DE3700886A1

DE3700886A1 - Hohlleiterschlitzantenne fuer doppler-navigatoren

Info

Publication number: DE3700886A1
Application number: DE19873700886
Authority: DE
Inventors: James B Mead; Robert K Bevan; Leonard Schwartz
Original assignee: Singer Co
Current assignee: Singer Co
Priority date: 1986-01-14
Filing date: 1987-01-14
Publication date: 1987-07-16
Also published as: IT1201154B; IT8719088A0; AU585114B2; GB8627719D0; JPS62171209A; NO865029L; IL80563A0; FR2592993A1; NO865029D0; SE8700010D0; SE8700010L; GB2185355B; US4698639A; AU6749587A; GB2185355A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Hohlleiterschlitzantenne für Doppler- Navigatoren zum zyklischen Abstrahlen von vier unterschiedlich gerichteten Radarstrahlen mittels eines Gitters aus koplanaren und parallel zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen Leitern, welches im wesentlichen linear polarisierte Radarstrahlen liefert.

Das Radarsystem von Doppler-Navigatoren, welche es erlauben, die Fluggeschwindigkeit von Flugzeugen durch Integration der Phasenverschiebung des vom Radarsystem jeweils ausgesendeten, linear polarisierten Radarstrahls zu bestimmen, arbeitet in der Regel in einem Frequenzbereich von etwa 10 GHz bis 20 GHz, in welchem allerdings keine so genauen Meßwerte erzielt werden können, wie in manchen Fällen erforderlich, so daß man schon versucht hat, den Frequenzbereich zu höheren Frequenzen hin zu verschieben, um den Informationsgehalt des phasenverschobenen, linear polarisierten Radarstrahls zu erhöhen und somit genauere Meßwerte erhalten zu können. Nachteiligerweise ist damit jedoch eine erhöhte Reflexion des ausgesendeten Radarstrahls an Regentropfen verbunden, welche zu Fehlern bei der berechneten Fluggeschwindigkeit führt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diesen Nachteil zu vermeiden und eine Hohlleiterschlitzantenne der eingangs angegebenen Art für Doppler- Navigatoren bzw. deren Radarsystem zu schaffen, welche zirkular polarisierte Radarstrahlen zustande kommen läßt, die nacheinander von derselben Antennenöffnung in vier unterschiedlichen, jedoch symmetrischen Richtungen schräg zur Antennennormalen abgestrahlt werden.

Diese Aufgabe ist durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Hohlleiterschlitzantenne sind in den restlichen Patentansprüchen angegeben.

Es ist bekannt, einen linear polarisierten Radarstrahl in einen zirkular polarisierten Radarstrahl umzuwandeln, welcher in einem bestimmten Winkel abgestrahlt wird ("A Planar Antenna Circular Polarization Converter Utilizing Printed Circuit Technology" von K.A.J. Warren in "Marconi Review", Band 43, Nr. 218, Seiten 176 bis 184, 1980; "Meanderline Polarizer" von L. Young, L.A. Robinson und C.A. Hacking in "IEEE Transactions on Antennas and Propagation", Mai 1973, Seiten 376 bis 378; "Waveguide Handbook" von N. Marcuvitz, Seiten 280 bis 285, McGraw-Hill, New York, 1951). Demgegenüber werden bei der erfindungsgemäßen Hohlleiterschlitzantenne vier linear polarisierte Radarstrahlen in vier zirkular polarisierte Radarstrahlen umgewandelt.

Nachstehend sind zwei Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Hohlleiterschlitzantenne anhand von Zeichnungen beispielsweise beschrieben. Darin zeigt:

Fig. 1 ein Diagramm zur Veranschaulichung der Abhängigkeit der Reflexion der Radarstrahlen eines Radarsystems an Regentropfen von der Arbeitsfrequenz des Radarsystems;

Fig. 2A ein Diagramm zur Veranschaulichung der Abhängigkeit des Regeneinflusses auf Radarstrahlen von der Elliptizität der Mikrowellen derselben;

Fig. 2B ein Diagramm zur Veranschaulichung der besagten Elliptizität;

Fig. 3 perspektivisch und teilweise aufgebrochen eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Hohlleiterschlitzantenne;

Fig. 4 einen Querschnitt der Hohlleiterschlitzantenne gemäß Fig. 3 in größerem Maßstab;

Fig. 5 die Draufsicht auf das erste Gitter der Hohlleiterschlitzantenne gemäß Fig. 3 und 4 in anderem Maßstab;

Fig. 6 die Draufsicht auf das zweite Gitter der Hohlleiterschlitzantenne gemäß Fig. 3 und 4 im Maßstab von Fig. 5;

Fig. 7 verschiedene Diagramme zur Veranschaulichung der Beeinflussung des elektromagnetischen Feldes in der Hohlleiterschlitzantenne gemäß Fig. 3 und 4;

Fig. 8 verschiedene Ersatzschaltbilder zur Veranschaulichung der Wirkungsweise des dritten und des vierten Gitters der Hohlleiterschlitzantenne gemäß Fig. 3 und 4;

Fig. 9 die Draufsicht auf das dritte Gitter der Hohlleiterschlitzantenne gemäß Fig. 3 und 4 im Maßstab von Fig. 5;

Fig. 10 die Draufsicht auf das vierte Gitter der Hohlleiterschlitzantenne gemäß Fig. 3 und 4 im Maßstab von Fig. 5;

Fig. 11 verschiedene Diagramme zur Veranschaulichung der Beeinflussung des elektromagnetischen Feldes in einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Hohlleiterschlitzantenne;

Fig. 12 den Querschnitt entsprechend demjenigen gemäß Fig. 4 der Hohlleiterschlitzantenne gemäß Fig. 11;

Fig. 13 die Draufsicht auf das dritte Gitter der Hohlleiterschlitzantenne gemäß Fig. 11 und 12 in kleinerem Maßstab; und

Fig. 14 die Draufsicht auf das vierte Gitter der Hohlleiterschlitzantenne gemäß Fig. 11 und 12 im Maßstab von Fig. 13.

Wie erwähnt, arbeitet das Radarsystem üblicher Doppler-Navigatoren im Frequenzbereich 2 gemäß Fig. 1 und kann die Navigationsgenauigkeit dadurch verbessert werden, daß man das Radarsystem beispielsweise im Bereich 4 beträchtlich höherer Frequenzen gemäß Fig. 1 arbeiten läßt, wobei allerdings die Reflexion der von der Hohlleiterschlitzantenne des Radarsystems abgestrahlten, linear polariisierten Radarstrahlen an Regentropfen beträchtliche Fehler verursachen kann. Um sie zu vermindern, muß man dafür sorgen, daß von den Regentropfen weniger Energie reflektiert wird. Zu diesem Zweck wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, mit zirkular polarisierten Radarstrahlen zu arbeiten, so daß sich der entsprechende Regeneinfluß (rain rejection) ergibt.

Wenn ein Radarstrahl, bei dem es sich um ein Mikrowellensignal handelt, bei Regen ausgesendet wird, dann wirken die Regentropfen wegen ihrer endlichen Größe als Reflektoren, und zwar für das aussendende Radarsystem um so stärker im Bezug auf dessen Wellenlänge, je höher die Frequenz ist. Sobald die Größe eines Regentropfens einen beträchtlichen Bruchteil der Wellenlänge des Radarstrahls ausmacht, bewirkt die Reflexion am Regentropfen, daß das Radarsystem in bezug auf die phasenverschobenen Echos des ausgesendeten Radarstrahls falsch wahrnimmt.

Wenn nun ein zirkular polarisierter Radarstrahl ausgesendet wird, dann reflektieren kugelförmige Regentropfen unter Umkehr der Polarisationsrichtung, so daß diese Reflexionen unterschieden werden können. Insoweit ist im übrigen der Umstand ohne wesentlichen Einfluß, daß Regentropfen tatsächlich nicht vollkommen kugelförmig sind und somit keine vollkommenen Reflektoren für die einfallenden elektromagnetischen Mikrowellen darstellen.

Fig. 2A veranschaulicht die Abhängigkeit des Regeneinflusses (rain rejection) von der Elliplizität der Mikrowellen, welche ein Maß für deren Polarisation und ihrerseits in Fig. 2B veranschaulicht ist. Die Elliptizität ist durch das Axialverhältnis OA/OB der dargestellten Ellipse definiert, nämlich das Verhältnis der Länge OA ihrer einer Halbachse 6 zur Länge OB ihrer anderen Halbachse 8, und läßt sich mit der Größe 20 log (OA/OB) in Dezibel angeben. Mit den nachfolgend geschilderten Hohlleiterschlitzantennen wird eine Elliptizität von 2,5 db erzielt, was gemäß Fig. 2A zu einem Regeneinfluß von etwa 10 db führt. Jedoch kann auch für eine höhere oder niedrigere Elliptizität gesorgt werden, was mit einem entsprechend erhöhten bzw. verringerten Regeneinfluß verbunden wäre.

Die Hohlleiterschlitzantenne 10 gemäß Fig. 3 und 4 ist in einem Radom 12 eingeschlossen und am Boden mit einem Reflektor 14 für die Strahlung versehen, welche von zwei einander gegenüberliegenden Reihen von Schlitzen 16 A und 18 A des einen bzw. des anderen zweier seitlicher, zueinander paralleler Speisehohlleiter 16 und 18 ausgeht. Zwischen letzteren erstrecken sich innerhalb des Radoms 12 drei zueinander parallele Platten 20, 21 und 22 aus dem bekannten "G-10"-Substrat, welche mit vier gedruckten Gittern 24, 26, 28 und 30 aus leitendem Material, wie beispielsweise Kupfer, versehen und zwischen denen zwei Abstandhalter 32 und 34 aus Phenolharz mit Wabenstruktur angeordnet sind.

Das erste Gitter 24 dient zum Abstrahlen eines im wesentlichen linear polarisierten Radarstrahls und ist auf der unteren Seite 20 A der ersten Substratplatte 20 ausgeätzt. Zum Formen des Radarstrahls ist es so ausgebildet, wie aus US-PS 37 21 388 bekannt.

Gemäß Fig. 5 besteht das erste Gitter 24 aus zwei zueinander parallelen Leiterstreifen 36 und 38 sowie einer Vielzahl von koplanaren und parallel zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen Leitern 40, welche nur der Einfachheit halber in Fig. 4 durch rechteckige Blöcke veranschaulicht sind. Die linienförmigen Leiter 40 verlaufen jeweils entlang einer Geraden und erstrecken sich in identischen gegenseitigen Abständen in Richtung der Längsachse des ersten Gitters 24. Die beiden Leiterstreifen 36 und 38 sind jeweils von einigen linienförmigen Leitern 40 und einer weiteren Gruppe parallel zueinander gleichmäßig verteilter, linienförmiger Leiter 36 A bzw. 38 A gebildet, welche sich senkrecht von der einen bzw. der anderen Längskante des ersten Gitters 24 weg nach innen erstrecken und die derselben benachbarten ersten linienförmigen Leiter 40 in derselben Ebene senkrecht kreuzen, so daß der jeweilige Leiterstreifen 36 bzw. 38 eine schachbrettgitterartige Struktur hat, nämlich ein längliches Gitter mit im wesentlichen quadratischen Maschen darstellt.

Das zweite Gitter 26 dient dazu, den vom ersten Gitter 24 jeweils abgestrahlten Radarstrahl zu "reinigen", soll also einen im wesentlichen reinen linear polarisierten Radarstrahl liefern, und ist auf der unteren Seite 21 A der zweiten Substratplatte 21 ausgeätzt.

Gemäß Fig. 6 besteht das zweite Gitter 26 ebenfalls aus zwei zueinander parallelen Leiterstreifen 42 und 44 sowie einer Vielzahl von koplanaren und parallel zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen Leitern 46. Allerdings erstrecken sich die jeweils entlang einer Geraden verlaufenden linienförmigen Leiter 46 in identischen gegenseitigen Abständen senkrecht zur Längsachse des zweiten Gitters 26, so daß sie also die ersten linienförmigen Leiter 40 des ersten Gitters 24 im Abstand senkrecht kreuzen. Auch ist jeder der beiden Leiterstreifen 42 und 44, welche sich wiederum jeweils entlang der einen bzw. der anderen Längskante des zweiten Gitters 26 koplanar zu dessen linienförmigen Leitern 46 erstrecken, als ununterbrochenes Kupferband ausgebildet, das an die einen bzw. an die anderen Enden der linienförmigen Leiter 46 angrenzt.

Das dritte Gitter 28 und das vierte Gitter 30 dienen zur Umwandlung des vom zweiten Gitter 26 jeweils abgestrahlten Radarstrahls in einen zirkular polarisierten Radarstrahl und sind jeweils auf der oberen Seite 21 B der zweiten Substratplatte 21 bzw. auf der unteren Seite 22 A der dritten Substratplatte 22 ausgeätzt.

Gemäß Fig. 9 besteht das dritte Gitter 28 aus zwei koplanaren, sich senkrecht kreuzenden Gruppen von parallel zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen Leitern 50 und 52 sowie zwei zueinander parallelen Leiterstreifen 54 und 56. Die linienförmigen Leiter 50 der einen Gruppe verlaufen jeweils entlang einer Geraden und erstrecken sich in identischen gegenseitigen Abständen in Richtung des Pfeils 48, wogegen die ebenfalls jeweils entlang einer Geraden verlaufenden linienförmigen Leiter 52 der anderen Gruppe sich in identischen gegenseitigen Abständen in Richtung des Pfeils 51 erstrecken, so daß also die eine Gruppe linienförmiger Leiter 50 und die andere Gruppe linienförmiger Leiter 52 die linienförmigen Leiter 46 des zweiten Gitters 26 in demselben Abstand diagonal kreuzen. Dabei ist der Abstand 50 A zwischen jedem Paar einander benachbarter linienförmiger Leiter 50 der einen Gruppe größer als der Abstand 52 A zwischen jedem Paar einander benachbarter linienförmiger Leiter 52 der anderen Gruppe. Die beiden Leiterstreifen 54 und 56 erstrecken sich jeweils entlang der einen bzw. der anderen Längskante des dritten Gitters 28 koplanar zu dessen linienförmigen Leitern 50 und 52 und sind jeweils als ununterbrochenes Kupferband ausgebildet, welches an die einen bzw. an die anderen Enden der linienförmigen Leiter 50 und 52 angrenzt.

Gemäß Fig. 10 besteht auch das vierte Gitter 30 aus zwei koplanaren, sich senkrecht kreuzenden Gruppen von parallel zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen Leitern 58 und 60 sowie zwei zueinander parallelen Leiterstreifen 62 und 64, wobei die Anordnung der jeweils entlang einer Geraden verlaufenden linienförmigen Leiter 58 und 60 sowie der beiden jeweils als ununterbrochenes Kupferband ausgebildeten Leiterstreifen 62 und 64 genauso getroffen ist, wie beim dritten Gitter 28, allerdings mit der Maßgabe, daß das gegenseitige Verhältnis der beiden Leiterabstände 58 A und 60 A der einen Gruppe linienförmiger Leiter 58 bzw. der anderen Gruppe linienförmiger Leiter 60 gegenüber dem gegenseitigen Verhältnis der beiden Leiterabstände 50 A und 52 A beim dritten Gitter 28 umgekehrt ist. Beim vierten Gitter 30 ist nämlich der Abstand 58 A zwischen jedem Paar einander benachbarter linienförmiger Leiter 58 der sich in Richtung des Peils 48 erstreckenden Gruppe kleiner als der Abstand 60 A zwischen jedem Paar einander benachbarter linienförmiger Leiter 60 der sich in Richtung des Pfeils 51 erstreckenden Gruppe.

Gemäß Fig. 4 sind die beiden Abstandhalter 32 und 34 jeweils zwischen dem dritten Gitter 28 und dem vierten Gitter 30 bzw. zwischen der ersten Substratplatte 20 und dem zweiten Gitter 26 angeordnet.

Um eine Hohlleiterschlitzantenne für Doppler-Navigatoren zum zyklischen Abstrahlen von vier unterschiedlich gerichteten, linear polarisierten Radarstrahlen in eine solche umzuwandeln, welche zirkular polarisierte Radarstrahlen aussendet, müssen die folgenden Maßnahmen getroffen werden.

1.) Blockieren der Strahlung in der Nähe der Speiseleitungen und der Seitenkanten der Antenne, um Querpolarisation zu reduzieren,
2.) Zustandebringen eines annähernd reinen linear polarisierten Radarstrahls mit Hilfe eines Polarisationssperrgitters und
3.) Umwandeln dieses Radarstrahls in einen zirkular polarisierten Radarstrahl mit Hilfe von Phasenverschiebungen bewirkenden Gittern.

Gemäß Fig. 3 ergibt sich ein elektromagnetisches Feld 66 im Hohlraum 68 oberhalb des Reflektors 14 der Hohlleiterschlitzantenne 10, welches in ein parallel zur Antennenlängsachse orientiertes Feld Ex und ein senkrecht zur Antennenlängsachse orientiertes Feld Ey zerlegt werden kann. Während das elektromagnetische Feld Ex erwünscht ist, stört das elektromagnetische Feld Ey den jeweils von der Hohlleiterschlitzantenne 10 ausgesendeten Radarstrahl, so daß es soweit wie möglich elimiert werden sollte. Es ist in der Nähe der beiden Speisehohlleiter 16 und 18 der Hohlleiterschlitzantenne 10 am stärksten, da deren Schlitze 16 A bzw. 18 A in den Hohlraum 68 der Hohlleiterschlitzantenne 10 strahlen.

Wenn das elektromagnetische Feld Ey sich senkrecht zu einer Gruppe von parallel zueinander verlaufenden, leitenden Linien fortpflanzt, wie in Fig. 7A veranschaulicht, dann wird es im wesentlichen ungedämpft durchgelassen, wogegen es gesperrt wird, wenn es sich entlang einer Gruppe von parallel zueinander verlaufenden, leitenden Linien fortpflanzt, wie in Fig. 7B veranschaulicht. Somit kann das elektromagnetische Feld Ey infolge seiner Orientierung gemäß Fig. 7A bezüglich der linienförmigen Leiter 40 des ersten Gitters 24 frei aus dem Hohlraum 68 der Hohlleiterschlitzantenne 10 austreten, was nur an den beiden Längskanten des ersten Gitters 24 durch dessen beiden Schachbrettgitterleiterstreifen 36 und 38 mit einer Leiterbreite von etwa 0,3302 mm und einer Gitterteilung von 0,085 Wellenlänge verhindert ist, da das elektromagnetische Feld Ey bezüglich deren linienförmigen Leitern 36 A bzw. 38 A so orientiert ist, wie in Fig. 7B gezeigt. Weil das elektromagnetische Feld Ey also durch das erste Gitter 24 nicht vollständig gesperrt wird, ist das zweite Gitter 26 erforderlich, bezüglich dessen linienförmigen Leitern 46 das elektromagnetische Feld Ey ebenfalls so orientiert ist, wie aus Fig. 7B ersichtlich. Die linienförmigen Leiter 46 gewährleisten im Verein mit den beiden Leiterstreifen 42 und 44 des zweiten Gitters 26 eine solche Verminderung des elektromagnetischen Feldes Ey, daß sich hinter dem zweiten Gitter 26 ein im wesentlichen reiner linear polarisierter Radarstrahl ergibt.

Wenn sich das elektromagnetische Feld Ey schräg zu einer Gruppe von parallel zueinander verlaufenden, leitenden Linien fortpflanzt, welche beispielsweise mit der Fortpflanzungsrichtung einen Winkel von 45° einschließen, dann kann es in ein Feld E ∥ und ein Feld E ⟂ zerlegt werden, welches sich parallel bzw. senkrecht zu den leitenden Linien fortpflanzt, wie in Fig. 7C veranschaulicht. Während das elektromagnetische Feld E ⟂ das von den leitenden Linien gebildete Gitter im wesentlichen ungestört durchläuft, welches für das elektromagnetische Feld E ⟂ nur eine geringe kapazitive Reaktanz bildet, wird das elektromagnetische Feld E ∥phasenverschoben, da das Gitter für das elektromagnetische Feld E ∥ stark induktiv ist. Wenn es gegenüber dem elektromagnetischen Feld E ⟂ um 90° phasenverschoben wird, dann ergibt sich gemäß Fig. 7E eine vollkommen zirkulare Polarisation, wobei allerdings beide Wellen das Gitter ungedämpft durchlaufen müssen. Es ist daher ein weiteres Gitter zur Anpassung in bezug auf die Induktivität erforderlich, welche das Gitter gemäß Fig. 7C für das elektromagnetische Feld E ∥ darstellt.

Die beiden erwähnten Gitter werden jeweils vom dritten Gitter 28 bzw. vom vierten Gitter 30 der Hohlleiterschlitzantenne 10 gebildet, zwischen denen sich der Abstandhalter 32 erstreckt. Diese Sandwichstruktur kann durch die Übertragungsleitungsersatzschaltbilder gemäß Fig. 8 bis 8D dargestellt werden.

Um jeden vom zweiten Gitter 26 gelieferten, linear polarisierten Radarstrahl in einen zirkular polarisierten Radarstrahl umzuwandeln, müssen die gegenseitige Orientierung des dritten Gitters 28 und des vierten Gitters 30 in der Sandwichstruktur und die Abstände zwischen den verschiedenen Gruppen zueinander paralleler, linienförmiger Leiter 50, 52, 58 und 60 so festgelegt werden, daß die folgenden Bedingungen erfüllt sind:

I.) Die beiden elektromagnetischen Felder E ∥ und E ⟂ müssen gegenseitig um 90° phasenverschoben sein,
II.) das dritte Gitter 28 und das vierte Gitter 30 müssen für das elektromagnetische Feld E ∥ einen Eingangsreflexionskoeffizienten S 11 = 0 darstellen und
III.) das dritte Gitter 28 und das vierte Gitter 30 müssen für das elektromagnetische Feld E ⟂ einen Eingangswiderstand S 11 ≈ 0 darstellen.

Bekanntlich ist die Bedingung I dann erfüllt, wenn gilt:

Z ₀/jx = (Eh + 1) + 2(Eh ² + 1)^1/2 (1)

(Z ₀ = Impendanz des freien Raumes; jx = induktive Gitterreaktanz für das elektromagnetische Feld E ∥; Eh = Dielektrizitätskonstante des Abstandhalters 32).

Wenn also der Abstandhalter 32 infolge entsprechender Materialwahl eine Dielektrizitätskonstante Eh = 1,04 aufweist, dann ergibt sich für den Quotienten Z ₀/jx = 2,020, woraus sich gemäß dem eingangs erwähnten "Waveguide Handbook" von N. Marcuvitz die Gitterteilung = 0,246 Wellenlänge und die Leiterbreite = 0,3302 mm berechnen läßt.

Um die Bedingung II zu erfüllen, kann die folgende Gleichung verwendet werden:

tg ϑ = (-2Z ₀/jx) · (√Eh/[(Z ₀/ jx)² - (Eh - 1)]) (2)

(ϑ = elektrische Gitterteilung bzw. Phasenverschiebung.

Mit dem Quotienten Z ₀/jx = 2,020 ergibt sich für die Größe ϑ = 2,346 rad, woraus sich für die jeweils gewünschte Arbeitsfrequenz die Abstandhalterdicke ergibt. Wenn auch die Bedingung III nicht ganz genau erfüllt werden mag, so hat sich doch herausgestellt, daß für Dielektrizitätskonstanten Eh im Bereich von 1 der Eingangsreflexionskoeffizient S 11 für das elektromagnetische Feld E ⟂ gering ist. Beispielsweise ist für die Dielektrizitätskonstante Eh = 1,04 dieser Eingangsreflexionskoeffizient S 11 = 0,0039, was einer Energiereflexion von nur 0,0015% bedeutet.

Zusätzlich zu der Erfüllung der Bedingungen I bis III muß eine weitere, zur geschilderten Gitterkonstruktion senkrechte Gitterkonstruktion vorgesehen werden, um die geringe kapazitive Reaktanz für das elektromagnetische Feld E ⟂ zu kompensieren, welche aus der erstgenannten Gitterkonstruktion und der Dicke des Abstandhalters 32 resultiert. Demgemäß weist das dritte Gitter 28 die beiden auf Fig. 9 ersichtlichen Gruppen linearer Leiter 50 und 52 auf, wobei der Leiterabstand 50 A der einen Gruppe linienförmiger Leiter 50 die Gitterteilung für das elektromagnetische Feld E ⟂ und der Leiterabstand 52 A der anderen Gruppe linienförmiger Leiter 52 die Gitterteilung für das elektromagnetische Feld E ∥ darstellt. Gemäß Fig. 8B und 8D stellen die linienförmigen Leiter 50 für das elektromagnetische Feld E ∥ die Kapazität X _C und für das elektromagnetische Feld E ⟂ die Induktivität X′ _L dar, die linienförmigen Leiter 52 für das elektromagnetische Feld E ∥ die Induktivität X _L und für das elektromagnetische Feld E ⟂ die Kapazität X′ _C. Da die Kapazität X _C sehr viel geringer als die Induktivität X _L ist, kann sie vernachlässigt werden, wie in Fig. 8B angedeutet. Da die Induktivität X′ _L genauso groß wie die Kapazität X′ _C ist, löschen sie sich gegenseitig aus, wie in Fig. 8D veranschaulicht, so daß das elektromagnetische Feld E ⟂ ungestört passiert.

Von den drei zur Erzielung der in Fig. 7E veranschaulichten zirkularen Polarisation zu erfüllenden Bedingungen I bis III werden also die Bedingungen I und II mit Hilfe der Gleichung (1) bzw. der Gleichung (2) erfüllt, aus welcher sich die Gitterteilung ϑ ergibt. Obwohl die Bedingung III nicht vollkommen erfüllt werden mag, ist doch keine Rückstrahlung des elektromagnetischen Feldes E ⟂ in den Hohlraum 68 der Hohlleiterschlitzantenne 10 zu erwarten, weil sich gezeigt hat, daß die Energiereflexion sehr schwach ist. Es ist ohne weiteres ersichtlich, daß die Gruppe enger beieinander liegender linienförmiger Leiter 52 des dritten Gitters 28 den größten Beitrag bei der zirkularen Polarisation liefert, und zwar durch die Phasenverschiebung des elektromagnetischen Feldes E ∥ um 90° von vorne gemäß Fig. 7E.

Das vierte Gitter 30 der Hohlleiterschlitzantenne 10 ist deswegen erforderlich, weil andernfalls eine Impedanzfehlanpassung vorläge und dieselbe nur mit Hilfe des vierten Gitters 30 ausgeglichen werden kann.

Die Hohlleiterschlitzantenne 10 gemäß Fig. 11 bis 14 unterscheidet sich im wesentlichen nur dadurch von derjenigen gemäß Fig. 3 bis 10, daß das dritte Gitter 70 und das vierte Gitter 72 anders ausgebildet und angeordnet sind. Sie bestehen jeweils aus einer Gruppe von koplanaren und parallel zueinander gleichmäßig verteilten, mäanderförmig verlaufenden, linienförmigen Leitern 70 A bzw. 72 A, wie aus Fig. 13 bzw. 14 ersichtlich, ferner aus zwei zueinander parallelen Leiterstreifen 76 und 78 bzw. 80 und 82, welche jeweils als ununterbrochenes Kupferband ausgebildet sind und sich entlang der einen bzw. der anderen Längskante des dritten Gitters 70 bzw. des vierten Gitters 72 koplanar zu demselben erstrecken, um an die einen bzw. an die anderen Enden der linienförmigen Leiter 70 A bzw. 72 A desselben anzugrenzen, wie in Fig. 12 angedeutet. Daraus geht auch hervor, daß das dritte Gitter 70 auf der unteren Seite 74 A und das vierte Gitter 72 auf der oberen Seite 74 B einer vierten Substratplatte 74 ausgeätzt sind, welche sich parallel zu den anderen drei Substratplatten 20, 21 und 22 erstreckt. Der Abstandhalter 32 ist zwischen der zweiten Substratplatte 21 und dem dritten Gitter 70 angeordnet. Mit dieser Hohlleiterschlitzantenne 10 lassen sich dieselben günstigen Ergebnisse erzielen, wie mit der Hohlleiterschlitzantenne 10 gemäß Fig. 3 bis 10.

Gemäß Fig. 11A kann auch bei der Hohlleiterschlitzantenne 10 gemäß Fig. 12 bis 14 das elektromagnetische Feld Ey in ein senkrechtes Feld E ⟂ und ein paralleles Feld E ∥ zerlegt werden, für das entsprechend der obigen Analyse je zwei einander benachbarte, leitende Mäanderlinien die Kapazität X _C bzw. die Induktivität X _L gemäß Fig. 11B darstellen. Statt das elektromagnetischen Feld E ∥ um 90° phasenzuverschieben, wie bei der Hohlleiterschlitzantenne 10 gemäß Fig. 3 bis 10 der Fall, wird nunmehr das elektromagnetische Feld E ∥ um 45° nach hinten und das elektromagnetische Feld E ⟂ um 45° nach vorne verschoben, wie in Fig. 11C veranschaulicht, was ausweislich derselben wiederum zu einer vollkommen zirkularen Polarisation führt. Die Halbwellenphasenverschiebung der beiden elektromagnetischen Felder E ⟂ und E ∥ ergibt sich wiederum daraus, daß die leitenden Mäanderlinien dafür jeweils die große Kapazität X _C bzw. die große Induktivität X _L darstellen, welche gleich groß sind, jedoch entgegengesetzte Vorzeichen haben.

Claims

1. Hohlleiterschlitzantenne für Doppler-Navigatoren zum zyklischen Abstrahlen von vier unterschiedlich gerichteten Radarstrahlen mittels eines Gitters aus koplanaren und parallel zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen Leitern, welches im wesentlichen linear polarisierte Radarstrahlen liefert, gekennzeichnet durch

a) ein zweites Gitter (26) aus koplanaren und parallel zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen Leitern (46), welches zum Ausfiltern von Komponenten unerwünschter Schwingungsrichtung aus jedem vom ersten Gitter (24) abgestrahlten Radarstrahl parallel hinter dem ersten Gitter (24) derart angeordnet ist, daß seine linienförmigen Leiter (46) die linienförmigen Leiter (40) des ersten Gitters (24) senkrecht kreuzen, und
b) ein drittes Gitter (28; 70) sowie ein viertes Gitter (30; 72) aus je zwei koplanaren, sich senkrecht kreuzenden Gruppen von parallel zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen Leitern (50, 52 bzw. 58, 60) oder aus je einer Gruppe von koplanaren und parallel zueinander gleichmäßig verteilten, mäanderförmig verlaufenden, linienförmigen Leitern (70 A bzw. 72 A), welche zur Umwandlung jedes vom zweiten Gitter (26) kommenden Radarstrahls in einen zirkular polarisierten Radarstrahl jeweils parallel hinter dem zweiten Gitter (26) bzw. hinter dem dritten Gitter (28; 70) derart angeordnet sind, daß ihre linienförmigen Leiter (50, 52; 70 A bzw. 58, 60; 72 A) die linienförmigen Leiter (46) des zweiten Gitters (26) diagonal kreuzen.

2. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Gitter (24) zur Reduzierung von querpolarisierten Streukomponenten in jedem abgestrahlten Radarstrahl mit zwei weiteren Gruppen von parallel zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen Leitern (36 A, 38 A) versehen ist, welche koplanar zu seinen ersten linienförmigen Leitern (40) angeordnet sind und dieselben senkrecht kreuzen, um zwei zueinander parallele Schachbrettgitterleiterstreifen (36, 38) entlang der einen bzw. der anderen Längskante des ersten Gitters (24) zu bilden.

3. Antenne nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Gitter (26) zur Reduzierung von querpolarisierten Streukomponenten jedes vom ersten Gitter (24) kommenden Radarstrahls mit zwei zueinander parallelen, ununterbrochenen Leiterstreifen (42, 44) versehen ist, welche sich entlang der einen bzw. der anderen Längskante des zweiten Gitters (26) koplanar zu demselben erstrecken.

4. Antenne nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das dritte Gitter (28; 70) und das vierte Gitter (30; 72) zur Reduzierung von Streukomponenten in jedem zirkular polarisierten Radarstrahl jeweils mit zwei zueinander parallelen, ununterbrochenen Leiterstreifen (54, 56; 76, 78 bzw. 62, 64; 80, 82) versehen sind, welche sich entlang der einen bzw. der anderen Längskante des dritten Gitters (28; 70) bzw. des vierten Gitters (30; 72) koplanar zu demselben erstrecken.

5. Antenne nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Gruppen linienförmiger Leiter (50, 52) des dritten Gitters (28) unterschiedliche Leiterabstände (50 A, 52 A) aufweisen.

6. Antenne nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Gruppen linienförmiger Leiter (58, 60) des vierten Gitters (30) unterschiedliche Leiterabstände (58 A, 60 A) aufweisen.

7. Antenne nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Gitter (26) und das dritte Gitter (28) aus zwei Gruppen linienförmiger Leiter (50, 52) jeweils auf der einen bzw. der anderen Seite (21 A bzw. 21 B) einer Substratplatte (21) ausgeätzt sind.

8. Antenne nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch zwei Abstandhalter (34, 32) zwischen dem ersten Gitter (24) und dem zweiten Gitter (26) bzw. zwischen dem dritten Gitter (28) und dem vierten Gitter (30).

9. Antenne nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das dritte Gitter (70) aus einer Gruppe von mäanderförmig verlaufenden, linienförmigen Leitern (70 A) und das vierte Gitter (72) aus einer Gruppe von mäanderförmig verlaufenden, linienförmigen Leitern (72 A) jeweils auf der einen bzw. der anderen Seite (74 A bzw. 74 B) einer Substratplatte (74) ausgeätzt sind.

10. Antenne nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch zwei Abstandhalter (34, 32) zwischen dem ersten Gitter (24) und dem zweiten Gitter (26) bzw. zwischen dem zweiten Gitter (26) und dem dritten Gitter (70).

11. Antenne nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Gitter (24) gegenüber einem Reflektor (14) angeordnet ist.