DE3506957A1 - Monolithisch integrierbare steuerschaltung mit niedriger verlustleistung fuer das schalten induktiver lasten - Google Patents

Description

Beschrei bung

Die Erfindung betrifft eine monolithisch integrierbare Steuerschaltung für das Schalten induktiver Lasten, die zum Steuern einer Last verwendbar ist, welche in Brückenschaltung mit zwei ihrer Ausgänge verbunden ist.

Eine Steuerschaltung zum Umschalten induktiver Lasten, die in Brückenschaltung verbunden sind, hat zwei Leistungsverstärker, von denen jeder aus zwei miteinander verbundenen Stufen besteht, von denen die eine im allgemeinen als Source-Stufe (Quellenstufe) und die andere als Senkenstufe (Abfluß) bezeichnet wird. Mit dem Verbindungspunkt zwischen den beiden Stufen ist der Ausgangsanschluß des Verstärkers verbunden.

Die Last ist in Brlickenschal tung zwischen den beiden Ausgangsanschlüssen der beiden Verstärker angeschlossen. Diese werden von einer Eingangsstufe gesteuert, die in Funktion des Pegels eines logischen Steuersignals die Source-Stufe einer der beiden Verstärker einschaltet und gleichzeitig das Einschalten der Senkenstufe des anderen Verstärkers freigibt. Diese Senkenstufe wird außerdem von einer Kontrol1 stufe gesteuert, die in Abhängigkeit der Größe des über die Last fließenden Stromes umschaltet. Wenn die Kontrol1 stufe die Senkenstufe ausschaltet, entlädt eine zwischen den Ausgang des Verstärkers und die Versorgung geschaltete Rück! auf diode die durc.h die Induktivität der Last gespeicherte Energie, und die Source-Stufe des anderen Verstärkers bleibt eingeschaltet und verbraucht weiter Leistung.

Bekanntlich haben Leistungsvorrichtungen einen hohen Verbrauch. Die Gehäuse für derartige Vorrichtungen müssen in der Lage sein, die aufgrund der hohen Energieaufnahme entstehende Wärme abzuführen, aber gleichzeitig sollen sie so klein wie möglich sein, um hohe Kosten zu vermeiden. Es ist daher außerordentlich wichtig, Maßnahmen zu ergreifen, die es gestatten, wenigstens in bestimmten Zeitabständen den Leistungsverbrauch dieser Vor-

richtungen zu verringern.

Bei einer Steuerschaltung der eingangs genannten Bauart ist es besonders günstig, den Leistungsverbrauch der Source-Stufe eines Verstärkers während der Abschaltintervalle der Senkenstufe des anderen Verstärkers zu begrenzen. Zu diesem Zweck ist eine Maßnahme bekannt, die weiter unten erläutert ist und die es erlaubt, den Spannungsabfall an der Source-Stufe zu verringern, wodurch die von dieser verbrauchte Leistung während der genannten Zeitintervalle kleiner wird. Diese Maßnahme führt jedoch zu einer Verschlechterung im Betriebsverhalten der Steuerschaltung und genauer zu einem Anstieg der von der Source-Stufe verbrauchten Leistung, wenn die Senkenstufe eingeschaltet ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Steuerschaltung für das Schalten in Brückenschaltung verbundener, induktiver Lasten zu schaffen, bei der die von der Source-Stufe eines Verstärkers verbrauchte Leistung sinkt, wenn die Senkenstufe des anderen Verstärkers durch die Kontrollstufe abgeschaltet wird, ohne daß damit eine Verschlechterung des Betriebsverhaltens der Source-Stufe verbunden ist, wenn die Senkenstufe eingeschaltet wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch das Kennzeichen des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus dem Unteranspruch.

Die Erfindung ist nachstehend an einem Ausführungsbeispiel erläutert, das in der Zeichnung dargestellt ist.

Es zeigen:

Figur 1 ein vereinfachtes Schaltschema einer bekannten Schaltung für die Umschaltungssteuerung induktiver Lasten,
die in Brückenschaltung verbunden sind, und

Figur 2 das Schaltschema einer Steuerschaltung der in Figur 1
gezeigten Bauart, die jedoch gemäß der Erfindung abgeändert ist.

In beiden Figuren werden für übereinstimmende Teile dieselben Bezugszeichen verwendet.

Die in Figur 1 gezeigte Schaltung hat zwei gleiche Leistungsverstärker, die symetrisch angeordnet sind. Der erste Verstärker hat eine erste Leistungsstufe, die im allgemeinen als Source bezeichnet und nachfolgend Source 1 genannt wird und die aus vier bipolaren Transistoren T2, Tl, T12 und TIl sowie einem Widerstand Rl besteht, sowie eine zweite Leistungsstufe, die im allgemeinen als Senkenstufe (Abfluß) bezeichnet und nachfolgend Sink 1 genannt wird und aus einem Paar bipolarer Transistoren T5 und T6 besteht, die in Darlington-Schaltung miteinander verbunden sind. Der zweite Leistungsverstärker hat ebenfalls eine Senkenstufe (Source 2), die aus vier bipolaren Transistoren T4, T3, TlO und T9 sowie einem Widerstand R2 besteht, und eine Senkenstufe (Sink 2), die aus einem Paar bipolarer Transistoren T7 und T8 besteht, die in Darlington-Schaltung miteinander verbunden sind.

Bei den in der Schaltung gezeigten Transistoren Tl und T3 handelt es sich um die PNP-Transistoren, deren Emitter an den positiven Pol ⁺V einer Speisespannungsquelle und deren Kollektoren an die Basis von T2 bzw. von T4 angeschlossen sind. Die Basen von Tl und T3 sind mit den Basen von T12 bzw. TlO und außerdem mit dem positiven Pol +V der Speisespannungsquelle über die Widerstände Rl bzw. R2 verbunden. Bei den Transistoren T2 und T4 handelt es sich um NPN-Leistungstransistören, deren Kollektoren an den positiven Pol +V_ der Speisespannungsquelle angeschlossen sind und deren Emitter die Ausgangsanschlüsse der

Source-Stufe 1 bzw. der Source-Stufe 2 bilden.

Der Emitter von T2 ist an den Emitter des PNP-Transistors T9 angeschlossen, welcher zur Source-Stufe 2 gehört und dessen Basis mit dem Kollektor von TlO verbunden ist, während dessen Kollektor an die Basis von T4 angeschlossen ist. Der Emitter von T4 ist mit dem Emitter des PNP-Transistors TIl verbunden, der zur Source-Stufe 1 gehört und dessen Basis mit dem Kollektor von T12 verbunden ist, während dessen Kollektor an die Basis von T2 angeschlossen ist.

Die Transistoren T12 und TlO sind NPN-Transistören, deren Emitter die Eingangsanschlüsse der Source-Stufe 1 bzw. der Source-Stufe 2 bilden und die an einen ersten Ausgangsanschluß bzw. an einen zweiten Ausgangsanschluß einer Schaltung angeschlossen sind, welche die Eingangsstufe der Steuerschaltung bildet.

Bekanntlich haben die Transistoren TH und T12 sowie die Transistoren T9 und TlO die Aufgabe, die Verlustleistung der Source-Stufe 1 bzw. der Source-Stufe 2 zu verringern, wenn die Senkenstufen abgeschaltet werden.

Die Eingangsstufe hat einen Inverter AO sowie zwei Operationsverstärker Al und A2. Die Eingangsanschlüsse von Al und AO sind miteinander verbunden, um den Eingangsanschluß dieser Stufe zu bilden, an dem ein logisches Signal VIN anliegt. Der Ausgang von AO ist mit dem Eingang von A2 verbunden. Die Ausgänge von Al und A2 bilden den ersten bzw. den zweiten Ausgang der Eingangsstufe und sind mit einem ersten Eingang eines UND-Gatters El bzw. mit einem ersten Eingang eines UND-Gatters E2 sowie mit dem Emitter von T12 bzw. dem Emitter von TlO verbunden.

Die Eingangsstufe steuert über die Emitter von T12 und von TlO die Source-Stufen der beiden Verstärker, indem sie diese alternativ in Funktion des Pegels des Eingangssignals VIN einschaltet.

Der Ausgang des UND-Gatters El ist an die Basis des Transistors T5 angeschlossen, welcher den Eingangsanschluß der Sink-Stufe 1 bildet. Analog ist der Ausgang des UND-Gatters E2 an die Basis des Transistors T7 angeschlossen, der den Eingangsanschluß der Sink-Stufe 2 bildet.

Die NPN-Transistoren T5 und T7 sind in Darlington-Schaltung mit den NPN-Leistungstransistoren T6 bzw. T8 verbunden. Genauer sind die Emitter von T5 und T7 an die Basen von T6 bzw. T8 angeschlossen, und die Kollektoren von T5 und T6 sind ebenso wie die Kollektoren von T7 und T8 miteinander verbunden, um den Anschluß eines ersten Ausgangs der jeweiligen Senkenstufe zu bilden .

Die Emitter von T6 und T8 bilden die Anschlüsse eines zweiten Ausgangs der Sink-Stufe 1 bzw. der Sink-Stufe 2. Diese Emitter sind miteinander verbunden lind über einen Widerstand R3 an den durch das Massesymbol gekennzeichneten, negativen Anschluß der Speisespannungsquelle angeschlossen. Außerdem sind sie mit dem invertierenden Eingang (-) eines Operationsverstärkers A3 verbunden, dessen nicht - invertierender Eingang (+) an eine positive Bezugsspannungsquelle VR angeschlossen ist. Der Ausgang von A3 bildet den Eingang eines monostabilen MuIivibrators OS, dessen Ausgang seinerseits einen zweiten Eingang sowohl des UND-Gatters El als auch des UND-Gatters E2 bildet.

Der Operationsverstärker A3, die Spannungsquelle VR, der Widerstand R3 und der monostabile Mulivibrator OS sind die Komponenten einer Kontrollschaltung, die die Funktion hat, den durch die Last fließenden Strom ungefähr auf der gewünschten Größe zu halten.

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Die Eingangsstufe und die Kontrollschaltung steuern die Sink-Stufen der beiden Verstärker über die UND-Gatter El und E2. Genauer gesagt, schaltet die Eingangsstufe in Abhängigkeit vom Pegel des logischen Signales VIN die Source-Stufe einer der beiden Verstärker ein und schaltet den ersten Eingang des UND-Gatters, das die Sink-Stufe des anderen Verstärkers steuert, auf einen hohen Pegel um, während die Kontrollschaltung den zweiten Eingang dieses Gatters alternativ auf einen hohen Pegel und einen niedrigen Pegel umschaltet (je nach der Größe des Stromes in der Last), so daß die Einschaltung bzw. die Abschaltung der mit diesem verbundenen Sink-Stufe hervorgerufen wird.

Die Steuerschaltung gemäß Figur 1 hat außerdem vier Rückflußdioden Dl, D2, D3 und D4. Die Kathoden von Dl und D2 sind an den positiven Pol +V der Speisespannungsquelle angeschlossen, während die Anoden mit dem Emitter von T2 bzw. dem Emitter von T4 verbunden sind. Die Anoden von D3 und D4 sind an Masse angeschlossen, während die Kathoden mit dem Kollektor von T6 bzw. dem Kollektor von T8 verbunden sind.

Der Emitter von T2 und der Kollektor von T6 sind miteinander verbunden, um den Ausgangsanschluß des ersten Leistungsverstärkers zu bilden. Entsprechend sind der Emitter von T4 und der Kollektor von T8 miteinander verbunden, um auf diese Weise den Ausgangsanschluß des zweiten Leistungsverstärkers zu bilden. Eine nicht gezeigte, induktive Last, beispielsweise ein Schrittmotor, wird zwischen die beiden Ausgangsanschlüsse der Steuerschaltung geschaltet und über die beiden Leistungsverstärker gesteuert.

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Nachstehend wird die Funktionsweise der erläuterten Steuerschaltung genauer beschrieben.

Wenn das logische Eingangssignal VIN einen niedrigen Pegel hat, hat auch der Ausgang von Al einen niedrigen Pegel, und der Transistor T12 leitet, so daß die Source-Stufe 1 eingeschaltet ist. Der Ausgang von Al bildet außerdem einen der beiden Eingänge des UND-Gatters El, so daß auch der Ausgang von El auf einem niedrigen Pegel ist (bekanntlich befindet sich der Ausgang eines UND-Gatters nur dann auf einem hohen Pegel, wenn alle seine Eingänge auf einem hohen Pegel sind), und die Transistoren T5 und T6 sind abgeschaltet.

Bei einem VIN mit niedrigem Pegel ist die Source-Stufe des ersten Leistungsverstärkers eingeschaltet und die Sink-Stufe dieses Verstärkers abgeschaltet. Die Source-Stufe des zweiten Leistungsverstärkers ist jedoch abgeschaltet. Da nämlich der Pegel des Eingangssignals von AO invertiert wird, befindet sich der Ausgang von A2 auf einem hohen Pegel und sind die Transistoren TlO, T9, T3 und T4 gesperrt. Der Ausgang von A2 bildet außerdem einen der beiden Eingänge des UND-Gatters E2. Wenn auch der zweite Eingang von E2, das heißt der Ausgang von OS, auf einem hohen Pegel ist, befindet sich der Ausgang von E2 auf einem hohen Pegel und leiten die Transistoren T7 und T8; die Sink-Stufe 2 ist daher eingeschaltet. Bei einem Ausgang von OS mit niedrigem Pegel hat der Ausgang von E2 einen niedrigen Pegel und sind T7 und T8 gesperrt.

Wenn T7 und T8 abgeschaltet sind, sind die Spannungsabfälle am Widerstand R3 Null, weshalb am invertierenden Eingang von A3 eine niedrigere Spannung als die Bezugsspannung VR anliegt, so daß der entsprechende Ausgang auf einem hohen Pegel ist und sich der Mulivibrator OS im stabilen Zustand befindet, dem ein Ausgang mit hohem Pegel entspricht. Bei der beschriebenen Situation, in der ein Eingangssignal VIN niedrigen Pegels angelegt wird, und der Ausgang von A2 auf einen hohen Pegel kommt, schal-

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tet der Ausgang des UND-Gatters E2 auf einen hohen Pegel um und schalten sich die Transistoren T7 und T8 ein, so daß die Reihenschaltung Source 1 - Last - Sink 2 von Strom durchflossen wird. Die Größe dieses Stromes steigt kontinuierlich gemäß einer Zeitkonstante an, die von der Größe der Induktivität der Last abhängt.

Der Spannungsabfall am Widerstand R3 wächst proportional mit dem Strom. Wenn diese Spannung den Wert der Bezugsspannung VR übersteigt, schaltet der Ausgang von A3 auf einen niedrigen Pegel um und bewirkt eine Zustandsänderung des monostabilen Multivibrates OS, der auf einen quasi - stabilen Zustand kommt, dem ein Ausgang mit niedrigem Pegel entspricht. Folglich sinkt auch der Ausgang von E2 auf einen niedrigen Pegel und schaltet sich die Sink-Stufe 2 ab, während die Diode D2 in den leitenden Zustand kommt und die Induktivität der Last entlädt.

Bei abgeschalteter Sink-Stufe 2 wird der Spannungsabfall am Widerstand R3 zu Null und kehrt der Ausgang von A3 auf hohen Pegel zurück. Am Ende eines vorbestimmten Zeitintervalls, das in Abhängigkeit der Kenndaten der Last mittels eines nicht dargestellten externen Zeitkonstantennetzwerks bestimmt ist, kehrt der monostabile Multivibrator in den stabilen Zustand zurück und schaltet sich sein Ausgang auf hohen Pegel um. Folglich kommt der Ausgang von E2 auf einen hohen Pegel, schaltet sich die Sink-Stufe 2 ein und beginnt der Strom in der Last wieder zu steigen.

Wie bereits erwähnt, ist die Source-Stufe 1 bei einem VIN niedrigen Pegels eingeschaltet. Die Situation der diese bildenden Transistoren ist jedoch verschieden, je nachdem, ob die Sink-Stufe 2 abgeschaltet oder eingeschaltet ist.

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Wenn die Sink-Stufe eingeschaltet ist, leiten alle vier Transistoren der Source-Stufe 1. Zwischen dem Emitter und der Basis von Tl ist ein Spannungsabfall VBE (von etwa 0,7 V), und zwischen der Basis und dem Emitter von T12 liegt derselbe Spannungsabfall vor, so daß sich der Emitter von T12 auf der Spannung VCC - 2 VBE befindet. Zwischen dem Kollektor und dem Emitter von T12 ist ein Spannungsabfall VSAT (von etwa 0,1 V), so daß am Kollektor von T12 eine Spannung VCC - 2 VBE + VSAT anliegt. Der Transistor TIl arbeitet unter inverser Bedingung, das heißt, daß der Basis-Emitter-Übergang in Sperrichtung und der Basis-Kollektor-Übergang in Durchlaßrichtung vorgespannt ist. An diesem übergang ist ein Spannungsabfall VBE, und derselbe Spannungsabfall ist zwischen der Basis und dem Emitter von T2, so daß der Emitter von T2 auf der Spannung VCC - 2 VBE + VSAT ist.

Wenn gemäß den obigen Ausführungen die Sink-Stufe 2 eingeschaltet ist, ergibt sich zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Leistungsverstärkers T2 ein Spannungsabfall 2 VBE - VSAT (von etwa 1,3 V). Am Transistor T2 ist daher ein sehr hoher Leistungsverlust, der größer als der ist, der ohne die Transistoren T12 und TIl und bei einer direkten Verbindung der Basis von Tl mit dem Ausgang von Al verläge. In diesem Fall wäre nämlich zwischen dem Kollektor und dem Emitter von T2 der Spannungsabfall VBE + VSAT (von etwa 0,8 V). Im Vergleich zu dieser Situation tritt auch eine höhere Verlustleistung am Transistor TIl auf.

Wenn die Sink-Stufe 2 abgeschaltet ist, leitet die Diode D2 und liegt ein Spannungsabfall VBE zwischen Anode und Kathode vor, so daß am Emitter von TIl eine Spannung VCC + VBE anliegt, die größer als die Speisespannung ist. In dieser Situation arbeitet der Transistor TIl bei Sättigung mit einem Spannungsabfall VSAT zwischen Emitter und Kollektor, und befindet sich die Basis von T2 auf einer Spannung VCC + VBE - VSAT. Der Transistor Tl ist jedoch gesperrt, und die Basis des Transistors T12, der leitet,

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erhält über den Widerstand Rl Strom von der Speisespannungsquelle. Auch der Transistor T2 leitet, wobei zwischen Basis und Emitter ein Spannungsabfall VBE vorliegt, so daß sich sein Emitter auf der Spannung VCC - VSAT befindet.

Zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Leistungstransistors T2 ist daher ein Spannungsabfall VSAT, der erheblich kleiner als der Spannungsabfall 2 VBE - VSAT ist, der sich einstellt, wenn die Sink-Stufe 2 eingeschaltet ist, weshalb der Leistungsverlust an T2 fühlbar kleiner wird.

Aus der Betrachtung der Steuerschaltung gemäß Figur 1 ergibt sich, daß dann, wenn sich das Eingangssignal VIN auf einem hohen Pegel befindet, die Situatuion dieser Schaltung bezüglich der oben beschriebenen Situation umgekehrt ist; genauer gesagt sind die Source-Stufe 1 und die Sink-Stufe 2 abgeschaltet, ist die Source-Stufe 2 eingeschaltet, schaltet die Steuerstufe die Sink-Stufe 1 abwechselnd ein und aus und kommt die Diode Dl in den leitenden Zustand, wenn die Sink-Stufe 1 abgeschaltet ist. Die Betriebsweisen der Steuerstufe und insbesondere der eingeschalteten Source-Stufe bleiben jedoch identisch zu den oben beschriebenen Bedingungen.

Wenn das logische Signal VIN von niedrigem Pegel auf hohen Pegel umschaltet, kehrt sich der Strom in der Last um. Da die Last induktiv ist, kann die Richtung des Stromes nicht schlagartig umkehren, so daß ein übergang vorliegt, bei dem der Strom bis auf Null absinkt und sich danach umkehrt, um erneut anzuwachsen. Während dieses Überganges werden die Source-Stufe 1 und die Sink-Stufe 2 abgeschaltet und gelangen die Dioden D2 und D3 in den leitenden Zustand und entladen die durch die Induktivität der Last gespeicherte Energie. Wenn der Strom Null ist, treten die Source-Stufe 2 und die Sink-Stufe 1 in Funktion .

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Wenn sich das logische Signal VIN von einem hohen Pegel auf einen niedrigen Pegel umschaltet, ergibt sich eine analoge Situation und haben die Dioden Dl und D4 denselben Betriebsablauf.

Wie sich aus der obigen Beschreibung ergibt, muß zum Begrenzen des Spannungsabfalles und damit der Verlustleistung an der Leistungsstufe der Source-Stufe eines Verstärkers (die in Figur 1 aus nur einem Transistor (T2 und T4) besteht, in der Praxis aber eine komplexere Struktur haben kann, beispielsweise einen Darlington-Aufbau), dann, wenn die Sink-Stufe des anderen Verstärkers von der Kontrollschaltung abgeschaltet wird, eine schaltungstechnische Lösung angewandt werden, die die Verwendung einer überspannung bezüglich der Speisespannung an der Anode der im leitenden Zustand befindlichen Rück! aufdiode gestattet. Bei der Steuerschaltung nach dem Stand der Technik, die in Figur 1 dargestellt ist, werden zu diesem Zweck die beiden Transistorpaare TIl, T12 und T9, TlO verwendet. Wie sich ergeben hat, führt diese schal tungstechnische Lösung jedoch zu einem erheblichen Anstieg der Verlustleistung der Source-Stufe, wenn die Sink-Stufe eingeschaltet ist. Dieser Nachteil verschlechtert die Funktion der Steuerstufe so sehr, daß diese schaltungstechnische Lösung in der Praxis nachteilig ist.

Der Betrieb einer Schaltung des in Figur 1 gezeigten Aufbaus wird gemäß der Erfindung erheblich verbessert, wenn der Transistor T12 und der Widerstand Rl durch ein Paar von Dioden D5 und D6 und der Transistor TlO sowie der Widerstand R2 durch ein Paar von Dioden D7 und D8 ersetzt werden, wodurch sich eine Schaltung gemäß Figur 2 ergibt. Die Kathoden der Dioden D5 und D6 sind miteinander verbunden und an den Ausgang des Operationsverstärkers Al angeschlossen, während die Anoden an die Basen von Tl bzw. TIl angeschlossen sind. Die Kathoden der Dioden D7 und D8 sind ebenfalls miteinander verbunden und an den Ausgang von A2 angeschlossen. Die Anoden von D7 und D8 sind an die Basen von T3 bzw. T9 angeschlossen.

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Auch bei der in Figur 2 gezeigten Steuerschaltung bleiben die Betriebsweisen bei einer Änderung des Pegels des Eingangssignals VIN unverändert, so daß nachfolgend die Betriebsweise dieser Schaltung nur für VIN niedrigen Pegels beschrieben wird.

Wenn das logische Signal VIN auf einem niedrigen Pegel ist, sind wie bei der Schaltung der Figur 1 die Sink-Stufe 1 und die Source-Stufe 2 gesperrt, ist die Source-Stufe 1 eingeschaltet und wird die Sink-Stufe 2 von der Kontrollschaltung alternativ ein- und ausgeschaltet. Wenn die Sink-Stufe 2 eingeschaltet ist, ist der Transistor TIl gesperrt, so daß auch die Diode D6 gesperrt ist, während der Transistor Tl und die Diode D5 leiten. Der Transistor Tl arbeitet bei Sättigung mit einem Spannungsabfall VSAT zwischen dem Emitter und dem Kollektor, so daß die Basis von T2 auf der Spannung VCC - VSAT liegt. Am Basis-Emitter-Übergang von T2, welcher leitet, liegt daher ein Spannungsabfall VBE vor, weshalb am Emitter von T2 die Spannung VCC - VBE - VSAT anliegt.

Wenn daher die Sink-Stufe 2 eingeschaltet ist, ergibt sich zwischen dem Kollektor und dem Emitter von T2 ein Spannungsabfall von VBE + VSAT, der erheblich kleiner als der ist, der sich in derselben Situation in der Steuerschaltung der Figur 1 einstellt, so daß die Verlustleistung der Source-Stufe 1 merkbar kleiner wird.

Wenn die Sink-Stufe 2 abgeschaltet ist, leitet die Diode D2 und liegt am Emitter von Tl eine Spannung VCC + VBE an, so daß der Transistor TIl und die Diode D6 leiten. Sowohl am Emitter-Basis-übergang von TIl als auch an der Diode D6 ist ein Spannungsabfall VBE, weshalb sich die Kathoden von D6 und D5 auf einer Spannung VCC - VBE befinden. Zwischen dem Emitter von Tl und der Anode von D5 ist daher eine Potentialdifferenz VBE, die für ein Leiten von Dl und von D5 nicht ausreicht, weshalb diese gesperrt sind. Der Transistor TIl ist in Sättigung und hat zwischen Emitter und Kollektor einen Spannungsabfall VSAT; außer-

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dem ist am Basis-Emitter-Übergang von T2 ein Spannungsabfall VBE, weshalb am Emitter von T2 die Spannung VCC - VSAT anliegt.

Zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors T2 ist daher ein Spannungsabfall VSAT, der um den Betrag VBE kleiner ist als der Spannungsabfall VBE + VSAT, der sich einstellt, wenn die Sink-Stufe 2 abgeschaltet ist, weshalb der Leistungsverlust an T2 fühlbar verringert wird.

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Claims (2)

Patentansprüche

1. Monolithisch integrierbare Steuerschaltung für das Schalten induktiver Lasten, umfassend

eine Eingangsstufe (Al, AO, A2), die durch ein logisches Signal (VIN) gesteuert ist und einen ersten Ausgangsanschluß, der ein Signal desselben Logikwertes wie das logische Signal erzeugt, sowie einen zweiten Ausgangsanschluß hat, der ein bezüglich des logischen Signals invertiertes Signal erzeugt,

eine Kontrollstufe (R3, A3, VR, OS) mit einem Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß,

einen ersten und einen zweiten Leistungsverstärker mit Gegentaktbetrieb, von denen jeder aufweist:

eine erste Stufe (Tl, T2, TIl, D5, D6 bzw. T3, T4, T9, D7, D8) mit einem ersten Speisespannungsanschluß, der an einen ersten Pol einer Spannungsquelle angeschlossen ist, einem Ausgangsanschluß, der den Ausgangsanschluß des Leistungsanschlußverstärkers bildet, dem diese Stufe zugehört, einem zweiten Speisespannungsanschluß, der an den Ausgangsanschluß des anderen Leistungsverstärkers angeschlossen ist, und zwei inneren Steueranschlüssen sowie mit einem Schaltungsmittel, das an die beiden inneren Steueranschlüsse und an einen Eingangsanschluß, der den Eingangsanschluß der Stufe bildet, angeschlossen ist,

eine zweite Stufe (T5, T6 bzw. T7, T8) mit einem ersten Ausgangsanschluß, der an den Ausgangsanschluß des Leistungsverstärkers angeschlossen ist, dem diese Stufe zugehört, einem zweiten Ausgangsanschluß, der an den Eingangsanschluß der Kontrollstufe angeschlossen ist, und einem Eingangsanschluß,

wobei der erste Leistungsverstärker mit den Eingangsanschlüssen der ersten und der zweiten Stufe an den ersten Ausgangsanschluß der Eingangsstufe angeschlossen ist, der zweite Leistungsverstärker mit den Eingangsanschlüssen der ersten und der zweiten Stufe an den zweiten Ausgangsanschluß der Eingangsstufe angeschlossen ist und jeder dieser Leistungsverstärker mit dem Eingangsanschluß der zweiten Stufe an den Ausganganschluß der Kontrollstufe angeschlossen ist,

vier Rückflußdioden (Dl, D2, D3, D4), von denen eine erste und eine zweite Diode (Dl, D2) zwischen den ersten Pol der Speisespannungsquelle und die Ausgangsanschlüsse des ersten bzw. des zweiten Leistungsverstärkers und die dritte und vierte Diode (D3, D4) zwischen einen zweiten Pol der Speisespannungsquelle und die Ausgangsanschlüsse des ersten bzw. des zweiten Leistungsverstärkers geschaltet sind,

dadurch gekennzeichnet, daß jedes Schaltungsmittel zwei in nur einer Richtung leitende Komponenten (D5, D6 bzw. D7, D8) hat, die in Reihe und in entgegengesetzter Richtung leitend miteinander verbunden und zwischen die beiden inneren Steueranschlüsse der Stufe geschaltet sind, der sie zugehören, und deren gemeinsamer Anschluß an den Eingangsanschluß dieser Stufe angeschlossen ist.

2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, bei der die erste Stufe jedes Leistungsverstärkers umfaßt:

einen ersten bipolaren PNP-Transistor (Tl bzw. T3), dessen Emitter an den ersten Versorgungsanschluß und dessen Basis an einen ersten der beiden inneren Steueranschlüsse angeschlossen ist,

einen zweiten bipolaren PNP-Transistor (TIl bzw. T9), dessen Emitter an den zweiten Versorgungsanschluß und dessen Basis an den zweiten der beiden inneren Steueranschlüsse angeschlossen ist,

einen bipolaren NPN-Transistor (T2 bzw. T4), dessen Emitter an den Ausgangsanschluß der ersten Stufe angeschlossen ist,

und wobei die zweite Stufe jedes Leistungsverstärkers aufweist:

einen ersten bipolaren NPN-Transistor (T5 bzw. T7), dessen Basis an den Eingangsanschluß der zweiten Stufe angeschlossen ist,

einen zweiten bipolaren NPN-Transistor (T6 bzw. T8), dessen Kollektor und dessen Emitter an den ersten bzw. an den zweiten Ausgangsanschluß der zweiten Stufe angeschlossen sind,

dadurch gekennzeichnet, daß bei jedem Schaltungsmittel die beiden in nur einer Richtung leitenden Komponenten (D5, D6 bzw. D7, D8) zwei Dioden sind und daß deren gemeinsamer Anschluß an den Verbindungspunkt zwischen ihren Kathoden angeschlossen ist.