Code anwenden.
Eine weitere Reduzierung der Übertragungszeit ist dann mög
lich, wenn zuerst die Zeilen der gesamten Vorlage gespeichert
wird und jeweils die Zeilen mit gleichen oder beinahe gleichen
Codierlängen zusammengefaßt werden, z. B. wenn jeweils
4 zusammengefaßt werden, daß 4 gleiche oder beinahe gleiche
zusammengefaßt werden. Günstig ist dies auch beim MHC-Code.
Auch Farbvorlagen oder Farbbilder sollen auf der Basis von Telefax
insbesondere auch über Telefonanschlüsse, also nicht nur über ISDN-Anschlüsse
übertragen werden. Bei dem Ausführungsbeispiel der Erfindung geht es
um die Codierung und Übertragung von Farbfernsehsignalen insbesondere für
Telefaxgeräte. Die Codierung kann natürlich genau so wie beim Farbfernsehen
erfolgen, z. B. entsprechend meinem US-Patent 46 75 721 oder den
Patentanmeldungen DE-P 32 23 312, 32 26 382, 37 09 451. Einige sehr vor
teilhafte Arten von Codierungen werden nachfolgend erläutert. In der
Fig. 101 werden die Grundfarbenabgriffe von grün, rot und blau (gr, r, bl)
unmittelbar in einen Binärcode - man kann auch einen mehrstufigen Code
ebenfalls nehmen - umgesetzt. Dabei entstehen die Kanäle gr, r, bl. Diese
Farben können mit 8 bit codiert werden. Für die Übertragung werden alle
3 Kanäle codemultiplex zusammengefaßt. An Stelle eines Binäramplituden
codes kann man hier auch einen duobinären Code, wie beim MAC-System ver
wenden. Ein kombinierte Phasen/Amplitudencode, wie in den Fig. 45, 46 dar
gestellt, bringt doch erhebliche zeitliche Vorteile. Werden z. B. in der
Fig. 101 jeweils 3 Codeelemente seriell und parallel zusammengefaßt,
so sind 9 bit erforderlich. Bei einem Binäramplitudencode auf der Basis
der Fig. 19b sind bei einer Halbwellencodierung 2½ und 2 Perioden der
der beiden Wechselströme erforderlich, die man abwechselnd auf die beiden
Wechselströme codiert. Bei einem duobinären Code sind je Wechselstrom 3
Halbwellen erforderlich. Bei einem Phasencode mit 3 Phasenstufen und
2 Amplitudenstufen sind 4 Stellen eines Wechselstromes notwendig. In der
Fig. 101 wurden die Farbauszugssignale für grün, rot und blau unmittelbar
codiert und übertragen. In der Fig. 102 wird nun das Luminanzsignal Y mit
8 bit, das Farbdifferenzsignal rot mit 6 bit und das von blau mit 4 bit
codiert. (Man kann natürlich auch 8, 6, 6 vorsehen). Hier ist die Intensität
der Farben berücksichtigt. Die Codierung wird genau so wie bei der
Fig. 101 vorgenommen. In der Fig. 103 sind nur 2 Kanäle vorgesehen, der
eine für das Y-Signal und der andere für rot+blau, denen jeweils nur die
halbe Bitzahl zugeordnet wird, und bei dem die Codeelemente abwechselnd
angeordnet sind. Hier lassen sich wieder mehrere Codeelemente beider
Kanäle gleichzeitig codieren und übertragen. Eine Codierung auf dem Prinzip
der doppelten Quadraturamplitudenmodulation DQAM nach den Fig. 9, 10, 11, 39
ist ebenfalls möglich. Die 1. QAM wird man auf dem Prinzip der Fig. 9 und
11 durchführen und damit rot und blau codieren und mit einem weiteren
Codierwechselstrom Y.
Man kann den Telefaxbetrieb auch im Duplexverkehr über nur eine Fern
sprechleitung durchführen, wenn man das Prinzip der Fig. 25, 26 und 27
anwendet.
In den Fig. 104 bis 109 ist eine andere Art der Codierung und Übertragung
der Farbsignale dargestellt. - Die Methode läßt sich natürlich auch
für das Farbfernsehen verwenden, wobei man noch 1 bit für den Ton
einfügen kann. - Wie bereits in der Fig. 68 dargestellt, kann man die PAM-
Angriffe treppenförmig ausführen. In der Fig. 104 wird Y mit der doppelten
Frequenz abgegriffen wie rot und blau. Rot und blau werden abwechselnd
synchron mit Y abgegriffen. Rot und blau gibt also ebenfalls eine fort
laufende Treppe wie das Y-Signal allein. Alle Signale können dabei die
Werte plus und minus annehmen. Wie bereits in der Fig. 68 beschrieben,
werden rot/blau mit Y je einem Trägerwechselstrom aufmoduliert, der die
2 oder mehrfache Frequenz der Abgriffsfrequenz aufweist. Beide Träger
wechselströme werden dann für die Übertragung oder auch für die Weiterver
wertung, wie in der Fig. 68 beschrieben, addiert. Es wird also der
Summenvektor übertragen, aus dem dann die beiden Vektoren für rot/blau bzw.
Y wieder gewonnen werden können. Jeder Periode des Summenträgers enthält
die Phasenverschiebung gegenüber den beiden Vektoren. Nach 2, 3 oder 4 Perioden
ist auch nach jeder Amplitudenänderung der beiden Vektoren der
Einschwingvorgang beendet, so daß man bei der Auswertung diesbezüglich
keine Fehler erhält. Da die Treppensignale bipolar angeordnet sind,
erhält man, wie bei der Farbübertragung beim Fernsehen, Phasensprünge von
fast 360°. In der Fig. 107 sind die plus/minus-Vektoren von Y und r/bl
und ihre Summenvektoren SU dargestellt. Zur Vermeidung solcher Phasen
sprünge ist in der Fig. 105 das Y-Signal unipolar angeordnet. Aus dem
Vektordiagramm der Fig. 108 ist ersichtlich, daß dann nur mehr Phasensprünge
bis zu 180° auftreten können. Das Y-Signal erhält für diesen Zweck eine
Gleichstromvorspannung. Werden nun die Treppensignale von rot und blau
unipolar ausgebildet (Fig. 106), so entstehen nur mehr Phasensprünge bis zu 90°, wie
aus der Fig. 109 ersichtlich ist. Natürlich kann dieses Prinzip auch beim
Farbfernsehen angewendet werden. Die Trennung der beiden Wechselströme
erfolgt in bekannter Weise. Am Beginn der Abtastung eines Bildes kann
einer der Trägerwechselströme als Phasenvergleich bei der Auswertung
gesendet werden.
In den Fig. 68 und 69 ist ein Verfahren aufgezeigt, wie man die Farb
signale mit Hilfe von PAM-Treppensignalen unter Zwischenschaltung je eines
Trägers, die zu einem Summenträger addiert werden, in Form einer Phasenver
schiebung in Verbindung mit der Amplitude codiert. Die Phasenlage des
Summenvektors wurde dabei auf die Halbperiodendauer einer Halbwelle übertragen.
Die Abmessung der Phasenverschiebung beim Summenwechselstrom konnte
dabei, wie aus den Fig. 69a und 69c ersichtlich ist, bei der positiven
oder negativen Halbwelle beginnen. Bei positivem Beginn waren für die
Abmessung 6 Nulldurchgänge und bei negativem Beginn 5 Nulldurchgänge abzu
zählen. In der Fig. 110 ist nun ein Ausführungsbeispiel einer solchen
Messung im Prinzip dargestellt. Der Summenwechselstrom ist an den Baustein G1 gelegt,
indem mit Hilfe von Dioden der positive oder negative Beginn festgestellt
wird. Dies wird an den Zähler Zä gemeldet, an den ebenfalls der Summenwechselstrom
SU angeschaltet ist. An den Baustein Zä wird zugleich mit pho der Meßbe
beginn signalisiert. Der jeweilige Speicher Sp1 oder Sp2 erhält eben
falls das Beginnsignal. Der Schalter S1 schaltet immer einen der beiden
Speicher an den Zä. Der jeweilige Speicher nimmt ab Beginnzeichen die
Zeitmessung, also die Halbperiodendauer vor. Die Amplitude dieser Halb
welle wird durch die Amplitude des Summenwechselstromes festgelegt. Mit dem
Meßbeginn kann nicht sofort die Amplitude ermittelt werden, deshalb sind
die Speicher Sp1 und Sp2 erforderlich. Die Spannungswerte der jeweiligen
Amplitude wird über je einen FET, FET1/FET2, an die Kondensatoren C1 und
C2 geschaltet und gespeichert. Über den Schalter S2
wird dann der jeweilige Spannungswert an das elektronische Relais ER
geschaltet. Dieser Wert bestimmt dann die Amplitude des Rechteckimpulses J.
Vom Speicher, der z. B. eine Art Schieberegister sein kann, wird dann
die Länge des jeweiligen Impulses beim ER bestimmt. Mittels Filter kann
man aus den Rechteckimpulsen einen sinusähnlichen Wechselstrom gewinnen.
Bei DIN A4-Vorlagen hat man in der Senkrechten mit ca. 1100 Zeilen zu
tun. Werden bei der Gruppenzeilenübertragung immer ungefähr gleich lange
Zeilen zusammengefaßt, so müssen die Zeilen auch codiert werden. Es muß
unterschieden werden, ob es die 1., 2. . . . 20. . . . oder 1100. Zeile ist. Diese
Zeilencodierung kann natürlich gleichzeitig als EOL-Kennzeichen vorge
sehen werden.
Ein einfache Verkürzung der Übertragungszeit wird auch in der Weise
erreicht, indem man von den Zeilen mit nur weißen Abgriffen nur ihre
Nummerfolge codiert, z. B. 10, 12, . . . Zeile, oder indem man einfach bei
der Übertragungsfolge der Zeilen der jeweiligen weißen Zeile einen
Code für "weiße Zeile" gibt. Gerade bei Geschäftsschreiben z. B. im
DIN A4-Format ergeben sich nicht nur zwischen den geschriebenen Zeilen
sondern auch am Kopf d. h. am Anfang und Ende des Schreibens eine Viel
zahl von weißen Zeilen. Bei z. B. 1728 Abgriffen je Zeile ist dann
nur das Zeilencodewort zu übertragen. Die Kennzeichnung kann auch durch
die Reihung zusammen mit einem Codewort erfolgen. Diese Methode ist
nicht nur bei einer codemultiplexen gleichzeitig mehrzeiligen Über
tragung anwendbar, sondern bei allen bekannten Verfahren und auch bei
den genormten Verfahren der Gruppen 1, 2, 3 und 4, also auch bei einzeiliger
Übertragung. Dabei ist immer eine Speicherung auf der Sendeseite
und je nach Fall auch auf der Empfangsseite erforderlich. Bei nur sw/ws-
Übertragung müssen ja reine weiße Zeilen nicht ausgedruckt werden,
sondern es kann bei einer Weißzeile genau so wie bei Speichern in elektro
nischen Schreibmaschinen auf die nächste Zeile weitergeschaltet werden.
Sieht man eine Zeilencodierung vor, so könnte man z. B. das EOL-Kenn
zeichen als Zeilencode ausbilden. Eine Hardware solcher Speicher ist von
der elektronischen Schreibmaschine Brother AX-45 z. B. bekannt. Bei
einer codemultiplexen mehrzeiligen Codierung und Übertragung kann man
z. B. bei 4zeiliger Übertragung nach den Zeilen gleicher Wertigkeit
die Zeilen mit den nächst kürzeren Codierungslängen z. B. zusammenfassen
und übertragen, dabei muß man immer auch die Codenummer der jeweiligen
Zeile mit übertragen. Die Reihenfolge der Übertragung kann allerdings
wahllos erfolgen. Die Ermittlung der weißen Zeilen kann z. B. durch
Abzählung der weißen Abgriffe in einer Folge erfolgen. Sind z. B. nur
1728 Weißabgriffe vorhanden, so liegt eine Weißzeile vor. Es gibt
hier viele Möglichkeiten.
Bei den meisten hier aufgeführten Beispielen ist es zweckmäßig auf
der Empfangsseite einen Speicher mit Processor vorzusehen. Die Papier
aufzeichnung kann auch mehrzeilig erfolgen, wobei die Aufzeichnungsein
heiten nicht unbedingt den Zeilenabstand aufweisen müssen. Man kann
z. B. den Aufzeichnungseinheiten einen gegenseitigen Abstand von 10, 20
oder 50 Zeilen zuordnen, z. B. 1, 11, 21, 31-2, 12, 22, 32 usw. bei 4zeiliger
Aufzeichnung und einem Abstand von 10 Zeilen zwischen den 4 Aufzeich
nungseinheiten.
Claims (49)
1. Verfahren für die Codierung und Übertragung von Information insbeson
dere von Vorlagen und Bildern und für das Fernsehen, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Codeelement oder mehrere Codeelemente von 2 oder mehreren
Zeilen (Fig. 93, 99) oder Kanälen (Fig. 101, 102) zu einem Codewort zusammen
gefaßt werden, unabhängig davon ob eine Punkt für Punkt, oder eine Lauf
längenzusammenfassung oder eine zweidimensionale Zusammenfassung oder ähn
liche Verfahren vorliegen und/oder ob ein Zifferncode ein-, 2- oder mehr
stellig vorgesehen ist.
2. Verfahren für die Codierung von Vorlagen und Bildern mit eindimensio
naler Lauflängencodierung, vorzugsweise nach dem MHC-Verfahren, dadurch
gekennzeichnet, daß die Codewörter von weiß und schwarz und ggf. grau
und des EOL 2er oder mehrerer Zeilen parallel geordnet (Fig. 99, Z1, 2, 3, 4)
und zu einem neuen Codewort zusammengefaßt werden, wobei bedarfsweise
zur Herstellung einer gleichen Codeelementezahl für die zusammengefaßten
Zeilen Füllbits vorgesehen werden.
3. Verfahren für die Codierung von Vorlagen und Bildern vorzugsweise für
Telefaxgeräte, dadurch gekennzeichnet, daß die zahlenmäßig erfaßten
Lauflängen für weiß und schwarz ein-, zwei- oder mehrstellig ziffernweise
codiert werden und daß den sonstigen Signale wie EOL eine vorbestimmte
nicht belegte Zahl zugeordnet wird, jeder gleichen Ziffer für weiß und
schwarz wird dabei eine andere Codekombination zugeordnet.
4. Verfahren für die Codierung von Vorlagen und Bildern, vorzugsweise
für Telefaxgeräte, dadurch gekennzeichnet, daß die zahlenmäßig erfaßten
Lauflängen für weiß und schwarz, in ununterbrochener Folge von weißen
Lauflängen und schwarzen Lauflängen gesendet werden, wobei ein Kenn
zeichen für den Wechsel auf schwarz vorgesehen ist, die Zahl der Stellen
für die Lauflängenzahl ist dabei immer gleich, wobei insbesondere der
Wechsel in einer Zeile vorgesehen ist.
5. Verfahren für die Codierung von Vorlagen und Bildern, vorzugsweise
für Telefaxgeräte, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verringerung der
Codeelementenzahl der Codewörter und damit der Übertragungszeit nur eine vor
bestimmte Zahl von Ziffern (z. B. 1 bis 8) und den dann nicht codefähigen
Zahlen aus den vorbestimmten Ziffern nicht belegte Zahlen zugeordnet
werden.
6. Verfahren für die Codierung von farbigen Vorlagen und Bildern, insbe
sondere für Telefax und das Fernsehen, dadurch gekennzeichnet, daß
die Farbwerte insbesondere rot und blau bzw. die Farbdifferenzsignale
und das Luminanz- bzw. Y-Signal pulsamplitudenmoduliert werden, wobei
die Abgriffsfrequenz für das Y-Signal ein ganzzahliges Vielfaches der
Abgriffsfrequenz der Farbsignale ist, die Abgriffe der Farbsignale erfolgen
dabei abwechselnd und synchron mit den Abgriffen des Y-Signals, die PAM-
Pulse, werden dabei zu Treppenimpulsen so ausgebildet, daß die Farbsignale
das eine Treppensignal und das Y-Signal das andere Treppensignal bilden
(Fig. 104, 105, 106), jedes Treppensignal wird dabei einem Träger mit der
2- oder mehrfachen Abgriffsfrequenz des Y-Signals aufmoduliert, wobei die
Träger gegeneinander um 90° phasenverschoben sind, für die Weiterverar
beitung bzw. Übertragung erfolgt dabei eine Addition beider Träger.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine bipolare
PAM bzw. Treppensignale für alle Signale vorgesehen werden.
8. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß für die Farb
signale eine bipolare PAM bzw. Treppensignal und für das Y-Signal eine
unipolare PAM bzw. ein unipolares Treppensignal vorgesehen wird.
9. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß alle PAM- bzw.
Treppensignale unipolar vorgesehen werden (Fig. 106).
10. Verfahren für die Codierung von farbigen Vorlagen und Bildern, insbe
sondere für Telefax und das Fernsehen, dadurch gekennzeichnet, daß die
binär codierten Farbauszugssignale der 3 Grundfarben seriell und
parallel geordnet, seriell ein-, zwei- oder mehrstellig zusammengefaßt, code
multiplex codiert werden (Fig. 101).
11. Verfahren für die Codierung von farbigen Vorlagen und Bildern, ins
besondere für Telefax und das Fernsehen, dadurch gekennzeichnet, daß die
binär mit verschiedenen Bits codierten Signale Y, rot und blau (Farb
differenzsignale) parallel und seriell geordnet, bedarfsweise seriell
zwei- oder mehrstellig zusammengefaßt (z. B. Fig. 102, y=3stellig, r=3stellig,
bl=2stellig+1×Y), codemultiplex codiert werden.
12. Verfahren für die Codierung von farbigen Vorlagen und Bildern, insbe
sonders für Telefax und das Fernsehen, dadurch gekennzeichnet, daß
beiden Farbsignalen dieselbe Bitzahl wie dem Y-Signal zugeordnet wird, wobei
die Codeelemente der Farben abwechselnd geschaltet werden. (Fig. 103), für
die Übertragung wird dabei die gleiche Zahl von Codeelementen der Farb
signale und des Y-Signals codemultiplex zusammengefaßt.
13. Verfahren nach den Ansprüchen 6-12, dadurch gekennzeichnet, daß
2- oder mehrere Zeilen codemultiplex zusammengefaßt werden.
14. Verfahren zur Codierung von Information, dadurch
gekennzeichnet, daß die digitale und/oder analoge Codierung
und die Übertragung von Information eines, 2er oder einer
Vielzahl von Kanälen mit weniger Bandbreite als der Einzel
kanal bzw. die Summe der Bandbreiten 2er bzw. einer Viel
zahl von Kanälen ausmacht in der Weise erfolgt, indem die
synchron bzw. quasisynchron angeordneten Codeelemente der zu
übertragenen Kanäle parallel geordnet werden (Fig. 20) und so
zusammen zu einem Codewort vereinigt werden und/oder daß die
zu codierende digitale oder analoge Information ggf. unter
Zwischenschaltung von Zwischenstufen (z. B. PAM) in PDM-Impulse
umgewandelt werden, daß weiterhin Mittel vorgesehen werden,
die die Werte der PDM-Impulse in die Halbperioden- bzw. Perioden
dauern von Halbwellen oder Perioden eines sinusförmigen
oder sinusähnlichen Wechselstromes umwandeln (Fig. 35, ER,
Fig. 36, ER, Fig. 38 ER).
15. Verfahren zum Übertragen von digitalen Signalen aus
einer Mehrzahl verschiedener Informationskanäle über
einen einzigen Übertragungskanal, bei welchem jedes der
digitalen Signale aus einer Folge von Codeeinheiten
besteht, dadurch gekennzeichnet, daß gleichzeitig auftretende
Codeeinheiten aus den verschiedenen Informations
kanälen durch ein gemeinsames Codewort dargestellt werden,
so daß aus den mehreren Folgen von Codeeinheiten eine
einzige Folge von Codewörtern entsteht; daß die Folge
der Codewörter über den einzigen Übertragungskanal über
tragen wird; daß die übertragene Folge von Codewörtern
decodiert wird, wobei für jedes übertragene Codewort
mehrere Codeeinheiten für die verschiedene Informations
kanäle erzeugt werden und daß die Codeeinheiten zugehörigen
empfangsseitigen Informationskanälen zugeführt werden.
16. Verfahren zur Erzeugung einer Frequenz/Phasenmodulation,
dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen werden, die
eine Information bzw. ein Signal in Pulsdauern umwandeln,
wobei entweder die unipolaren oder bipolaren Pulsdauer
rechteckimpulse unmittelbar durch Erzeugung über eine Puls
dauermodulationsschaltung oder mittelbar durch Erzeugung
mit Hilfe der Steuerung eines zwischengeschalteten elektro
nischen Relais oder wirkungsgleiche Mittel oder unmittel
bar einem solchen Siebmittel zugeführt werden, das auch
durch die Eigenschaften des Übertragungsweges ggf. ersetzt
werden kann, daß die Rechteckimpulse in sinusförmige Halb
perioden bzw. Perioden umgeformt werden.
17. Verfahren zur Erzeugung einer Frequenzmodulation, dadurch
gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, die eine Infor
mation bzw. Signal (Fig. 30a, Inf) in Pulsdauern umwandeln
(Fig. 30b, 32), daß weiterhin Schaltmittel für die Abmessung
der Pulsdauern, insbesondere Zählschaltmittel (Fig. 35, Z) vor
gesehen sind, die zugleich eine Markierung der Pulsdauern vor
nehmen (z. B. Fig. 35, Z, A), die Markierstromkreise sind dabei
so in Verbindung mit Pulsdauerimpulsen über Gatter mit einem
elektronischen Schaltmittel (Fig. 35, ER) verbunden, daß der
Anfang und das Ende des jeweiligen Pulsdauerimpulses ein
periodisches Signal, insbesondere Rechteckimpuls, codieren, weiter
hin sind solche Siebmittel vorgesehen, daß an die Leitung
nur sinusähnliche bzw. sinusförmige Wechselströme oder/und
Oberwellen davon gelangen (Fig. 35, fmo).
18. Verfahren zur Erzeugung einer Frequenzmodulation, dadurch
gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen werden, die eine Infor
mation bzw. ein Signal in Pulsdauern umwandeln und daß
weiterhin Schaltmittel vorgesehen werden, die die Dauerimpulse
in eine ununterbrochene Folge (Pd, Pd, Pd, . . .) oder die die Puls
dauerimpulse und die dazugehörigen Pausen (Fig. 32, PD1, P, PD2).
19. Verfahren für das Farbfernsehen, dadurch gekennzeichnet,
daß auf der Sendeseite alle Signale codemultiplex zusammen
gefaßt werden, wobei die Farb-, Ton- und
sonstigen Signale codemultiplex mehreren Y-Signalen bedarfs
weise zugeordnet werden können und daß die Empfangsseite wie
ein Überlagerungsempfänger (Superheterodyn) ausgebildet ist
wobei hinter dem Demodulator (Fig. 23, DM) der Decodierer ange
ordnet ist mit dem zeitgerecht die decodierten Signale ver
teilt werden.
20. Verfahren für die Codierung der Farbfernsehsignale,
dadurch gekennzeichnet, daß seriell das y-Signal, rot-Signal,
y-Signal, Blausignal, Y′-Signal, Ton- und sonstigen Signale abgegriffen
werden in einer ununterbrochenen Reihenfolge, daß die
PAM-Werte auf die Halbperioden- bzw. Periodendauer von
Halbwellen bzw. Perioden eines Wechselstromes übertragen
werden und zwar bei Amplitudengleichheit oder daß nur die
Reihenfolge Y, r, Y, bl vorgesehen wird und die Ton- und
sonstigen Signale durch einen binären bzw. duobinären
Amplitudencode (Fig. 55) in der Weise codiert wird, indem jeder
Halbwelle oder Periode ein dem Code entsprechender Ampli
tudenwert zugeordnet wird, wobei die 4 Amplitudenwerte
(Fig. 52) codemultiplex verschiedenen Kanälen zugeordnet werden
können.
21. Verfahren für die Codierung der Farbfernsehsignale,
dadurch gekennzeichnet, daß die Fernsehsignale nur mit einer
Frequenz (Fig. 52, 54, 66) in der Weise codiert werden, indem
die seriell angeordneten Codeelemente, die durch die Ampli
tuden der Halbwellen bzw. Perioden mit den Kennwerten großer
oder kleiner Amplitudenwert oder kleiner, mittlerer und großer
Amplitudenwert gebildet werden für alle Signale vorgesehen
werden oder daß der Code aus einer Vielzahl von Perioden gebildet
wird mit 2 oder 3 Kenngrößen und einem kontinuierlichen Über
gang zwischen den Größen (Fig. 66, Ü), wobei bedarfsweise dieser
Code für die Unterbringung eines Kanals in der Lücke
zwischen den herkömmlichen Kanälen vorgesehen ist (Fig. 42).
22. Einrichtung zum Übertragen von Fernsehsignalen, welche
ein Luminanzsignal (L), ein erstes und ein zweites Farb
signal (I, Q), Synchronisiersignale (S) und Tonsignale
(T) enthält, mit
- - einem ersten A/D-Konverter (L-A/D), dessen Eingang ein analoges Luminanzsignal zugeführt wird und an dessen Ausgang digitale Luminanzsignalabtastwerte auftreten;
- - einem ersten Speicher (ZSpIQ) der einen Eingang für das erste Farbsignal und einen zweiten Eingang für das zweite Farbsignal hat und Signalwerte dieser beiden Farbsignale speichert und an einem ersten bzw. zweiten Ausgang zur Verfügung stellt;
- - einem Umschalter (U4) mit zwei Eingängen, die mit
den Ausgängen des ersten Speichers verbunden sind und
mit einem Ausgang,
einem zweiten A/D-Konverter (A/D, U4) dessen Eingang mit dem Ausgang des ersten Umschalters (U4) gekoppelt ist und mit einem Ausgang,
einem zweiten Speicher (ZSpST) mit einem Eingang für das Synchronisiersignal und einem zweiten Eingang für das Tonsignal, zum Speichern von Signalwerten dieser beiden Signale und zwei Ausgängen, an denen die Signal werte zur Verfügung stehen,
einem zweiten Umschalter (U5) mit zwei Eingängen, die mit den Ausgängen des zweiten Speichers gekoppelt sind und mit einem Ausgang,
einem zweiten A/D-Konverter (A/D, U5) dessen Eingang mit dem Ausgang des zweiten Umschalters (U5) gekoppelt ist und mit einem Ausgang,
einem Zwischenspeicher (Sp) zur Speicherung der digitalen Luminanzsignalabtastwerte, der alternierenden digitalen Farbsignalabtastwerte und der alternierenden digitalen Synchronisier- und Tonsignalabtastwerte, wobei der Zwischenspeicher (Sp) eine erste Gruppe von Ausgängen aufweist, an denen jeweils die Codeelemente der aufeinanderfolgenden digitalen Luminanzsignal-Abtast werte parallel zur Verfügung stehen, mit einer weiteren Gruppe von Ausgängen, an denen Codeelemente der digitalen Farbsignalabtastwerte zur Verfügung stehen und einem weiteren Ausgang, an denen die Bits der Synchronisier- Tonsignalabtastwerte zur Verfügung stehen; - - einem Codierer (COD) mit einer ersten Gruppe von Ein gängen, die mit der ersten Gruppe von Ausgängen des Zwischenspeichers (Sp) gekoppelt sind und jeweils die Bits eines digitalen Luminanzsignalabtastwertes parallel empfangen, mit einer zweiten Gruppe von drei Eingängen, die jeweils über einen Umschalter, (U1, U2, U3) mit einem Paar von Ausgängen des Zwischen speichers (Sp) gekoppelt sind, an denen jeweils ein Bit des ersten bzw. zweiten Farbsignals zur Verfügung stehen, und einem letztlichen Ausgang, der mit dem Synchronisiersignal-Tonsignalausgang des Zwischen speichers gekoppelt ist, wobei der Codierer ein Codewort liefert, welches jeweils einen vollständigen digitalen Luminanzsignalabtastwert, einen Teil eines Farbsignal abtastwertes und einen Teil eines Synchronisier- und Tonsignalabtastwertes darstellt, wobei ein Paar aufeinanderfolgender Codewörter zwei Teile eines Farb signalabtastwertes, die zusammen einen vollständigen Farbsignalabtastwert ergeben, enthält, und vier auf einanderfolgende Codewörter einen vollständigen Abtast wert des ersten Farbsignales und einen vollständigen Abtastwert des zweiten Farbsignales sowie alternierend einen vollständigen Abtastwert des Synchronisiersignales und des Tonsignales enthalten (Fig. 77, 78).
23. Einrichtung zum Empfang von übertragenen Fernseh
signalen, welche eine Folge von Codewörtern enthalten,
die jeweils mehrere Komponenten eines Fernsehsignals
mit Anordnungen in der Eingangsstufe bis zum Demodulator
wie bei einem Rundfunküberlagerungsempfänger
einem Demodulator zur Auswertung der gesendeten Codewörter
einem Decodierer (Fig. 23, DC), dem die demodulierten Code
wörter zugeführt werden, der mehrere Ausgänge hat, an denen
die Komponenten des Fernsehsignals parallel zur
Verfügung stehen (Fig. 23) erforderlichenfalls unter
Zwischenschaltung von Speichermitteln.
24. Einrichtung zur Übertragung zusätzlicher Signale
zwischen einem ersten Fernsehkanal und einem zweiten,
höherfrequenten Fernsehkanal, mit Siebmitteln zum Erzeugen
einer Nyquist-Flanke der Fernsehsignale des ersten Fernseh
kanales, gekennzeichnet durch einen Serienresonanzkreis
zum Entfernen der Fernsehsignale aus einem schmalen
Frequenzband zwischen den Kanälen und eine Anordnung
zum Einführen einer sinusartigen Schwingung (Fig. 82, 195, 25).
25. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 24, dadurch gekennzeichnet,
daß die Pulsdauerimpulse und Pausen bzw. bei Speicherung
Pulsdauerimpulse in einer ununterbrochenen Folge elektronische
Schaltmittel unmittelbar so steuern (ER, Fig. 36, 38), daß die
jeweilige Pulsdauer bzw. Pulsdauerpause in eine Periodendauer
bzw. Halbperiodendauer von unipolaren oder bipolaren Recht
eckimpulsen umgewandelt wird und daß Siebmittel vorgesehen
werden, die aus den Rechteckimpulsen sinusähnliche Halbwellen
bzw. Perioden in einer ununterbrochenen Folge von positiven
und negativen Halbwellen machen.
26. Verfahren zur Auswertung von Abständen z. B. zwischen Pulsen
oder von Halb- oder Periodendauern, dadurch gekennzeichnet,
daß beim Anfang der Abstandsmarkierung
(Fig. 60, 1) bzw. beim Nulldurchgang der Halbperiode Mittel zur
Erzeugung einer Sägezahnspannung angelassen werden und daß
am Ende der Abstandsmarkierung bzw. beim 2. Nulldurchgang der
Halbperiode (Fig. 59) Mittel an die Sägezahnspannung geschaltet
werden die eine Abmessung derselben oder daß Mittel vorge
sehen werden (FET) die diese Spannung insbesondere in einem
Kondensator speichern.
27. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 26, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Mehrfachausnützung von Stromwegen in der Weise
erfolgt, indem mehrere Informationskanäle zeitmultiplex zusammen
gefaßt werden (Fig. 56) oder indem die Steuerimpulse für
die Zählglieder eine solche Frequenz erhalten (Fig. 57, Jm1, Jm2)
daß ihre Codierwechselströme bei der Übertragung über einen
Stromweg keine Überlappung erhalten.
28. Verfahren nach Anspruch 1-14, dadurch gekennzeichnet, daß
für die Codierung ein mehrstufiger Amplitudencode (binär, duo
binär usw.) und/oder ein- oder mehrstufiger Phasencode und/oder
ein analoger Amplituden und/oder Phasencode vorgesehen wird,
der insbesondere für die Mehrfachausnutzung oder Verkleinerung
der Frequenzen beim Telex (Fig. 18, 19, 20) beim Fernsehen
(Fig. 21) bei Teletex, Datenübertragung (Fig. 24) bei der
digitalen Sprachübertragung (Fig. 28) vorgesehen wird.
29. Verfahren für die Übertragung von Information auf der Basis
der Quadraturamplitudenmodulation (QAM), wobei die Codierung
durch die Amplituden der Halbwellen bzw. Perioden eines Wechsel
stromes erfolgt, dadurch gekennzeichnet, daß 4 Kanäle in
der Weise mit nur einem Wechselstrom derselben Frequenz über
tragen werden, wobei die Codeelemente durch die Amplituden
der Halbwellen gebildet werden, daß die phasengerecht geord
neten Codierwechselströme (Fig. 10, jeweils 90 Grad Phasen
unterschied von a zu b und c zu d) bzw. Probeentnahmen, so
in der Phasenlage ggf. unter Zwischenspeicherung der Probe
entnahmen eines oder mehrerer Kanäle für die Übertragung
geändert werden, daß die jeweils zu 2 Additionswechselströmen
(Fig. 10, 10b/c, 10d/e) zusammengefaßten Kanäle gegeneinander
um 90 Grad phasenverschoben sind und daß diese beiden Addi
tionswechselströme wieder addiert werden (Fig. 10, 0/90/90/
180 Grad).
30. Verfahren für die Übertragung von Information auf der Basis
der Quadraturamplitudenmodulation (QAM), wobei die Codierung
durch die Amplituden der Halbwellen bzw. Perioden eines Wechsel
stromes erfolgt, dadurch gekennzeichnet, daß der Addi
tionswechselstrom in der Weise gebildet wird, indem die sich
aus der Addition der Codierwechselströme (Fig. 11, K1/K2, K3/K4)
ergebenden Kennzustände (Fig. 11, I, II, III, IV) auf die Ampli
tuden eines Wechselstromes derselben Frequenz übertragen werden,
wobei die nicht auf dem vorbestimmten Vektor (Fig. 11, I)
liegenden Kennzustände (Fig. 11, II, III) codiert auf diesem
angeordnet werden (Fig. 11, (II), (III)), und so durch die
Amplituden des Quasi-Additionswechselstromes übertragen werden, auf
der Empfangsseite erfolgt dabei die Auswertung durch Feststellung
der Phasenlage des Quasi-Additionswechselstromes und
durch Festlegung von Meßpunkten 45 Grad vor- und nacheilend
zum Quasi-Additionswechselstrom, weitere Mittel sind vorgesehen
zur Zuordnung der codierten Kennzustände zu den Kanälen.
31. Verfahren für die Übertragung von Information, insbesondere
für Fernmeldeanlagen, dadurch gekennzeichnet, daß für die
Mehrfachausnützung und/oder Duplexverkehr bei der Übertragung
von analoger und/oder digitaler Information ein Wechselstrom
nur einer Frequenz dergestalt vorgesehen ist, indem die zu
übertragende Information beider Richtungen (kommend, gehend)
durch die Amplituden der Halbwellen bzw. Perioden nur eines
Wechselstromes codiert wird und in einer ununterbrochenen
Folge von positiven und negativen Halbwellen gesendet werden,
die Codierwechselströme beider Richtungen sind dabei gegenein
ander um 90 Grad phasenverschoben, weiterhin sind die Wechsel
stromkreise beider Richtungen so dimensioniert (Fig. 25)
oder solche Trennmittel vorgesehen (Fig. 25, G), daß im
jeweiligen Empfänger eine sichere Auswertung des ihm zugeord
neten Codierwechselstromes erfolgt.
32. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 31, dadurch gekennzeichnet,
daß als Mittel zur Erzeugung der Rechteckimpulse Zähl
schaltmittel vorgesehen sind, die mit Weiterschaltimpulsen
(z. B. Sinus- oder Rechteckimpulse), die gegenüber den Recht
eckimpulsen eine überhöhte Frequenz aufweisen (Fig. 7, Osz),
gesteuert werden, weiterhin sind Steuerschaltmittel vorgesehen
(Fig. 7, Cod), die jeweils entsprechend dem jeweiligen Code
eine vorbestimmte Zahl von Weiterschalteimpulsen an den Aus
gängen des Zählschaltmittels markieren (Fig. 7, g2, G2, g3, G3)
und die ein elektronisches Relais (Fig. 7, ER) so beeinflussen,
daß Rechteckimpulse mit der codierten Impulsdauer gesendet
werden, wobei bedarfsweise abwechselnd anderes Potential
den Impulsen zugeordnet wird (Fig. 7, J).
33. Verfahren zur Übertragung analoger oder digitaler pulsamplituden
modulierter Information zweier Kanäle, dadurch gekennzeichnet,
daß die Pulse beider Kanäle zu einem Treppensignal umge
wandelt werden (Fig. 68), daß weiterhin 2 Träger, die gegen
einander um 90 Grad phasenverschoben sind mit einer solchen
Frequenz vorgesehen sind, daß sie gegenüber der Abtastfrequenz
ein ganzes Vielfaches bilden, das Treppensignal wird jeweils
dem zugeordneten Träger bei einer vorbestimmten Zahl von Perioden
aufmoduliert, weiterhin werden die Trägerwechselströme
addiert und die Phasenverschiebung des Summenwechselstromes
gegenüber einem Vergleichswechselstrom (Fig. 68) wird dabei
gemessen und einer oder mehreren Perioden des Vergleichswechsel
stromes zu einer Gesamtperiodendauer addiert, die Amplitude
des Summenwechselstromes wird dabei der Codierhalbperiode
mit der Gesamtperiodendauer aufgeprägt.
34. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 33, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Duplexverkehr über Funk vorgesehen wird (Fig. 26)
indem in einer Empfangsstelle Phasenschieberanordnungen vorge
sehen werden, die den Empfangswechselstrom auf QAM-Basis zur
Synchronisierung des diesem Empfänger zugeordneten Senders
phasenverschieben, wobei dem die Empfangslage ermittelnde
Schaltmittel Toleranzen zugeordnet werden, wobei vorzugs
weise nur eine Polarisationsebene vorgesehen wird.
35. Verfahren zur Codierung von Information, dadurch gekenn
zeichnet, daß schmalbandig die Information in der Weise
codiert wird, indem die digitale und/oder analoge durch die
Amplituden der Halbwellen bzw. Perioden und/oder die Zahl der
Halbwellen bzw. Perioden und/oder durch die Phasenlage der
Halbwellen bzw. Perioden codierte Information in eine Viel
zahl gleicher Codeelemente und/oder in ein Vielfaches der
Zahl der gleichen Codeelemente und/oder in eine Vielzahl von
Elementen, die die Summe des jeweiligen Codeelementes
ergibt (Phasenstufen) umgewandelt wird.
36. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 35, dadurch gekenn
zeichnet, daß als Codeelement eine Vielzahl von Halbwellen
bzw. Perioden eines Wechselstromes gleicher Frequenz mit
den Amplitudenkennzuständen binär, duobinär oder tribinär
vorgesehen werden, wobei ggf. die Änderung der Amplituden
kontinuierlich erfolgt.
37. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 36, dadurch gekenn
zeichnet, daß ein analoger Digitalcode vorgesehen wird,
dergestalt, indem die PAM-Pulse in eine große Zahl von Quanti
sierungsstufen und diese in eine gleiche oder vielfache
Zahl von Perioden eines Wechselstromes gleicher Frequenz
umwandelt, wobei jeweils das folgende Codeelement durch
eine Amplitudenänderung markiert wird, eine vorbestimmte Zahl
von Perioden wird dabei als konstante Vorgabe vorgesehen.
38. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 37, dadurch gekenn
zeichnet, daß ein digitaler oder analoger Phasencode in
der Weise vorgesehen wird, indem der Phasen- bzw. Frequenz
sprung, oder die analogen Werte in eine Vielzahl von Phasen-
bzw. Frequenzstufen unterteilt wird.
39. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 38, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Auswertung der Halbperioden bzw. Perioden
dauern durch Abmessung erfolgt, wobei die Werte unmittelbar
durch den Absolutwert oder mittels einer Vergleichsphase oder
durch die Differenzphase ermittelt werden.
40. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 39, dadurch gekenn
zeichnet, daß durch die Kombination der verschiedenen Codierungen
höherwertiger Codierungen gebildet werden.
41. Verfahren für die gleichzeitige Übertragung von 2 Signalen,
beispielsweise die Farbsignale beim Fernsehen, über
einen Kanal, dadurch gekennzeichnet, daß ein gleichzeitiger
Abgriff der beiden Signale erfolgt (Fig. 68a, b), daß
die PAM-Abgriffe treppenförmig ausgebildet werden, daß
für jedes Signal ein Träger mit einer vielfachen Frequenz
der Abgriffsfrequenz vorgesehen ist, wobei beide Träger
gegeneinander um 90° phasenverschoben sind, weiterhin ist
ein Vergleichsträger mit der Frequenz der Träger vorge
sehen, der mit der Abgriffsfrequenz synchronisiert ist, in
der Folge werden beide Träger summiert, mit der 2. oder
einer folgenden Periode des Vergleichsträgers erfolgt der
Phasenvergleich mit dem Summenwechselstrom, wobei in der
Folge der Phasensprung codiert wird.
42. Verfahren nach Anspruch 41, dadurch gekennzeichnet,
daß die Phasenverschiebung mit den zugeordneten Perioden
(Fig. 87, Ph+KP) zu einer Halbperiodendauer und die
Differenz zur Periodendauer der Abgriffsfrequenz zu einer
Pausenhalbperiodendauer geformt wird (Fig. 87b, P) und
daß beide als Periode übertragen werden.
43. Verfahren nach den Ansprüchen 41 und 42, dadurch
gekennzeichnet, daß die Sättigung durch die Amplitudengröße
des Summenwechselstromes, die auf die Amplituden der
zu übertragenden Nutz- und Pausenhalbwellen übertragen wird,
markiert ist.
44. Verfahren nach den Ansprüchen 35 bis 41, dadurch
gekennzeichnet, daß die Phasenverschiebung und ggf. Pausen
durch eine Vielzahl von Perioden codiert werden.
45. Verfahren für die Codierung von Information auf der
Basis der QAM, bei dem insbesondere die Halbwellen bzw. Perioden
durch binäre bzw. duobinäre Kennzustände codiert werden,
dadurch gekennzeichnet, daß die Vektorenänderung durch
eine Vielzahl von Stufen erfolgt, indem in Abhängigkeit vom
Code Mittel eingeschaltet werden die durch Änderung der elek
trischen Werte und zwar stufenweise, eine entsprechende
stufenweise Änderung der Amplituden in der Folge bewirken
(Fig. 88, n bis 1 und umgekehrt).
46. Verfahren für die Codierung und Übertragung von Information, insbe
sondere von Vorlagen und Bildern, dadurch gekennzeichnet, daß für
derartige Verfahren für Zeilen mit nur gleichwertigen Abtastwerten
(z. B. nur weiße Abgriffe) codiert werden, wobei diese für die Über
tragung entweder nur durch den Code der gleichen Wertigkeit und der Zeilen
folge oder durch die Codierung der Zeilenfolge und der gleichen Wertig
keit markiert werden.
47. Verfahren für die Codierung und Übertragung von Information, ins
besondere von Vorlagen und Bildern, dadurch gekennzeichnet, daß Gruppen
von Zeilen gleicher Wertigkeit und/oder gleicher oder am nächsten
liegenden Länge für Gruppen für die codemultiplexe gleichzeitige
Übertragung von 2 oder mehr Zeilen zusammengefaßt werden, wobei die
Folge des Abgriffs nummeriert und codiert und mit übertragen wird,
beim Empfänger sind dabei Speichermittel vorgesehen, in denen die
Information mit Code für die Folge der Zeileninformation gespeichert
und für die Decodierung und Aufzeichnung bereitgestellt wird, die
Übertragungsfolge der Gruppen ist dabei nicht in die Länge gebunden.
48. Verfahren nach den Ansprüchen 46 und 47, dadurch gekennzeichnet,
daß Zählglieder vorgesehen werden in denen durch Abzählung Zeilen
mit Abgriffen nur gleicher Wertigkeit festgestellt werden.
49. Verfahren für die Decodierung von Information, insbesondere für
Telefax, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Empfangsseite für die
Aufzeichnung 2 oder mehrere Aufzeichnungseinheiten vorgesehen werden,
die 1, 2, oder eine Vielzahl von Zeilen gleiche Abstände voneinander
zugeordnet werden, wobei durch die Zentralsteuerung die Zuweisung
der jeweiligen Zeileninformation erfolgt.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19904028928 DE4028928A1 (de) | 1989-03-20 | 1990-09-12 | Verfahren fuer die codierung und uebertragung von information, insbesondere von vorlagen und bildern und fuer das fernsehen |
DE19924205571 DE4205571A1 (de) | 1990-09-12 | 1992-02-24 | Vorlagen-bildcodierung, insbesondere fuer telefaxlauflaengenverfahren |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19893909074 DE3909074A1 (de) | 1989-03-20 | 1989-03-20 | Verfahren zur erzeugung einer frequenz/phasenmodulation |
DE19904028928 DE4028928A1 (de) | 1989-03-20 | 1990-09-12 | Verfahren fuer die codierung und uebertragung von information, insbesondere von vorlagen und bildern und fuer das fernsehen |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4028928A1 true DE4028928A1 (de) | 1992-03-19 |
Family
ID=25878987
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19904028928 Withdrawn DE4028928A1 (de) | 1989-03-20 | 1990-09-12 | Verfahren fuer die codierung und uebertragung von information, insbesondere von vorlagen und bildern und fuer das fernsehen |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE4028928A1 (de) |
-
1990
- 1990-09-12 DE DE19904028928 patent/DE4028928A1/de not_active Withdrawn
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