DE3814131A1 - Verfahren zum messen einer verlustbehafteten spule und nach diesem verfahren aufgebauter induktiver abstandssensor - Google Patents
Verfahren zum messen einer verlustbehafteten spule und nach diesem verfahren aufgebauter induktiver abstandssensorInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Messen der in einem
elektromagnetischen Hochfrequenzfeld vorhandenen Verluste einer
verlustbehafteten Spule und einen nach diesem Verfahren
aufgebauten induktiven Abstandssensor.
Spulen, die stets verlustbehaftet sind, werden in der Elektrotechnik
in vielfältiger Weise eingesetzt, beispielsweise in
einem LC-Schwingkreis oder in einem mit diesem LC-Schwingkreis
aufgebauten Oszillator oder auch in induktiven Näherungssensoren.
Elektrische und elektronische Schaltungen sind in ihrem
Verhalten von den Eigenschaften der verwendeten Bauelemente
abhängig. Die Güte und das Temperaturverhalten von Widerständen
und Kondensatoren sind mit modernen Technologien beherrschbar;
ebenso sind die Eigenschaften von modernen Halbleiter-Schaltungen
durch geeignete Wahl der Schaltung bestimmbar; auch sind
nur wenige Schaltungen bekannt, die die Güte und den Temperaturgang
einer verlustbehafteten Spule verbessern.
Die wichtigsten berührungslosen Sensoren zur Prozeßsteuerung
und Anlagenüberwachung sind induktive Abstands- bzw. Näherungssensoren
oder Näherungsschalter und Näherungsinitiatoren. Ein
induktiver Näherungssensor enthält eine Spule mit einem gerichteten
elektromagnetischen Hochfrequenzfeld. Hierzu verwendet
man meist handelsübliche zylinderförmige Halbschalenkerne aus
ferromagnetischem Ferritmaterial. Dadurch entsteht an den offenliegenden
Schenkeln dieser rotationssymmetrischen Halbschalenkerne
eine Vorzugsrichtung des elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes.
Wird in dieses gerichtete Hochfrequenzfeld ein
elektrisch oder magnetisch leitendes bzw. ferromagnetisches
Material - eine sogenannte Steuerfahne - gebracht, tritt eine
Dämpfung der magnetischen Komponente des Hochfrequenzfeldes und
damit eine Dämpfung der Spule auf.
Ein handelsüblicher induktiver Näherungssensor enthält einen
Hochfrequenz-Oszillator mit einem LC-Schwingkreis. Die Spule
dieses LC-Schwingkreises erzeugt das gerichtete elektromagnetische
Hochfrequenzfeld. Bei der oben beschriebenen Dämpfung
des elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes nimmt die Amplitude
der Hochfrequenz-Schwingungen des Oszillators ab.
Bei genügend großer Dämpfung reißt die Schwingung des Oszillators
schließlich ab, weil die Schwingungsbedingung des Oszillators
nicht mehr erfüllt ist. Die Amplitude der Oszillator-
Hochfrequenz-Schwingungen kann als Maß für die Dämpfung des
gerichteten elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes verwendet
werden, also als Maß für den Abstand einer Steuerfahne.
Zur Auswertung der Dämpfung wird die Amplitude des Oszillator-
Hochfrequenzsignals i. a. gleichgerichtet. Dieses gleichgerichtete
Hochfrequenz-Amplituden-Signal kann entweder direkt in ein
analoges Signal zur Anzeige des Abstandes einer Steuerfahne
verstärkt oder mit Hilfe einer nachfolgenden Auswerteschaltung
in ein Schaltsignal umgesetzt werden, wobei das Schaltsignal
bei einem definierten Abstand der Steuerfahne seinen Schaltzustand
ändert. Besonders induktive Näherungsschalter, die nach
der zuletzt beschriebenen Funktion arbeiten, dienen in zahlreichen
Ausführungsformen und in großer Anzahl zur Anlagensteuerung
und Anlagenüberwachung. Als Schaltung zur Erzeugung der
Hochfrequenz-Schwingungen wird sehr häufig eine Meißner-
Oszillator-Schaltung verwendet.
Bei einem induktiven Näherungssensor hängt der erzielbare und
nutzbare Abstandsbereich, d. h. der Abstand der Dämpfungsfahne
von der "aktiven" Fläche der Spule, im wesentlichen von der
Größe und den Eigenschaften der Hochfrequenz-Spule ab. Die
Dämpfung durch die Steuerfahne bewirkt eine Änderung der Güte Q
der Spule. Bei Annähern der Steuerfahne wird die Güte Q von
einem maximalen Wert Q₀ in Form einer S-Kurve auf einen
minimalen Wert reduziert (Fig. 1). Den Schaltpunkt bzw. den
Meßbereich legt man zweckmäßigerweise in den steilsten Teil der
S-Kurve, i. a. ist das am Wendepunkt. Will man den Meßbereich
vergrößern, so muß man auch die flacheren Teile der S-Kurve
ausnutzen. Die Messung ist in einem flacheren Teil mit einer
wesentlich größeren Unsicherheit behaftet, da eine bestimmte
auswertbare Güteänderung hier eine große Änderung im Abstand s
der Steuerfahne bedeutet.
Der Einfluß der Umgebungstemperatur auf die relative Güte Q/Q₀
einer Spule zeigt, daß die Güte mit steigender Temperatur
abnimmt (s. Fig. 1b). Der Temperatureinfluß auf die Spulengüte
schränkt den nutzbaren Abstandsmeßbereich bei induktiven
Näherungssensoren wesentlich ein, da die Güteänderung infolge
des Temperatureinflusses in einem vorgesehenen Temperaturarbeitsbereich
größer werden kann als die durch eine Steuerfahne
bewirkte Änderung.
Bei vielen Anwendungen und in vielen Ausführungsformen wird der
Abstandsmeßbereich so niedrig gewählt, daß keine besonderen
Maßnahmen zu einer Temperaturkompensation notwendig sind. Bei
kritischen Einsatzfällen verwendet man temperaturabhängige
Widerstände, beispielsweise Heißleiter oder Kaltleiter, um den
Temperaturgang des Schaltabstandes zu kompensieren. Dieser
zusätzliche Aufwand führt jedoch nur in einem beschränkten
Temperaturbereich zu befriedigenden Ergebnissen. Eine wesentliche
Vergrößerung des nutzbaren Abstandsmeßbereiches kann damit
nicht erreicht werden.
Die Güte einer Spule ist gegeben durch das Verhältnis aus dem
Blindwiderstand Im (Z) und dem Verlustwiderstand Re (Z), wobei
Z der komplexe Scheinwiderstand der Spule ist.
Der Blindwiderstand Im (Z) ist im wesentlichen durch die Induktivität
L der Spule bestimmt; für eine einfache Spule gilt
Im (Z) = ω L .
Der Verlustwiderstand Re (Z) setzt sich aus dem Gleichstrom-
Verlust-Widerstand R CU der Kupferwicklung und aus zusätzlichen
dielektrischen Verlusten durch die Eigenkapazität der Spule
sowie Wirbelstromverlusten in der Kupferwicklung der Spule und
magnetischen Verlusten im Spulenkern und in der Steuerfahne
zusammen.
Der Einfluß der Umgebungstemperatur auf die Güte einer Spule
wird im wesentlichen durch die Temperaturabhängigkeit der
Verlustwiderstände bewirkt. Bekannt ist der Temperaturkoeffizient
α des Gleichstrom-Widerstandes der Kupferwicklung der
Spule mit etwa 3,95×10-3/K. Die Temperaturgänge der anderen
Verlustwiderstände sind meist vernachlässigbar klein.
Die Güte und damit auch der Temperaturgang einer Spule ist eine
zusammengesetzte Größe, die bei verschiedenen Bauarten und
sogar von Exemplar zu Exemplar starken Schwankungen unterworfen
ist. Deshalb muß eine Kompensation bzw. eine Reduzierung des
Temperaturganges mindestens für jede Bauart einer Spule
getrennt vorgenommen werden.
In der deutschen Offenlegungsschrift 35 13 403 wird ein Verfahren
angegeben, daß der Temperaturkoeffizient des Kupferwiderstandes
der Schwingkreisspule zur Kompensation des Temperaturkoeffizienten
der Güte des Schwingkreises ausgenutzt wird, wobei eine
zum Kupferwiderstand der Schwingkreisspule proportionale
Spannung mit einer zweiten Spule an den Schwingkreis angelegt
wird. Diese Temperaturkompensation ist aber nur unter ganz
speziellen Bedingungen zu realisieren. Der Kupferwiderstand der
zweiten Spule muß wesentlich größer sein als der Kupferwiderstand
der Schwingkreisspule, während die Induktivität beider
Spulen gleich groß sein muß. Diese Bedingungen sind in der
Praxis nur sehr schwer zu erfüllen.
Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Meßverfahren
und eine Meßvorrichtung anzugeben, bei dem die Temperaturabhängigkeit
der Spulengüte nicht mehr in die Messung des
Abstandes der Steuerfahne eingeht, so daß beispielsweise in der
Anwendung als Näherungsschalter der Schaltabstand sehr stabil
über einen weiten Temperaturbereich gemessen wird.
Das erfindungsgemäße Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, daß
der Feldverlustwiderstand, hervorgerufen durch elektromagnetische
Feldverluste infolge des elektromagnetischen Streufeldes
und infolge einer elektromagnetischen Dämpfung durch eine
Steuerfahne, direkt gemessen wird. Diesem erfindungsgemäßen
Verfahren liegt die Erkenntnis zugrunde, daß dieser Feldverlustwiderstand
infolge der Verluste des elektromagnetischen
Feldes ein Wirkwiderstand ist und abhängig vom Abstand s der
Steuerfahne ist, während der Kupferwiderstand R CU unabhängig
vom Abstand s der Steuerfahne ist.
In einer weiteren Ausgestaltung dieser Erfindung wird der
Feldwiderstand mittels einer Wirkleistungsmessung erfaßt.
Die erfindungsgemäßen Vorrichtungen sollen anhand von Zeichnungen
näher erläutert werden:
Fig. 1a zeigt das Verhalten der relativen Güte Q/Q₀ einer
verlustbehafteten Spule mit einem gerichteten
elektromagnetischen Hochfrequenzfeld in Abhängigkeit
vom Abstand s einer Steuerfahne;
Fig. 1b zeigt die Temperaturabhängigkeit der relativen Güte
Q/Q₀ einer verlustbehafteten Spule;
Fig. 2a zeigt das Ersatzschaltbild einer verlustbehafteten
Spule mit der Induktivität L, mit dem Feldverlustwiderstand
R F infolge der Dämpfung und Verluste des
gerichteten elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes;
Fig. 2b zeigt die Abhängigkeit des Feldverlustwiderstandes R F
und des Kupferverlustwiderstandes R CU vom Abstand s
einer Steuerfahne;
Fig. 3a zeigt das prinzipielle Verfahren zur 4-Leiter-Messung
des Feldverlustwiderstandes R F ;
Fig. 3b zeigt das Ersatzschaltbild der 4-Leiter-Messung des
Feldverlustwiderstandes R F ;
Fig. 4 zeigt die Messung des Feldverlustwiderstandes R F mit
einer Konstant-Wechselstromquelle I ;
Fig. 5a zeigt ein Blockschaltbild zur Messung des Feldverlustwiderstandes
R F nach Fig. 4 mittels einer
Wirkleistungsmessung;
Fig. 5b zeigt ein Ausführungsbeispiel nach Fig. 5a;
Fig. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach Fig. 5a mit einer
Regelschaltung.
Eine Analyse einer verlustbehafteten Spule nach Fig. 2a
ergibt, daß die Güte bei den für einen induktiven Näherungssensor
in Frage kommenden Materialien und Frequenzen im
wesentlichen durch den Kupferwiderstand R CU der verlustbehafteten
Spule bestimmt wird. Aus dem Ersatzschaltbild nach Fig. 2a
ergibt sich die Dämpfung D, der Kehrwert der Güte Q, unter
Berücksichtigung des Kupferwiderstandes R CU , des Feldverlustwiderstandes
R F und der verlustfreien Induktivität L und unter
Vernachlässigung anderer Verlustquellen zu:
und da in der Regel R CU «R F ist, gilt in der Praxis die
Näherung
Eine Analyse der Abhängigkeit des Feldverlustwiderstandes R F ,
des Kupferwiderstandes R CU und der verlustfreien Induktivität L
von der Stellung s einer Steuerfahne ergibt nach Fig. 2b, daß
nur der Feldverlustwiderstand R F vom Abstand s der Steuerfahne
abhängig ist; d. h., der Kupferwiderstand R CU ist unabhängig von
der Stellung s. In einem Ausführungsbeispiel für eine Kupferspule
mit einer Drahtstärke von 0,08 mm auf einem Halbschalenkern
von 21 mm Außendurchmesser ergab sich ein Kupferwiderstand
von R CU von etwa 1,5 Ohm; die Induktivität L betrug ohne
Steuerfahne, d. h., der Abstand s war sehr groß, etwa 290 µH.
Der Feldverlustwiderstand ändert sich
von etwa 1 kOhm bis etwa 30 kOhm bei einer Steuerfahne aus
Kupfer oder Weicheisen im Abstand s von 0 mm bis 21 mm. Die
obige Näherung für die Dämpfung D ist also in der Praxis meist
gegeben, da der Feldverlustwiderstand R F wesentlich größer als
der Kupferwiderstand R CU der Spule ist (R F »R CU ).
Fig. 3a zeigt, wie auf sehr einfache Weise der Zugriff auf den
Feldverlustwiderstand R F der Spule erfolgen kann. Mit der
Spule, die als erste Wicklung zwischen den Klemmen A und B
angeschlossen ist, wird eine zweite Wicklung bifilar gewickelt,
die zwischen den Klemmen C und B′ herausgeführt ist. Dadurch
haben beide Wicklungen dieselbe Induktivität L, der kombinierte
Effekt der Gegeninduktivität M
M = √ = L
ist aufgehoben, und der Anschluß C erlaubt den Zugriff auf den
Feldverlustwiderstand R F , wie in dem Ersatzschaltbild nach
Fig. 3b angegeben ist. Als Wicklungsdraht für beide Wicklungen
kann Hochfrequenzlitze oder Kupfer-Lackdraht verwendet werden.
Der Kupferwiderstand R CU 1 und R CU 2 geht - wie noch gezeigt wird
-praktisch nicht in die Messung des Feldverlustwiderstandes
R F ein.
Zur Messung des Feldverlustwiderstandes R F wird nach Fig. 4
eine Wechselstromquelle mit dem Konstantstrom I und einer
Frequenz f an die Klemmen A und B der Spule gelegt. Durch die
Verwendung einer Konstantstromquelle I geht der Kupferwiderstand
R CU 1 der ersten Wicklung und damit auch sein Temperaturgang
nicht mehr in die Messung ein, da der Strom I nicht von
R CU 1 abhängt. Wird eine Spannungsquelle an die Wicklung A und B
angelegt, muß mit einer geeigneten Regel-Vorrichtung der
Temperaturgang des Kupferwiderstandes R CU 1 berücksichtigt
werden. In die zweite Wicklung wird die Spannung U eingekoppelt,
die an den Klemmen C und B′ gemessen werden kann. Bei
einer hochohmigen Spannungsmessung von U ist der Spannungsabfall
an R CU 2 wesentlich kleiner als am Feldverlustwiderstand
R F und am Blindwiderstand X L der Gegeninduktivität M (=L). Es
wird an den Klemmen C und B′ also nur der Spannungsabfall an
der Parallelschaltung aus Feldverlustwiderstand R F und Blindwiderstand
X L der Gegeninduktivität M (=L) gemessen. Die
Spannung U beträgt
U = I (R F ∥ X L ) .
Es ist nun bekannt, daß der Strom I der Spannung U um den
Phasenwinkel ϕ nacheilt. Diese Phasenverschiebung ergibt sich
aus dem Feldverlustwiderstand R F und dem Blindwiderstand X L der
Gegeninduktivität M (=L) zu
Der Feldverlustwiderstand R F kann also durch eine Phasenwinkelmessung
und durch eine Amplitudenmessung von I oder U bestimmt
werden. Bei großen Abständen s der Steuerfahne kann der
Blindwiderstand X L wesentlich kleiner werden als der Feldverlustwiderstand
R F , so daß der Phasenwinkel ϕ nur geringfügig
kleiner als 90° ist. Die Phasenwinkelmessung müßte also
sehr genau sein, so daß der elektronische Aufwand erheblich
sein würde, beispielsweise durch Messen des Wirkstroms I R durch
den Feldverlustwiderstand R F mit Hilfe eines Synchrongleichrichters
aus U und I .
Wesentlich einfacher zur Bestimmung des Feldverlustwiderstandes
R F ist es, die in ihm verbrauchte Wirkleistung P W zu
messen, wie beispielsweise in E. Schrüfer, Elektrische Meßtechnik,
2. Auflage auf Seite 235 und 236, dargestellt. Die im
Feldverlustwiderstand R F verbrauchte Wirkleistung wird nicht
mehr direkt von anderen Größen, wie beispielsweise den Kupferwiderständen
R CU 1 und R CU 2 und dem Blindwiderstand X L der
Gegeninduktivität beeinflußt. Die Wirkleistung kann - wie in
Fig. 5a dargestellt - dadurch bestimmt werden, daß der Spannungsabfall
U am Feldwiderstand R F und der an die Meßspule
angelegte Strom I phasenrichtig miteinander multipliziert
werden.
Mit i = î · sin ω t
und u = û · sin (ω t+ϕ)
ergibt sich die Leistung P W aus der Multiplikation von i und u.
P W = i · u = î · û · sin ω t · sin (ω t+d)
= ½ · î · û [cos ϕ-cos (2 ω t+ϕ) ]
Mit einem Tiefpaß wird der lineare Mittelwert des Ausgangssignals
P W gebildet.
W = = ½ · î · û cos ϕ .
Als Ausgangssignal erhält man also die Wirkleistung W . Nach
E. Schrüfer, Elektrische Meßtechnik, kann man zeigen, daß sich die
Wirkleistung W als Maß für den Feldwiderstand R F ergibt.
Mit dieser Leistungsmessung wird also die im Widerstand R F
umgesetzte Wirkleistung W gemessen. Bei konstanter Amplitude î
ist die gemessene Wirkleistung direkt proportional zum Feldverlustwiderstand
R F .
Nach Fig. 5a wird der Strom I der Konstantstromquelle 1 (nach
Fig. 4) mit einem Strom/Spannungs-Wandler 2 in eine zum
Strom I proportionale Spannung umgeformt. Mit einem nachfolgenden
elektronischen Spannungsverstärker 3 kann diese Spannung
verstärkt werden, um sie dann auf den einen Eingang eines
elektrischen oder elektronischen Multiplizierers 4 zu leiten.
Die Spannung U am Feldverlustwiderstand R F wird ebenfalls mit
einem elektronischen Spannungsverstärker 5 in geeigneter Weise
verstärkt und auf den zweiten Eingang des Multiplizierers 4
geleitet. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 4 wird auf ein
als Integrator wirkendes Tiefpaß-Filter oder einen Integrationsverstärker
6 geführt, dessen Ausgangssignal durch die
Bildung des linearen Mittelwertes proportional der Wirkleistung
W im Feldverlustwiderstand R F und damit proportional dem
Feldverlustwiderstand R F ist.
Nach Fig. 5b erfolgt die Messung des Stroms I beispielsweise
mit einem ohmschen Widerstand R, d. h., der Strom/Spannungs-
Wandler 2 besteht aus dem ohmschen Widerstand R. Als geeignete
elektronische Spannungsverstärker 3 und 5 haben sich die an
sich bekannten Instrumentierungsverstärker bewährt, d. h.
Subtrahierverstärker mit Elektrometerverstärkern in den beiden
Eingangsleitungen.
Prinzipiell sind weitere Meßschaltungen möglich, beispielsweise
mit einer galvanischen Trennung der beiden Wicklungen der Meßspule,
durch einen Kondensator, so daß die beiden Anschlüsse B
und B′ nicht mehr galvanisch verbunden sind.
In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung nach Fig. 6 wird
die Amplitude des Konstantstroms I so nachgeregelt, daß die
Amplitude der Spannung U am Feldwiderstand R F konstant gehalten
wird. Hierzu wird mit einem Gleichrichter 7 die Spannung U
gleichgerichtet. In einem Regelverstärker 8 wird diese gleichgerichtete
Spannung U mit einer Referenzspannung U ref verglichen
und eine Regelgröße erzeugt, die die Konstantstromquelle 1
steuert. Die Konstantstromquelle 1 besteht aus einem Oszillator
9 mit der Resonanzfrequenz f und einem steuerbaren Verstärker
10, der derart eingestellt wird, daß die gleichgerichtete
Spannung U gleich der Referenzspannung U ref ist. Da der
Feldverlustwiderstand R F frequenzabhängig ist, ist es erforderlich,
die Frequenz f konstant zu halten, beispielsweise mit
einem Quarzoszillator.
Claims (19)
1. Verfahren zum Messen einer verlustbehafteten Spule,
dadurch gekennzeichnet,
daß die komplexe Impedanz der verlustbehafteten Spule als
Parallelschaltung einer idealen Induktivität und eines
Feldverlustwiderstandes infolge der Verluste in einem
elektromagnetischen Hochfrequenzfeld gemessen wird, so daß
der ohmsche Wicklungswiderstand und damit auch der
Temperaturkoeffizient des ohmschen Wicklungswiderstandes
nicht in die Messung eingeht.
2. Verfahren nach Anspruch 1 zum Messen der Verluste im
elektromagnetischen Hochfrequenzfeld der verlustbehafteten
Spule,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Feldverlustwiderstand als Wirkwiderstand gemessen
wird.
3. Verfahren nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß die in dem elektromagnetischen Hochfrequenzfeld
vorhandenen Verluste, die als Feldverlustwiderstand erfaßt
werden, durch Dämpfung des elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes
mit elektrisch bzw. magnetisch leitendem
Material erzeugt werden.
4. Verfahren nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß das elektrisch bzw. magnetisch leitende Material im
elektromagnetischen Hochfrequenzfeld der verlustbehafteten
Spule bewegt werden kann.
5. Verfahren nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Größe des Feldverlustwiderstandes ein Maß für die
Stellung des elektrisch bzw. magnetisch leitenden
Materials im elektromagnetischen Hochfrequenzfeld der
verlustbehafteten Spule ist.
6. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2 oder 3 oder 4 oder 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß die verlustbehaftete Spule aus zwei bifilar
gewickelten Wicklungen besteht.
7. Verfahren nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
daß die eine Wicklung der verlustbehafteten Spule zum
Erzeugen des elektromagnetischen Hochfrequenzfeldes der
verlustbehafteten Spule mit einem konstanten Wechselstrom
gespeist wird, so daß der ohmsche Wicklungswiderstand
dieser Wicklung und sein Temperaturkoeffizient die Messung
des Feldverlustwiderstandes nicht beeinflußt.
8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Spannung an der zweiten Wicklung der verlustbehafteten
Spule als Spannungsabfall am Feldverlustwiderstand
gemessen wird, so daß der ohmsche Wicklungswiderstand
dieser Wicklung und sein Temperaturkoeffizient die
Messung des Feldverlustwiderstandes nicht beeinflußt.
9. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7 oder 8,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Feldverlustwiderstand der verlustbehafteten Spule
durch Messen der Wirkleistung in der verlustbehafteten
Spule erfaßt wird.
10. Verfahren nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Wirkleistung durch Messen des konstanten Wechselstroms,
der zum Speisen der ersten Wicklung dient, und
durch Messen des Spannungsabfalls an der zweiten Wicklung
erfolgt, indem der Strom und die Spannung phasenrichtig
miteinander multipliziert werden und daraus der lineare
Mittelwert ermittelt wird.
11. Verfahren nach Anspruch 1 oder 6,
dadurch gekennzeichnet,
daß die ideale Induktivität der verlustbehafteten Spule
durch Messen der Blindleistung in der verlustbehafteten
Spule erfaßt wird.
12. Verfahren nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Blindleistung durch Messen des konstanten Wechselstroms,
der zum Speisen der ersten Wicklung dient, und
durch Messen des Spannungsabfalls an der zweiten Wicklung
erfolgt, indem der Strom und die Spannung mit einer
Phasenverschiebung von 90 Grad miteinander multipliziert
werden und daraus der lineare Mittelwert ermittelt wird.
13. Vorrichtung nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet,
daß der konstante Wechselstrom mit einer an sich bekannten
Konstantstromquelle 1 für Wechselstrom mit einer festen
Frequenz erzeugt wird.
14. Vorrichtung nach Anspruch 10 oder 13,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Konstantstrom I mit einem Strom/Spannungs-Wandler 2 in eine zum Konstantstrom proportionale Spannung umgeformt wird,
daß diese Spannung mit einem nachfolgenden elektronischen Spannungsverstärker 3 in geeigneter Weise verstärkt wird,
daß diese verstärkte Spannung auf den einen Eingang eines elektrischen oder elektronischen Multiplizierers 4 geleitet wird,
daß der Spannungsabfall U am Feldverlustwiderstand mit einem zweiten elektronischen Spannungsverstärker 5 in geeigneter Weise verstärkt wird,
daß diese zweite Spannung auf den zweiten Eingang des Multiplizierers 4 geführt wird und
daß aus dem Ausgangssignal des Multiplizierers 4 mit einem elektrischen oder elektronischen Tiefpaß-Filter 5 der lineare Mittelwert gebildet wird.
daß der Konstantstrom I mit einem Strom/Spannungs-Wandler 2 in eine zum Konstantstrom proportionale Spannung umgeformt wird,
daß diese Spannung mit einem nachfolgenden elektronischen Spannungsverstärker 3 in geeigneter Weise verstärkt wird,
daß diese verstärkte Spannung auf den einen Eingang eines elektrischen oder elektronischen Multiplizierers 4 geleitet wird,
daß der Spannungsabfall U am Feldverlustwiderstand mit einem zweiten elektronischen Spannungsverstärker 5 in geeigneter Weise verstärkt wird,
daß diese zweite Spannung auf den zweiten Eingang des Multiplizierers 4 geführt wird und
daß aus dem Ausgangssignal des Multiplizierers 4 mit einem elektrischen oder elektronischen Tiefpaß-Filter 5 der lineare Mittelwert gebildet wird.
15. Vorrichtung nach Anspruch 14,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Strom/Spannungs-Wandler 2 aus einem ohmschen
Widerstand besteht.
16. Vorrichtung nach Anspruch 10 oder 13 oder 14 oder 15,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Amplitude des Konstantstromes I für die erste
Wicklung der verlustbehafteten Spule so nachgeregelt wird,
daß die Amplitude der Spannung U an der zweiten Wicklung
mit einer Regeleinrichtung konstant gehalten wird, wobei
die Spannung U mit einem Gleichrichter 7 in eine Gleichspannung
gleichgerichtet wird, diese Gleichspannung in
einem Regler 8 mit einer Referenzspannung U ref verglichen
wird und dieser Regler 8 die Konstantstromquelle 1
steuert, wobei die Konstantstromquelle 1 aus einem
Oszillator 9 und einem steuerbaren Verstärker 10 mit
Stromausgang besteht.
17. Vorrichtung nach Anspruch 16,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Oszillator 9 ein an sich bekannter Quarzoszillator
mit einer konstanten Frequenz f ist.
18. Vorrichtung nach Anspruch 17,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Oszillator 9 ein sinusförmiges Ausgangssignal
abgibt.
19. Vorrichtung nach Anspruch 16 oder 17 oder 18,
dadurch gekennzeichnet,
daß hiermit ein Näherungssensor mit erhöhtem Abstandsmeßbereich
und vernachlässigbarem Temperaturgang aufgebaut
ist, wobei eine beweglich angebrachte Steuerfahne aus
magnetisch bzw. elektrisch leitendem Material sich vor der
Spule in deren elektromagnetischem Hochfrequenzfeld
befindet.
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|---|---|---|---|
| DE19883814131 DE3814131C2 (de) | 1988-04-27 | 1988-04-27 | Verfahren zum Messen des vom Abstand einer Steuerfahne abhängigen Anteils der Impedanz einer verlustbehafteten Spule und Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens |
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