DE3784090T2

DE3784090T2 - Einen treiber mit offenem kollektor und hoher spannungsauswanderung enthaltende integrierte schaltung.

Info

Publication number: DE3784090T2
Application number: DE8787104810T
Authority: DE
Inventors: Leo Boyes Freeman
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1986-04-25
Filing date: 1987-04-01
Publication date: 1993-08-12
Anticipated expiration: 2007-04-02
Also published as: EP0242651B1; EP0242651A3; EP0242651A2; US4677312A; JPH07101842B2; JPS62257217A; DE3784090D1

Description

Hintergrund der Erfindung

Ein Schlüsselfaktor für die Verbesserung der Geschwindigkeit moderner Digitalrechner ist die Verringerung der Ausbreitungsverzögerung der Schaltungen, die zur Ausführung der notwendigen logischen und Übertragungsoperationen benutzt werden. Die Geschwindigkeit oder Ausbreitungsverzögerung einer Schaltung ist letzten Endes durch die Geschwindigkeit der einzelnen Transistoren begrenzt, aus denen sie hergestellt ist. Eine grundlegende Grenze für die Geschwindigkeit eines Transistors ist durch die Zeit gegeben, die für die Minoritätsträgerverteilung im Basisgebiet erforderlich ist, um auf eine Änderung des Basisstroms zu antworten und eine verstärkte Änderung des Kollektorstromes hervorzurufen. Ein Maß für diese Zeit ist durch die Minoritätsträger-Basislaufzeit gegeben.
Für eine lineare Trägerverteilung ist
T = W²/2D,
wobei T die Basislaufzeit, W die Transistorbasisbreite und D das Trägerdiffusionsvermögen in der Basis ist.
Die Basisbreite hat somit einen direkten Bezug zur Geschwindigkeit der Transistoren und beeinflußt die Geschwindigkeit von Maschinen (beispielsweise von Computern), die aus ihnen hergestellt sind. Zur Minimierung der Ausbreitungsverzögerung einer Schaltung sind Transistoren mit der geringsten erreichbaren Basisbreite erforderlich.
Die logischen Schaltungen in einem Computer existieren nicht isoliert. Sie müssen in der Lage sein, mit Schaltungen und Bauelementen aus verschiedenen Materialien und mit verschiedenen Betriebsdaten elektrisch zu kommunizieren. Beispiele für solche Schnittstellen wären Verbindungen zu Speicherchips aus Feldeffekttransistoren und Verbindungen zu Bereichen der Maschine, die aus logischen Schaltungen mit industrieller Standard-5V-Logik hergestellt sind. Diese anderen Schaltungen haben spezielle elektrische Schnittstellenvorschriften bezüglich der Spannungs- und Strompegel, die mit dem gleichen Bauelementetyp und auf dem gleichen integrierten Schaltkreis-Chip einzuhalten sind. Ein kritischer Parameter für die Bauelemente, die die Schnittstellenschaltungen bilden, ist die Transistordurchschlagsspannung. Diese Spannung beschränkt die Verwendung der Transistoren auf solche Schnittstellenanwendungen, die das Bauelement nicht überbeanspruchen und Bauelemente- oder Schaltungsausfall verursachen. Ein Maß hierfür ist mit der Kollektor-Emitter-Durchgreifspannung gegeben:
BV = (qQ/(Ke))(W+Q/(2N));
hierbei ist q die Größe der Elektronenladung, Q die Basisdotierung, Ke die Dielektrizitätskonstante des Halbleiters, W die Basisbreite und N die Kollektordotierung.
Die Basisbreite hat somit einen direkten Bezug zur Transistordurchschlagsspannung und begrenzt auf diese Weise den Bereich der Schnittstellenanwendungen. Um die Durchschlagsspannung des Transistors zu maximieren, ist die größtmögliche Basisbreite erforderlich.
Diese beiden wünschenswerten Transistorkenndaten - hohe Geschwindigkeit und hohe Durchschlagsspannung - stehen miteinander in Konflikt. Die Dotierungskonzentrationen und Basisbreiten, die zu Bauelementen mit hoher Geschwindigkeit führen, begrenzen die Transistordurchschlagsspannung und somit auch die Verwendung der Transistoren für Anwendungen in Schnittstellenschaltungen sehr stark. Tatsächlich sind Transistoren, die gegenwärtig für moderne schnelle Schaltgeschwindigkeiten entworfen wurden, nicht imstande, die Spannungspegel aufrechtzuerhalten (drei bis fünf Volt), die für die Verbindung mit FET-Speicherchips und industriellen Standard-TTL-Schaltungen erforderlich sind.
Die konventionelle Lösung für dieses Problem ist die Verwendung spezieller integrierter Schnittstellenschaltungen, die die von den Hochgeschwindigkeitslogik-Chips erzeugten Pegel aufnehmen und sie in die höheren Standardschnittstellen- Signalpegel umwandeln können. Diese speziellen integrierten Schnittstellenschaltungen werden in einem Prozeß hergestellt, der sich von dem für die Hochgeschwindigkeitsschaltungen unterscheidet; sie halten die höheren Spannungspegel aus, jedoch bei einer entsprechend niedrigeren Leistung und bei größerer Ausbreitungsverzögerung. Diese Vorgehensweise verursacht Probleme beim Entwurf eines Hochleistungssystems, nicht nur, weil die Schnittstellenschaltungen in einem Prozeß geringerer Güte hergestellt werden, sondern auch, weil die zusätzlichen Schaltungen mehr Schaltungs-Chips sowohl auf dem logischen Weg als auch in der Maschine erfordern; dies verursacht physikalische Packungsschwierigkeiten, und die Verzögerung auf dem gesamten logischen Weg und der Übertragungsleitung nimmt zu. Dies bewirkt, daß das zusammengebaute digitale System langsamer läuft und mehr kostet, als es der Fall wäre, wenn die Schnittstellenschaltungen nach Belieben auf den Hochgeschwindigkeitslogik-Chips integriert werden könnten.
Meine Erfindung zeigt eine Schaltungslösung für das Problem "Transistorgeschwindigkeit kontra Durchschlagsspannung". Transistoren, die in einem Prozeß hergestellt wurden, der zu maximaler Geschwindigkeit führt, werden in Reihe geschaltet, so daß sich die gesamte angelegte Spannung auf sie aufteilt. Auf diese Weise muß kein Transistor den gesamten Spannungsbereich aushalten, und jedes Bauelement arbeitet innerhalb seines Durchschlagsspannungsnennwertes. Auf Grund des mehrfachen Anschlusses in Reihe geschalteter Transistoren kann jedoch ein beliebig großer Spannungsbereich aufgebaut werden, der eine beliebige Schnittstellenforderung erfüllt. Weiterhin sind die gezeigten Schaltungen echte digitale logische Schaltungen, die nur zwei mögliche Ausgangsspannungspegel in der Nähe jedes Spannungsquellenextremwertes besitzen, was zu einer maximalen Schaltungseffektivität führt. Die Spannungsverstärkung der Schaltung ist in jedem binären Zustand gleich null, was stabile Ausgangspegel sichert. Der wichtigste Betriebsaspekt der dargestellten Schaltungen besteht darin, daß die Reihentransistoren die Spannungsteilung sogar während des dynamischen Schaltintervalls aufrechterhalten, wenn sich der Schaltungsausgang zwischen den binären Zuständen ändert. Somit sind die Transistoren immer gegen Überspannung geschützt, sogar während des Umschaltens der Zustände von "ein" auf "aus".
Spezielle Realisierungen meiner Erfindung sind im folgenden vollständig dargestellt. Die Schlüsseleigenschaft meiner Erfindung konzentriert sich um einen oberen, in Reihe geschalteten Transistor mit seinen Emitter- und Basiswiderständen und den Basisspannungsabfall der Basis-Kollektor-Diode. Wie nachstehend vollständig beschrieben wird, wirken diese Komponenten so, daß die Spannung für den Transistor gesteuert wird und während des Schaltens in seinem sicheren Betriebsbereich gehalten wird. Es können mehrere ähnliche Stufen in Reihe geschaltet werden, um den Ausgangsbereich über die Darstellung hinaus zu erhöhen.

Beschreibung des Standes der Technik

Früher hatten digitale Logikschaltungen dieses Problem nicht, da die Transistor-Durchschlagsspannungen für die Schaltungsverbindung ausreichten. Analoge Schaltungen (beispielsweise Hochspannungsverstärker) mußten jedoch das Problem "großer Signalbereich - Transistordurchschlagsspannung" berücksichtigen und eine Form eines in Reihe geschalteten Ausgangstransistors benutzen. Die Anforderungen an analoge Schaltungen unterscheiden sich jedoch sehr von den Anforderungen an eine digitale Logikschaltung. Beispielsweise müssen analoge Schaltungen über den ganzen Signalbereich hinweg eine lineare Verstärkung besitzen, um die Verzerrungen zu minimieren. Digitale Logikschaltungen hingegen müssen für die zwei stabilen Ausgangszustände eine Verstärkung von null haben, um die diskreten logischen Pegel zu erzeugen. Digitale Logikschaltungen sind auch so entworfen, daß der Leistungsverbrauch minimiert wird; in ihren statischen Zuständen arbeiten sie entweder mit hohem Strom und niedriger Spannung oder mit hoher Spannung und niedrigem Strom. Lineare analoge Schaltungen müssen hohe Ströme und hohe Spannungen gleichzeitig aushalten.
Zahlreiche Treiberschaltungen mit offenen Kollektortreiberschaltungen sind Stand der Technik. CIRCUIT DESIGNER'S CASE- BOOK, Vol. 14D C. 1975, Seite 1, zeigt eine Schaltung mit vielen Hochgeschwindigkeitstransistoren, die einen bipolaren logischen Zustand besitzt, dessen Ausgangsbereich größer als die CE-Durchschlagspannung seiner in ihr enthaltenen Transistoren ist, entsprechend dem Vorspann von Anspruch 1.
Die Veröffentlichung LEISTUNGS-MOSFET PRAXIS, J.P. Stengl, Seite 155 bis 157, zeigt die Verwendung einer Kette von in Reihe kaskodengeschalteten FET-Halbleitern, um die Ausgangsstufe eines integrierten Schaltungs-Chips zur Verfügung zu stellen. Die folgenden Patente beziehen sich auf Schaltungen zum Schalten von Transistoren und auf Treiberschaltungen. Unter Bezugnahme auf das Thema der Erfindung sollte eingeschätzt werden, daß nicht behauptet wird, daß der folgende Stand der Technik der einzige, beste oder angemessenste Stand der Technik ist.

Hintergrund

US-Patentschriften:
3,769,524 mit dem Titel "Transistor Switching Circuit", am 30. Oktober 1973 an K. F. Mathews erteilt.
3,962,590 mit dem Titel "TTL Compatible Logic Gate Circuit", am 8. Juni 1976 an J. Kane et al erteilt.
3,974,402 mit dem Titel "Logic Level Translator", am 10. August 1976 an D. L. Fett et al erteilt.
4,070,600 mit dem Titel "High Voltage Driver Circuit", am 24. Januar 1978 an W. J. Butler et al erteilt.
4,251,737 mit dem Titel "Dottable Active Collector Driver Circuit", am 17. Februar 1981 an G. J. Gaudenzi erteilt.

Zusammenfassung der Erfindung

Ein primäres Ziel der Erfindung besteht darin, eine digitale Schaltungsanordnung zur Verfügung zu stellen, die Hochgeschwindigkeitstransistoren mit kleinen Basisbreiten effektiv und zuverlässig verwendet.
Ein weiteres Ziel dieser Erfindung besteht darin, eine digitale Schnittstellen-Schaltungsanordnung zur Verfügung zu stellen, die die Durchgreifspannung und andere Probleme mit Kollektor-Basis- und Kollektor-Emitter-Durchschlagsspannungen bei Hochgeschwindigkeitstransistoren mit kleiner Basisbreite verhindert.
Ein weiteres Ziel besteht darin, eine verbesserte Ausgangsstufe für logische Schaltungen zur Verfügung zu stellen, die Hochgeschwindigkeitstransistoren mit kleiner Basisbreite verwenden.
Noch ein weiteres Ziel besteht darin, verbesserte Hochgeschwindigkeitslogik-Schaltungen zur Verfügung zu stellen.
Die Erfindung verwendet in Reihe geschaltete Ausgangstransistoren, die zwischen die Stromversorgungsschienen geschaltet sind, zusammen mit der zugeordneten Transistorbasis-Treiberschaltung, die gewährleistet, daß die Netzspannung auf die in Reihe geschalteten Transistoren aufgeteilt wird, womit verhindert wird, daß an einen Transistor eine übermäßige Spannung angelegt wird.
Diese und andere Eigenschaften und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden, ausführlicheren Beschreibung der bevorzugten Realisierung der Erfindung ersichtlich, die in den beigefügten Zeichnungen dargestellt ist.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 zeigt einen Treiber mit offenem Kollektor für einen hohen Spannungshub.
Fig. 2 zeigt die Realisierung eines Treibers mit offenem Kollektor für hohe Spannung entsprechend meiner Erfindung.
Fig. 3 zeigt einen weiteren Treiber mit offenem Kollektor für hohe Spannung.
Fig. 4 zeigt idealisierte Wellenformen, die in Verbindung mit dem Treiber mit offenem Kollektor für einen hohen Spannungshub von Fig. 1 als Hilfe für das Verständnis der Erklärung und seiner Arbeitsweise zu sehen sind.
Fig. 5 zeigt idealisierte Wellenformen, die in Verbindung mit dem Treiber mit offenem Kollektor für einen hohen Spannungshub von Fig. 1 als Hilfe für das Verständnis der Erklärung und seiner Arbeitsweise zu sehen sind.
Fig. 6 zeigt einen weiteren Treiber mit offenem Kollektor für einen hohen Spannungshub.

Beschreibung der bevorzugten Realisierung

Transistoren mit vertikalen Strukturen opfern Durchschlagsspannung, um größere Transistorschaltgeschwindigkeiten zu erreichen, was zu Bauelementen mit einer BVCEO von 2,5 V führt (BVCEO ist als Kollektor-Emitter-Durchschlagsspannung mit offener Basis definiert). Die Systemspannungsquellen (-2,2 V, -0,6 V, 0,0 V, +1,4 V) besitzen eine Spannungsdifferenz von 3,6 V, was ausreichend ist, um Signalbereiche zu erzeugen, die mit industriellen Standard-TTL-Bauelementen zusammenwirken können, aber über der BVCEO-Grenze von Hochgeschwindigkeitstransistoren (mit schmaler Basis) liegen. Entsprechend der Erfindung können die Treiberschaltungen, die hier anschließend ausführlich dargestellt werden, einen Logikbereich über die ganze Spannung hinweg (3,6 V) erzeugen, ohne die BVCEO (2,5 V) der Transistoren zu überschreiten. Unter Bezugnahme auf das Schaltbild (Fig. 1) kann der Eingang der Treiberschaltung eine Logikschaltung sein, beispielsweise bekannte Stromschalter oder TTL-Logikschaltungen. Stromschalter-Logikschaltungen sind gut bekannter Stand der Technik, und dementsprechend erscheint deren ausführliche Diskussion als unnötig. In Fig. 1 ist eine Stromschalter-Logikschaltung mit ersten und zweiten Anschlußklemmen dargestellt, die entsprechend mit den Basen der Transistoren T&sub1; und T&sub2; verbunden sind. Der Kollektorlastwiderstand R&sub1; des Stromschalters ist vorhanden, damit der maximale Kollektorbereich ohne Sättigung des Eingangstransistors erreicht wird. Die Stromschalter-Ausgangskollektoren T&sub1; und T&sub2; sind mit einer Emitterfolger-Pegelverschiebungs-Schaltung verbunden, die den Kollektorspannungsbereich auf die negativste Versorgungsspannung (-2,2 V) absenkt und den Basistreiberstrom für die Hochspannungsausgangsstufe erzeugt.
Die Emitterfolger-Pegelverschiebungsschaltung kann, wie in Fig. 1 dargestellt, aus dem in Reihe geschalteten Transistors TE, dem als Diode geschalteten Transistor TD, der Schottky- Diode D&sub2; und dem Widerstand R&sub3; bestehen. Die Basis des Transistors TE ist mit den Kollektoren der Transistoren T&sub1; und T&sub2; verbunden. Der Ausgang der Emitterfolger-Pegelverschiebungs- Schaltung wird von der Verbindung der Schottky-Diode D&sub2; und des Widerstandes R&sub3; abgenommen.
Jetzt wird auf die Schaltungsanordnung, die als "Hochspannungsausgangsstufe" bezeichnet und in Fig. 1 innerhalb einer gestrichelten Linie dargestellt ist, Bezug genommen. Zwischen einem Anschluß außerhalb des Chips und einer Spannungsquelle sind die Transistoren T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub2; in Reihe geschaltet. Der Anschluß außerhalb des Chips ist mit einem Endwiderstand verbunden, der seinerseits mit einer Spannungsquelle (+1,4 V) verbunden ist. Der Emitter von T&sub1;&sub1; ist mit dem Kollektor von T&sub1;&sub0; verbunden. Der Emitter von T&sub1;&sub0; ist mit einer Spannungsquelle (-2,2 V) verbunden. Die Basis von T&sub1;&sub1; ist über einen Widerstand R&sub5; mit einer Referenzspannungsquelle (0,0 V) verbunden. Der Widerstand R&sub6; verbindet den Emitter von T&sub1;&sub1; mit der Referenzspannungsquelle (0,0 V). Die Basis von T&sub1;&sub0; ist über den Widerstand R&sub4; mit dem Ausgang der Emitterfolger-Pegelverschiebungs-Schaltung verbunden.
Ohne Basisstrom in den Transistor T&sub1;&sub0; ist T&sub1;&sub0; aus, VBE = 0 V, VCE = 2,2 V, der Transistor T&sub1;&sub1; ist aus, VBE = 0 V, VCE = 1,4 V. Das Einschalten des Transistors T&sub1;&sub0; führt zu einem Kollektorspannungsabfall von 0,8 V; an diesem Punkt wird er durch das Einschalten des Transistors T&sub1;&sub1; festgehalten.
Transistor T&sub1;&sub0; ist ein, VBE = 0,8 V, VCE = 1,4 V;
Transistor T&sub1;&sub1; ist ein, VBE = 0,8 V, VCE = 2,2 V.
Der Leitungsstrom, der von der Entladung der Leitungskapazität und der sich über den Ansprech-Endwiderstand RT entwickelnden Spannung herrührt, beginnt, durch die in Reihe geschalteten Transistoren T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub0; zu fließen. Die Anschlußspannung fällt, bis die Antisättigungs-SBD-Klemme am Transistor T&sub1;&sub1; anfängt zu leiten.
Wie aus Fig. 1 der Zeichnungen ersichtlich ist, befinden sich der offene Kollektortreiber und der Ausgangsanschluß auf dem ersten Chip (CHIP ONE), während sich die Abschlußschaltung (in der Zeichnung als Endwiderstand RT dargestellt) auf einem zweiten Chip (CHIP TWO) befindet. Alternativ hierzu könnten sich sowohl der Treiber mit offenem Kollektor und die Abschlußschaltung als auch der Ausgangsanschluß auf dem gleichen Chip befinden.
Transistor T&sub1;&sub0; ist ein, VBE = 0,8 V, VCE = 1,4 V;
Transistor T&sub1;&sub1; ist ein, VBE = 0,8 V, VCE = 0,2 V.
Der Strom, der durch die SBD-Klemme am Transistor T&sub1;&sub1; und den mit der Basis in Reihe liegenden Widerstand R&sub5; fließt, verursacht an der Basis des Transistors T&sub1;&sub1; einen Spannungsabfall. Während die Anschlußspannung abfällt, zieht die SBD die Basis auf einen niedrigeren Pegel, wodurch dann der Pegel am Emitter abfällt. Der Pegel am Emitter von Transistor T&sub1;&sub1; oder dem Kollektor von Transistor T&sub1;&sub0; wird solange abnehmen bis die Antisättigungs-Klemme SBD an Transistor T&sub1;&sub0; zu leiten beginnt.
Transistor T&sub1;&sub0; ist ein, VBE = 0,8 V, VCE = 0,2 V;
Transistor T&sub1;&sub1; ist ein, VBE = 0,8 V, VCE = 0,2 V.
Der Kollektor von Transistor T&sub1;&sub1; hat sich um 3,2 V verschoben, wobei ein Maximum von 2,2 V über die Bauelemente erscheint.
Der gleiche Vorgang tritt beim Ausschalten umgekehrt auf. Das Abschalten der Basissteuerung von Transistor T&sub1;&sub0; gibt seinen Kollektor frei und erlaubt das Aufladen auf 0,0 V. Gleichzeitig schaltet der Transistor T&sub1;&sub1; aus, was dem Anschluß das Aufladen auf 1,4 V erlaubt.
Unter Bezugnahme auf das Schaltbild von Fig. 2 ist die Arbeitsweise ähnlich der, die in Fig. 1 dargestellt ist. Der Unterschied ist die Einführung des als Diode geschalteten Transistors TL, der parallel zur Basis-Emitter-Verbindung von T&sub1;&sub0; geschaltet ist. Der Emitter von TL ist mit dem Emitter von T&sub1;&sub0; verbunden, und die Basis und der Kollektor von TL sind mit der Basis von T&sub1;&sub0; verbunden. Dies ergibt die wohlbekannte Stromspiegelanordnung, in der der Emitterstrom von T&sub1;&sub0; auf einige Vielfache des Emitterstromes von TL begrenzt wird, so wie es durch das Verhältnis des Emitterbereiches von T&sub1;&sub0; zum Emitterbereich von TL bestimmt wird. Dies sorgt für eine Strombegrenzung und einen Schutz der Ausgangstransistoren T&sub1;&sub0; und T&sub1;&sub1; gegen Überstrom, falls der Chip-Ausgangsanschluß versehentlich mit einer Netzspannung kurzgeschlossen wird.
Unter Bezugnahme auf das Schaltbild von Fig. 3 wurde ein dritter Transistor T&sub1;&sub2; in der Hochspannungsausgangsstufe in Reihe geschaltet. Der Chipanschluß wird mit dem Kollektor von T&sub1;&sub2; verbunden. Der Anschluß außerhalb des Chips ist mit einem Endwiderstand verbunden, der seinerseits mit einer höheren Spannungsquelle (+2,8 V) verbunden ist. Der Emitter von T&sub1;&sub2; ist mit dem Kollektor von T&sub1;&sub1; verbunden. Der Emitter von T&sub1;&sub1; ist mit dem Kollektor von T&sub1;&sub0; verbunden. Der Emitter von T&sub1;&sub0; ist mit einer Potentialquelle verbunden (-2,2 V). Die Basis von T&sub1;&sub2; ist über einen Widerstand R7 mit einer Referenzspannungsquelle (+1,4 V) verbunden. Der Widerstand R8 verbindet den Emitter von T&sub1;&sub2; mit der Referenzspannungsquelle (+1,4 V). Wie in Fig. 1 ist die Basis von T&sub1;&sub1; über einen Widerstand R&sub5; mit einer Referenzspannungsquelle (0,0 V) verbunden. Der Widerstand R&sub6; verbindet den Emitter von T&sub1;&sub1; mit der Referenzspannungsquelle (0,0 V). Die Basis von T&sub1;&sub0; ist über den Widerstand R&sub4; mit dem Ausgang der Emitterfolger-Pegelverschiebungsschaltung verbunden. Ein Gesamtwert von 5 V erscheint über die in Reihe geschalteten Ausgangstransistoren.
Die Arbeitsweise ähnelt der unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschriebenen, mit Ausnahme der Einbeziehung des zusätzlichen Transistors T&sub1;&sub2;. Fließt kein Basisstrom in den Transistor T&sub1;&sub0;, dann sind die Transistoren T&sub1;&sub0;, T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub2; aus.
VBE von T&sub1;&sub0; = 0 V, VCE von T&sub1;&sub0; = 2,2 V,
VBE von T&sub1;&sub1; = 0 V, VCE von T&sub1;&sub1; = 1,4 V,
VBE von T&sub1;&sub2; = 0 V, VCE von T&sub1;&sub2; = 1,4 V.
Das Einschalten des Transistors führt zu einer Aktivierung der Transistoren T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub2;, was den Strom von dem Endwiderstand abzieht, der mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist.
VBE von T&sub1;&sub0; = 0,8 V, VCE von T&sub1;&sub0; = 1,4 V,
VBE von T&sub1;&sub1; = 0,8 V, VCE von T&sub1;&sub1; = 1,4 V,
VBE von T&sub1;&sub2; = 0,8 V, VCE von T&sub1;&sub2; = 2,2 V.
Die Anschlußspannung fällt ab, was seinerseits die Antisättigungs-SBD-Klemmen an den Ausgangstransistoren T&sub1;&sub2;, T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub0; aktiviert, bis gilt:
VBE von T&sub1;&sub0; = 0,8 V, VCE von T&sub1;&sub0; = 0,2 V,
VBE von T&sub1;&sub1; = 0,8 V, VCE von T&sub1;&sub1; = 0,2 V,
VBE von T&sub1;&sub2; = 0,8 V, VCE von T&sub1;&sub2; = 0,2 V,
und der Ausgang des Treibers, der Kollektor von T&sub1;&sub2;, hat sich um 4,4 V bewegt, wobei ein Maximum von 2,2 V über irgendein Bauelement auftritt. Der gleiche Ablauf tritt beim Ausschalten umgekehrt auf.
Es ist ersichtlich, daß die Zahl der in Reihe geschalteten Transistoren nicht auf die zwei oder drei hier beschriebenen begrenzt ist, sondern daß die Transistoren auf diese Art in einer Anzahl in Reihe geschaltet werden können, die ausreicht, um für genügend große Ausgangsspannungsbereiche zu sorgen, während die Spannung, die an irgendeinem von ihnen auftritt, begrenzt wird.
Wir beziehen uns jetzt auf die idealisierten Wellenformen von Fig. 4, die im Zusammenhang mit dem Treiber mit offenem Kollektor für einen hohen Spannungshub von Fig. 1 zu sehen sind. Es zeigt sich, daß das Eingangssignal, das an die Basis des Transistors T&sub1; angelegt wird, um 0 V herum schaltet. Dies bewirkt, daß der Ausgang, der Kollektor von T&sub1;&sub1;, schaltet, während die Spannungsteilung über die Ausgangstransistoren T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub0; aufrechterhalten wird, wie durch die T&sub1;&sub0;-Kollektorwellenform gezeigt wird. Die Versorgungsspannungen VCC und VEE sind zum Vergleich dargestellt.
Wir beziehen uns jetzt auf die idealisierten Wellenformen von Fig. 5, die im Zusammenhang mit der Wellenform von Fig. 4 zu sehen sind; es werden die aktuellen Basis-Emitter- und Basis- Kollektor-Spannungen für die in Reihe geschalteten Ausgangstransistoren T&sub1;&sub0; und T&sub1;&sub1; dargestellt, die die Beibehaltung der Spannungsteilung während des Schaltintervalls zeigen.
Unter Bezugnahme auf das Schaltbild von Fig. 6 ist zu erkennen, daß der Treiber mit offenem Kollektor für einen hohen Spannungshub nicht durch einen verschobenen Emitterfolgersignalpegel aus einer Stromschalterlogikschaltung getrieben werden muß. Hier ist ein Beispiel dargestellt, in dem die in Reihe geschalteten Ausgangstransistoren T&sub1;&sub0; und T&sub1;&sub1; von einem Logikelement vom TTL-Typ getrieben werden. Die Kollektoren der Eingangs-TTL-Transistoren T&sub1; und T&sub2; sind mit der Basis des in Reihe geschalteten Ausgangstransistors T&sub1;&sub0; verbunden. Die logischen Eingangssignale, die an die Emitter der Eingangstransistoren T&sub1; und T&sub2; angelegt werden, bewirken, daß die Eingangstransistoren entweder im normalen oder im umgekehrten Modus aktiv werden. Wenn die Eingangstransistoren im normalen Modus aktiv sind, gibt es keinen Basisstrom in den in Reihe geschalteten Ausgangstransistor T&sub1;&sub0;. Wenn der Eingangstransistor im inversen Modus aktiv ist, fließt der Strom in die Basis des in Reihe geschalteten Ausgangstransistors T&sub1;&sub0;. Auf die gleiche Weise, wie unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben wurde, wird der Schaltbasisstrom in den Transistor T&sub1;&sub0; in einen Ausgangsspannungsbereich am Kollektor von T&sub1;&sub1; umgewandelt, während die Spannungsaufteilung über die in Reihe geschalteten Transistoren T&sub1;&sub0; und T&sub1;&sub1; aufrechterhalten wird.

Claims

1. Schaltung mit zumindest einer ersten und einer zweiten integrierten Schaltung, wobei die erste integrierte Schaltung schnelle Transistoren enthält, jeder der Transistoren eine geringe Basisdicke besitzt, wodurch jeder der schnellen Transistoren einen niedrigen BVceo-Parameter aufweist und die erste integrierte Schaltung zumindest eine Treiberschaltung mit einer Mehrzahl von schnellen Transistoren enthält, wobei diese, zumindest eine Treiberschaltung, enthält:

ein Eingangsmittel zum Empfangen eines Eingangssignals mit einem Spannungshub von k Volt,

ein an das Eingangsmittel gekoppeltes und auf dieses ansprechende Ausgangsmittel, um ein Ausgangssignal mit einem Spannungshub von 1 Volt zu liefern, wobei die Größe des Ausgangsspannungshubes 1 erheblich größer ist als die Größe der Spannung des BVeco-Parameters der Mehrzahl von schnellen Transistoren, welche in der zumindest einen Treiberschaltung der ersten integrierten Schaltung verwendet werden, wobei das Ausgangsmittel aufweist:

einen ersten und einen zweiten schnellen Transistor (T11, T10), die seriell miteinander verbunden sind und von welchen jeder einen Emitter, eine Basis und einen Kollektor aufweisen, wobei der Emitter des ersten Transistors (T11) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (T10) verbunden und der Emitter des zweiten Transistors (T10) an eine erste Potentialquelle (-2, 2V) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß

das Eingangsmittel eine logische Schaltung mit zumindest einem ersten und zweiten Eingang sowie ein Emitterfolgerausgangsmittel besitzt, welches mit dem Eingang des Ausgangsmittels der Treiberschaltung verbunden ist, und

das Ausgangsmittel weiters aufweist:

einen ersten Widerstand (R4), der zwischen die Basis des zweiten Transistors (T10) und das Emitterfolger-Ausgangsmittel der logischen Schaltung geschaltet ist,

einen zweiten Widerstand (R5), der zwischen eine Referenzpotentialquelle (0,0V) und die Basis des ersten Transistors (T11) geschaltet ist,

einen dritten Transistors (R6), der zwischen die Referenzpotentialquelle (0,0V) und dem Emitter des ersten Transistors (T11) geschaltet ist,

einen dritten Transistor (TL) mit einem Emitter einer Basis und einem Kollektor, wobei der Emitter dieses dritten Transistors (TL) mit dem Emitter des zweiten Transistors (T10) verbunden ist und eine gemeinsame Verbindung des Kollektors des dritten Transistors (TL) mit der Basis des dritten Transistors (TL) und der Basis des zweiten Transistors (T10) besteht,

eine erste Schottkydiode, die über den Basis-Kollektorübergang des ersten Transistors (T11) geschaltet ist,

eine zweite Schottkydiode, die über den Basis-Kollektor- Übergang des zweiten Transistors (T10) geschaltet ist, und die zweite integrierte Schaltung aufweist:

ein Lastschaltungsmittel (RT), wobei dieses Lastschaltungsmittel (RT) zwischen den Kollektor des ersten Transistors (T11) der ersten integrierten Schaltung und eine zweite Potentialquelle (1,4V) geschaltet ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangsmittel der ersten integrierten Schaltung weiters aufweist:

einen vierten Transistor (T12) mit einem Emitter, einer Basis und einem Kollektor, wobei der Emitter des vierten Transistors (T12) mit dem Kollektor des ersten Transistors (T11) verbunden ist,

einen vierten Widerstand (R7), der zwischen die Basis des dritten Transistors (T12) und eine zweite Referenzspannungsquelle (1,4 V) geschaltet ist,

einen fünften Widerstand (R8), der zwischen den Emitter des vierten Transistors (T12) und die zweite Referenzpotentialquelle (1,4V) geschaltet ist, wobei

das Lastschaltungsmittel (RT) der zweiten integrierten Schaltung zwischen den Kollektor des vierten Transistors (T12) und eine dritte Referenzspannungsquelle (2,8V) geschaltet ist.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die logische Schaltung eine Stromschalterschaltung ist.

4. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die logische Schaltung der ersten integrierten Schaltung eine TTL-Schaltung ist.

5. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Emitterfolger-Schaltungsmittel der ersten integrierten Schaltung aufweist:

einen vierten und fünften Transistor (TE, TD), wobei der vierte und fünfte Transistor (TE, TD) je einen Kollektor, eine Basis und einen Emitter besitzen, der Kollektor des vierten Transistors (TE) mit einer zweiten Potentialquelle (1,4V) verbunden ist, die Basis des vierten Transistors (TE) an den Ausgang der logischen Schaltung angeschlossen ist und eine gemeinsame Verbindung zwischen dem Emitter des vierten Transistors (TE), dem Kollektor des fünften Transistors (TD) und der Basis des fünften Transistors (TD) besteht,

wobei eine dritte Schottkydiode (D2) zwischen den Emitter des fünften Transistors (TD) und den Ausgang des Emitterfolger-Schaltungsmittels geschaltet ist, und

ein vierter Widerstand (R3) zwischen den Emitter des Ausgangsanschlusses des Emitterfolger-Schaltungsmittels und die erste Potentialquelle (-2,2V) geschaltet ist.