DE3904297C2 - - Google Patents

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Description

Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil für einen Nieder­ volt-Gleichspannungsmotor mit einem Durchflußwandler, dessen Leistungsteil einen Schalttransistor, eine Gleichrichterdiode und einen Transformator enthält, dessen Primärwicklung in Reihe zur Schaltstrecke des Schalttransistors und dessen Sekundärwicklung parallel zur Reihenschaltung der Gleichrichterdiode mit dem Gleichspannungsmotor geschaltet ist, parallel zu dem eine Frei­ laufdiode angeordnet ist, und dessen Steuereinrichtung der An­ steuerung des Schalttransistors dient.
Eine solche Anordnung ist aus etz Band 107 (1986) Heft 5, Seiten 200-207 (insbesondere Bild 1 in Verbindung mit Bild 2b) be­ kannt, wobei der Transformator noch eine Zusatzwicklung zur Zurückspeisung seiner magnetischen Energie beim Abschalten in die Quelle enthält. Über die Ausgestaltung der Steuereinrichtung zur Ansteuerung des Schalttransistors ist nichts ausgesagt.
Aus der US-PS 43 89 702 ist ein Schaltnetzteil zur Abgabe einer konstanten Ausgangsspannung über einen weiten Ein­ gangsspannungsbereich bekannt, das einen Durchflußwandler enthält, der einen Transformator aufweist, dessen Primär­ wicklung in Reihe zu einem Schalttransistor geschaltet ist. Parallel zur Sekundärwicklung ist die Reihenschaltung zweier in entgegengesetzter Durchlaßrichtung gepolter Dio­ den angeordnet, wobei parallel zu der einen Diode die Rei­ henschaltung einer Speicherdrossel und eines Ladekondensa­ tors geschaltet ist, dessen Anschlüsse gleichzeitig die Ausgangsanschlüsse des Durchflußwandlers bilden.
Parallel zur Primärwicklung des Transformators ist eine Entmagnetisierungs- und Spannungsbegrenzungsschaltung vor­ gesehen, die aus der Reihenschaltung einer Entmagnetisie­ rungsdiode mit der Parallelschaltung eines Widerstandes und eines Kondensators besteht. Diese Schaltungsanordnung begrenzt die Spitzenspannung am Schalttransistor auf einen zulässigen Wert. Dies ist insbesondere bei der Verwendung eines Feldeffekttransistors als Schalttransistor von Be­ deutung.
Die Ansteuerung des Schalttransistors erfolgt mittels ei­ ner integrierten Steuerschaltung, an der das Tastverhält­ nis, d. h. die Ein- und Ausschaltzeit des Schalttransis­ tors zur Änderung der Ausgangsspannung eingestellt werden kann. Zusätzlich ist ein Eingang der integrierten Steuer­ schaltung mit dem durch die Primärwicklung fließenden Strom sowie ein weiterer Eingang mit der Ausgangsspannung des Durchflußwandlers beaufschlagt. Die schaltungstechni­ schen Maßnahmen zur Begrenzung der maximalen Spitzenspan­ nung am Schalttransistor sind bei diesem bekannten Schalt­ netzteil verhältnismäßig aufwendig und haben einen erheb­ lichen Platzbedarf.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Schaltnetzteil mit einem Durchflußwandler zur Speisung ei­ nes Gleichspannungsmotors mit konstanter Motorspannung bei geringem schaltungstechnischen Aufwand zu schaffen, das gleichzeitig sicherstellt, daß die maximal zulässige Spit­ zenspannung am Schalttransistor des Durchflußwandlers nicht überschritten wird.
Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des An­ spruchs 1 gelöst.
Damit wird sichergestellt, daß die Einschaltzeit bzw. das Tast­ verhältnis in Abhängigkeit von der am Gleichspannungsmotor an­ stehenden Spannungsamplitude verringert und somit die Spannungs­ zeitfläche konstant gehalten wird. Damit wird die maximale Primärspannung, die den Schalttransistor gefährden könnte, be­ grenzt.
Aus der DE 15 63 058 B2, der JP 60-2 04 258 (A) in Patents Abstracts of Japan, Sect E, 1986, Vol. 10, No. 50 (E-384) und der Veröffentlichung von P. J. Fritz "inverter circuits and control techniques" in Electronic Engineering, März 1978, Heft 603, Seiten 59-64 (insbesondere Fig. 8) sind Steuereinrichtungen für Sperrwandler gezeigt, die nicht ohne weiteres auf Durchfluß­ wandler übertragbar sind.
Die aus der DE 15 63 058 bekannte Schaltung benötigt einen Lade­ kondensator, an dem die geglättete Ausgangsspannung Ua anliegt. Ein solcher Ladekondensator im Ausgangskreis ist oft ein Elektro­ lytkondensator, da seine Kapazität - vor allem bei nicht nur geringer Ausgangsleistung - verhältnismäßig groß sein muß, um die für die hier gezeigte Steuer- und Regelschaltung notwendige Glättungswirkung zu haben.
Die in Patents Abstracts of Japan gezeigte Anordnung ist sehr aufwendig. Sie benötigt beispielsweise zwei Transformatoren mit insgesamt sechs Wicklungen.
Die Anordnung in Electronic Engineering weist weder einen das maximale Tastverhältnis des Schalttransistors bestimmenden astabilen Multivibrator noch eine Entladeeinrichtung oder einen Komparator mit Hysterese auf.
Mit der erfindungsgemäßen Lösung wird ein Schaltnetzteil mit einem Durchflußwandler zur Speisung eines Niedervolt-Gleich­ spannungsmotors realisiert, das sich durch einen geringen schaltungstechnischen Aufwand auszeichnet und durch eine geeignete Entmagnetisierungseinrichtung und Ansteuerung des Schalttransistors sicherstellt, daß eine maximal zulässige Spitzenspannung an der Schaltstrecke des Schalttransistors nicht überschritten wird. Dadurch ist die uneingeschränkte Verwendung eines Feldeffekttransistors ohne Gefahr der Beschädigung oder Zerstörung des Transistors möglich.
In einer Weiterbildung der erfindungsgemäßen Lösung besteht die Entmagnetisierungseinrichtung aus der Reihenschaltung einer Ent­ magnetisierungsdiode mit einer Entmagnetisierungs-Zenerdiode. Die Anordnung einer Entmagnetisierungs-Zenerdiode parallel zur Schaltstrecke des Schalttransistors gewährleistet, daß an der Schaltstrecke des Schalttransistors keine höhere Spannung an­ liegen kann als die Zenerspannung der Zenerdiode vorgibt.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Er­ findung sind in den übrigen Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Erfindung wird nachstehend an Hand der in der Zeich­ nung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein detailliertes Schaltbild des erfindungsgemä­ ßen Schaltnetzteiles;
Fig. 2 ein Verknüpfungsglied mit einem UND-Gatter;
Fig. 3 ein Verknüpfungsglied mit einem NAND-Gatter und
Fig. 4 eine zeitliche Darstellung der Spannungen im Durchflußwandler gemäß Fig. 1.
Das in Fig. 1 dargestellte detaillierte Schaltbild zeigt den Leistungs- und Steuerteil des Schaltnetzteiles. Das Leistungsteil besteht aus einem Durchflußwandler mit einem Transformator 2, dessen Primärwicklung 21 in Reihe zur Schaltstrecke eines Schalttransistors 1 geschaltet ist. Die Reihenschaltung von Primärwicklung 21 und Schaltstrecke des Schalttransistors 1 ist an die Gleichspannungsklem­ men einer Gleichrichterbrücke 11 mit vier in Brückenschal­ tung geschalteten Dioden angeschlossen, deren Wechselspan­ nungsklemmen über eine Sicherung 17 an eine Wechsel- oder Gleichspannungsquelle 18 angeschlossen sind.
Ein Anschluß der Sekundärwicklung 22 des Transformators 2 ist mit der Anode einer Gleichrichterdiode 9 verbunden, deren Kathode mit einem Anschluß eines Gleichspannungsmo­ tors 8 niedriger Spannung verbunden ist. Der andere An­ schluß des Gleichspannungsmotors 8 ist mit der mit Masse­ potential verbundenen anderen Klemme der Sekundärwicklung 22 des Transformators 2 verbunden. Parallel zum Gleich­ spannungsmotor 8 ist eine Freilaufdiode 10 mit kathoden­ seitiger Verbindung mit der Kathode der Gleichrichterdiode 9 geschaltet.
Parallel zur Schaltstrecke des Schalttransistors 1 ist die Reihenschaltung einer Entmagnetisierungsdiode 13 mit einer Entmagnetisierungs-Zenerdiode 14 geschaltet, wobei die Anode der Entmagnetisierungsdiode 13 mit dem einen An­ schluß der Primärwicklung 21 des Transformators 2 verbun­ den ist, während die Entmagnetisierungs-Zenerdiode 14 mit Masse- oder Bezugspotential verbunden ist.
Der Steuerungsteil des Schaltnetzteiles umfaßt einen Mul­ tivibrator 3, einen Komparator mit Hysterese 4 und ein Verknüpfungsglied 5, dessen Eingänge mit den Ausgängen des astabilen Multivibrators 3 sowie des Komparators mit Hy­ sterese 4 und dessen Ausgang mit dem Steueranschluß des Schalttransistors 1 verbunden ist. Zusätzlich ist eine Spannungsversorgungsschaltung 6 vorgesehen, die die erfor­ derliche Betriebsspannung für das Steuerungsteil des Schaltnetzteiles aus der Integration der Motorspannung UM erzeugt. Durch Parallelstabilisierung mittels einer Zener­ diode 15 wird die von der Spannungsversorgungsschaltung 6 abgegebene Betriebsspannung zur Referenzspannung gemacht.
Der astabile Multivibrator 3 besteht aus einem Differenz­ verstärker 30, dessen erster Eingang mit einer Wider­ standskombination 33 bis 36 und dessen zweiter Eingang mit einer Kondensator-Widerstandskombination 31, 32 verbunden ist, wobei der Kondensator 31 die Taktfrequenz des astabi­ len Multivibrators 3 bestimmt.
Der Komparator mit Hysterese 4 besteht aus einem Diffe­ renzverstärker 40, dessen positiver Anschluß mit der Refe­ renzspannung beaufschlagt und mit einem ersten Widerstand 44 mit Massepotential sowie mit einem zweiten Widerstand 43 mit seinem Ausgang verbunden ist. Der negative Eingang des Differenzverstärkers 40 ist an ein RC-Glied 41, 42 an­ geschlossen, wobei der Kondensator 41 des RC-Gliedes 41, 42 mit Masse- oder Bezugspotential verbunden ist und der Widerstand 42 des RC-Gliedes 41, 42 mit der Motorspannung UM beaufschlagt ist, die an der Kathode der Diode 9 abge­ griffen wird.
Parallel zum Kondensator 41 des RC-Gliedes 41, 42 ist die Schaltstrecke eines Entladetransistors 7 geschaltet, der gesteuert vom astabilen Multivibrator 3 den Kondensator 41 kurzschließt und damit sehr schnell entlädt.
Das Verknüpfungsglied 5 besteht in dem in Fig. 1 darge­ stellten Ausführungsbeispiel aus zwei NOR-Gattern 51, 52 von denen das erste NOR-Gatter 51 als Inverter geschaltet und mit dem Ausgang des Komparators mit Hysterese 4 ver­ bunden ist. Das zweite NOR-Gatter 52 ist mit einem Eingang mit dem Ausgang des als Inverter geschalteten ersten NOR- Gatters 51 und mit dem Ausgang des astabilen Multivibra­ tors 3 verbunden. Der Ausgang des zweiten NOR-Gatters 52 ist an den Steueranschluß des Schalttransistors 1 ange­ schlossen.
Zur Erhöhung der Leistung (FAN-OUT) werden weitere NOR- Gatter parallel zum zweiten NOR-Gatter 52 geschaltet und jeweils mit dem Ausgang des ersten NOR-Gatters 51 sowie des astabilen Multivibrators 3 verbunden. Dies ist insbe­ sondere dann vorteilhaft, wenn ein integrierter Schalt­ kreis mit Vierfach-NOR-Gattern verwendet wird.
Alternativ hierzu kann das Verknüpfungsglied 5 gemäß Fig. 2 aus einem UND-Gatter 53 bestehen, dessen erster Eingang mit dem Ausgang des astabilen Multivibrators 3 bzw. mit dem Ausgang des Differenzverstärkers 30 und dessen zwei­ ter Ausgang mit dem Komparator mit Hysterese 4 verbunden ist. Der Ausgang des UND-Gatters 53 ist unmittelbar mit dem Steueranschluß des Schalttransistors 1 verbunden.
In dieser Ausführungsform ist der Steueranschluß des Ent­ ladetransistors 7 über einen Inverter 16 mit dem Ausgang des astabilen Multivibrators 3 verbunden, so daß die Ent­ ladung des Kondensators 41 des RC-Gliedes 41, 42 zu entge­ gengesetzten Zeiten wie in der Ausführungsform gemäß Fig. 1 erfolgt.
In einer weiteren alternativen Ausführungsform ist gemäß Fig. 3 ein NAND-Gatter 54 als Verknüpfungsglied vorgese­ hen, dessen Ausgang über einen Inverter 55 mit dem Steuer­ anschluß des Schalttransistors 1 verbunden ist. Auch in dieser Ausführungsform ist der Steueranschluß des Entlade­ transistors 7 über einen Inverter 16 mit dem Ausgang des astabilen Multivibrators 3 bzw. dem Differenzverstärker 30 des astabilen Multivibrators 3 verbunden.
Die Spannungsversorgungsschaltung besteht im wesentlichen aus einem Integrationskondensator 61 und einem Integra­ tionswiderstand 62, der mit der Motorspannung UM beauf­ schlagt und mit der Kathode der Gleichrichterdiode 9 ver­ bunden ist. Zusätzlich ist ein Startwiderstand 63 vorgese­ hen, der einerseits an die positive Gleichspannungsklemme der Gleichrichterbrücke 11 und andererseits an die Refe­ renzspannungs-Zenerdiode 15 angeschlossen ist.
Nachstehend soll die Funktionsweise des in Fig. 1 darge­ stellten Schaltnetzteiles unter Bezugnahme auf den in Fig. 4 dargestellten Spannungsverlauf näher erläutert wer­ den.
Der Gleichspannungsmotor 8 besteht vorzugsweise aus einem Permanentmagnet-DC-Motor für Kleinspannung mit einer Nenn­ spannung von z.B. 12 V. Als Leistungsteil zur Spannungs­ versorgung des Gleichspannungsmotors 8 wird ein Eintakt- Flußwandler verwendet, der keinen Lade-Elektrolytkondensa­ tor benötigt und dessen Anlaufstrom nur durch die Verlust­ widerstände der Transformatorwicklungen und der Ankerwick­ lung des Gleichspannungsmotors begrenzt wird, woraus sich ein maximales Anlaufmoment für den Gleichspannungsmotor 8 ergibt.
In der Stromflußphase des Schalttransistors 1 legt die Gleichrichterdiode 9 den Gleichspannungsmotor 8 an die transformierte Eingangsspannung U1, so daß ein Motorstrom IA über die Gleichrichterdiode 9 fließt, was primärseitig einen Transistorstrom ID auslöst, der sich aus dem Motor­ strom IA/ü und dem Magnetisierungsstrom IM zusammensetzt.
In der Sperrphase des Schalttransistors 1 fließt der Mo­ torstrom IA über die Freilaufdiode 10.
Im Sperrzustand des Schalttransistors 1 wird die Primärin­ duktivität des Transformators 2 über die Entmagnetisie­ rungsdiode 13 sowie die Entmagnetisierungs-Zenerdiode 14 entladen, d.h. der Entmagnetisierungsstrom fließt in eine Senke, deren Potential UE maximal um 400 V größer als die primärseitige Eingangsspannung U1 ist.
Bei konstanter Motordrehzahl gilt
mit
m dem arithmetischen Mittelwert der Motorspannung,
VT dem Tastverhältnis
ü dem Übersetzungsverhältnis
t₁ der Einschaltzeit des Schalttransistors
t₂ der Ausschaltzeit des Schalttransistors
wobei U1·VT = konstant und U1·t1 = konstant, weil t1+t2 = konstant, da eine konstante Frequenz vor­ liegt. Für eine hundertprozentige Entmagnetisierung muß die Differenz zwischen der Eingangsspannung U1 und dem Po­ tential UE der Senke
ΔU · t2 = U1 · t1
sein. Oder unter der Voraussetzung gleicher Spannungszeit­ flächen
D.h. bei einem maximalen Tastverhältnis von 0,8 muß bei einer Eingangsspannung von U1 = 100 V die Spannungsdiffe­ renz zwischen U1 und UE 400 V betragen. Die Spannung am Schalttransistor 1 beträgt damit in der Sperrphase
UE=U1+ΔU
=100 V+400 V=500 V.
Bei der maximalen Eingangsspannung von U1=400 V wird ein Tastverhältnis von VT min=0,2 erforderlich. Zur Ent­ magnetisierung genügt dann eine Spannungsdifferenz von
ΔU=100 V
bei einer primärseitigen Eingangsspannung U1=160 V und einem Tastverhältnis VT=0,5 würde eine Spannungsdiffe­ renz von ΔU=160 V genügen.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist somit in der Lage, bei Eingangsspannungen zwischen U1 min=100 V und U1 max=400 V eine konstante Ausgangsspannung von
zu erzeugen.
Für M = 12,8 wird ü = 6,25.
Die Spannungsbelastung des Schalttransistors 1 beträgt in der Sperrphase 500 V. Die maximale Strombelastung ergibt sich aus dem Anlaufstrom des Gleichspannungsmotors 8 divi­ diert durch das Übersetzungsverhältnis Ü. Bei einem maxi­ malen Anlaufstrom IA max=1,7 A und einem Übersetzungsver­ hältnis von Ü=6,25 ergibt sich ein Drainstrom von ca. 0,272 A mit 80%igem Tastverhältnis.
Im Normalbetrieb mit IA=0,4 A fließt im Transistor ein Strom von 0,064 A zuzüglich des Magnetisierungsstromes.
Als Transistor wird vorteilhafterweise ein MOS-FET-Tran­ sistor gewählt, der vorzugsweise eine Spitzenspannung von 550 V und einem maximalen Drainstrom von 0,35 A bei einer Gehäusetemperaur von TG=100°C verträgt.
Der Schalttransistor 1 wird mit einer Frequenz f=80 kHz angesteuert, wobei diese Frequenz vom astabilen Multivi­ brator 3 und die maximale Einschaltdauer von dessen Tast­ verhältnis festgelegt wird. Die rechteckförmige Ausgangs­ spannung des astabilen Multivibrators 3 ist in Fig. 4A dargestellt. Dieses Signal bestimmt das Ein- und Aus­ schaltverhalten des Schalttransistors 1.
Der hinter der Gleichrichterdiode 9 anstehende Spannungs­ impuls UM der Motorspannung lädt über den Widerstand 42 den Kondensator 41 des RC-Gliedes des Komparators mit Hy­ sterese 4 auf. Bei Erreichen einer Spannungsschwelle von ca. +1,0 V kippt der Ausgang des Komparators auf niedri­ ges Potential. Damit geht der Ausgang des aus dem NOR- Gatter 51 gebildeten Inverters auf hohes Potential und der Ausgang des NOR-Gatters 52 und damit der Steueranschluß des Schalttransistors 1 auf niedriges Potential, obwohl die zu diesem Zeitpunkt bspw. die vom astabilen Multivi­ brator 3 vorgegebene maximale Einschaltzeit t1 max bzw. das maximale Tastverhältnis VT max noch nicht erreicht wur­ den.
Die Ausgangsspannung UM geht auf -0,7 V, so daß die Span­ nung am Kondensator 41 des RC-Gliedes 41, 42 langsam ab­ sinkt. Nach Erreichen von t1 max geht der Ausgang des asta­ bilen Multivibrators 3 auf hohes Potential und schaltet über den Inverter 16 den Entladetransistor 7 ein, der den parallel zu seiner Schaltstrecke geschalteten Kondensator 41 des RC-Gliedes 41, 42 sehr schnell entlädt. Dadurch geht der Ausgang des Komparators mit Hysterese 4 auf hohes Potential zurück. Wenn der astabile Multivibrator 3 infol­ ge seiner Schwingfrequenz auf niedriges Potential kippt, beginnt der vorstehend geschilderte Vorgang erneut.
Auf diese Weise wird die Einschaltzeit des Schalttransi­ stors 1 von der sekundärseitigen Motorspannung UM gere­ gelt, wobei bei hoher Eingangsspannung U1, die dem Durch­ flußwandler an der Primärwicklung 21 des Transformators 2 zugeführt wird, eine höhere Ausgangsspannung am Transfor­ mator 2 die Folge ist, so daß die Spannung, die am RC- Glied 41, 42 aufintegriert wird schneller zum Umschalten des Komparatorausgangssignals von hohem auf niedriges Po­ tential erreicht wird, so daß der Schalttransistor 1 vor­ zeitig gesperrt wird.
Fig. 4B zeigt die schneller bzw. langsamer aufintegrier­ te Spannung am negativen Eingang des Differenzverstärkers 40 des Komparators mit Hysterese 4 und Fig. 4C die Kom­ parator-Ausgangsspannung.
Fig. 4D zeigt das aus der logischen Verknüpfung des Aus­ gangssignals des astabilen Multivibrators 3 und des Kompa­ rators mit Hysterese 4 resultierende Steuersignal am Steu­ eranschluß des Schalttransistors 1 und Fig. 4E die Mo­ torspannung UM.
Die Erfindung beschränkt sich in ihrer Ausführung nicht auf das vorstehend angegebene bevorzugte Ausführungsbei­ spiel. Insbesonde­ re beschränkt sich die Ausführung nicht auf die Realisie­ rung mit diskreten logischen Baugruppen, sondern läßt sich vorteilhaft auch mit programmierter Logik - vorzugsweise unter Verwendung eines Mikroprozessors - realisieren.

Claims (10)

1. Schaltnetzteil für einen Niedervolt-Gleichspannungsmotor mit einem Durchflußwandler, dessen Leistungsteil einen Schalt­ transistor, eine Gleichrichterdiode und einen Transformator enthält, dessen Primärwicklung in Reihe zur Schaltstrecke des Schalttransistors und dessen Sekundärwicklung parallel zur Reihenschaltung der Gleichrichterdiode mit dem Gleich­ spannungsmotor geschaltet ist, parallel zu dem eine Frei­ laufdiode angeordnet ist, und dessen Steuereinrichtung der Ansteuerung des Schalttransistors dient, dadurch gekenn­ zeichnet,
  • a) daß parallel zur Schaltstrecke des Schalttransistors (1) eine Entmagnetisierungseinrichtung vorgesehen ist,
  • b) daß die Steuereinrichtung enthält:
    • b1) einen das maximale Tastverhältnis des Schalttran­ sistors (1) bestimmenden astabilen Multivibrator (3),
    • b2) einen Komparator mit Hysterese (4), über dessen einen Eingang ein RC-Glied (41, 42) mit der Span­ nung (UM) am Gleichspannungsmotor (8) und dessen anderer Eingang mit einer im wesentlichen konstan­ ten Spannung beaufschlagt ist, wobei parallel zum Ladekondensator (41) des RC-Gliedes (41, 42) eine Entladeeinrichtung geschaltet ist,
    • b3) ein Verknüpfungsglied (5), das die Ausgänge des astabilen Multivibrators (3) und des Komparators mit Hysterese (4) mit dem Steueranschluß des Schalttransistors (1) verbindet.
2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladeeinrichtung aus einem Entladetransistor (7) be­ steht, dessen Steueranschluß mit dem Ausgang des astabilen Multivibrators (3) verbunden ist und der den Ladekondensator (41) nach Erreichen der maximalen Einschaltzeit (tlmax) entlädt.
3. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich­ net, daß das Verknüpfungsglied (5) aus einem mit dem Ausgang des Komparators mit Hysterese (4) und dem Ausgang des asta­ bilen Mulitvibrators (3) verbundenen UND-Gatter (53) be­ steht, dessen Ausgang an den Steueranschluß des Schalttran­ sistors (1) angeschlossen ist und daß der Ausgang des asta­ bilen Multivibrators (3) über einen Inverter (16) an den Steueranschluß des Entladetransistors (7) angeschlossen ist.
4. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich­ net, daß das Verknüpfungsglied (5) aus einem mit dem Ausgang des Komparators mit Hysterese (4) und dem Ausgang des asta­ bilen Multivibrators (3) verbundenen NAND-Gatter (54) be­ steht, dessen Ausgang über einen Inverter (55) an den Steu­ eranschluß des Schalttransistors (1) angeschlossen ist und daß der Ausgang des astabilen Multivibrators (3) über einen Inverter (16) mit dem Steueranschluß des Entladetransistors (7) verbunden ist.
5. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich­ net, daß das Verknüpfungsglied (5) aus einem mit dem Ausgang des Komparators mit Hysterese (4) verbundenen Inverter (51) und einem NOR-Gattar (52) besteht, dessen Eingänge mit dem Ausgang des Inverters (51) und mit dem Ausgang des astabilen Multivibrators (3) verbunden sind und dessen Ausgang an den Steueranschluß des Schalttransistors (1) angeschlossen ist.
6. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebsspannung der Steuereinrichtung mittels einer Spannungsversorgungsschal­ tung (6) durch Integration der Motorspannung (UM) erzeugt wird und einen mit einem Anschluß des Gleichspannungsmotors (8) verbundenen Integrationswiderstand (62) sowie einen mit dem Integrationswiderstand (62) und dem anderen Anschluß des Gleichspannungsmotors (8) verbundenen Integrationskondensa­ tor (61) enthält.
7. Schaltnetzteil nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zur Spannungsversorgungsschaltung (6) eine Refe­ renzspannungs-Zenerdiode (15) geschaltet ist.
8. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Entmagnetisierungseinrichtung aus einer Zenerdiode (14) besteht.
9. Schaltnetzteil nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe zur Entmagnetisierungs-Zenerdiode (14) eine Entmagne­ tisierungsdiode (13) geschaltet ist.
10. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalttransistor (1) aus einem MOS-FET besteht.
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