DE4009288A1 - Rechteckhohlleiter mit e-h-doppelversatz - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen in Breitseiten- und Schmalseitenausdehnungsrichtung jeweils mit einem Parallelversatz, d. h. einem sogenannten H-Versatz bzw. einem sogenannten E-Versatz, versehenen Rechteckhohlleiter.

In herkömmlicher Weise läßt sich ein E-H-Doppelversatz für einen Rechteckhohlleiter mit einem schräg verlaufenden Zwischenhohlleiterstück aufbauen, das mittels je eines E-H-Knicks an beiden Enden in die versetzten Hohlleiter übergeht. Der an beiden Enden jeweils notwendige E-H-Knick müßte wegen der zwischengeschalteten Leitungslänge sorgfältig kompensiert werden. Das schräg verlaufende Rechteckhohlleiterzwischenstück ist darüber hinaus nicht zweidimensional NC-fräsbar. Ein E-H-Versatz mit schrägem Zwischenstück beansprucht außerdem eine große Baulänge.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Rechteckhohlleiter-E-H-Versatz zu schaffen, der bei wenig Baulänge und sprunghafter Realisierungsform breitbandig reflexionsarm ist und sich in einem einzigen Teil in kostengünsiger NC-Frästechnik herstellen läßt.

Gemäß der Erfindung, die sich auf einen Rechteckhohlleiter der eingangs genannten Art bezieht, wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß quer zur Wellenfortpflanzungsrichtung zwei gleichflächige, den H-Versatz ergebende Versatzflächen vorgesehen sind, die um die H-Versatzstrecke ausgehend von einer Schmalseite ins Hohlleiterinnere ragen und nicht in einer gemeinsamen Ebene, sondern in zwei parallel zueinander verlaufenden und damit zueinander versetzten Ebenen liegen, die parallel und mit gleichen Abständen zu einer Symmetrieebene dazwischen verlaufen, daß zwei weitere gleichflächige, den E-Versatz ergebende Versatzflächen vorgesehen sind, die um die E-Versatzstrecke, ausgehend von einer Breitseite, ins Hohlleiterinnere ragen und entweder in der Symmetrieebene selbst oder symmetrisch mit gleichen Abständen parallel zur Symmetrieebene liegen, und daß zum einen die Abstände zwischen den Ebenen, welche die den H-Versatz ergebenden Versatzflächen enthalten, und der Symmetrieebene und zum anderen die E-Versatzstrecke bzw. bei vorgegebener E-Versatzstrecke die Abstände zwischen den Ebenen, welche die den E-Versatz ergebenden Versatzflächen enthalten, und der Symmetrieebene so bemessen und aufeinander abgestimmt sind, daß die sich durch den E-Versatz ergebende Kapazität eine noch vorhandene induktive Restreflexion, die aufgrund der Anordnung der beiden den H-Versatz ergebenden Versatzflächen in zwei zueinander parallelen Ebenen entsteht, breitbandig kompensiert.

Zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird anhand von neun Figuren erläutert. Es zeigt

Fig. 1 eine Ansicht eines üblichen Rechteckhohlleiter-H-Versatzes von oben,

Fig. 2 für einen Versatz mit Δa/a=0,172 eine grafische Darstellung der Abhängigkeit zwischen der Welligkeit s und der Frequenz f,

Fig. 3 die Ansicht eines Rechteckhohlleiter-H-Versatzes, wie er der Erfindung zugrunde gelegt wird, von oben,

Fig. 4 für einen H-Versatz nach Fig. 3 mit Δa/a=0,172 eine grafische Darstellung der Abhängigkeit zwischen der Welligkeit s, der Frequenz f und den Hinterfräsungstiefen T_HL und T_HR,

Fig. 5 die Schrägansicht eines gemäß der Erfindung ausgebildeten E-H-Doppelversatzes eines Rechteckhohlleiters,

Fig. 6 für den E-H-Versatz nach Fig. 5 eine grafische Darstellung der Abhängigkeit zwischen der Welligkeit s und der Frequenz f,

Fig. 7 die Ansicht eines Rechteckhohlleiter-E-Versatzes, wie er der Erfindung zugrundegelegt wird, von oben,

Fig. 8 die Ansicht eines anderen Rechteckhohlleiter-E-Versatzes, wie er der Erfindung zugrundegelegt wird, von oben,

Fig. 9 in Schrägansicht die Ausbildung eines Übergangsstückes zwischen einem Breitband-3dB-Koppler und einer Polarisationsweiche unter Verwendung zweier E-H-Versätze nach der Erfindung.

Fig. 1 zeigt in einer Ansicht von oben einen üblichen H-Parallelversatz eines Hohlleiters 1,1′. Die Versatzstrecke des eine Breitseitenabmessung a aufweisenden Hohlleiters 1,1′ beträgt Δa. Die Versatzflächen 2 und 3, die quer zur Fortpflanzungsrichtung 4 der Welle im Hohlleiter 1,1′ verlaufen, liegen in einer gemeinsamen Ebene 5.

Fig. 2 zeigt für einen derartigen Hohlleiterversatz in einer grafischen Darstellung den Verlauf des Welligkeitsfaktors s=l+r/l-r in Abhängigkeit von der Frequenz f in einem Betriebsfrequenzband (3,6-4,2 GHz) und für einen relativen Versatz Δa/a=0,172. Daraus ergibt sich, daß ein solcher Versatz breitbandig eine ziemlich hohe Reflexion aufweist (r=Reflexionsfaktor).

Auch der Versuch, den in Fig. 1 dargestellten sprunghaften H-Versatz mit seiner großen induktiven Störung, die mit wachsender Frequenz sinkt, durch eine Kapazität zu kompensieren, ist aussichtslos, weil die Wirkung aller bekannten, einfach realisierbaren Kapazitäten mit wachsender Frequenz ansteigt, so daß als Resultat nur Schmalband-Kompensationen möglich sind. In diesem Zusammenhang wird auf Meinke/Gundlach: "Taschenbuch der Hochfrequenztechnik", Springer-Verlag, 1956, Seiten 300 bis 304 hingewiesen, woraus die Kombination von induktiver und kapazitiver Blende im Rechteckhohlleiter zur Resonanzblende bekannt ist.

Fig. 3 zeigt in einer Ansicht von oben einen der Erfindung zugrunde gelegten Parallel-H-Versatz eines Rechteckhohlleiters 6,6′. Die Versatzstrecke des eine Breitseitenabmessung a und eine Schmalseitenabmessung b aufweisenden Hohlleiters 6,6′ beträgt Δa. Der Hohlleiter 6,6′ besteht in zweckmäßiger Weise aus einem einzigen Teil und ist in kostengünstiger NC-Frästechnik hergestellt. Die beiden quer zur Wellenfortpflanzungsrichtung 4 verlaufenden Versatzflächen 7 und 8, die durch Tieferfräsungen von oben bzw. von unten gebildet werden, liegen in zwei zueinander parallelen Ebenen 9 und 10, welche parallel zu einer Symmetrieebene 11 in der Mitte dazwischen verlaufen. Der senkrechte Abstand zwischen der Ebene 9 und der Symmetrieebene 11 beträgt T_HL und der Abstand zwischen der Ebene 10 und der Symmetrieebene 11 T_HR. Die Abstände T_HL und T_HR sind gleich. Die Versatzflächen 7 und 8 haben jeweils einen Flächeninhalt von Δa · b.

Untersucht man auf der Suche nach einer breitbandigen Kompensation des H-Versatzes, wie sich die symmetrische Tieferfräsung der im Rechteckhohlleiter 6,6′ sichtbaren Versatzflächen 7 und 8, wie gemäß Fig. 3 ausgeführt, auswirkt, so gelangt man zu dem in Fig. 4 dargestellten Ergebnis. Als Ausgangslage zeigt Fig. 2 die Reflexion im Betriebsfrequenzband am unkompensierten H-Versatz mit beispielsweise Δa/a=0,172 (Δa=10 mm im 4 GHz-Hohlleiter mit a=58,17 und b=29,08 mm). Fig. 4 zeigt, daß mit zunehmender Tieferfräsung T_HL/Δa=T_HR/Δa die Reflexion breitbandig sinkt und für T_HL/Δa=0,55 der Frequenzgang der Reflexion nahezu verschwindet, wobei aber die Reflexion noch unbrauchbar hoch ist. Diesen Fall zeigt die obere Kurve der in Fig. 4 gezeigten Darstellung. Sehr wichtig ist nun, daß mit der weiteren Vertiefung der Hinterfräsung T_HL/Δa=T_HR/Δa<0,55 die Umkehrung des Frequenzganges der induktiven Reflexion erreicht wird. Beispiele für diese Fälle zeigen die beiden unteren Kurven in Fig. 4. Damit ist zwar mit der einzigen Maßnahme des Hinterfräsens allein noch keine reflexionsarme Lösung eines H-Versatzes möglich, weil nach Fig. 4 für r=0% etwa in Bandmitte wiederum ein erheblicher, dem ursprünglichen entgegengesetzter Frequenzgang auftritt. Diese mit der Frequenz ansteigende induktive Reflexion des durch symmetrisches Hinterfräsen vorkompensierten H-Versatzes bietet nunmehr den Ausgangspunkt dafür, diese Restreflexion mit einer einfach realisierbaren Kapazität passender Größe und passenden Frequenzganges breitbandig zu kompensieren.

Die Kapazität läßt sich durch das aufgabengemäße Hinzufügen eines E-Versatzes realisieren, der die gewünschte, mit der Frequenz ansteigende kapazitive Wirkung hat. Die Kombination eines H-Versatzes mit einem E-Versatz innerhalb eines Rechteckhohlleiterzuges zeigt in einer Schrägansicht Fig. 5. Die H-Versatzstrecke des eine Breitseitenabmessung a und eine Schmalseitenabmessung b aufweisenden Hohlleiters 6,6′ beträgt Δa und die E-Versatzstrecke Δb. Die beiden den H-Versatz ergebenden Versatzflächen 7 und 8 liegen gemäß Fig. 3 nicht in einer gemeinsamen Ebene, sondern in zwei parallel zueinander verlaufenden und damit zueinander versetzten Ebenen, die parallel und mit gleichen Abständen T_HL bzw. T_HR zur Symmetrieebene dazwischen verlaufen. Es sind zwei weitere gleichflächige, den E-Versatz ergebende Versatzflächen 12 und 13 in Fig. 7 und 8 vorgesehen, die um die E-Versatzstrecke Δb, ausgehend von einer Breitseite, ins Hohlleiterinnere ragen und symmetrisch mit gleichen Abständen T_EL bzw. T_ER parallel zur Symmetrieebene 11 liegen. Im vorliegenden Beispiel nach Fig. 5 ist Δa/a=0,371 und Δb/b=0,2. Der unkompensierte H-Versatz um Δa=21,6 mm (Δa/a=0,371) nach Fig. 1 in einem 4 GHz-Hohlleiter mit einer Breitseitenabmessung a von 58,17 mm und einer Schmalseitenabmessung b von 29,08 mm verursacht an der Unterseite des Betriebsfrequenzbandes bei 3,625 GHz eine Reflexion von r=70% und an der Bandobergrenze bei 4,2 GHz eine auf 55,5% gesunkene Reflexion r. Fig. 5 zeigt einen E-H-Doppelversatz eines Rechteckhohlleiters, der bei wenig Baulänge, kostengünstiger Herstellung in NC-Frästechnik und weitgehend im gleichen Leitungsquerschnitt angeordnetem sprunghaften H- und E-Versatz in diesem Frequenzband eine Reflexion r kleiner als 1% erreicht. Fig. 6 zeigt in einer grafischen Darstellung die Abhängigkeit zwischen der Welligkeit s und der Frequenz f. Dabei kommt zum Ausdruck, daß durch richtige Gewichtung der Abstände T_HL=T_HR, welche die Vorkompensation bestimmen, und des E-Versatzes Δb im Frequenzbereich von 3,625 bis 4,2 GHz Reflexionen von r≦1% erreicht werden.

Ist ein bestimmter E-Versatz Δb aus konstruktiven Gründen vorgeschrieben, so bieten sich nach den Fig. 7 und 8 zwei Adaptionsmöglichkeiten. Ein geforderter zu großer E-Versatz Δb kann nach Fig. 7 durch symmetrisches Hinterfräsen der einen Flächeninhalt von Δb · a aufweisenden E-Versatzflächen 12 und 13 um die Abstände T_EL=T_ER, das ist der Abstand zwischen den Ebenen 14 bzw. 15 zur Symmetrieebene 11, in seiner kapazitiven Wirkung bis zur gewünschten, zum vorkompensierten H-Versatz passenden Größe reduziert werden. Ein geforderter, zu kleiner E-Versatz läßt sich nach Fig. 8 durch symmetrisches Überlappen der E-Versatzflächen 12 und 13 um die Abstände -T_EL=-T_ER in seiner kapazitiven Wirkung passend zum vorkompensierten H-Versatz verstärken.

Die Herstellung eines z. B. in Fig. 5 dargestellten Ausführungsbeispieles eines E-H-Doppelversatzes nach der Erfindung ist sehr einfach. In eine Metallplatte, deren Stärke größer als 2 T_HL zu machen ist, wird von beiden Oberflächen her je ein Durchbruch mit den Querschnittsmaßen des gewünschten Rechteckhohlleiters 6 eingebracht, wobei die Durchbrüche in Richtung der Hohlleiterbreitseite a um die Versatzstrecke Δa und in Richtung der Hohlleiterschmalseite b um die E-Versatzstrecke Δb gegeneinander versetzt sind. Zur genauen gegenseitigen Positionierung der Durchbrüche dient eine durchgehende Zentralbohrung. Bei Anwendung des NC-Fräsverfahrens mit Fingerfräser vom Radius R werden die Querschnittsmaße auf a₊ bzw. b₊ etwas vergrößert, so daß die Grenzwellenlänge des rechteckigen Originalhohlleiters λ_KH10=2a und des Hohlleiters mit abgerundeten Längskanten gleich sind gemäß 2a=2a₊-1,717 R²/b₊ und a/b=a₊/b₊. Die Hinterfräsungen mit den Tiefen T_H und T_E werden schließlich durch unterschiedlich tiefes Ausfräsen der jeweiligen Rechteckhohlleiterseiten genau reproduzierbar realisiert.

Fig. 9 zeigt in einer Schrägansicht einen Anwendungsfall des vorher beschriebenen E-H-Doppelversatzes. In diesem Ausführungsbeispiel werden zwei Doppelversätze in einem Übergangsstück zwischen einem der beiden Doppelzugänge eines Breitband-3dB-Hohlleiterkopplers und den beiden polarisationsselektiven Rechteckhohlleiter-Zugängen einer Polarisationsweiche verwendet. Es handelt sich im einzelnen um eine phasensymmetrische Doppelverbindung zwischen dem in Fig. 9 oben zu denkenden Breitband-3dB-Koppler mit einem dünnen Koppelblech und zwei in Fig. 9 unten angeschlossenen Frequenzweichen, die wegen ihrer direkten Verbindung mit der nachfolgenden phasensymmetrischen Polarisationsweichen zueinander gekreuzt und in einem bestimmten Abstand 18 voneinander angeordnet sind. Der Doppelhohlleiter beginnt in der Anordnung von Fig. 9 oben mit zwei E-H-Doppelversätzen 16 und 17 der vorher erläuterten Art, die um 180° gegeneinander gedreht, also Rücken an Rücken, in die gleiche Metallplatte eingebracht sind. Nach diesen beiden Doppelversätzen 16 und 17 sind die Rechteckhohlleiterquerschnitte parallel zur Breitseite a um 2Δa und parallel zur Schmalseite b um 2Δb+S versetzt, wobei S die Stärke des Koppelbleches im 3dB-Koppler darstellt. Sodann ist an die Doppelversätze 16 und 17 je ein zweistufiger 45°-Rechtsstufentwist 19 und ein zweistufiger 45°-Linksstufentwist 20 angeschlossen. Die Querschnitte der in Fig. 9 nach unten weisenden Rechteckhohlleiter 21 und 22 stehen demnach aufeinander senkrecht. Außerdem haben die beiden Stufen der Twiste 19 und 20 unterschiedliche Querschnitte und übernehmen so als zweistufige λ_H/4-Transformatoren die Anpassung der Kopplerhohlleiterquerschnitte mit a=58,17 mm und b=29,08 mm an die Rechteckhohlleiterquerschnitte a=46 mm und b=23 mm der in Fig. 9 nicht dargestellten, unten über Frequenzweichen anzuschließenden phasensymmetrischen Breitband-Polarisationsweiche. Die Reflexion r in beiden Armen dieses gesamten Doppelhohlleiters ist kleiner als 1% und zwar über den ganzen Frequenzbereich von 3,625 bis 4,2 GHz.

Die Doppelhohlleiterverbindung ist ausschließlich so bemessen, daß jede Diskontinuität in einem Hohlleiter stets im anderen Hohlleiter an der gleichen Stelle den gleich großen und ausschließlich gleich oder entgegengesetzt gerichteten Partner hat; demnach ist dieser Doppelhohlleiter breitbandig exakt phasensymmetrisch unter der einzigen Bedingung, daß die Länge L zwischen den Versätzen 16 und 17 und den oberen Stufen der beiden Twiste 19 und 20 in Fig. 9 ausreichend lang ist (ungefähr die Hälfte der Schmalseitenabmessung); denn die unterschiedliche relative Lage der verschiedenen Winkelversatzflächen bei Rechts- und Linksstufentwist 19 bzw. 20 zu den E- und H-Versatzflächen verlangt eine genügend genaue Feldlinearisierung durch die Zwischenleitung der Länge L vermöge ihrer aperiodischen E₁₁- und H₂₀-Dämpfung.

Claims (9)

1. In Breitseiten- und Schmalseitenausdehnungsrichtung jeweils mit einem Parallelversatz, d. h. einem sogenannten H-Versatz bzw. einem sogenannten E-Versatz, versehener Rechteckhohlleiter (6,6′), dadurch gekennzeichnet, daß quer zur Wellenfortpflanzungsrichtung (4) zwei gleichflächige, den H-Versatz ergebende Versatzflächen (7, 8) vorgesehen sind, die um die H-Versatzstrecke (Δa), ausgehend von einer Schmalseite, ins Hohlleiterinnere ragen und nicht in einer gemeinsamen Ebene, sondern in zwei parallel zueinander verlaufenden und damit zueinander versetzten Ebenen (9, 10) liegen, die parallel und mit gleichen Abständen (T_HL, T_HR) zu einer Symmetrieebene (11) dazwischen verlaufen, daß zwei weitere gleichflächige, den E-Versatz ergebende Versatzflächen (12, 13) vorgesehen sind, die um die E-Versatzstrecke (Δb), ausgehend von einer Breitseite, ins Hohlleiterinnere ragen und entweder in der Symmetrieebene (11) selbst oder symmetrisch mit gleichen Abständen (T_EL, T_ER) parallel zur Symmetrieebene liegen, und daß zum einen die Abstände zwischen den Ebenen (9, 10), welche die den H-Versatz ergebenden Versatzflächen enthalten, und der Symmetrieebene (11) und zum anderen die E-Versatzstrecke bzw. bei vorgegebener E-Versatzstrecke die Abstände zwischen den Ebenen (14, 15), welche die den E-Versatz ergebenden Versatzflächen enthalten, und der Symmetrieebene (11) so bemessen und aufeinander abgestimmt sind, daß die sich durch den E-Versatz ergebende Kapazität eine noch vorhandene induktive Restreflexion, die aufgrund der Anordnung der beiden den H-Versatz ergebenden Versatzflächen in zwei zueinander parallelen Ebenen entsteht, breitbandig kompensiert.

2. Rechteckhohlleiter nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine einteilige, in NC-Frästechnik erstellte Ausführungsform.

3. Rechteckhohlleiter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Herstellung in eine Metallplatte, deren Stärke größer als der Abstand zwischen denjenigen beiden Ebenen (9, 10) ist, die die den H-Versatz ergebenden Versatzfläche (7, 8) enthalten, von beiden Oberflächen her ein Durchbruch mit den Querschnittsmaßen (a, b) des gewünschten Rechteckhohlleiters (6,6′) eingebracht wird, wobei die Durchbrüche in Richtung der Hohlleiterbreitseite um die H-Versatzstrecke (Δa) und in Richtung der Hohlleiterschmalseite um die E-Versatzstrecke (Δb) gegeneinander versetzt sind, daß zur genauen gegenseitigen Positionierung der Durchbrüche eine durchgehende Zentralbohrung durch die Metallplatte vorgesehen ist, und daß die Versatzflächen (7, 8, 12, 13) in Form von Hinterfräsungen durch unterschiedlich tiefes Ausfräsen der jeweiligen Rechteckhohlleiterseiten genau reproduzierbar realisiert werden.

4. Rechteckhohlleiter nach den Ansprüchen 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei Anwendung des NC-Fräsverfahrens mit Fingerfräser vom Radius R die Querschnittsmaße der Breitseiten von a auf a₊ und der Schmalseiten von b auf b₊ etwas vergrößert sind, so daß die Grenzwellenlängen des originalen Rechteckhohlleiters λ_KH10=2a und des Rechteckhohlleiters mit abgerundeten Längskanten gleich sind gemäß 2a=2a₊-1,717 R²/b₊ und a/b=a₊/b₊.

5. Rechteckhohlleiter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwei E-H-Doppelversätze als Teil eines Übergangsstückes zwischen dem einen Doppelzugang eines Breitband-3dB-Hohlleiterkopplers und den beiden Zugängen einer Polarisationsweiche vorgesehen sind.

6. Rechteckhohlleiter nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine Rücken-an-Rücken-Anordnung der beiden E-H-Doppelversätze (16,17) in einer gemeinsamen Metallplatte.

7. Rechteckhohlleiter nach den Ansprüchen 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den beiden E-H-Doppelversätzen (16, 17) und der Polarisationsweiche vorgeschalteten Frequenzweicheneingängen, die wegen ihrer direkten Verbindung mit der Polarisationsweiche gekreuzt und in bestimmtem Abstand (18) voneinander angeordnet sind, ein 45°-Rechtsstufentwist (19) bzw. ein 45°-Linksstufentwist (20) angeordnet sind, die aufgrund unterschiedlicher Querschnittsbemessungen als zwei- oder mehrstufige Viertelwellenlängen-Transformatoren zugleich die Anpassung der Kopplerhohlleiterquerschnitte an die Rechteckhohlleiterquerschnitte der Polarisationsweiche übernehmen.

8. Rechteckhohlleiter nach den Ansprüchen 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Diskontinuität in einem Zweig des Doppelhohlleiters an der genau korrespondierenden Stelle im anderen Zweig die gleich große und im Vergleich zur ersten ausschließlich gleich oder entgegengesetzt gerichtete Diskontinuität angeordnet ist.

9. Rechteckhohlleiter nach den Ansprüchen 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Abstand (L) zwischen den beiden Doppelversätzen (16, 17) eines Übergangsstückes und der ersten Stufe der beiden Stufentwiste (19, 20) so groß bemessen ist, daß seine aperiodische H₂₀- und E₁₁-Dämpfung genügend groß ist.