DE3529068A1 - Anordnung zum zwangsweisen loeschen eines thyristors - Google Patents

Anordnung zum zwangsweisen loeschen eines thyristors

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    • H03K—PULSE TECHNIQUE
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    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
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    • H03K17/72—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices having more than two PN junctions; having more than three electrodes; having more than one electrode connected to the same conductivity region
    • H03K17/73—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices having more than two PN junctions; having more than three electrodes; having more than one electrode connected to the same conductivity region for DC voltages or currents
    • H03K17/732—Measures for enabling turn-off

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Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zum zwangsweisen Löschen eines Thyristors, wie er im Oberbegriff des Anspruches 1 näher definiert ist.
Solche Schaltungen sind als Hybrid-Chopper-Schaltungen bekannt und z. B. der etz-a, Band 99 (1978), Heft 11, Seiten 678 bis 681 entnehmbar. Die dortigen Schaltungen sind mit Transistorlöschkreisen beschrieben, auf die Verwendung von GTO-Thyristoren im Löschkreis wird jedoch hingewiesen. In Fig. 1 der vorliegenden Anmeldung ist eine solche bekannte Schaltung mit GTO-Löschkreis dargestellt. Sie besteht aus einem zu löschenden Hauptventil V 1 und einem Kommutierungskreis, der aus einem Kondensator C2 und einem abschaltbaren Halbleiter, hier ein GTO-Thyristor V2, besteht. Der Kondensator C2 wird durch eine Nachladeeinrichtung, die hier nur prinzipiell durch die Spannungsquelle U 2 und die Drossel L 2 dargestellt ist auf konstanter Spannung gehalten. Die Drossel L L soll alle im Kreis vorhandenen Leitungs- und Bauelementeinduktivitäten beinhalten.
Ausgehend von einem konstanten Strom I 0 ergibt damit ein Kommutierungsvorgang gemäß Fig. 2, wo der Strom-, Spannungs- und Leistungsverlauf dargestellt ist. Wird zum Zeitpunkt t 1 der GTO-Thyristor V2 eingeschaltet, dann steigt der Strom i V2 mit einer Steilheit, die durch die Spannung U 2 und die Induktivität L L bestimmt ist, an. Es wird angenommen, die Kapazität des Kondensators sei so groß, daß der Spannungsabfall während der kurzen Einschaltzeit des Löschkreises vernachlässigbar ist. Hat der Strom i V2 zum Zeitpunkt t 2 den Wert I 0 erreicht, wird der Thyristor V1 stromlos. Die Spannung C 2 liegt während der Schonzeit (t 3- t 2) als negative Sperrspannung an. Die Zeit (t 3-t 2) muß größer gewählt werden als die maximal mögliche Freiwerdezeit des Thyristors V1. Zum Zeitpunkt t 3 wird der Strom i V2 durch den Halbleiter V2 abgeschaltet und wechselt in einen hier nicht dargestellten Freilaufkreis über.
Der untere Kurvenverlauf in Fig. 2 zeigt die den Kondensator C 2 entnommene Leistung. Den Mittelwert dieser Leistung muß die Nachladeeinrichtung (U 2/L 2) liefern. Diese Leistung wird bei gegebenem Strom I 0 durch die Spannung U 2 und die Freiwerdezeit des Thyristors V1 bestimmt.
Dabei wird erkennbar, daß die Forderungen nach einer kurzen Zeit für den Stromanstieg und einer geringen Nachladeleistung entgegengesetzt laufen. Für die möglichst kurze Zeit der Stromübernahme in den Löschkreis wird eine höhere Spannung benötigt, dagegen reicht während der Schonzeit eine sehr geringe Spannung aus. Diese muß gerade groß genug sein, das "Freiwerden" des Thyristors V1 zu sichern.
Aufgabe der Erfindung ist es, die Schaltung dahingehend zu optimieren, daß man trotz des benannten Zielkonfliktes mit einer geringen Nachladeleistung und trotzdem kürzerer Kommutierungszeit auskommt, die auch für den Einsatz von ASCR- und RTL-Schaltungen geeignet ist.
Diese Aufgabe wird nach der Erfindung gemäß den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruches 1 gelöst. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen entnehmbar.
Anhand von schematischen Ausführungsbeispielen der Zeichnung wird die Erfindung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 einen bekannten Hybrid-Schalter
Fig. 2 Strom-, Spannungs- und Leistungsverlauf für eine Schaltung nach Fig. 1
Fig. 3 eine Schaltung nach der Erfindung mit erweitertem Abschaltzweig
Fig. 4 zugehöriger Strom-, Spannungs- und Leistungsverlauf
Fig. 5 eine Schaltung für den Einsatz von rückwärts nicht sperrenden Thyristoren
Fig. 6 eine Schaltungsmodifikation mit Reihenschaltung der Kondensatoren im Abschaltzweig
Auf die Fig. 1 und 2 wurde schon eingegangen. Fig. 3 zeigt eine Schaltung, bei der erfindungsgemäß mit zwei Spannungsebenen U 1 und U 2 im Abschaltkreis gearbeitet wird. Die Bezugszeichen sind so weitgehend wie möglich beibehalten worden. Bei dieser Schaltung gilt voraussetzend U 2 »U 1, C 1 » C 2. Zusätzlich mit Fig. 4 wird der Kommutierungsvorgang nunmehr beschrieben.
Der Kommutierungsvorgang wird durch Zünden des GTO-Thyristors V2 zum Zeitpunkt t 1 eingeleitet. Damit steigt der Strom i V2 an und entlädt dabei den Kondensator C2. Die Spannungsquelle U 2 und die Kapazität des Kondensators C 2 sind so bemessen, daß der maximal zu kommutierende Strom I 0 während der Entladung des Kondensators C2 bis auf die Spannung U 1 erreicht wird. Zum Zeitpunkt t 2 hat der Strom i V2 den Wert I 0 erreicht und der Kondensator C2 wird linear durch den mit konstanter Höhe I 0 weiterfließenden Strom i V2 entladen. Zum Zeitpunkt t 3 ist der Kondensator C2 auf den Spannungswert U 1 entladen worden. Bei Vernachlässigung des Spannungsabfalles an der Sperrdiode V3 wird nun der Kondensator C1 dem Kondensator C2 parallelgeschaltet. Der Stromblock während des Zeitraumes t 4-t 3 wird - da C 1 » C 2 - überwiegend über den Kondensator C1 fließen. Zum Zeitpunkt t 4, am Ende der Schonzeit, wird der Strom im Löschkreis durch den abschaltbaren Halbleiter V2 unterbrochen und kommutiert in einen hier nicht dargestellten Freilaufkreis. Der untere Verlauf in Fig. 4 zeigt die Leistung, die den Kondensatoren C 1 und C 2 entnommen wird. Die gestrichelte Kurve stellt zum Vergleich den Leistungsverlauf aus Fig. 2 dar.
Nach der Erfindung ergibt sich bei gleichem Wert für den Strom I 0 eine Verminderung der mittleren Nachladeleistung um etwa 50% und eine Verkürzung der Einschaltdauer t 1 bis t 4 um etwa 28%.
Fig. 5 zeigt eine Schaltungsvariante, die für den Einsatz von rückwärts nicht sperrenden Thyristoren (ASCR) geeignet ist. Die Dioden V 4 bis V n haben dabei die Aufgabe, zu hohe negative Sperrspannung am Thyristor V1 zu unterdrücken. Die Nachladespannung U 1 muß hierbei kleiner als die Summe der Durchlaßspannungen der Dioden V 4 bis V n sein. Im übrigen sind funktionell zu Fig. 3 keine wesentlichen Unterschiede.
Fig. 6 stellt eine weitere Möglichkeit dar, den Abschaltzweig mit zwei Spannungsquellen U 1, U 2 aufzubauen. Die beiden KondensatorenC 1 und C 2 sind hier in Reihe geschaltet. Auch hier sind die Voraussetzungen zu erfüllen: U 2 » U 1 und C 1 » C 2. Zu Beginn des Kommutierungsvorganges wird Kondensator C 2 entladen bis die Diode V4 leitend wird und den Strom übernimmt. Dann ist nur noch wie in den vorher betrachteten Schaltungen die niedrigere Spannung U 1 wirksam.
Die Vorteile der Erfindung liegen in geringerer Nachladeleistung und dadurch Verminderung der Kosten und des Volumens. Weiterhin ergeben sich kürzere Einschaltzeiten für den Kommutierungskreis und damit wird eine Vergrößerung des Stellbereiches erreicht.
Eine weitere Verringerung der Nachladeleistung kann man durch den Einsatz von Thyristoren mit kürzeren Freiwerdezeiten erzielen. Rückwärts nicht sperrende und rückwärts leitende Thyristoren haben wesentlich kürzere Freiwerdezeiten als rückwärts sperrende Thyristoren. Der Einsatz derartiger schneller Thyristoren ist mit der neuen Schaltung vergleichlich Fig. 5 ebenfalls möglich geworden, da während der Schonzeit nur eine sehr geringe negative Sperrspannung am Thyristor anliegt. Somit können auch die Vorteile schneller, asymmetrischer Thyristoren voll genutzt werden.

Claims (7)

1. Anordnung zum zwangsweisen Löschen eines Thyristors mittels eines Kommutierungskreises, der einen gleichsinnig parallelgeschalteten, abschaltbaren Löschhalbleiter sowie einen in Reihe liegenden, aus einer Spannungsquelle aufladbaren Kondensator enthält, dadurch gekennzeichnet, daß der Kommutierungskreis aus zwei einander ablösenden Stufen, einer Hauptstufe (II) und einer Zusatzstufe (I), in zwei verschiedenen Spannungsebenen (U C1 und U C2) aufgebaut ist, von denen die Hauptstufe (II) auf der höheren Spannungsebene (U C2) liegt und für eine möglichst schnelle Stromübernahme in den Löschkreis über Löschhalbleiter (V2) vorgesehen ist und die Zusatzstufe (I) auf der niederen Spannungsebene (C C1) für ein "Freiwerden" des Thyristors (V1) während dessen Schonzeit wirksam ist.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zusatzstufe (I) der Hauptstufe (II) unterlagert ist und einen aus einer Spannungsquelle (U 1) nachladbaren Zusatzkondensator (C 1) aufweist, der mit einem Pol (-) direkt mit dem gleichnamigen Pol des Hauptstufenkondensators (C 2) und mit dem anderen Pol (+) über eine Sperrdiode (V 3) mit dem anderen Pol (+) des Hauptstufenkondensators (C 2) verbunden ist.
3. Anordnung nach Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsquellen (U 1 und U 2) parallelgeschaltet sind, wobei die Sperrdiode (V 3) einen Ladungsausgleich verhindert.
4. Anordnung nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß für die Stufen des Kommutierungskreises folgende Bedingungen gelten: U 2»U 1 und C 1»C 2
5. Anordnung nach den Ansprüchen 1 bis 4 für einen rückwärts nicht sperrenden Thyristor, dadurch gekennzeichnet, daß dem Thyristor (V 1) eine Diodenkette (V 4 . . .V n ) antiparallelgeschaltet ist, wobei die Summe der Durchlaßspannungen der Diodenkette (V 4 . . .V n ) größer ist als die Nachladespannung (U 1) (Fig. 5).
6. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß dem Hauptstufenkondensator (C 2) der Zusatzkondensator (C 1) in Reihe geschaltet ist, daß die höhere Spannungsquelle (U 2) an den äußeren Anschlüssen der in Reihe liegenden beiden Kondensatoren (C 2 und C 1) liegt, am Zusatzkondensator (C 1) die niedere Spannungsquelle (U 1) angeschlossen ist und dem Hauptstufenkondensator (C 2) eine Diode (V 4) parallelgeschaltet ist.
7. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode (V 4) die gleiche Durchlaßrichtung wie der Löschhalbleiter (V 2) aufweist.
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Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4346309A (en) * 1979-01-23 1982-08-24 Westinghouse Brake And Signal Co., Ltd. Controllable rectifier circuit

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GERLACH, Willi: Thyristoren, Berlin, Heidelberg, New York: Springer-Verlag, 1981, S.307 *
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