DE3943459A1 - Zielverfolgungsradarsystem - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Zielverfolgungsradarsystem und betrifft insbesondere ein statisch geteiltes Zielverfolgungsradarsystem, kurz "Folgeradar" genannt, d. h. auf ein Radarsystem, bei dem die Richtwirkung durch Simultanvergleich von Signalen ermittelt wird, die an getrennten Ausgängen der Antennenanordnung abgenommen werden.

Bei einem typischen statisch geteilten Folgeradar, das in der englischen Fachsprache auch als "static-split tracking radar system" bezeichnet wird, wird ein Ziel mit Hilfe einer Mehrelementantenne verfolgt, die eine Anzahl von HF-Ausgangsgrößen liefert. Diese Ausgangsgrößen können addiert und subtrahiert werden, um ein Summensignal und mindestens ein Differenzsignal zu erzeugen, die dann in einem Mehrkanalempfänger verarbeitet werden, und der sich ergebenden Zwischenfrequenz(ZF)-Ausgangsgrößen werden dann in der Amplitude und/oder Phase verglichen, so daß mindestens ein Ausgangssignal entsteht, welches die Richtung des Ziels relativ zur Antenne angibt.

Erdacht wurde bereits ein Folgeradar, das sich auszeichnet durch eine Antennenanordnung, die eine Anzahl von Ausgangsgrößen liefert, eine Einrichtung, die aus den Antennenausgangsgrößen ein Summensignal ableitet, das die Summe der Antennenausgangsgrößen darstellt, und ein Differenzsignal ableitet, das die Differenz der Antennenausgangsgrößen darstellt, einen Empfänger zur Verarbeitung der Summen- und Differenzsignale zur Erzeugung entsprechender ZF-Summen- und -Differenzsignale, eine Einrichtung zum Vergleichen des ZF-Summensignals mit dem Ausgangssignal eines Oszillators in einem ersten Phasenregelkreis und Verwendung des resultierenden Signals zur Steuerung der Oszillatorfrequenz, so daß der Oszillator von der Frequenz des ZF-Summensignals mitgenommen wird, und einen phasensensitiven Detektor zum Vergleichen des ZF-Differenzsignals mit dem Ausgangssignal des Oszillators zum Erzeugen eines Ausgangssignals, das die Richtung eines Ziels gegenüber der Antenne darstellt.

Auf diese Weise wirkt der Phasenregelkreis als schmales Bandfilter, das eine einzige Zwischenfrequenz (ZF) auswählt, und auf diese Weise zu einer Mehrziel- oder Mehrtargetdiskriminierung (MZD) beiträgt, d. h. zur Diskriminierung zwischen Zielen oder Targets, die verschiedene Dopplerverschiebungen haben.

Der Phasenregelkreis kann jedoch unter gewissen Umständen sich als nachteilig erweisen. Verfolgt z. B. ein Flugkörper ein einziges Ziel und ändert sich dabei plötzlich die Zielfrequenz, wie es beispielsweise der Fall ist, wenn ein Flugzeug eine scharfe Kehre fliegt, dann bewegt sich die Frequenz des ZF-Summensignals am Eingang des Phasenregelkreises aus der Bandbreite des Phasenregelkreises heraus. Wenn dies schnell erfolgt, dann wäre der Phasenregelkreis nicht mehr in der Lage, dem ankommenden ZF-Summensignal zu folgen, und der Flugkörper würde die Spur verlieren und ziemlich sicher das Ziel verfehlen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die oben geschilderte Schwierigkeit auszuräumen. Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß ein Zielverfolgungsradarsystem geschaffen wird, welches enthält: eine Antennenanordnung mit einer Anzahl von Ausgängen, eine Einrichtung zum Ableiten aus den Antennenausgängen ein Summensignal, das die Summe der Antennenausgänge darstellt, und ein Differenzsignal, das die Differenz der Antennenausgänge darstellt, einen Empfänger zum Verarbeiten dieser Signale zum Erzeugen entsprechender ZF- Summen- und -Differenzsignale, eine Einrichtung zum Vergleichen des ZF-Summensignals mit dem Ausgangssignal eines Oszillators in einem Phasenregelkreis und zum Verwenden des resultierenden Signals zur Steuerung der Oszillatorfrequenz, so daß der Oszillator mit der Frequenz des ZF-Summensignals verriegelt wird, einen phasensensitiven Detektor zum Vergleichen des ZF-Differenzsignals mit dem Ausgang des Oszillators zum Erzeugen eines Ausgangssignals, das die Richtung eines Ziels gegenüber der Antenne darstellt, und eine auf das ZF- Summensignal ansprechende Bandbreitenänderungseinrichtung zum Verändern der Bandbreite des Phasenregelkreises.

Vorzugsweise enthält die Bandbreitenänderungseinrichtung eine Verstärkerschaltung mit veränderbarem Verstärkungsgrad in dem Phasenregelkreis. In diesem Fall enthält die Bandbreitenänderungseinrichtung einen rechtwinkelphasensensitiven Detektor zum Vergleichen des um π/2 in der Phase verschobenen Ausgangs des Oszillators und des ZF-Summensignals, eine an den Ausgang des Rechtwinkelphasendetektor angeschlossene Filter- und Zeitverzögerungsschaltung und einen an den Ausgang der Filter- und Zeitverzögerungsschaltung angeschlossenen Schwellenwertdetektor, wobei ein erstes Ausgangssignal des Schwellenwertdetektors beim Betrieb den Verstärkungsgrad der Verstärkungsschaltung mit einstellbarer Verstärkung ändert, um die Bandbreite des Phasenregelkreises zu vermindern. Beim Betrieb dieser Schaltung kann ein zweites Ausgangssignal des Schwellenwertdetektors wirksam sein, um die Bandbreite des Phasenregelkreises zu erhöhen.

Das erste Ausgangssignal kann kombiniert werden mit einem Signal, das die Erfassung eines gültigen Ziels anzeigt, wobei beide Signale erforderlich sind, bevor die Bandbreite des Phasenregelkreises vermindert wird.

Die variable Verstärkerschaltung kann eine erste Umschaltsteuereinrichtung enthalten, um die Aufnahme der Bandbreite des Phasenregelkreises über eine vorbestimmte Zeitperiode in einer allmählichen Weise zu steuern. Das Zielerfassungssignal und das erste Ausgangssignal können für die Gesamtheit der vorbestimmten Zeitperiode vorhanden sein.

Die variable Verstärkerschaltung kann eine zweite Umschaltsteuereinrichtung enthalten, um die Erhöhung der Bandbreite des Phasenregelkreises in einer schnelleren Weise über eine Zeitperiode zu steuern, die im Vergleich zu der vorbestimmten Zeitperiode relativ kurz ist.

Die Einführung der Mehrzieldiskriminierung unter Verwendung des oben angegebenen Phasenregelkreises kann auch Probleme aufwerfen in der automatischen Verstärkungsregelung der Flugkörperempfangsschaltung. Dies deswegen, weil der Phasenregelkreis sich verriegelt mit der Frequenz von einem der Ziele mit einer Bandbreite, die zum Umfassen dieses Zielsignals hinreichend ist, die aber nicht hinreichend ist, um andere Zielsignale zu umfassen, die im Summensignal des Emfängers vor dem Phasenregelkreis verstärkt werden. Die Spektralkomponente des Ausgangs des Oszillators im Phasenregelkreis hat daher eine höhere Amplitude als die entsprechende Komponente im Summensignal des Empfängers, weil die automatische Verstärkungsregelung das durch den Empfänger geleitete Geamtsummensignal bearbeitet. Die Winkelskalierung des gewünschten Zielsignals wird daher vermindert, und die Erfindung sieht mögliche alternative Systeme vor, um dieses Problem zu beheben.

Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung ist daher ein Zielverfolgungsradarsystem vorgesehen, welches enthält: eine Antennenanordnung mit einer Anzahl von Ausgängen, eine Einrichtung zum Ableiten aus den Antennenausgängen ein Summensignal, das die Summe der Antennenausgänge darstellt, sowie ein Differenzsignal, das die Differenz der Antennenausgänge darstellt, einen Empfänger zum Verarbeiten der Summen- und Differenzsignale zum Erzeugen entsprechender ZF-Summen- und -Differenzsignale, eine Einrichtung zum Vergleichen des ZF-Summensignals mit dem Ausgangssignal eines Oszillators in einem Phasenregelkreis und zum Verwenden des resultierenden Signals zur Steuerung der Oszillatorfrequenz, um zu veranlassen, daß der Oszillator mit der Frequenz des ZF-Summensignals verriegelt wird, ein phasensensitiver Detektor oder Phasendetektor zum Vergleichen des ZF-Differenzsignals mit dem Ausgangssignal des Oszillators zum Erzeugen eines Signals, das die Richtung eines Ziels in bezug auf die Antenne darstellt, und ein rechtwinkelphasensensitiver oder Rechtwinkelphasendetektor, der so angeschlossen ist, daß er das ZF-Summensignal und das um π/2 in der Phase verschobene Ausgangssignal des Oszillators miteinander vergleicht, wobei der Ausgang des Rechtwinkelphasendetektors mit dem Empfänger zum Vorsehen der automatischen Verstärkungsregelung verbunden ist.

Gemäß einer Alternative des zweiten Aspekts der Erfindung ist ein Zielverfolgungsradarsystem vorgesehen, welches enthält: eine Antennenanordnung mit einer Anzahl von Ausgängen, eine Einrichtung zum Ableiten aus den Antennenausgängen ein Summensignal, das die Summe der Antennenausgänge darstellt, und ein Differenzsignal, das die Differenz der Antennenausgänge darstellt, einen Empfänger zum Verarbeiten der Summen- und Differenzsignale zum Erzeugen entsprechender ZF-Summen und -Differenzsignale, eine Einrichtung zum Vergleichen des ZF-Summensignals mit dem Ausgangssignal eines Oszillators in einem Phasenregelkreis und zum Verwenden des resultierenden Signals zur Steuerung der Oszillatorfrequenz in einer solchen Weise, daß der Oszillator veranlaßt wird, sich auf die Frequenz des ZF-Summensignals zu verriegeln, ein Phasendetektor zum Vergleichen des ZF-Differenzsignals mit dem Ausgangssignal des Oszillators zum Erzeugen eines Ausgangssignals, das die Richtung eines Ziels in bezug auf die Antenne darstellt, ein Quadratur- oder Rechtwinkelphasendetektor, der so verbunden ist, daß er das ZF-Summensignal und das um π/2 in der Phase verschobene Ausgangssignal des Oszillators miteinander vergleicht, und einen Teiler zum Teilen des Ausgangs des Phasendetektors durch den Ausgang des Rechtwinkelphasendetektors, wobei der Ausgang des Teilers mit dem Empfänger zum Vorsehen der automatischen Verstärkungsregelung verbunden ist.

Das System enthält vorzugsweise ein Tiefpaßfilter, das zwischen den Ausgang des Rechtwinkelphasendetektors und den Teiler geschaltet ist. Die Zeitkonstante des Filters ist vorzugsweise größer als 100 ms.

Ein weiteres Problem, das bei der Verwendung des mehrzieldiskriminierenden, schmalbandigen Phasenregelkreises auftritt, ist die Veränderung in der Skalierung, die wegen des Wegfalls der normalen Summensignalseitenbänder erscheint, d. h. Seitenbänder einer festen Frequenz (Nutationsseitenbänder), die in dem breitbandigen Empfänger vorhanden sind, jedoch in dem schmalbandigen Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators im Phasenregelkreis fehlen.

Die erfinderische Lösung dieses Problems ist die Einführung von Konstantamplitudenseitenbändern zum Ausgang des Oszillator-Mehrzieldiskriminierungs-Phasenregelkreises, welche Seitenbänder dieselbe Phasenbeziehung zum Oszillatorausgangssignal haben, wie es für die Originalsummensignalseitenbänder in bezug auf ihren Träger zutrifft.

Gemäß einem dritten Aspekt der Erfindung ist ein Zielverfolgungsradarsystem vorgesehen, welches enthält: eine Antennenanordnung mit einer Anzahl von Ausgängen, eine Einrichtung zum Ableiten aus den Antennenausgängen ein Summensignal, das die Summe der Antennenausgänge darstellt, sowie ein Differenzsignal, das die Differenz der Antennenausgänge darstellt, einen Empfänger zum Verarbeiten dieser Summen- und Differenzsignale zum Erzeugen entsprechender ZF-Summen- und -Differenzsignale, eine Einrichtung zum Vergleichen des ZF-Summensignals mit dem Ausgangssignal eines ersten Oszillators in einem ersten Phasenregelkreis und zum Verwenden des resultierenden Signals zum Steuern der ersten Oszillatorfrequenz, um den ersten Oszillator zu veranlassen, daß er mit der Frequenz des ZF-Summensignals verriegelt ist, einen zweiten Phasenregelkreis mit einem zweiten Oszillator, einem Mischer, einem linearen Multiplizierer und einem Integrator, wobei der Mischer den Ausgang des ersten Oszillators mit dem Ausgang des zweiten Oszillator mischt und ein entsprechendes Ausgangssignal bereitstellt, der Multiplizierer das Ausgangssignal des Mischers mit dem ZF-Summensignal mischt und ein entsprechendes Ausgangssignal bereitstellt, das Ausgangssignal des Multiplizierers über den Integrator an den zweiten Oszillator gelegt wird, um die Schwingungsfrequenz des zweiten Oszillators zu steuern, eine Vereinigungsschaltung zum Vereinigen des Ausgangssignals des Mischers mit dem Ausgangssignal des ersten Oszillators, wobei das gebildete vereinigte Signal ein modifiziertes mehrzieldiskriminierendes ZF-Summensignal ist, und einen phasensensitiven Detektor zum Vergleichen des ZF-Differenzsignals mit dem modifizierten ZF-Summensignal zum Erzeugen eines Ausgangssignals, das die Richtung des Ziels in bezug auf die Antenne darstellt.

Die gerade beschriebene Vereinigungsschaltung kann im ersten Phasenregelkreis enthalten sein.

Bei dem obigen dritten Aspekt kann die Vereinigungsschaltung vorzugsweise ein linearer Addierer sein.

Der dritte Aspekt der Erfindung sieht auch ein Kompensationsverfahren für Seitenbänder in dem Summensignalkanal eines Empfängers in einem Flugkörperlenksystem vor, das mit einer Mehrzieldiskriminierungseinrichtung ausgerüstet ist, wobei ein relativ breitbandiges ZF-Summensignal gebildet wird, ein relativ schmalbandiges ZF-Summensignal aus dem relativ breitbandigen ZF-Summensignal gebildet wird und zu dem relativ schmalbandigen ZF-Summensignal Seitenbändersignale addiert werden, die den Seitenbändern in dem relativ breitbandigen ZF-Summensignal entsprechen.

Ein weiteres Problem, das bei einem Radarlenksystem auftritt, welches zur Kompensation von Veränderungen in der Verstärkung der Empfangskanäle von Multiplextechniken Gebrauch macht, besteht darin, daß Niederfrequenzschwebungen zwischen Harmonischen der multiplexierenden Frequenz und Vielfachen der Dopplerdifferenzfrequenz zwischen den beiden Zielen auftreten können, wenn der Mehrzieldiskriminator verwendet wird, und auch Vielfachen der Nutationsfrequenz, oder wenn gewollte Störung die gleichen Effekte einführt. Die Erfindung sieht ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Kompensieren solcher Effekte vor.

Gemäß einem vierten Aspekt der Erfindung ist vorgesehen in einem Flugkörperlenkradarsteuersystem ein Verfahren zum Kompensieren von Störungen, die hervorgerufen werden durch Niederfrequenzschwebung zwischen Harmonischen der multiplexierenden Frequenz und Vielfachen der Dopplerdifferenzfrequenz zwischen zwei oder mehreren Zielen einschließlich der Verarbeitung der Empfangssignale von zwei oder mehreren Zielen zum Erzeugen eines multiplexierten ZF-Summensignals, wobei dieses Signal mit dem multiplexierenden Signal verglichen wird, das Ergebnis des Vergleichs überwacht wird und das Ergebnis des Vergleichs verwendet wird, um die Frequenz des multiplizierenden Signals zu ändern, wenn die Niederfrequenzschwebung erfaßt wird.

Gemäß einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel des vierten Aspekts sieht die Erfindung ein Zielverfolgungsradarsystem vor, welches enthält: eine Antennenanordnung mit einer Anzahl von Ausgängen, einer Vereinigungsschaltung zum Vereinigen von Signalen der Antennenausgänge zum Erzeugen von wenigstens zwei Empfangseingangssignalen, deren relative Phasen und/oder Amplituden Information enthalten, die die Richtung eines Ziels relativ zu der Antennenanordnung charakterisieren, einen Empfänger mit zwei Kanälen, an den die Empfängereingangssignale jeweils gelegt werden, eine Modulationsschwingungsformerzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer modulierenden Schwingungsform, wobei die Vereinigungsschaltung so angeordnet ist, daß sie eine Modulation in den Empfängereingangssignalen synchron mit der modulierenden Schwingungsform so einführt, daß sich die Empfängereingangssignale periodisch in der Amplitude und Phase in bezug aufeinander in einer solchen Weise ändern, daß der Mittelwert ihrer Dfferenz wie durch einen phasensensitiven Detektor bestimmt über eine Periode der modulierenden Schwingungsform gleich Null ist, und einschließlich einer mit dem Ausgang des Empfängers verbundenen Signalerfassungseinrichtung zum Erfassen von Störausgangssignalen, die darauf zurückzuführen sind, daß Empfängerausgangssignale, die in der Frequenz um die Modulationsfrequenz voneinander beabstandet sind, Harmonische oder Subharmonische davon sind, und eine auf die Signalerfassungseinrichtung ansprechende Schalteinrichtung, die zwischen die Signalerfassungseinrichtung und die Modulationsschwingungsformerzeugungseinrichtung geschaltet ist, zum Ändern der Modulationsfrequenz.

Gemäß einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel hat der Empfänger einen Summen- und einen Differenzkanal, wobei die Signalerfassungseinrichtung mit dem Ausgang des Summenkanals über ein Tiefpaßfilter verbunden ist. Vorzugsweise enthält die Signalerfassungseinrichtung einen phasensensitiven Detektor, wobei das aus dem Summensignal des Empfängers abgeleitete gefilterte Ausgangssignal in dem phasensensitiven Detektor mit dem Ausgang des Modulationsschwingungsformgenerators zum Erzeugen eines Ausgangssignals der Signalerfassungseinrichtung verglichen wird.

Ein weiteres Problem, das bei der Verwendung des mehrzieldiskriminierenden schmalbandigen Phasenregelkreises auftritt, besteht darin, daß die schmale ZF-Bandbreite in der Größenordnung von 20 bis 30 Hz sein kann, und man hat in der Praxis gefunden, daß sich das Spektrum eines gültigen Zielechosignals bis auf 80 Hz ausdehnen kann, wenn beispielsweise das Ziel eine plötzliche hohe Seitenbeschleunigung ausführt. Dies ist auf den Verbreiterungseffekt des Winkelfluktuationsspektrums zurückzuführen. Ein Konstant-Schmalband-Phasenregelkreis hat eine verminderte Verfolgungsfähigkeit bei einem solchen Ziel, und bei Zielbeschleunigungen über einen gewissen Wert hinaus kann dies zum Verlust der Verriegelung bzw. Aufschaltung führen. Dies wiederum verursacht eine Unterbrechung der Flugkörperlenkung und kann eine große Fehldistanz oder schwache Zieldiskriminierung zur Folge haben. Es ist nicht erforderlich, die oben beschriebene Lösung zum Verbreitern der Bandbreite des Phasenregelkreises auf eine sehr große Bandbreite wie beim vollständigen Verlust eines Zielsignals anzuwenden. Die zuvor angegebene Lösung hätte im Falle von Mehrzielen sehr wahrscheinlich nur zum Ergebnis, daß sich der Flugkörper auf ein zweites Ziel einstellt, und falls für diese Einstellung keine hinreichende Zeit vorhanden ist, würde der Flugkörper möglicherweise alle Ziele verfehlen. Eine bevorzugte Lösung besteht daher darin, die Verbreiterung des Zielspektrums zu erfassen und die Bandbreite des schmalbandigen Phasenregelkreises um einen vorbestimmten kleinen Betrag zu erhöhen. Bei einem praktischen Beispiel wird die Bandbreite von 30 Hz auf 80 Hz erhöht.

Gemäß einem fünften Aspekt sieht daher die Erfindung ein Zielverfolgungsradarsystem vor, welches enthält: eine Antennenanordnung mit einer Anzahl von Ausgängen, eine Einrichtung zum Ableiten aus den Antennenausgängen ein Summensignal, das die Summe der Antennenausgänge darstellt, sowie ein Differenzsignal, das die Differenz der Antennenausgänge darstellt, einen Empfänger zum Verarbeiten dieser Summen- und Differenzsignale zum Erzeugen entsprechender ZF-Summen- und -Differenzsignale, eine Einrichtung zum Vergleichen des ZF-Summensignals mit dem Ausgangssignal eines Oszillators in einem Phasenregelkreis und zum Verwenden des sich ergebenden Signals zur Steuerung der Oszillatorfrequenz derart, daß sich der Oszillator auf die Frequenz des ZF-Summensignals verriegelt, einen phasensensitiven Detektor zum Vergleichen des ZF-Differenzsignals mit dem Ausgangssignal des Oszillators zum Erzeugen eines Ausgangssignals, das die Richtung eines Ziels relativ zur Antenne darstellt, und eine Bandbreitenänderungseinrichtung, die auf das ZF-Summensignal anspricht, zum Verändern der Bandbreite des Phasenregelkreises, wobei die Bandbreitenänderungseinrichtung enthält eine Einrichtung zum Erfassen eines verbreiterten Spektrums eines einzigen Ziels und eine Einrichtung zum Verbreitern der Bandbreite des Phasenregelkreises um einen vorbestimmten Betrag auf eine Bandbreite, die größer als das verbreiterte Spektrum ist.

Vorzugsweise ist der Phasenregelkreis ein erster Phasenregelkreis, und die Einrichtung zum Erfassen eines verbreiterten Spektrums enthält einen weiteren Phasenregelkreis, dem das ZF-Summensignal zugeführt wird. Der weitere Phasenregelkreis enthält einen weiteren phasensensitiven Detektor und einen weiteren Oszillator. Der weitere phasensensitive Detektor vergleicht das ZF-Summensignal mit dem Ausgangssignal des weiteren Oszillators. Das Ausgangssignal des weiteren phasensensitiven Detektors ist mit einem Vergleicher verbunden, um einen Vergleich mit einem Referenzvorspannwert vorzusehen. Die Bandbreite des ersten Phasenregelkreises wird um den vorbestimmten Betrag verbreitert, wenn der Vergleicherausgang einen vorbestimmten Schwellenwertpegel überschreitet.

Ein weiteres Problem, das bei der Verwendung des mehrzieldiskriminierenden schmalbandigen Phasenregelkreises auftreten kann, besteht darin, daß möglicherweise nicht alle Arten von Zielsignalen verfolgt werden können. Die erfindungsgemäße Lösung zu diesem Problem besteht darin, den mehrzieldiskriminierenden schmalbandigen Phasenregelkreis zu entriegeln, wenn ein solches Zielsignal erfaßt wird. Bis zu der Zeit, zu der eine Entscheidung über die Entriegelung des Phasenregelkreises getroffen worden ist, kann sich die Dopplerfrequenz des Ziels aus der Bandbreite der relativ breitbandigen Geschwindigkeitstorfilter innerhalb des Lenkkörperempfängers herausbewegt haben, so daß es erforderlich sein mag, die Dopplerüberstreichung wieder aufzunehmen, um das Zielsignal wieder innerhalb die Bandbreite des Empfängers zu bringen. Es ist erwünscht, das Zielsignal so schnell wie möglich wieder zu gewinnen, und deshalb sieht ein sechster Aspekt der Erfindung eine Einrichtung vor, die dazu dient, mit der Dopplerablenkung oder Dopplerüberstreichung zu beginnen, um der am besten registrierten Frequenzänderung des Ziels zu folgen.

Gemäß dem sechsten Aspekt sieht die Erfindung ein Zielverfolgungsradarsystem vor, welches enthält: eine Antennenanordnung mit einer Anzahl von Ausgängen, eine Einrichtung zum Ableiten aus den Antennenausgängen ein Summensignal, das die Summe der Antennenausgänge darstellt, sowie ein Differenzsignal, das die Differenz der Antennenausgänge darstellt, einen Empfänger zum Verarbeiten der Summen- und Differenzsignale zum Erzeugen entsprechender ZF-Summen- und -Differenzsignale, eine Einrichtung zum Vergleichen des ZF-Summensignals mit dem Ausgangssignal eines Oszillators in einem Phasenregelkreis und zum Verwenden des resultierenden Signals zur Steuerung der Oszillatorfrequenz derart, daß der Oszillator auf die Frequenz des ZF-Summensignals verriegelt wird, einen phasensensitiven Detektor zum Vergleichen des ZF-Differenzsignals mit dem Ausgangssignal des Oszillators zum Erzeugen eines Ausgangssignals, das die Richtung eines Ziels relativ zur Antenne darstellt, eine auf das ZF-Summensignal ansprechende Bandänderungseinrichtung zum Verändern der Bandbreite des Phasenregelkreises, eine auf die Änderungen in der Frequenz des Ausgangssignals des Oszillators ansprechende Diskriminatorschaltung und eine mit dem Ausgang der Diskriminatorschaltung verbundene Schaltanordnung, wobei beim Betrieb die Bandbreitenänderungseinrichtung eine Änderung auf ein Breitbandsignal zum Aktivieren eines Zielsuchablenkgenerators vorsieht und wobei die Richtung der Zunahme oder Abnahme in der Frequenz des Zielsuchablenkgenerators durch die Schaltanordnung gesteuert wird.

Die Schaltanordnung kann aufgrund einer positiven Spannung am Ausgang des Diskriminators in einen ersten Betriebszustand und aufgrund einer negativen Spannung am Ausgang des Diskriminators in einen zweiten Betriebszustand gebracht werden.

Die Änderung auf das Breitbandsignal kann wirksam sein, um einen weiteren Betrieb des Phasenregelkreises zu vermeiden.

Gemäß allgemeineren Aspekten sieht die Erfindung auch Flugkörper mit Radarlenksystemen vor, wie sie unter Bezugnahme auf den ersten, zweiten, dritten, vierten, fünften oder sechsten Aspekt der Erfindung beschrieben worden sind.

Ein Radarsystem nach der Erfindung wird im folgenden an Hand von in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispielen näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 eine Vorderansicht der Antenne des Radarsystems,

Fig. 2 ein schematisches Blockschaltbild eines zuvor erdachten Radarsystems,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Modifikation des Schmalband-Phasenregelkreises nach Fig. 2 gemäß der Erfindung, wobei Fig. 3a und Fig. 3b zugehörige Signalverläufe darstellen,

Fig. 4 die Phasenbeziehung zwischen dem phasenverschobenen Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators in der Schaltung nach Fig. 3 und zwei Zielsignalen,

Fig. 5 das Summenausgangssignal und das Ausgangssignal des Rechtwinkelphasendetektors für die Schaltung nach Fig. 3,

Fig. 6 eion Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zum Hinzufügen von ersten Seitenbändern konstanter Amplitude zum Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators des Schmalband-Phasenregelkreises nach Fig. 3,

Fig. 7 Schwingungsformen, die die verbesserte Skalierung oder Bereichsänderung des Flugkörperempfängers darstellen, und zwar bei Modifikation gemäß Fig. 6, wobei der Schmalband-Phasenregelkreis auf ein einzelnes Ziel aufgeschaltet ist,

Fig. 8 Schwingungsformen, die die verbesserte Skalierung oder Bereichsänderung des Flugkörperempfängers darstellen, und zwar bei einer Modifikation nach Fig. 6, wobei der Schmalband-Phasenregelkreis auf ein einzelnes Ziel aufgeschaltet ist,

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zum Hinzufügen von Pseudoseitenbändern zu dem spannungsgesteuerten Schmalband-Phasenregelkreis-Oszillator nach Fig. 3,

Fig. 10 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zum Beseitigen von Störungen auf der Multiplexfrequenz des Mehrzieldiskriminators (Schmalband-Phasenregelkreis),

Fig. 11 ein Blockschaltbild einer alternativen Schaltungsanordnung zum Beseitigen von Störungen auf der Multiplexfrequenz in einem Flugkörperlenksystem,

Fig. 12 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung für die automatische Steuerung der Bandbreite des Schmalband-Phasenregelkreises nach Fig. 3,

Fig. 13 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zum Entsperren oder Entriegeln des mehrzieldiskriminierenden Schmalband-Phasenregelkreises nach Fig. 3 und zum Steuern der Dopplerabtastung,

Fig. 14 einen Schwingungsverlauf der Dopplerabtastung im Zusammenhang mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 13.

Das nachfolgend beschriebene System ist Teil eines Zielsuchkopfes für einen Luftkampf-Flugkörper (air-to-air missile). Es handelt sich um ein halbaktives System, bei dem das Ziel mit Radiowellen von einer Quelle aus beleuchtet oder bestrahlt wird, die von dem Flugkörper entfernt ist, beispielsweise vom Radar eines Flugzeuges, das den Flugkörper freigesetzt hat.

Das System enthält die in Fig. 1 dargestellte Antennenanordnung 1 mit einer Gruppierung oder einem Array aus vier Antennenelementen 1a bis 1d, von denen jedes seine eigene Antennenzuführung und seinen eigenen Reflektor hat. Die Achsen der vier Elemente 1a bis 1d sind parallel zueinander ausgerichtet, so daß, wenn ein Radiosignal eines Ziels durch die Antenne empfangen wird, die von den vier Elementen gelieferten Ausgangssignale alle im wesentlichen die gleiche Amplitude, aber unterschiedliche Phase aufweisen, je nach der Richtung des Ziels gegenüber der Antenne.

Die Antennenanordnung 1 ist kardanisch aufgehängt, so daß sie mit Hilfe von Servomotoren um ihre Azimut- und Elevationsachse geschwenkt werden kann.

Fig. 2 zeigt ein Radarsystem, bei dem es sich um das bereits erdachte System handelt. Die vier Antennenausgangssignale sind mit A₁, A₂, A₃ und A₄ bezeichnet. Diese Ausgangssignale werden in einer geeigneten Vergleicherschaltung 2 miteinander addiert und voneinander subtrahiert, um drei Signale S, D_el und D_az wie folgt zu bilden:

S=(A₁+A₂+A₃+A₄)

D_el=(A₁+A₂)-(A₃+A₄)

D_az=(A₁+A₃)-(A₂+A₄)

S wird als Summensignal bezeichnet und ist gleich der Summe der Antennenausgangssignale. D_el und D_az werden als Elevations- und Azimut-Differenzsignale bezeichnet, und ihre Amplituden sind ein Maß für die Elevations- und Azimutabweichungswinkel zwischen der Achse der Antenne und dem Ziel. Wegen einer 90°-Phasenverschiebung in der Vergleicherschaltung 2 befinden sich die Signale D_el und D_az etwa in Phase mit dem Summensignal. Diese drei Signale D_el und D_az und S werden über ein umlaufendes Mikrowellengelenkstück in der Antennenanordnung 1 der folgenden Schaltungsanordnung zugeführt.

Die beiden Differenzsignale werden in einem Multiplexer 3 multiplext, der durch eine von einem Oszillator 4 gelieferte Rechteckmodulationsschwingung M gesteuert wird. Der Multiplexer 3 enthält zwei Phasenschalter 5 und 6 zur Phasenmodulation der Signale D_el und D_az. Der Phasenschalter 5 wird direkt vom Ausgang des Oszillators 4 gesteuert und erzeugt abwechselnd eine Phasenverschiebung von 0° und 180° in dem D_el-Signal, und zwar in Phase mit dem modulierenden Signal M. Der Phasenschalter 6 wird durch den Oszillator 4 über einen 90°-Phasenschieber 7 gesteuert und erzeugt abwechselnd Phasenverschiebungen von 0° und 180° in dem D_az-Signal, und zwar um einen rechten Winkel gegenüber der Modulation des D_el-Signals verschoben.

Die Ausgangssignale der Phasenschalter 5 und 6 werden in einer Hybridschaltung 8 addiert und erzeugen ein multiplexes Differenzsignal D. Es ergibt sich, daß das Signal D bei jeder vollen Schwingungsperiode des modulierenden Signals M der Reihe nach folgende Werte durchläuft:

D₁=D_el+D_az

D₂=D_el+D_az

D₃=-D_el-D_az

D₄=-D_el+D_az

Das Differenzsignal D wird zusammen mit dem Summensignal S einer Hybridschaltung 9 zugeführt, die zwei Ausgangssignale S+D und S-D erzeugt, die den beiden Kanälen eines Überlagerungsempfängers 10 zugeführt werden. Bis hierher sind alle Mikrowellen, d. h. Höchstfrequenzsignale (im Zentriermeterwellenbereich), mit Ausnahme natürlich des modulierenden Signals M, und sowohl der Vergleicher 2, die Phasenschalter 5 und 6 sowie die Hybridschaltungen 8 und 9 sind in Mikrowellenbauweise ausgebildet und können z. B. durch Bandleitungsanordnungen verwirklicht werden.

Der Empfänger 10 enthält einen ersten örtlichen Oszillator 11, dessen Ausgangssignal mit den Signalen S+D und S-D in Mischstufen 12 und 13 vereinigt wird, um sie in eine kassende erste Zwischenfrequenz (ZF) umzuwandeln. Die ZF-Signale werden über ZF-Verstärker 14 und 15 Bandpaßfiltern 16 und 17 zugeführt. Diese Filter sieben nur einen schmalen Frequenzbereich aus, der dem schmalen Bereich der Dopplerverschiebung in dem Radio- oder Hochfrequenzsignal entspricht, das von dem Ziel empfangen wird, d. h. der dem engen oder schmalen Bereich der Relativgeschwindigkeit zwischen Ziel und Antenne entspricht. Die Filter 16 und 17 können daher auch als Geschwindigkeitstore bezeichnet werden.

Die ausgebildeten Signale werden über weitere ZF- Verstärker 20 und 21 Mischstufen 24 und 25 zugeführt, in denen sie mit einem Signal eines zweiten örtlichen Oszillators 16 gemischt werden, um sie in eine geeignete zweite Zwischenfrequenz (ZF) umzuwandeln. Die zweiten ZF-Signale werden dann Verstärkungstrimm- und Phasentrimmschaltungen 27 und 28 zugeleitet und mit zweiten ZF-Verstärkern 30 und 31 verstärkt.

Die Ausgangssignale der Verstärker 30 und 31 werden in einer Summenschaltung 32 und in einer Differenzschaltung 33 verarbeitet, um ZF-Summen- und -Differenzausgangssignale S¹ und D¹ zu bilden. Es ergibt sich, daß nominell (d. h. angenommen, daß die beiden Kanäle des Empfängers 10 in bezug auf Verstärkungsgrad und Phasendifferenz gleich angepaßt sind) das ZF-Ausgangssignal S¹ der Summenschaltung 32 proportional zu dem Hochfrequenz-Summensignal S ist, während das ZF-Ausgangssignal D¹ der Differenzschaltung 33 proportional zu dem multiplexten Hochfrequenz- Differenzsignal D ist. Das Signal D¹ durchläuft daher nominell die vier Werte D₁ bis D₄ und ändert sich daher periodisch in der Phase gegenüber dem Signal S¹ in symmetrischer Weise mit einem Mittelwert gleich Null. Da jedoch ein Teil jedes der Signale S und D jeden der Empfangskanäle durchlaufen hat, äußert sich eine Fehlanpassung bezüglich der Verstärkung oder Phasendifferenz zwischen den Kanälen in den Ausgangssignalen S¹ und D¹. Wenn daher eine Fehlanpassung bezüglich der Verstärkung zwischen den Kanälen vorhanden ist, werden die Amplituden der vier Werte des Signals D¹ in verschiedenen Beträgen beeinflußt, so daß der Mittelwert des Signals D¹ nicht mehr Null ist, sondern positiv oder negativ, je nach dem Kanal, der die größere Verstärkung aufweist. Wenn eine Fehlanpassung in bezug auf die Phasendifferenz zwischen den Kanälen vorhanden ist, werden die Phasen der vier Werte des Signals D¹ in verschiedenem Maße beeinflußt, so daß der Mittelwert des Signals D¹ ebenfalls nicht länger gleich Null ist, sondern positiv oder negativ in Abhängigkeit davon, welcher Kanal die größere Phasendifferenz aufweist.

Das Signal S¹ wird einer Phasenregelschleife oder einem Phasenregelkreis 60 zugeführt, der einen phasensensitiven Detektor 61 aufweist, welcher das Ausgangssignal der Summenschaltung 32 mit dem Signal eines spannungsgesteuerten Oszillators 62 vergleicht. Das sich ergebende Signal des Phasendetektors 61 wird in einem Integrator 63 integriert und dazu benutzt, die Frequenz des Oszillators 62 zu steuern. Auf diese Weise wird die Frequenz des Oszillators 62 von der Frequenz des ZF-Signals der Summenschaltung 32 mitgenommen bzw. mit dieser Frequenz verriegelt. Das Ausgangssignal des Oszillators 62 hat daher die gleiche Frequenz wie das Ausgangssignal des Empfängers, aber eine wesentlich schmalere Bandbreite. Der Phasenregelkreis 60 hat daher die Wirkung, daß er wie ein sehr schmalbandiges Bandpaßfilter für das Empfängerausgangssignal arbeitet, wobei die Bandbreite dieses Filters von der Zeitkonstante des Integrators 63 abhängt. Dies trägt zur Mehrzieldiskriminierung bei, d. h. zur Diskriminierung oder Unterscheidung zwischen Zielen mit dicht beieinanderliegenden Frequenzen, insbesondere zwischen Zielen, die wenig voneinander beabstandet sind, und Zielen, die sich in Formation befinden.

Das Ausgangssignal des Oszillators 62 wird zum Speisen einer Diskriminatorschaltung 45 verwendet. Dieses Signal wird ebenfalls für einen Vergleich mit dem Ausgangssignal der Differenzschaltung 33 in dem phasensensitiven Detektor 34 verwendet, um ein Rückführsignal zur Steuerung der Verstärkungstrimmschaltung 27 vorzusehen. Nominell ist das mittlere Ausgangssignal des Detektors 34 gleich Null, wenn jedoch irgendeine Verstärkungsfehlanpassung vorliegt, entsteht am Ausgang des Detektors 34 eine Gleichstrom- bzw. Gleichsignalkomponente. Diese Gleichsignalkomponente wird in einem Integrator 35 gemessen und als Rückführsignal verwendet, um die Verstärkungstrimmschaltung 27 in einer solchen Weise zu steuern, daß die Verstärkung in den beiden Kanälen einander angepaßt wird und auf diese Weise das Ausgangssignal des Integrators 35 auf Null vermindert wird.

Wenn die Kanäle bezüglich der Verstärkung und Phasendifferenz angepaßt sind, ist das Ausgangssignal des Phasendetektors 34 zu der Amplitude des multiplexten Differenzsignals D proportional und enthält daher Information betreffend die beiden Differenzsignale D_el und D_az und stellt ein Ausgangssignal dar, das die Richtung eines Ziels gegenüber der Antenne repräsentiert. Um diese Information zu trennen, wird das Ausgangssignal des Phasendetektors 34 einem Demultiplexer 39 zugeführt. Dieser Demultiplexer wird gesteuert durch das Modulationssignal M des Oszillators 4, das in einer Verzögerungsschaltung 40 um einen Betrag verzögert worden ist, der gleich der Gesamtverzögerung ist, die vom Empfänger 10 eingeführt wird. Der Demultiplexer 39 enthält einen ersten phasensensitiven Detektor 41, in welchem das Ausgangssignal des Detektors 34 mit dem verzögerten Modulationssignal verglichen wird, um ein Ausgangssignal E_el zu erzeugen, das zu der Amplitude des Fehlersignals D_el proportional ist. Der Demultiplexer 39 enthält auch einen zweiten phasensensitiven Detektor 42, in welchem das Ausgangssignal des Detektors 34 mit dem verzögerten Modulationssignal verglichen wird, das in der Phase um 90° mit Hilfe einer Phasenänderungsschaltung 43 verschoben worden ist, um ein Ausgangssignal E_az zu erzeugen, das zu der Amplitude des Fehlersignals D_az proportional ist.

Die beiden Ausgangssignale E_el und E_az des Multiplexers 39 werden als Fehlersignale zur Steuerung des Betriebs von nicht dargestellten Servomotoren verwendet, die die Antennenanordnung 1 in einer solchen Weise schwenken, daß die Amplituden der Differenzsignale D_el und D_az zu Null werden. Das Ergebnis davon ist, daß die Antenne 1 veranlaßt wird, das Ziel zu verfolgen. Die Fehlersignale werden auch einem Autopiloten (nicht gezeigt) des Flugkörpers zugeführt, so daß die Bahn des Flugkörpers entsprechend korrigiert wird und der Flugkörper auf Kollisionskurs mit dem Ziel gehalten wird.

Das Signal S¹ wird einer der automatischen Verstärkungsregelung zugeordneten Detektorschaltung 44 zugeführt, die Verstärkungssteuersignale zur Steuerung der Verstärkungen der ZF-Verstärker 20, 21, 30 und 31 in einer solchen Weise erzeugt, daß das Ausgangssignal der Summenschaltung 32 auf einem konstanten Pegel gehalten wird.

Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 62 wird an eine Frequenzdiskriminatorschaltung 45 gelegt, die ein Ausgangssignal erzeugt, das der Differenz zwischen der Frequenz des ZF-Signals des Oszillators 62 und einem vorbestimmten Wert proportional ist. Dieses Ausgangssignal wird in einem Integrator 46 integriert, und das Integrationsergebnis wird verwendet, um die Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators 47 zu steuern, dessen Zweck weiter unten noch erläutert wird.

Das System ist beim Betrieb starken Vibrationen durch den Flugkörpermotor ausgesetzt. Daher besteht die Gefahr, daß der erste örtliche oder lokale Oszillator 11 stark verrauscht ist, d. h., daß er signifikante Rauschseitenbänder hat. Dies ist unerwünscht, da die Funktion des Gesamtsystems in kritischer Weise von der Qualität des Ausgangssignals des ersten lokalen Oszillators abhängt. Um diese Schwierigkeit zu überwinden, wird ein sogenannter Rückfrequenz-Phasenregelkreis 49 verwendet. Eine Rückantenne 50 ist in einer solchen Weise vorgesehen, daß sie einen gewissen Teil der Beleuchtungsstrahlung des Mutterflugzeugs - eine der Seitenkeulen der Strahlungsantenne kann man für diesen Zweck verwenden - als Referenzsignal empfängt. Dieses Referenzsignal wird mit dem Ausgangssignal des lokalen Oszillators 11 in einer Mischstufe 51 gemischt, um es in eine Zwischenfrequenz (ZF) umzuwandeln. Das resultierende ZF-Signal wird durch einen Verstärker 52 und ein Bandpaßfilter 53 geleitet. Die Verstärkung des Verstärkers 52 wird mittels einer Detektorschaltung 54 für automatische Verstärkungsregelung in einer solchen Weise gesteuert, daß das Ausgangssignal des Filters 53 auf einem konstanten Pegel gehalten wird. Das Ausgangssignal des Filters 53 wird in einem phasensensitiven Detektor 55 mit dem Ausgangssignal des Oszillators 47 verglichen, und das Ergebnis wird in einem Integrator 56 integriert und zur Steuerung der Frequenz des lokalen Oszillators 11 verwendet.

Das Ergebnis dieses Vorgangs ist, daß die Frequenz des lokalen Oszillators 11 in einer festen Beziehung mit der Frequenz des Referenzsignals verriegelt wird. Insbesondere wird die Frequenz des lokalen Oszillators auf einen Wert verriegelt, der gleich der Differenz zwischen der Referenzsignalfrequenz und der Frequenz des Oszillators 47 ist. Auf diese Weise werden die Vibrationsseitenbänder des lokalen Oszillators 11 im wesentlichen unterdrückt.

Die AVR-Detektorschaltung 54 (AVR=Automatische Verstärkungsregelung) steuert eine Triggerschaltung 57, die ihrerseits die Zeitkonstante des Integrators 56 gemäß dem Pegel des AVR-Signals steuert, um die Bandbreite des Phasenregelkreises 49 zu vermindern, wenn der Referenzsignalpegel unter einen gewissen vorbestimmten Wert abfällt. Auf diese Weise paßt sich der Phasenregelkreis 49 automatisch dem Pegel des Referenzsignals an. Wenn somit das von der Rückantenne 50 empfangene Referenzsignal stark ist, ist die Bandbreite des Phasenregelkreises 49 relativ groß, so daß sich eine bedeutende Verminderung der Stör- und Rauschseitenbänder des lokalen Oszillators 11 ergibt. Ist andererseits die Amplitude des empfangenen Referenzsignals niedrig, wird die Bandbreite des Phasenregelkreises 49 vermindert, so daß das Herausfiltern des Referenzsignals aus dem im Verstärker 52 erzeugten Rauschen unterstützt wird. Der Rauschabstand des Referenzsignals wird somit verbessert, obwohl dies auf Kosten einer Verminderung der Fähigkeit des Phasenregelkreises geschieht, die Rausch- oder Störseitenbänder des lokalen Oszillators 11 zu unterdrücken.

Bei einer abweichenden Ausführungsform kann die Bandbreite des Phasenregelkreises je nach dem Pegel des Referenzsignals kontinuierlich verändert werden, anstelle der Veränderung zwischen zwei Einzelwerten.

Wie bereits oben erwähnt, wird der spannungsgesteuerte Oszillator 47, der die Frequenz des ersten lokalen Oszillators 11 steuert, seinerseits mittels des Diskriminators 45 und des Integrators 46 durch die Frequenz des ZF-Signals vom Ausgang des Empfängers 10 gesteuert. Diese Schleife dient dazu, die Frequenz des ersten ZF- Signals (von den Mischstufen 12 und 13) im Zentrum des Durchlaßbandes der Geschwindigkeitstorfilter 16 und 17 zu halten, und zwar in der folgenden Weise. Wenn sich die relative Geschwindigkeit zwischen dem Ziel und dem Flugkörper oder dem Flugkörper und dem Mutterflugzeug geringfügig ändert, ändert sich die Dopplerfrequenz der von der Antenne 1 empfangenen Radiowellen. Dies verursacht eine Verschiebung in der Frequenz des ersten ZF-Signals weg von der Mittenfrequenz der Geschwindigkeitstore 16 und 17, was wiederum eine Verschiebung in der Frequenz des zweiten ZF-Signals am Ausgang des Empfängers verursacht. Diese Verschiebung wird vom Frequenzdiskriminator 45 erfaßt und ruft eine Veränderung in der Frequenz des Oszillators 47 hervor, und damit eine Veränderung in der Frequenz des ersten lokalen Oszillators 11. Dies wiederum erzeugt eine Änderung in der Frequenz des ersten ZF- Signals, und die Anordnung ist so getroffen, daß diese Änderung in einem solchen Sinne erfolgt, daß dieses Signal zurück zum Zentrum des Durchlaßbandes der Geschwindigkeitstore 16 und 17 gebracht wird.

Man sieht somit, daß die Wirkung dieser Schleife darin besteht, die Frequenz des ersten ZF-Signals im Zentrum oder in der Mitte des Durchlaßbandes der Geschwindigkeitstore 16 und 17 festzuhalten. Das System folgt daher der Dopplerfrequenz des Ziels. Dies gestattet es dem System, zwischen verschiedenen Zielen zu unterscheiden, und zwar auf der Grundlage der Differenzen ihrer Geschwindigkeiten, selbst wenn sie um einen Winkel voneinander getrennt sind, der für eine winkelmäßige Unterscheidung zu klein ist.

Das in Fig. 2 gezeigte System unterscheidet sich daher von üblichen Dopplerverfolgungssystemen, bei denen die Dopplerverfolgung mit Hilfe eines Oszillators durchgeführt wird, der in einer ZF-Stufe des Empfängers angeordnet ist. Bei dem System nach Fig. 2 wird die Dopplerverfolgung dadurch ermöglicht, daß ein erster lokaler Oszillator 11 benutzt wird, der es ermöglicht, die Bandpaßfilter 16 und 17 in eine frühe Stufe des Empfängers 10 einzusetzen. Dies bedeutet, daß der Hauptteil des Empfängers 10 nur mit einem kleinen Frequenzbereich zu arbeiten braucht, wodurch der Aufbau des Empfängers wesentlich vereinfacht wird.

Das Radarsystem nach Fig. 2 hat den Nachteil, daß, wenn die Phasenregelschleife oder der Phasenregelkreis 60 auf ein einziges Zielsignal aufgeschaltet ist, die Bandbreite des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 62 durch das Ausgangssignal des Integrators 63 in einer solchen Weise vermindert wird, daß nur dieses einzige Ziel innerhalb der Bandbreite ist, während alle anderen Ziele außerhalb der Breite dieses Bandes liegen. Wenn das Signal von dem erfaßten einzigen Ziel plötzlich so verschoben wird, daß es außerhalb der begrenzten Bandbreite des Phasenregelkreises 60 liegt, dann verschwindet das Eingangssignal von dem spannungsgesteuerten Oszillator 62 für den phasensensitiven Detektor 34 und der Flugkörper verliert seine Führung oder Lenkung. Um diese Schwierigkeit zu überwinden, wird der Phasenregelkreis der Fig. 2 entsprechend der Darstellung nach Fig. 3 abgewandelt.

In Fig. 3 haben die Teile 61, 62 und 63 des ursprünglichen Phasenregelkreises die gleichen Bezugszeichen, gleichermaßen wie der phasensensitive Detektor 34. Das Ausgangssignal des phasensensitiven Detektors 34 wird dann wie in Fig. 2 dazu benutzt, um die Lenkung des Flugkörpers beispielsweise über phasenempfindliche Detektoren wie 41 und 42 zu steuern. Eine variable Verstärkerschaltung 300 wird in die Phasenregelschleife oder den Phasenregelkreis zwischen dem phasensensitiven Detektor 61 und dem Integrator 63 eingeführt. Ein rechtwinkelphasensensitiver Detektor 301 ist vorgesehen, um Eingangssignale vom ZF-Summeneingang S¹ und von einem π/2-Phasenschiebernetzwerk 302 miteinander zu vergleichen, das an den Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 62 angeschlossen ist. Der Ausgang des Rechtwinkelphasendetektors 301 ist über ein Tiefpaßfilter 303 und über eine Schwellenwertschaltung 304 mit einem "Übergang zum breiten Band"-Eingang der Verstärkerschaltung 300 variabler Verstärkung verbunden. Ein komplementärer Ausgang der Schwellenwertschaltung 304 ist mit dem einen Eingang eines UND-Glieds 305 verbunden, das zwei Eingänge hat und dessen anderer Eingang ein Signal von der nicht gezeigten Zielerfassungsschaltung erhält. Die Zielerfassungsschaltung gibt ein Anzeigesignal über die Erfassung eines Ziels ab, wenn beispielsweise bei der Führung der Frequenz des Radarsystems über einen großen Bereich von Frequenzen ein hoher Rauschabstand erhalten wird. Das Ausgangssignal des UND-Glieds 305 wird an einen "Übergang zum schmalen Band"-Eingang der variablen Verstärkerschaltung 300 gelegt.

Die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung ist wie folgt: Wenn sich der Flugkörper im Flug befindet und das Radarlenksystem beim Überstreichen ist und dementsprechend Ausschau nach einem Ziel hält, d. h. vor der Erfassung eines Ziels, ist die variable Verstärkungsschaltung 300 entsprechend dem Breitbandbetrieb der Phasenregelschleife auf eine hohe Verstärkung eingestellt. Wird ein Ziel erfaßt, tritt an dem einen Eingang des UND-Glieds 305 ein Signal von der Zielerfassungsschaltung auf. Infolge der π/2-Phasenverschiebung der Schaltung 302 sind die Signale, die jetzt dem Eingang des Rechtwinkelphasendetektors 301 zugeführt werden, zueinander außer Phase, so daß dieser Detektor einen Gleichsignalpegel abgibt, der durch die Filter- und Zeitverzögerungsschaltung 303 gelangt. Dieser Gleichsignalpegel ist für ein echtes oder gültiges Zielsignal so bemessen, daß er den Schwellenwert der Schaltung 304 überschreitet und daher am "Signal vorhanden"- Ausgang der Schwellenwertschaltung 304 ein Ausgangssignal erzeugt. Dieses Signal in Verbindung mit dem Zielerfassungssignal veranlaßt, daß das UND-Glied 305 das "Übergang zum schmalen Band"-Signal für die variable Verstärkerschaltung 300 erzeugt. Dieses Signal veranlaßt, daß die variable Verstärkerschaltung 300 die Bandbreite des Phasenregelkreises einengt, so daß sich der Phasenregelkreis mit einem einzigen Zielsignal verriegelt.

Sollte dieses einzige Zielsignal verschwinden, beispielsweise dadurch, daß entweder das Ziel verschwindet oder sehr schnell seine Richtung ändert, dann ist das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators in einer beliebigen Phasenlage mit dem Eingangssignal des phasensensitiven Detektors 61 (beide Signale bestehen hauptsächlich aus Rauschen), und das Ausgangssignal des rechtwinkelphasensensitiven Detektors 301 wird gleich Null. Das "Signal vorhanden"-Ausgangssignal, das dem UND-Glied 305 zugeführt wird, verschwindet, und die variable Verstärkungsschaltung 300 erhält ein Signal zum Übergang zum Breitbandbetrieb, so daß der Phasenregelkreis in die Lage versetzt wird, innerhalb dieses breiteren Bandes nach einem weiteren Zielsignal zu suchen. Die Übergänge vom Breitband- zum Schmalbandbetrieb und vom Schmalband- zum Breitbandbetrieb werden mit unterschiedlichen Zeitspannen ausgeführt, wie es in Fig. 3a und 3b dargestellt ist. Der Übergang vom Breitband- zum Schmalbandbetrieb erstreckt sich, wie es in Fig. 3a gezeigt ist, über eine relativ lange Zeitspanne, um es der Schleife bzw. dem Phasenregelkreis zu gestatten, sich mit dem einzigen Zielsignal zu verriegeln. Die Änderung oder der Übergang vom Schmalband- zum Breitbandbetrieb, erstreckt sich hingegen, wie es aus Fig. 3b hervorgeht, über eine relativ kurze Zeitspanne und findet fast momentan statt, da nach einem Verlust des Zielsignals es unabdingbar ist, die Bandbreite so schnell wie möglich zu erhöhen, um ein weiteres Zielsignal aufzufinden, Die Schaltung, die zur Sicherstellung der richtigen Umschalt- oder Übergangscharakteristiken erforderlich ist, befindet sich innerhalb der Verstärkungsschaltung 300 veränderbarer Verstärkung.

Für Eingangssignale mit einem hohen Rauschabstand wird die Zeitverzögerung der Schaltung 303 auf beispielsweise 0,75 s erhöht, und für Eingangssignale mit einem niedrigen Rauschabstand wird die Zeitverzögerung auf 0,2 µs herabgesetzt. Dadurch wird sichergestellt, daß störende Eingangssignale die Bandbreite der Schleife nicht notwendigerweise verändern.

Wie es aus Fig. 2 hervorgeht, erhält man das Summensignal zum Phasendetektor 34 vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 62, und dieser Umstand kann im Falle von Mehrfachzielen oder Mehrzielen dazu führen, daß die Verstärkung des Empfängers nicht richtig eingestellt ist. Dies deswegen, weil der Phasenregelkreis auf die Frequenz eines der Ziele verriegelt wird und daher die spektrale Komponente im Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 62 eine größere Amplitude als die entsprechende Komponente im ursprünglichen Summenkanal hat, da die automatische Verstärkungsregelung (AVR) auf das Gesamtsummensignal einwirkt, das durch den Empfänger läuft. Die Winkelskalierung oder der Winkelbereich des gewünschten Ziels wird daher vermindert. Dies bedeutet, daß das AVR-System die Verstärkung sowohl des Summen- als auch des Differenzkanals vermindert, um das Gesamtausgangssignal aller spektraler Komponenten des Summensignals zu steuern. Daher wird die Amplitude der einzigen Komponente, die von dem Phasenregelkreis verfolgt wird, vermindert. In Fig. 3 sind zwei alternative Schaltungsanordnungen dargestellt, um dieses Problem zu überwinden.

Die erste in gestrichelten Linien eingezeichnete Möglichkeit besteht darin, das Empfänger-AVR-Signal vom Ausgang des Rechtwinkelphasendetektors 301 abzunehmen.

Die zweite Möglichkeit ist in strichpunktierten Linien dargestellt und besteht darin, das Ausgangssignal des Phasendetektors 34 durch das Ausgangssignal des Rechtwinkelphasendetektors 301 in einem Teiler- oder Dividierglied 306 zu teilen, nachdem das Ausgangssignal des Phasendetektors 34 durch ein Tiefpaßfilter 307 geschickt worden ist. Auf diese Weise wird das Winkelfehlersignal vom Differenzkanal durch einen Gleichsignalwert geteilt, der proportional zu der Komponente des Summensignals ist, die in Phase mit der spektralen Komponente im Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 62 liegt. Durch Teilung des Winkelfehlers durch diesen Gleichsignalwert wird die Skalierung oder der Bereich wieder auf den richtigen Wert zurückgeführt. Dieses Verfahren hat auch den Vorteil, daß es die niedrige Skalierung oder die Bereichsherabsetzung kompensiert, die darauf zurückzuführen ist, daß der spannungsgesteuerte Oszillator sich nicht bei dem richtigen Phasenmittelwert bezüglich des unerwünschten Zielsignals befindet, und zwar infolge der Ziehwirkung des unerwünschten Signals.

Zusätzlich zu der Gleichsignalkomponente hat der Rechtwinkelphasendetektor 301 auch eine Wechselsignalkomponente, und zwar infolge der Schwebung zwischen dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 62 und dem unerwünschten Signal.

Es wird unterstellt, daß sich zwei Ziele T1 und T2 innerhalb der Geschwindigkeitstorbandbreite befinden.

Dopplerfrequenz|= 10 fn
Dämpfung des Phasenregelkreises	= 0,7
Zielverhältnis T2/T1	= 5

Der Phasenregelkreis ist auf das kleinere Zielsignal T1 verriegelt.

Momentane automatische Verstärkungsregelung, und Verriegelung auf kein echtes oder gültiges Ziel.

Die Kurven sind für eine langsame automatische Verstärkungsregelung anders, das Grundargument bleibt aber bestehen.

Fig. 4 zeigt die Phasenlage am π/2-Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators in Abhängigkeit zu der Phasenlage von T1 und T2 (bei Abwesenheit von T2 ist der π/2-Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators in Phase mit T1). Fig. 5 zeigt die S-Hüllkurve und das Ausgangssignal des Rechtwinkelphasendetektors. Man sieht, daß ein Differenzsignal D infolge von T1 einen Gleichsignalwert am Winkelfehlerphasendetektor von etwa 1/5 · cos 42° · D/S erzeugt und einen kleinen Wechselsignalwert aufgrund des Umstands, daß der spannungsgesteuerte Oszillator eine Phasenmodulation gegenüber der T1-Phase aufweist. Ein Differenzsignal infolge von T2 erzeugt einen großen Wechselsignalwert aufgrund der Differenz in der Frequenz der Hauptlinie des spannungsgesteuerten Oszillators und eine kleine Gleichsignalgröße infolge der Phasenmodulation des spannungsgesteuerten Oszillators.

Durch die Verwendung der analogen Teilerschaltung 306 wird der von T2 herrührende Wechselsignalausgang durch den Wechselsignalwert im Ausgangssignal des Rechtwinkelphasendetektors 301 geteilt, so daß sich ein verhältnismäßig großer Gleichsignalwert ergibt. Unter den genannten Bedingungen haben die beiden Wechselsignalwerte nahezu die gleiche Phase, so daß eine große Reflektorvorspannung in Richtung auf das zweite Ziel entsteht. Wenn jedoch das Ausgangssignal des Rechtwinkelphasendetektors durch ein Tiefpaßfilter 308 ausgefiltert wird, wird das Wechselsignal gedämpft und die Phase verzögert. Würde die Verzögerung oder Nacheilung 90° betragen, dann wäre die Gleichsignalvorspannung gleich Null. Würde die Nacheilung größer als 90° sein, d. h. bei einem Mehrpolfilter, dann wäre der Reflektor (dish) von dem zweiten Ziel weggelenkt.

Die Aktion der automatischen Verstärkungsregelung des Empfängers ist ähnlich, obgleich die Wirkung unter den betrachteten Bedingungen umgekehrt verläuft. Wenn die Summensignal-S-Hüllkurve am größten ist, wird der Verstärkungsgrad des Differenzkanals vermindert, wenn man eine schnelle automatische Verstärkungsregelung annimmt, jedoch ist das Phasenregelkreissignal S′ konstant, so daß die Skalierung oder der Bereich vermindert wird und in ähnlicher Weise ist der Verstärkungsgrad verringert, wenn die Summensignal-S-Hüllkurve niedrig ist. Dies bewirkt, daß bei der Wechselsignalschwebung, die davon herrührt, daß ein Differenzsignal D in Phase mit der Komponente S bei W2 ist, die positiven Spitzen, entsprechend T2 in Phase mit dem spannungsgesteuerten Oszillator, vermindert werden und daß die negativen Spitzen erhöht werden, so daß sich ein negatives Ausgangssignal ergibt, während T2 allein eine positive Skalierung (D und S in Phase) ergeben hätte, so daß der Reflektor von T2 wegbewegt wird. Die Wirkung einer langsamen automatischen Verstärkungsregelung besteht darin, daß die Phase der Sinusschwingung für die automatische Verstärkungsregelung um 90° verzögert wird, so daß sich eine positive Vorspannung ergibt, d. h. in Richtung auf T2, da die ungefilterte S-Hüllkurve der Schwebung des Winkelphasendetektors um 42° vorauseilt. Unter den angegebenen Bedingungen ist die Wirkung der automatischen Verstärkungsregelung wesentlich kleiner als die Wirkung der analogen Teilerschaltung, die auf die relative Amplitude des Wechselsignalwerts zurückzuführen ist, jedoch braucht dies nicht stets der Fall zu sein.

Das Filter für das Ausgangssignal des Rechtwinkelphasendetektors sollte nicht eine Zeitkonstante haben, die wesentlich größer als 100 ms ist, damit der Empfänger seine Fähigkeit behält, auf Änderungen in der relativen Zielamplitude anzusprechen.

Eine weitere Abänderung der Schaltung der Fig. 2, die benutzt werden kann, um die Änderung in der Skalierung oder im Bereich zu vermindern, die auftritt, wenn der Mehrfach- oder Mehrzieldiskriminator (MZD) oder der Schmalband-Phasenregelkreis in Betrieb ist, ist in Fig. 6 dargestellt. Hier werden Seitenbänder mit konstanter Amplitude dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators des Mehrzieldiskriminators (MZD) hinzugefügt, welche die gleiche Phasenbeziehung zum Ausgangssignal des MZD haben wie die ursprünglichen Summensignalseitenbänder zu ihrem Träger haben. Dies ergibt einen Bereich von 1,15 bis 0,9 für einen trägerverriegelten MZD und von 1,02 bis 0,64 für einen mit dem ersten Seitenband verriegelten MZD im Vergleich mit 1,0 bis 0,0 und 0,0 bis 0,64 für den MZD allein.

Das Blockschaltbild ist in Fig. 6 dargestellt, auf die jetzt Bezug genommen wird. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 6 erzeugt ein modifiziertes Mehrzieldiskriminatorsummensignal, das anstelle des Ausgangssignals benutzt wird, welches von dem spannungsgesteuerten Oszillator 62 geliefert wird. Teile, die gleiche oder ähnliche Funktionen ausüben, wie diejenigen der Fig. 3, haben die gleichen Bezugszeichen.

Eine Gegentaktmischstufe 600 erzeugt das erste obere und untere Seitenband dadurch, daß das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten MZD-Oszillators mit dem Ausgangssignal eines zweiten spannungsgesteuerten Oszillators 601 bei der Nutationsfrequenz gemischt wird. Dieser spannungsgesteuerte Oszillator wird von dem ersten oberen und unteren Seitenband des Summensignals mitgenommen durch den zweiten Phasenregelkreis, der eine Mischstufe 600, einen spannungsgesteuerten Oszillator 601, einen Integrator 602 und ein lineares Multiplizierglied 603 enthält. Ein Teil des Ausgangssignals der Gegentaktmischstufe 600 wird dem Ausgangssignal des Oszillators 62 hinzugefügt, und zwar in einer Vereinigungsschaltung 604, um ein zusammengesetztes ZF-Summensignal (modifiziertes Mehrfachzieldiskriminator-Summensignal) zu erzeugen mit ersten oberen und unteren Pseudoseitenbändern, die eine konstante Amplitude haben.

Da der durch die Nutationsspannung gesteuerte Oszillator 601 den Summensignaländerungen nicht zu folgen braucht, kann seine Bandbreite kleingemacht werden, so daß sie die Seitenbänder von anderen Zielsummensignalen zurückweist.

Bisher wurde angenommen, daß der Mehrzieldiskriminator (MZD) mit dem spannungsgesteuerten Oszillator 62 von der Hauptlinie des Summensignals mitgenommen wird, er kann aber auch leicht von einem Seitenband mitgenommen werden, und in diesem Fall erzeugt das Ausgangssignal des Gegentaktmischers 600 Linien zu beiden Seiten des Seitenbandes. Eine Analyse des Verfahrens ergibt folgendes.

Es sei angenommen, daß das Eingangssignal die Form hat:

A sin [(w-p) t+ψ] + sin (wt) + B sin [(w+p) t + γ]

Das Ausgangssignal des durch eine 500 kHz-Spannung gesteuerten Oszillators ist dann:

cos (wt),

und das Ausgangssignal des durch eine 64 Hz-Spannung gesteuerten Oszillators ist:

cos [pt + Φ].

Das Ausgangssignal der Gegentaktmischstufe ist:

1/2 {cos [(w-p) t-Φ] + cos [(w+p) t + Φ]}.

Das Ausgangssignal des phasensensitiven Detektors des Nutationsphasenregelkreises in Gleichsignalwerten ist:

1/4 {A sin [ψ+Φ] + B sin [γ-Φ]},

welche Gleichsignalwerte gleich Null sein müssen. Daher:

Das Ausgangssignal der Gegentaktmischstufe ist dann:

cos [pt + Φ] cos (wt) = 1/2 {cos [(w-p) t - Φ] + cos [(w+p) t + Φ]}.

Die neue Summe des Mehrzieldiskriminators MZD ist dann:

K cos [(w-p) t - Φ] + cos (wt) + K cos [(w+p) t + Φ] (2)

Der phasensensitive Hauptdetektor des Empfängers muß dann in ein Multiplizierglied geändert werden, da eine Begrenzung entweder des Eingangssignals oder des neuen Mehrzieldiskriminatorsignals die Seitenbänder unterdrückt. (Diese Feststellung geht davon aus, daß die Nutationsmodulation entweder Null oder π rad ist).

Das neue Summensignal muß wie zuvor phasenverschoben werden, bevor es multipliziert wird mit dem Differenzsignal:

2 E {A sin [(w-p) t + ψ] + C sin (wt) + B sin [(w+p) t - γ]}

Das resultierende Ausgangssignal ist:

E {AK cos (w-Φ) + C + BK cos (w-Φ)} (3)

Wenn der MZD-Phasenregelkreis auf ein einziges Ziel festgelegt oder verriegelt ist, gilt für das Differenzsignal unter der Annahme, daß die Nutationsmodulation zwischen Null und π umgeschaltet wird:

wobei
Φ der Winkel ist, über den die Nutationsphase gleich Null ist,
δ der Phasenwinkel der Nutationsschwingung ist,
m die Zahl der Nutationsharmonischen ist.

Aus der Gleichung (3) ergibt sich ein Empfängerausgangssignal von:

Aus der Gleichung (1) ergibt sich:

Φ = -δ.

Auch die Phasenlage des spannungsgesteuerten MZD-Oszillators 62 ändert sich um π rad, wenn sich der Summenträger um π rad ändert. Dies bewirkt, daß der nutationsspannungsgesteuerte Oszillator 601 sich um π rad ändert, um mit dem ersten oberen und unteren Seitenband in Tritt oder verriegelt zu bleiben, und dies ergibt keine Phasenänderung der Pseudoseitenbänder, obwohl eine vorübergehende Phasenverschiebung auftritt, wenn der nutationsspannungsgesteuerte Oszillator seine Phase ändert.

Hierdurch ergibt sich ein Empfängerausgangssignal von:

In Fig. 7 ist der Empfangsbereich in Abhängigkeit von Φ für K = 1/ aufgetragen.

Wenn der MZD-Phasenregelkreis mit einem ersten Seitenband in Tritt oder verriegelt ist, ergibt sich:

Aus Gleichung (1) folgt:

Φ = -δ.

In diesem Falle ändert sich die Phasenlage dieses spannungsgesteuerten MZD-Oszillators 62 nicht. Da jedoch beide Linien zu beiden Seiten der Linie, mit der der Mehrzieldiskriminator MZD verriegelt ist, ihre Phasenlage um π Grad ändern, ergibt sich als Ausgangssignal des Empfängers:

In Fig. 8 ist der Empfangsbereich aufgetragen über Φ für K = 1/.

Die Nutationsphasenmodulation wurde zum Umschalten zwischen Null und π rad benutzt. Dies ergibt gleiche Amplitudenseitenbänder zu beiden Seiten des Trägers mit gleichen und entgegengesetzten Phasenwinkeln. Wenn die Amplitude der beiden Linien zu beiden Seiten des spannungsgesteuerten MZD-Oszillators 62 nicht gleich sind, sondern gleiche und entgegengesetzte Phasenwinkel haben, dann haben die Pseudoseitenbänder die richtigen Phasenwinkel zur Demodulation des Differenzsignals (d. h. der Mehrzieldiskriminator ist mit dem ersten Seitenband verriegelt), und eine Verbesserung wird erzielt; wenn jedoch diese beiden Linien gleiche Amplitude und Phasenwinkel haben, dann sind die Pseudoseitenbänder um π/2 rad verschieden von dem obigen Ergebnis, und es wird keine Verbesserung erzielt.

Wenn die Nutationsmodulation nicht dem entspricht, was angenommen worden war, dann ist generell die Verbesserung in der Skalierung oder im Bereich weniger günstig als die gezeigte, sie sollte aber nicht schlechter sein als für den Mehrzieldiskriminator MZD allein. Der Bereich des spannungsgesteuerten Oszillators 601 sollte so klein wie möglich sein, und bei einem typischen Beispiel wird ein Bereich von 61 bis 67 Hz gewählt, um den möglichen Nutationsfrequenzbereich zu überstreichen. Hierdurch wird es ermöglicht, daß die Schleife schnell in Tritt fällt oder verriegelt wird, und zwar mit einer hinreichend kleinen Bandbreite, um andere Ziellinien von Mehrfachzielen zurückzuweisen. Da es erforderlich ist, die beiden Nutationslinien zu beiden Seiten der mit dem Mehrzieldiskriminator verriegelten Linie zu verfolgen, ist ein sinusförmiges Ausgangssignal erwünscht, um zu vermeiden, daß andere Nutations- oder Ziellinien den Phasenwinkel des spannungsgesteuerten Oszillators beeinflussen. Wenn Pseudoseitenbänder dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten MZD-Oszillators 62 innerhalb des MZD-Phasenregelkreises hinzugefügt werden, wird die Änderung der Eigenfrequenz und die Dämpfung mit dem Nutationsnutzverhältnis vermindert, so daß sich eine Verminderung der Zahl ergibt, wie oft der MZD sich mit anderen Zielsummensignalen verriegelt, die Frequenzlinien zwischen der verriegelten oder Mitnahmesummenlinie und den Linien zu beiden Seiten dieser Linie aufweisen. In Fig. 9 ist das Blockschaltbild eines solchen Systems dargestellt. Während des Verriegelungs- oder Einfangvorgangs kann es wünschenswert sein, die Pseudoseitenbänder am spannungsgesteuerten MZD-Oszillator auszuschalten.

Eine Verbesserung in den Skalierungs- oder Bereichsänderungen mit dem Nutationsnutzungsverhältnis kann man somit dadurch erreichen, daß eine zweite Phasenregelschleife oder ein zweiter Phasenregelkreis bei der Nutationsfrequenz zusammen mit einer Gegentaktmischstufe hinzugefügt wird. Unter der Annahme, daß die Nutationsmodulation die Phase des Signals zwischen Null und π rad umschaltet, ergibt sich für die Veränderung in der Skalierung mit diesem System bei einem K-Wert von 1/ folgendes: 1,15 bis 0,9 bei Verriegelung des MZD mit dem Träger und 1,02 bis 0,64 bei Verriegelung des MZD mit dem ersten Seitenband. Ohne dieses System würden die Werte 1,0 bis 0,0 und 0 bis 0,64 betragen, und wenn die beste Skalierungsänderung erzielt wird, indem man die beste MZD-Verriegelungsbedingung einhält, d. h. Verriegelung mit dem Träger oder den ersten Seitenbändern, 1,0 bis 0,54.

Die Pseudoseitenbänder kann man, wie beschrieben, dem spannungsgesteuerten MZD-Oszillator innerhalb des MZD-Phasenregelkreises hinzufügen, und zwar mit dem Ergebnis einer Verminderung in der Änderung der Schleifenbandbreite mit dem Nutationsnutzungsverhältnis und einer möglichen Verminderung in der Anzahl der Übergänge der Zielverfolgung bei einer Mehrzielsituation.

Eine weitere Schwierigkeit, die bei dem System nach Fig. 2 auftreten kann, besteht darin, daß niederfrequente Schwebungen zwischen Harmonischen der Multiplexfrequenz und Vielfachen der Dopplerdifferenzfrequenz zwischen zwei Zielen und auch Vielfachen der Nutationsfrequenz in Erscheinung treten können. Die resultierenden niederfrequenten Störungen verursachen eine störende Beschleunigungsanforderung und vermindern die Leistungsfähigkeit des multiplexierten Empfängers. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 10 dient dazu, die niederfrequenten Schwebungen zu erfassen und die Multiplexfrequenz so umzuschalten, daß Koinzidenz mit der Dopplerdifferenz- und Nutationsfrequenz vermieden wird.

In Fig. 10 sind Teile, die gleiche oder ähnliche Funktionen wie diejenigen der Fig. 2 und 3 haben, mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Das Ausgangssignal des quadraturphasensensitiven oder rechtwinkelphasensensitiven Detektors (Q.PH.D.) 301 des Mehrzieldiskriminators, welcher Detektor Frequenzkomponenten hat, die gleich der Dopplerdifferenz und Nutation, sofern vorhanden, sind, wird über ein Filter 1002 einem weiteren phasensensitiven Detektor 1001 zugeführt, an dessen anderen Eingang das Multiplexschwingungssignal gelegt ist. Wenn Vielfache dieser Signalfrequenzen sich einer Koinzidenz nähern, dann durchläuft die niederfrequente Störung ein Filter 1003 und schaltet die Multiplexfrequenz von beispielsweise 40 Hz auf 35 Hz oder 45 Hz um, um eine Koinzidenz zu vermeiden. Durch die Umschaltung wird der Filterausgang für eine kurze Zeit geerdet, nachdem die bistabile Stufe ihren Zustand geändert hat, um zu verhindern, daß ein Überschwingen der Störungsumschaltung die Multiplexfrequenz zurück in die Koinzidenz bringt.

Als Alternative für die Anordnung nach Fig. 10 ist es auch möglich, das erfaßte Summeneingangssignal als Eingangssignal zum phasensensitiven Detektor 101 zwecks Vergleich mit dem Multiplexsignal zu verwenden, wie es in Fig. 11 dargestellt ist. Das Ausgangssignal des AVR-Detektors 44 (vgl. Fig. 2), dem das Empfängersummensignal direkt zugeführt wird, ist ausgangsseitig mit dem Filter 1002 verbunden. Ein Schwellenwertdetektor 1004 ist mit dem Ausgang des Filters 1003 verbunden, so daß die Multiplexfrequenz nur dann geändert wird, wenn das Ausgangssignal des Filters den Schwellenwert übersteigt.

Die Schaltungsanordnung zur Änderung der Multiplexfrequenz kann in ein Lenksystem für Flugkörper mit oder ohne Mehrzieldiskriminator MZD eingebaut sein. Wenn eine MZD-Möglichkeit vorhanden ist, wie beispielsweise der Schmalband-Phasenregelkreis 60, kann das Multiplexfrequenzänderungssystem mit oder ohne Berücksichtigung der Maßnahme zur Veränderung des Verstärkungsgrades ausgeführt sein, die eine Verbreiterung der Bandbreite des Schmalband-Phasenregelkreises ermöglicht.

Eine weitere Schwierigkeit, die bei der Verwendung des Schmalband-Phasenregelkreises bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 eintreten kann, ist, daß die schmale Bandbreite in der Größenordnung von 20 bis 30 Hz liegt. Man hat gefunden, daß das Spektrum eines Zielechos sich bis auf 80 Hz verbreitern kann, wenn das Ziel plötzlich eine hohe seitliche Beschleunigung erfährt (infolge einer Frequenzbanderweiterung durch Winkelfluktuation). Ein schmalbandiger Phasenregelkreis mit konstanter Bandbreite neigt dazu, daß bei einem solchen Ziel die Verfolgungsfähigkeit vermindert ist, und bei einer Beschleunigung über einen bestimmten Wert kann dies zu einem Verlust der Mitnahme, Verriegelung bzw. Aufschaltung führen. Dies bewirkt unter Umständen eine Unterbrechung der Lenkung und kann zu einer großen Fehlabweichung oder schlechten Zieldiskrimination führen. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 12 stellt die Erweiterung des Zielspektrumechos fest und verbreitert die Bandbreite des Schmalband-Phasenregelkreises in geeigneter Weise für die Dauer des transienten Zustands, so daß ein Mitnahme- oder Verriegelungsverlust vermieden wird.

In Fig. 12 sind diejenigen Teile der Schaltungsanordnung, die gleiche oder ähnliche Funktionen haben wie diejenigen der Fig. 2 und 3, mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Das Summensignal wird dem Schmalband-Phasenregelkreis über phasensensitive Detektoren 61 und 301 zugeführt und gelangt auch zu einer weiteren adaptiven Phasenregelschleife. Diese adaptive Phasenregelschleife oder dieser adaptive Phasenregelkreis enthält einen phasensensitiven Detektor 1200, eine Verstärkungsschaltung 1201 veränderbarer Verstärkung, einen Schleifenintegrator 1202 und einen spannungsgesteuerten Oszillator 1203. Das Summensignal wird auch einem quadraturphasenempfindlichen oder rechtwinkelphasenempfindlichen Detektor 1204 zugeführt, an dessen anderen Eingang das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 1203 gelegt ist, nachdem dieses Signal in einem Phasenschieber 1205 in der Phase um π/2 verschoben worden ist. Der Gleichsignalausgangswert des phasensensitiven Detektors 1204 wird in einem Vergleicher 1206 mit einem festen Referenzvorspannwert verglichen. Das Ausgangssignal des Vergleichers 1206 wird dazu verwendet, um die Verstärkung der variablen Verstärkerschaltung 1201 zu steuern und wird auch als Steuereingangssignal einer bistabilen Schwellenwertschaltung 1207 zugeführt. Das Ausgangssignal der bistabilen Schwellenwertschaltung 1207 steuert die Bandbreite des Schmalband-Phasenregelkreises durch Steuerung der Verstärkung der variablen Verstärkerschaltung 300.

Während des Betriebs paßt der adaptive Phasenregelkreis seine Bandbreite im Verhältnis zur Eingangssignalspektrumbreite dadurch an, daß der Ausgangspegel des Vergleichers 1206 und damit die Verstärkung der variablen Verstärkerschaltung 1201 geändert wird. Wenn das Signal am Ausgang des Vergleichers einen gegebenen Schwellenwert überschreitet, der von der stabilen Schwellenwertschaltung 1207 05786 00070 552 001000280000000200012000285910567500040 0002003943459 00004 05667eingestellt ist, wird das bistabile Element gesetzt und das gesetzte Ausgangssignal des bistabilen Elements ändert die Verstärkung der veränderbaren Verstärkerschaltung 300 um einen vorbestimmten Betrag. Dieser vorbestimmte Betrag erweitert die Bandbreite des Schmalband-Phasenregelkreises um einen Betrag, der ausreicht, damit das Spektrum des Zielsignal umschlossen wird. Bei dem obigen Beispiel wird die Bandbreite von 30 auf 80 Hz verbreitert.

Eine weitere Schwierigkeit, die bei der Verwendung eines MZD-Phasenregelkreises auftreten kann, besteht darin, daß die Schaltungsanordnung nicht in der Lage sein kann, alle Arten von Zielsignalen zu verfolgen. Die Lösung dieser Schwierigkeit gemäß der Erfindung ist, den MZD-Schmalband-Phasenregelkreis auszusperren und die Dopplerabtastung oder Dopplerüberstreichung (die natürlich normalerweise nach der Erfassung des Ziels und dem Betrieb des Schmalband-Phasenregelkreises abgebrochen worden ist) mit der richtigen Frequenz und in der erforderlichen Richtung der Frequenzerhöhung oder -abnahme wieder aufzunehmen.

In Fig. 13 sind die Teile des Empfängers der Fig. 3 und Fig. 2, die die gleichen oder ähnlichen Funktionen ausüben, mit den gleichen Bezugszeichen versehen. In Fig. 2 und 13 wird daher das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 62 über einen Diskriminator 45 einem Integrator 46 zugeführt. Eine Schaltanordnung oder ein Schaltkreis 1300 ist an den Ausgang des Diskriminators angeschlossen, und der Ausgang des Schaltkreises 1300 isit mit einem ersten Steuereingang eines Abtast- oder Ablenkgenerators 1301 verbunden, dessen Ausgangssignal dazu benutzt wird, den spannungsgesteuerten Oszillator 47 zu steuern. Ein weiterer Steuereingang zum Ablenkgenerator 1301 wird durch das "Übergang zu Breitband"-Ausgangssignal der Schwellenwertschaltung 304 (Fig. 3) gebildet, welches Ausgangssignal auch dazu verwendet wird, um eine Sperre oder ein Latch 1302 zu setzen, dessen Ausgangssignal wiederum dazu dient, ein UND-Glied 305 zu sperren, um einen weiteren Übergang zum Schmalband zu verhindern.

Die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 13 wird unter Bezugnahme auf Fig. 14 wie folgt erläutert.

Die Flugkörperempfängerschaltung beginnt nach ihrer Aktivierung (gewöhnlich nach Ablauf einer gewissen Zeit nach dem Freisetzen) mit einer Dopplerabtastung für das Ziel.

In Fig. 14 ist ein gewisser Zeitablauf während der Zeit 0 bis t₁ dargestellt, und die Dopplerabtastung beginnt somit im Zeitpunkt t₁. Es wird unterstellt, daß das Ziel durch die Empfängerschaltung zu einem Zeitpunkt t₂ erfaßt wird, zu welchem Zeitpunkt die Dopplerabtastung bei der Zielfrequenz angehalten wird. Der normale Verlauf der Dopplerabtastung ist in gestrichelten Linien dargestellt, wobei die Zwischenfrequenz ZF des Empfängers über einen Frequenzbereich verändert wird und, wenn kein Ziel aufgefunden wird, die Abtastung von neuem bei der Anfangsfrequenz begonnen wird.

Das Ziel wird nun vom Zeitpunkt t₂ bis zu einem Zeitpunkt t₃ erfolgreich weiterverfolgt, wobei während dieser Zeitperiode der MZD-Schmalband-Phasenregelkreis aktiviert ist. Es wird unterstellt, daß der Schmalband-Phasenregelkreis zum Zeitpunkt t₃ das Ziel verliert. Ferner wird unterstellt, daß das Ziel eine Frequenzänderung in Richtung zunehmender Frequenzen erfahren hat. Die Dopplerabtastung wird daher in dieser Richtung zum Zeitpunkt t₃ oder kurz danach wieder aufgenommen, und es wird mit zunehmender Frequenz zwischen dem Zeitpunkt t₃ und einem Zeitpunkt t₄ abgetastet, bis beim Zeitpunkt t₄ die Empfängerschaltungsanordnung das Ziel wieder erfaßt hat.

Die Richtung, in der die Dopplerabtastung wieder aufgenommen wird, wird durch den Schalter 1300 wie folgt ermittelt:

Wenn das Ziel das schmale Band des Schmalband-Phasenregelkreises verläßt, dann versucht der Diskriminator 45 die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 47 (vgl. Fig. 2) zu ändern, um diese Bewegung zu kompensieren. Der Diskriminator 45 erzeugt daher an seinem Ausgang entweder eine maximale positive oder eine maximale negative Spannung, je nach der Richtung der Frequenzbewegung des Zielsignals, und dieser Umstand wird durch den Schalter 1300 erfaßt, der dann in eine Lage geschaltet wird, die die Richtung anzeigt, in der die Frequenz des Zieles sich in dem Augenblick bewegte, als der Schmalband-Phasenregelkreis das Ziel verloren hat. Das Ausgangssignal des Schalters 1300 wird dann dazu benutzt, um ein die Richtung der Abtastung betreffendes Steuersignal an den Abtast- oder Ablenkgenerator 1301 zu geben, worauf der Abtastgenerator durch das "Übergang zum Breitband"-Signal von der Schwellenwertschaltung 304 aktiviert wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird das "Übergang zum Breitband"-Signal dazu benutzt, um das Latch 1302 zu setzen, das dem UND-Glied 505 (Fig. 3) ein Sperrsignal zuführt, um den anschließenden Betrieb des Schmalband-Phasenregelkreises zu verhindern. Der Flugkörper wird daher das Ziel weiterverfolgen und dabei die relativ größere Bandbreite benutzen, die durch die Geschwindigkeitstorfilter 16 und 17 (Fig. 2) gegeben ist.

Claims (26)

1. Zielverfolgungsradarsystem enthaltend eine Antennenanordnung (1) mit einer Anzahl von Ausgängen, eine Einrichtung (2, 3) zum Ableiten eines die Summe der Antennenausgänge darstellenden Summensignals (S) sowie eines die Differenz der Antennenausgänge darstellenden Differenzsignals (D) aus den Antennenausgängen, einen Empfänger (10) zum Verarbeiten der Summen- und Differenzsignale zum Gewinnen entsprechender ZF-Summen- und Differenzsignale (S¹, D¹), eine Einrichtung (61) zum Vergleichen des ZF-Summensignals (S¹) mit dem Ausgangssignal eines Oszillators (62) in einer Phasenregelschleife (60) und zum Verwenden (63) des resultierenden Signals zur Steuerung der Oszillatorfrequenz derart, daß der Oszillator (62) veranlaßt wird, sich mit der Frequenz des ZF-Summensignals (S¹) zu verriegeln, einen phasensensitiven Detektor (34) zum Vergleichen des ZF-Differenzsignals (D¹) mit dem Ausgangssignal des Oszillators (62) zum Gewinnen eines Ausgangssignals, das die Richtung eines Ziels in bezug auf die Antenne darstellt, und eine auf das ZF-Summensignal ansprechende Bandänderungseinrichtung (300 bis 305) zum Ändern der Bandbreite der Phasenregelschleife (600).

2. Zielverfolgungsradarsystem nach Anspruch 1, bei dem die Bandbreitenänderungseinrichtung eine eine variable Verstärkung aufweisende Verstärkerschaltung (300) in der Phasenregelschleife enthält.

3. Zielverfolgungsradarsystem nach Anspruch 2, bei dem die Bandbreitenänderungseinrichtung enthält: einen quadratur(rechtwinkel)phasensensitiven Detektor (301) zum Vergleichen des um π/2 phasenverschobenen (302) Ausgangssignals des Oszillators (62) und des ZF-Summensignals (S¹), eine an den Ausgang des quadraturphasensensitiven Detektors (301) angeschlossene Filter- und Zeitverzögerungsschaltung (303) und einen an den Ausgang der Filter- und Zeitverzögerungsschaltung angeschlossenen Schwellenwertdetektor (304) zum Erzeugen eines ersten Ausgangssignals zum Verändern der Verstärkung der variablen Verstärkerschaltung (300) zur Herabsetzung der Bandbreite der Phasenregelschleife.

4. Zielverfolgungsradarsystem nach Anspruch 3, bei dem der Schwellenwertdetektor (304) zum Erzeugen eines zweiten Ausgangssignals zur Heraufsetzung der Bandbreite der Phasenregelschleife (60) betreibbar ist.

5. Zielverfolgungsradarsystem nach Anspruch 3 oder Anspruch 4, bei dem das erste Ausgangssignal des Schwellenwertdetektors (304) mit einem Signal vereinigt wird, das die Erfassung eines gültigen Ziels anzeigt, wobei beide Signale erforderlich sind, bevor die Bandbreite der Phasenregelschleife (60) herabgesetzt wird.

6. Zielverfolgungsradarsystem nach irgendeinem der Ansprüche 2 bis 5, bei dem die variable Verstärkerschaltung (300) eine erste Umschaltsteuereinrichtung zum Steuern der Herabsetzung der Bandbreite der Phasenregelschleife (60) allmählich über einen vorbestimmten Zeitraum enthält.

7. Zielverfolgungsradarsystem nach Anspruch 6, bei dem das Zielerfassungssignal und das erste Ausgangssignal des Schwellenwertdetektors für den gesamten vorbestimmten Zeitraum vorhanden sind.

8. Zielverfolgungsradarsystem nach Anspruch 6 oder Anspruch 7, bei dem die variable Verstärkerschaltung (3) eine zweite Umschaltsteuereinrichtung zum Steuern der Heraufsetzung der Bandbreite der Phasenregelschleife auf schnellere Weise über einen Zeitraum enthält, der im Vergleich zu dem vorbestimmten Zeitraum relativ kurz ist.

9. Zielverfolgungsradarsystem, enthaltend eine Antennenanordnung (1) mit einer Anzahl von Ausgängen, eine Einrichtung (2, 3) zum Ableiten eines die Summe der Antennenausgänge darstellenden Summensignals (S) sowie eines die Differenz der Antennenausgänge darstellenden Differenzsignals (D) aus den Antennenausgängen, einen Empfänger (10) zum Verarbeiten der Summen- und Differenzsignale zum Gewinnen entsprechender ZF-Summen- und -Differenzsignale (S¹, D¹), eine Einrichtung (61) zum Vergleichen des ZF-Summensignals (S¹) mit dem Ausgangssignal eines Oszillators (62) in einer Phasenregelschleife (60) und zum Verwenden (63) des resultierenden Signals zum Steuern der Oszillatorfrequenz derart, daß der Oszillator (62) die Neigung hat, sich mit der Frequenz des ZF-Summensignals (S¹) zu verriegeln, einen phasensensitiven Detektor (34) zum Vergleichen des ZF-Differenzsignals (D¹) mit dem Ausgangssignal des Oszillators (62) zum Erzeugen eines Ausgangssignals, das die Richtung des Ziels in bezug auf die Antenne darstellt, und einen quadratur(rechtwinkel)phasensensitiven Detektor (301) zum Vergleichen des ZF-Summensignals und des um π/2 phasenverschobenen (302) Ausgangssignal des Oszillators (62), wobei der Ausgang des quadraturphasensensitiven Detektors (301) zum Vorsehen einer automatischen Verstärkungsregelung mit dem Empfänger (10) verbunden ist.

10. Zielverfolgungsradarsystem, enthaltend eine Antennenanordnung (1) mit einer Anzahl von Ausgängen, eine Einrichtung (2, 3) zum Ableiten eines die Summe der Antennenausgänge darstellenden Summensignals (S) und eines die Differenz der Antennenausgänge darstellenden Differenzsignals (D) aus den Antennenausgängen, einen Empfänger (10) zum Verarbeiten der Summen- und Differenzsignale zum Gewinnen entsprechender ZF-Summen- und -Differenzsignale (S¹, D¹), eine Einrichtung (61) zum Vergleichen des ZF-Summensignals (S¹) mit dem Ausgangssignal eines Oszillators (62) in einer Phasenregelschleife (60) und zum Verwenden des resultierenden Signals zur Steuerung der Oszillatorfrequenz derart, daß der Oszillator (62) veranlaßt wird, sich mit der Frequenz des ZF-Summensignals (S¹) zu verriegeln, einen phasensensitiven Detektor (34) zum Vergleichen des ZF-Frequenzdifferenzsignals (D¹) mit dem Ausgangssignal des Oszillators (62) zum Erzeugen eines Ausgangssignals, das die Richtung eines Ziels in bezug auf die Antenne darstellt, einen quadratur(rechtwinkel)phasensensitiven Detektor (301) zum Vergleichen des ZF-Summensignals und des um π/2 phasenverschoben (302) Ausgangssignals des Oszillators (62) und ein Dividierglied (306) zum Dividieren des Ausgangssignals des phasensensitiven Detektors (34) durch das Ausgangssignal des quadraturphasensensitiven Detektors (301), wobei der Ausgang des Dividierglieds (306) mit dem Empfänger zum Vorsehen einer automatischen Verstärkungsregelung verbunden ist.

11. Zielverfolgungsradarsystem nach Anspruch 10, enthaltend ein Tiefpaßfilter (308), das zwischen den Ausgang des quadraturphasensensitiven Detektors und das Dividierglied geschaltet ist.

12. Zielverfolgungsradarsystem nach Anspruch 11, bei dem die Zeitkonstante des Tiefpaßfilters (308) größer als 100 ms ist.

13. Zielverfolgungsradarsystem, enthaltend eine Antennenanordnung (1) mit einer Vielzahl von Ausgängen, eine Einrichtung (2, 3) zum Ableiten eines die Summe der Antennenausgänge darstellenden Summensignals (S) und eines die Differenz der Antennenausgänge darstellenden Differenzsignals (D) aus den Antennenausgängen, einen Empfänger (10) zum Verarbeiten der Summen- und Differenzsignale zum Gewinnen entsprechender ZF-Summen- und -Differenzsignale (S¹, D¹), eine Einrichtung (61) zum Vergleichen des ZF-Summensignals (S¹) mit dem Ausgangssignal eines ersten Oszillators (62) in einer ersten Phasenregelschleife (60) und zum Verwenden des resultierenden Signals zur Steuerung der ersten Oszillatorfrequenz derart, daß der erste Oszillator veranlaßt wird, sich mit der Frequenz des ZF-Summensignals (S¹) zu verriegeln, eine zweite Phasenregelschleife mit einem zweiten Oszillator (601), einer Mischstufe (600), einem linearen Multiplizierglied (603) und einem Integrierglied (602), wobei die Mischstufe (600) das Ausgangssignal des ersten Oszillators (62) mit dem Ausgangssignal des zweiten Oszillators (601) mischt und ein Ausgangssignal vorsieht, das Multiplizierglied (603) das Ausgangssignal der Mischstufe (600) mit dem ZF-Summensignal (S¹) multipliziert und ein Ausgangssignal vorsieht, das Ausgangssignal des Multiplizierglieds (603) über das Integrierglied (602) an den zweiten Oszillator (601) gelegt wird zum Steuern der Frequenz des zweiten Oszillators (601), eine Vereinigungsschaltung (604, 605) zum Vereinigen des Ausgangssignals der Mischstufe (600) mit dem Ausgangssignal des ersten Oszillators (62), wobei das vereinigte Signal, wenn es gebildet wird, ein modifiziertes mehrfachzieldiskriminiertes ZF-Summensignal ist, und einen phasensensitiven Detektor (34) zum Vergleichen des ZF-Differenzsignals (D¹) mit dem modifizierten ZF-Summensignal zum Gewinnen eines Ausgangssignals, das die Richtung des Ziels in bezug auf die Antenne darstellt.

14. Zielverfolgungsradarsystem nach Anspruch 13, bei dem die Vereinigungsschaltung (605) in der ersten Phasenregelschleife enthalten ist.

15. Zielverfolgungsradarsystem nach Anspruch 13 oder Anspruch 14, bei dem die Vereinigungsschaltung (604, 605) ein lineares Addierglied ist.

16. Zielverfolgungsradarsystem, enthaltend eine Antennenanordnung (1) mit einer Anzahl von Ausgängen, eine Vereinigungsschaltung (2, 3) zum Vereinigen von Signalen von den Antennenausgängen zum Gewinnen von wenigstens zwei Empfängereingangssignalen, deren relative Phasen und/oder Amplituden Information enthalten, die die Richtung eines Ziels in bezug auf die Antennenanordnung charakterisiert, einen Empfänger (10) mit zwei Kanälen, an die die Empfängereingangssignale angelegt sind, eine Modulationsschwingungserzeugungseinrichtung (4) zum Erzeugen einer Modulationsschwingung, wobei die Vereinigungsschaltung synchron mit der Modulationsschwingung eine Modulation in die Empfängereingangssignale einführt, so daß sich die Empfängereingangssignale in der Amplitude und Phase relativ zueinander in einer solchen Weise periodisch ändern, daß der Mittelwert ihrer Differenz wie es durch einen phasensensitiven Detektor über eine Periodendauer der Modulationsschwingung bestimmt wird, gleich Null ist, eine mit dem Ausgang des Empfängers verbundene Signalerfassungseinrichtung zum Erfassen von Störausgangssignalen, die darauf zurückzuführen sind, daß die Empfängerausgangssignale, die in der Frequenz um die Modulationsfrequenz voneinander beabstandet sind, Harmonische oder Subharmonische davon sind, und eine auf die Signalerfassungseinrichtung ansprechende und zwischen die Signalerfassungseinrichtung und die Modulationsschwingungserzeugungseinrichtung geschaltete Schalteinrichtung zum Ändern der Modulationsfrequenz.

17. Zielverfolgungsradarsystem nach Anspruch 16, bei dem der Empfänger einen Summenkanal und einen Differenzkanal hat, wobei die Signalerfassungseinrichtung mit dem Ausgang des Summenkanals über ein Tiefpaßfilter verbunden ist.

18. Zielverfolgungsradarsystem nach Anspruch 17, bei dem die Signalerfassungseinrichtung einen phasensensitiven Detektor enthält, wobei das aus dem Summensignal des Empfängers abgeleitete herausgefilterte Ausgangssignal mit dem Ausgangssignal der Modulationsschwingungserzeugungseinrichtung in dem phasensensitiven Detektor verglichen wird, und zwar zum Erzeugen eines Ausgangssignals der Signalerfassungseinrichtung.

19. Zielverfolgungsradarsystem, enthaltend eine Antennenanordnung (1) mit einer Anzahl von Ausgängen, eine Einrichtung (2, 3) zum Ableiten eines die Summe der Antennenausgänge darstellenden Summensignals (S) und eines die Differenz der Antennenausgänge darstellenden Differenzsignals (D) aus den Antennenausgängen, einen Empfänger (10) zum Verarbeiten der Summen- und Differenzsignale zum Gewinnen entsprechender ZF-Summen- und -Differenzsignale (S¹, D¹), eine Einrichtung (61) zum Vergleichen des ZF-Summensignals (S¹) mit dem Ausgangssignal eines Oszillators (62) in einer Phasenregelschleife (60) und zum Verwenden des resultierenden Signals zur Steuerung der Frequenz des Oszillators (62) in einer solchen Weise, daß der Oszillator (62) veranlaßt wird, sich mit der Frequenz des ZF-Summensignals (S¹) zu verriegeln, einen phasensensitiven Detektor (34) zum Vergleichen des ZF-Differenzsignals (D¹) mit dem Ausgangssignal des Oszillators (62) zum Erzeugen eines Ausgangssignals, das die Richtung eines Ziels in bezug auf die Antenne darstellt, und eine Bandbreitenänderungseinrichtung (300, 1200 bis 1207), die ansprechend auf das ZF-Summensignal die Bandbreite der Phasenregelschleife ändert, wobei die Bandbreitenänderungseinrichtung eine Einrichtung (1200 bis 1206) zum Erfassen eines verbreiterten Spektrums von einem einzelnen Ziel enthält sowie eine Einrichtung (1207) zum Verbreitern der Bandbreite der Phasenregelschleife um einen vorbestimmten Betrag auf eine Bandbreite, die größer als das verbreiterte Spektrum ist, enthält.

20. Zielverfolgungsradarsystem nach Anspruch 19, bei dem die Phasenregelschleife (60) eine erste Phasenregelschleife ist und die Einrichtung zum Erfassen eines verbreiterten Spektrums eine weitere Phasenregelschleife (1200 bis 1206) enthält, der das ZF-Summensignal zugeführt wird und die einen weiteren phasensensitiven Detektor (1200) und einen weiteren Oszillator (1203) enthält, wobei der weitere phasensensitive Detektor das ZF-Summensignal mit dem Ausgangssignal des weiteren Oszillators vergleicht, der Ausgang des weiteren phasensensitiven Detektors mit einem Vergleicher (1206) zum Vergleichen mit einem Referenzvorspannwert verbunden ist und die Bandbreite der ersten Phasenregelschleife um den vorbestimmten Betrag verbreitert wird, wenn das Ausgangssignal des Vergleichers einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet.

21. Zielverfolgungsradarsystem, enthaltend eine Antennenanordnung (1) mit einer Anzahl von Ausgängen, Einrichtungen (2, 3) zum Ableiten eines die Summe der Antennenausgänge darstellenden Summensignals (S) und eines die Differenz der Antennenausgänge darstellenden Differenzsignals (D) aus den Antennenausgängen, einen Empfänger (10) zum Verarbeiten der Summen- und Differenzsignale zum Gewinnen entsprechender ZF-Summen- und -Differenzsignale (S¹, D¹), eine Einrichtung (61) zum Vergleichen des ZF-Summensignals (S¹) mit dem Ausgangssignal eines Oszillators (62) in einer Phasenregelschleife (60) und zum Verwenden des resultierenden Signals zur Steuerung der Oszillatorfrequenz derart, daß der Oszillator (62) veranlaßt wird, sich mit der Frequenz des ZF-Summensignals (S¹) zu verriegeln, einen phasensensitiven Detektor (34) zum Vergleichen des ZF-Differenzsignals (D¹) mit dem Ausgangssignal des Oszillators (62) zum Erzeugen eines Ausgangssignals, daß die Richtung eines Ziels in bezug auf die Antenne darstellt, eine Bandbreitenänderungseinrichtung (300 bis 305), die ansprechend auf das ZF-Frequenz-Summensignal die Bandbreite der Phasenregelschleife (60) ändert, eine Diskriminatorschaltung (45), die auf Änderungen in der Frequenz des Ausgangssignals des Oszillators (62) anspricht, und eine Schalteinrichtung (1300), die mit dem Ausgang der Diskriminatorschaltung (45) verbunden ist, wobei beim Betrieb die Bandbreitenänderungseinrichtung ein Signal erzeugt, das einen Übergang zu einer breiten Bandbreite betrifft und zum Aktivieren eines Zielsuchablenkgenerators (1301) dient, wobei die eine Frequenzzunahme oder Frequenzabnahme betreffende Richtung des Zielsuchablenkgenerators durch die Schalteinrichtung (1300) gesteuert wird.

22. Zielverfolgungsradarsystem nach Anspruch 21, bei dem die Schalteinrichtung (1300) ansprechend auf eine positive Spannung am Ausgang der Diskriminatorschaltung auf einen ersten Betriebszustand und ansprechend auf eine negative Spannung am Ausgang der Diskriminatorschaltung (45) auf einen zweiten Betriebszustand gesetzt wird.

23. Zielverfolgungsradarsystem nach Anspruch 21 oder Anspruch 22, bei dem das den Übergang zum breiteren Band betreffende Signal wirksam ist, um einen weiteren Betrieb der Phasenregelschleife zu verhindern.

24. Flugkörper mit einem Zielverfolgungsradarsystem nach einem der vorstehenden Ansprüche.

25. Verfahren zum Kompensieren von Seitenbändern in dem Summensignalkanal eines Empfängers in einem Flugkörperlenksystem, das mit einer Mehrfachzieldiskriminiereinrichtung ausgerüstet ist, welches Verfahren die folgenden Schritte enthält: Bildung eines relativ breitbandigen ZF-Summensignals, Bildung eines relativ schmalbandigen ZF-Summensignals aus dem relativ breitbandigen ZF-Summensignal, und Hinzufügung von Seitenbändersignalen, die Seitenbändern in dem relativ breitbandigen ZF-Summensignal entsprechen, zu dem relativ schmalbandigen ZF-Summensignal.

26. Verfahren zum Kompensieren von Störungen in einem Radarlenksystem, die hervorgerufen werden durch eine niederfrequente Schwebung zwischen Harmonischen der Multiplexfrequenz und Vielfachen der Dopplerdifferenzfrequenz zwischen zwei oder mehreren Zielen, welches Verfahren die folgenden Schritte enthält: Verarbeitung der von den zwei oder mehreren Zielen empfangenen Signale zum Gewinnen eines multiplexten ZF-Summensignals, Vergleich dieses Signals mit dem Multiplexsignal, Überwachung des Ergebnisses des Vergleichs und Verwendung des Vergleichsergebnisses zum Ändern der Frequenz des Multiplexsignals, wenn eine niederfrequente Schwebung festgestellt wird.