DE3925625C2 - - Google Patents
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eins getaktete Konstantleistungsquelle
mit hohem Wirkungsgrad und großem Eingangsspannungsbereich,
insbesondere für Zeitrelais
nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs (EP 1 02 689 A2).
Für Zeitrelais sind insbesondere bei kleiner Bauweise
derselben Schaltnetzgeräte bzw. Spannungsversorgungen
notwendig, die eine geringe Verlustleistung aufweisen
und über einen großen Eingangsspannungsbereich eine
konstante Ausgangsleistung zur Verfügung stellen. Im
Stand der Technik sind Sekundär-Schaltregler bekannt,
die eine konstante Ausgangsspannung zur Verfügung
stellen. Dabei wird ein Transistor von einer Steuereinheit,
die jeweils die Ausgangsspannung mit einer
Referenzspannung vergleicht, abwechselnd voll durchgesteuert
und gesperrt. Der Transistor ist mit einer
Speicherdrossel verbunden, wobei zwischen Transistor
und Spule eine Diode nach Masse geschaltet ist, die
das Auftreten einer hohen Induktionsspannung beim
Sperren des Transistors verhindert, da durch sie der
Spulenstrom in der ursprünglichen Richtung weiter
fließen kann. Während des Sperrens des Transistors
trägt daher nicht nur ein parallel zum Ausgang geschalteter
Kondensator sondern auch die Spule zum
Ausgangsstrom bei. Der Transistor wird mit einer konstanten
Frequenz angesteuert und abhängig von der
Ausgangsspannung wird das Tastverhältnis der Ansteuerspannung
verändert.
Aus der EP 1 02 689 A2, von der die Erfindung ausgeht,
ist eine Konstantleistungsquelle mit einem
Schaltregler mit elektronischem Schalter bekannt. Der
Schaltregler weist zwei Komparatoren auf, deren Ausgänge
auf ein Flip-Flop führen, wobei das Flip-Flop
über einen Transistor mit den Eingängen der Komparatoren
und einem zeitbestimmenden Kondensator in Verbindung
steht. Außerdem sind diese Eingänge und der
Kondensator an den Eingang eines weiteren Komparators
angeschlossen, an dessen Eingang eine Bezugsspannung
Vc liegt. Der Ausgang dieses weiteren Kondensators
ist mit dem Leistungsschalter verbunden. Die Schwellenwerte
für die erste Komparatoren werden durch die
Eingangsspannung Vs und eine Diode vorgegeben. Mit
einer derartigen bekannten Konstantleistungsquelle
kann nur ein kleiner Eingangsspannungsbereich mit
niedrigen Spannungen verarbeitet werden, da anderenfalls
die verwendeten Bauelemente zerstört werden.
Die Schwellenwerte für die Steuereinheit, d. h. für
den Timer, werden von der Versorgungsspannung des
Timers abgeleitet, wobei der obere Schwellenwert zwei
Drittel der Versorgungsspannung und der untere
Schwellenwert ein Drittel der Versorgungsspannung
betragen.
Die DE A1 36 43 221 beschreibt einen Gleichstromsteller
mit einer Zweipunktregelung, bei dem dem zeitbestimmenden
Kondensator für die Entladung ein zweiter
Widerstand zugeordnet ist, wobei ein oberer und unterer
Schwellenwert für die jeweilige Umschaltung vorgesehen
ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, unter Verwendung
eines derart bekannten Schaltreglers eine
Konstantleistungsquelle zu schaffen, die mit geringen
Verlustleistungen behaftet ist und über einen großen
Eingangsspannungsbereich eine konstante Leistung am
Ausgang zur Verfügung stellt.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden
Merkmale des Hauptanspruchs in Verbindung
mit den Merkmalen des Oberbegriffs gelöst.
Dadurch, daß die den Schaltregler ansteuernde Steuereinheit
zwei Komparatoren mit jeweils einem ersten
und einem zweiten vorgegebenen Schwellenwert, einen
mit den Ausgängen der Komparatoren verbundenen bistabilen
Schalter, einen mit den Komparatoren verbundenen
Kondensator aufweist, der sich über einen ersten
Widerstand auflädt, und von der Eingangsspannung eine
konstante Versorgungsspannung für die Steuereinheit
abgeleitet wird, von der der untere und der obere
Schwellenwert der Komparatoren abgeleitet wird, und
daß der erste Widerstand mit der Eingangsspannung
verbunden ist, wobei abhängig von den zwei Schwellenwerten
und dem Kondensator der zweite Widerstand derart
gewählt wird, daß sich während der Entladezeit
des Kondensators über den zweiten Widerstand ein
lückender Betrieb ergibt, kann eine relativ konstante
Ausgangsleistung zur Verfügung gestellt werden, wobei
durch die Tatsache, daß nur ein Schaltelement an
hohen Spannungen liegt, das jeweils satt durchgeschaltet
ist oder sperrt und die Steuerschaltung sehr wenig
Strom verbraucht, die Verlustleistung gering gehalten
werden kann. Als Bestandteil der Steuereinheit wird
ein Verlustleistung sparendes Timer-IC in der C-MOS
Technik verwendet, wodurch die Konstantleistungsquelle
einen einfachen Aufbau bekommt und relativ kostengünstig
herzustellen ist.
Durch die in den Unteransprüchen angegebenen Maßnahmen
sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen
möglich.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist
in der Zeichnung dargestellt und wird in
der nachfolgenden Beschreibung erläutert.
Es zeigt
Fig. 1 eine schaltungsgemäße Ausge
staltung der Konstantleistungs
quelle gemäß der vorliegenden
Erfindung, und
Fig. 2 eine Schaltung, die anstelle
der integrierten Schaltung
nach Fig. 1 verwendet werden kann.
In Fig. 1 ist mit 10, 11 der Eingang der
Konstantleistungsquelle bezeichnet, an dem
eine Eingangsspannung anliegt, die in einem
großen Spannungsbereich schwanken kann.
Der Eingang 10 ist über ein Widerstand R1,
eine Diode D1 und eine Zenerdiode D2 mit dem
Eingang 11 verbunden. Parallel zur Zenerdiode
D2 liegt ein Kondensator C1. An dem Verbindungs
punkt zwischen der Diode D1 und der Zenerdiode
D2, die mit ihren Kathoden miteinander verbunden
sind, liegen zur Zuführung der Versorgungs
spannung VCC einer als Timer ausgebildeten
integrierten Schaltung 12 deren Pin 8 und
Eingang 4 und Pin 1 ist mit Ground (Masse) ver
bunden.
Die integrierte Schaltung 12 umfaßt den in Fig. 2
dargestellten Schaltkreis und besteht im
wesentlichen aus zwei Komparatoren 13, 14,
deren Ausgänge mit einem Flipflop 15 verbunden
sind. An dem nicht invertierenden Eingang des
Komparators 13 und dem invertierenden Eingang
des Komparators 14 sind über Widerstände 16, 17, 18
von der Versorgungsspannung, die an Pin 8 liegt,
Schwellenwerte abgeleitet, wobei der obere
Schwellenwert zwei Drittel VCC und der untere
Schwellenwert ein Drittel VCC betragen. Die
anderen beiden Ausgänge der Komparatoren
13, 14 sind über Pin 6 und 2 nach außen geführt.
Der Ausgang des Flipflops 15 liegt an Pin 3.
Weiterhin ist an Pin 7 der Open-Collektor eines
Transistors geschaltet, dessen Basis mit dem
Flipflop 15 verbunden ist und dessen Emitter
auf Masse liegt. Über Pin 5 können die Schwellen
werte der Komparatoren 13, 14 beeinflußt werden.
Gemäß Fig. 1 ist der Eingang 10 weiterhin mit
einem Widerstand R2 verbunden, der in Reihe
mit einem Widerstand R7 verbunden ist, dem die
Reihenschaltung aus Diode 3, Kondensator C2 und
Widerstand R3 parallel liegt. Der Widerstand R7
bestimmt bei kleinen Eingangsspannungen das
Einsetzen des Taktes. Parallel zur Diode D3
ist ein weiterer Widerstand R6 angeordnet.
Der Collektor (Pin 7) des Transistors 19
liegt an dem Verbindungspunkt zwischen dem
Widerstand R2, der Diode D3 und dem Widerstand
R6, während die Eingänge 6, 2 der Komparatoren
13, 14 mit der Kathode der Diode D3, dem
Kondensator C2 und dem Widerstand R6 verbunden sind.
Ein an sich bekannter Schaltregler besteht aus
einem Kondensator C3, der parallel zum Ausgang
20, 21 liegt, einer in der Masseleitung, d. h.
dem Ausgang 21 verbundenen Speicherdrossel L
und einer mit der Drossel L und dem Ausgang 20
verbundenen Diode D4. Die Anode der Diode D4
und die Speicherdrossel L sind mit dem Drain
anschluß eines MOS-Transistors T1 angeschlossen,
dessen Gate mit dem Ausgang 3 des Flipflops ver
bunden ist und dessen Sourceanschluß an einen
Basiswiderstand R5 und einem Emitterwiderstand R4
eines Transistors T2 angeschlossen ist, dessen
Collektor mit dem Pin 5 verbunden ist. Der Eingangs
anschluß 10 ist mit dem Kondensator C3, der Diode
D4 und dem Ausgangsanschluß 20 verbunden.
Die Funktionsweise der Schaltung ist folgende:
Am Eingang 10, 11 kann eine übliche glatte
Gleichspannung in einem Bereich von 15 bis 265 Vss
oder eine aus einer Wechselspannung 50-60 Hz
erzeugte ungesiebte Gleichspannung mit einem
Scheitelwert von 375 Vss oder mehr liegen,
wobei bei jeder Spannung des Spannungsbereichs
bei etwa konstanter Last eine konstante Ausgangs
leistung vorhanden sein soll und die Schaltung
selbst wenig Strom verbrauchen soll. Das Timer
IC 12 wird über den Widerstand R1 mit Spannung
versorgt, die in der Größenordnung von 10 V liegt,
wobei diese Versorgungsspannung über die Zener
diode D2 stabilisiert wird. Der Widerstand R1
ist so dimensioniert, daß die Schaltung auch
bei der Eingangsspannung von 15 V funktioniert,
wobei aufgrund des geringen Stromverbrauchs
des Timers IC 12 die Verlustleistung auch bei
hohen Eingangsspannungen noch gering ist.
Da die Eingangsspannungen mit einem hohen Brumm
anteil behaftet sein kann, wird sie für die Vcc
des Timers IC 12 durch den Siebkondensator C1
gesiebt und damit sich C1 bei Spannungsein
brüchen nicht über den Widerstand R1 zurück
entlädt, ist die Diode D1 vorgesehen.
Die Spannung, die am Eingang 10, 11 ansteht,
wird über den Widerstand R2 gefühlt und über
diesen Widerstand und die Diode D3 wird der
Kondensator C2 aufgeladen. Während des Aufladens
ist der Q-Ausgang 3 des Timers IC 12 bzw.
Flipflops 15 high und der MOS-Transistorschalter
T1 ist leitend, wodurch der Strom in der
Speicherdrossel L parallel zur Ladespannung des
Kondensators C2 ansteigt. Dabei hat die am
Ausgang 20, 21 anliegende Last Spannung.
Wenn die Spannung am Kondensator C2 bzw. der
Reihenschaltung aus dem Kondensator C2 und
dem Widerstand R3, die aus der Spannung des
Spannungsteilers der Widerstände R2 und R7 minus
der Durchlaßspannung der Diode D3 besteht,
den am Eingang 6 des Timers IC 12 bzw. des
Komparators 13 liegenden oberen Schwellenwert
von zwei Drittel der Versorgungsspannung zeit
verzögert erreicht, geht der Q-Ausgang 3 auf
low und der MOS-Transistorschalter T1 wird
abgeschaltet.
Die Zeit, die notwendig ist, damit der Kondensator
C2 sich bis zum oberen Schwellenwert auflädt,
ist abhängig von der Eingangsspannung, d. h.
bei größer werdender Eingangsspannung steigt
die Steilheit der Ladespannung des Kondensators
C2, d.h. die Zeit zum Erreichen des oberen
Schwellenwertes wird kürzer. Dementsprechend
liegt auch an der Speicherdrossel L eine
höhere Spannung, da sie über den Kondensator C2
mit der Eingangsspannung verbunden ist. Somit
lädt auch die Drossel sich steiler auf.
Gleichzeitig mit dem Schalten des Q-Ausgangs 3
von high auf low wird der Open-Collektor
ausgang 7 des Timers IC 12 bzw. des Transistors 19
leitend und schaltet auf Masse 1 durch, so daß
der Kondensator C2 sich über den Widerstand R6
entladen kann.
Bei Sperren des MOS-Transistorschalters T1 entlädt
sich die Speicherdrossel L in gleicher Richtung
über die Diode D4 und die Last, wobei die
Entladezeit abhängig von der ohmschen Last ist.
Die Entladezeit des Kondensators C2 zwischen
den zwei vorgegebenen Schwellenwerten ist unter
Berücksichtigung des Widerstandes R6 so be
messen, daß sich an der Drossel ein lückender
Betrieb ergibt, d.h. die Entladezeit der
Speicherdrossel L ist kleiner als die des
Kondensators C2 und es ergibt sich eine Strom
lücke, bevor die Speicherdrossel L sich wieder
auflädt. Aufgrund der jeweiligen Änderung des
Stroms bzw. der Spannung an der Last ergibt
sich auch bei unterschiedlichen Eingangs
spannungen eine konstante Ausgangsleistung.
Mit dem RC-Glied R2, C2 wird der Strom durch die
Speicherdrossel L definiert, d. h. der Spitzen
strom wird derart begrenzt, daß die Speicher
drossel L nicht in die Sättigung geht. Bei
vorgegebenen Werten des Widerstandes R2 und
des Kondensators C2 wird die gewünschte
Ausgangsleistung unter Festlegung des lückenden
Betriebes bestimmt.
Da die Speicherdrossel L parasitäre Kapazitäten
und Streuinduktivitäten und das Ferritmaterial
eine gewisse magnetische Trägheit aufweist,
macht bei hohen Eingangsspannungen und daraus
folgender hohen Einschaltfrequenz bei Beginn
der Aufladung der Strom einen Sprung, d. h. der
gewollte Stromanstieg fängt nicht bei Null an.
Dies hat die Folge, daß die Ausgangsleistung
verfälscht erhöht wird. Dieser Fehler wird
durch den mit dem Kondensator C2 in Reihe
liegenden Widerstand R3 kompensiert, an dem
ein Spannungsabfall auftritt, wobei der Widerstand
R3 so dimensioniert ist, daß dieser Spannungs
abfall nur bei hohen Eingangsspannungen merkbar
in die Zeit verkürzend eingeht. Auch die
Drossel wird dadurch dahingehend zusätzlich
geschützt, daß sie bei Störspannungen nicht
in die Sättigung geht.
In gleicher Weise dient die durch die Widerstände
R4, R5 und den Transistor T2 gebildete Schaltung
als Schutzschaltung für den MOS-Transistorschalter
T1 und die Drossel L gegen Hochstromspitzen,
die insbesondere bei hohen Eingangsspannungen
beim ersten Einschalten auftreten, weil der
Siebkondensator C1 den Funktionseinsatz der
Steuerschaltung etwas verzögert. Der Transistor T2
ist normalerweise gesperrt, da der Widerstand
R4 so dimensioniert ist, daß der Spannungsabfall
nicht groß genug ist, um den Transistor T2 über
die Basis zu schalten. Bei hohem Strom durch den
Widerstand R4 schaltet über den Widerstand R5
der Transistor T2 leitend und über den Eingang 5
wird der obere Schwellenwert auf einen Wert
gezogen, wodurch der Q-Ausgang 3 auf low geht
und der MOS-Transistorschalter T1 ausschaltet.
Claims (7)
1. Getaktete Konstantleistungsquelle mit hohem Wirkungsgrad
und großem Eingangsspannungsbereich, insbesondere
für Zeitrelais, mit einem Schaltregler, der einen
elektronischen Schalter (T1), ein nachgeschaltetes
LC-Siebglied mit Speicherdrossel (L) und eine
den elektronischen Schalter steuernden Steuereinheit
(12) aufweist, wobei die Steuereinheit (12) zwei
Komparatoren (13, 14) mit jeweils einem unteren
und einem oberen vorgegebenen Schwellenwert,
einen mit den Ausgängen der Komparatoren (13, 14)
verbundenen bistabilen Schalter (15) und einen
mit den Eingängen der Komparatoren verbundenen
Kondensator (C2) aufweist, der sich über einen ersten
Widerstand (R2) bis zum oberen Schwellenwert auflädt,
dadurch gekennzeichnet,
daß von der Eingangsspannung eine konstante Versorgungsspannung
für die Steuereinheit (12) abgeleitet
wird, von der der untere und obere Schwellenwert
der Komparatoren abgeleitet wird, daß der erste
Widerstand (R2) mit der Eingangsspannung verbunden
ist, daß der Kondensator (C2) sich über
einen zweiten Widerstand (R6) bis zum unteren
Schwellenwert entlädt, wobei abhängig von den
zwei Schwellenwerten und dem Kondensator (C2)
der zweite Widerstand (R6) derart gewählt wird,
daß sich während der Entladezeit des Kondensators
(C2) über den zweiten Widerstand (R6) ein lückender
Betrieb der Speicherdrossel (L) ergibt und daß
die Steuereinheit (12) in C-MOS-Technik aufgebaut
ist.
2. Konstantleistungsquelle nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß der elektronische Schalter als
N-Kanal MOS-Transistor (T1) ausgebildet ist.
3. Konstantleistungsquelle nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Kondensator
(C2) ein weiterer Widerstand (R3) in Reihe liegt,
der das Bezugspotential des Kondensators (C2) und
damit die Zeit bis zum Erreichen des oberen
Schwellenwertes abhängig von der Höhe der Eingangsspannung
beeinflußt.
4. Konstantleistungsquelle nach Anspruch 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, daß ein Transistor (T2)
als Schutzeinrichtung vorgesehen ist, der mit den
Komparatoren (13, 14) verbunden ist und bei Stromspitzen
durch Störungen oder zu hohen Strömen beim
Einschalten des Gerätes die Schwellenwerte absenkt.
5. Konstantleistungsquelle nach einem der Ansprüche 1
bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronische
Schalter (T1) das einzige Schaltelement der
Konstantleistungsquelle für die hohe Eingangsspannung
ausgelegt ist.
6. Konstantleistungsquelle nach einem der Ansprüche 1
bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Widerstand
(R7) vorgesehen ist, der mit dem Widerstand
(R2) einen Spannungsteiler bildet, der bei
kleinen Eingangsspannungen das Einsetzen des Taktes
bestimmt.
7. Konstantleistungsquelle nach einem der Ansprüche 1
bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer
Widerstand (R3) mit dem Kondensator (C2) in Reihe
liegt, der so dimensioniert ist, daß sein
Spannungsabfall nur bei hohen Eingangsspannungen
merkbar in die Zeit eingeht, die der Kondensator
(C2) zum Aufladen bis zum oberen Schwellenwert
benötigt.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19893925625 DE3925625A1 (de) | 1989-07-31 | 1989-07-31 | Getaktete konstantleistungsquelle mit hohem wirkungsgrad und grossem eingangsspannungsbereich |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE19893925625 DE3925625A1 (de) | 1989-07-31 | 1989-07-31 | Getaktete konstantleistungsquelle mit hohem wirkungsgrad und grossem eingangsspannungsbereich |
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DE3925625A1 DE3925625A1 (de) | 1991-02-14 |
DE3925625C2 true DE3925625C2 (de) | 1993-06-24 |
Family
ID=6386388
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Country Status (1)
Country | Link |
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DE (1) | DE3925625A1 (de) |
Families Citing this family (3)
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FR2762643B1 (fr) | 1997-04-29 | 1999-07-02 | Simu | Produit enroulable motorise equipe d'un dispositif d'arret sensible a une variation de poids |
ATE342607T1 (de) | 2003-08-27 | 2006-11-15 | Fraunhofer Ges Forschung | Schaltregler |
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Family Cites Families (4)
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US4459539A (en) * | 1982-07-12 | 1984-07-10 | Hewlett-Packard Company | Charge transfer constant volt-second regulator |
DE3417194A1 (de) * | 1984-05-09 | 1985-11-14 | TRW Messmer GmbH & Co KG, 7760 Radolfzell | Schaltungsanordnung zur steuerung der leistung eines gleichstromgespeisten verbrauchers, insbesondere fuer die instrumentenbeleuchtung eines kraftfahrzeuges |
DE3643221A1 (de) * | 1986-12-18 | 1988-06-30 | Braun Ag | Gleichstromsteller |
-
1989
- 1989-07-31 DE DE19893925625 patent/DE3925625A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
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DE3925625A1 (de) | 1991-02-14 |
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