SE455249B - Monolitiskt integrerbar, for omkoppling av induktiva belastningar avsedd styrkrets med lag effektforlust - Google Patents

Description

15 20 25 30 35 40 455 249 2 Syftet med uppfinningen är att åstadkomma en styrkrets för omkoppling av indnktiva belastningar, inkopplade i en brygga, varvid effektförlusten genom en förstärkares källsteg minskar, när den andra förstärkarens sänksteg urkopplas av päverknings- steget, utan att källstegets drift påverkas ogynnsamt, när sänksteget inkopplas.

Detta syfte uppnås med hjälp av den styrkrets, som definie- ras och anges i patentkraven i slutet av beskrivningen.

Uppfinningen kommer att framgå närmare av den följande detaljerade beskrivningen avseende en utföringsform, som beskrivs under hänvisning till de bifogade ritníngarna. §ig_l visar ett förenklat schema för en känd krets för om- koppling av induktiva belastningar, inkopplade i en brygg- konfiguration. §ig_§ visar ett schema för en styrkrets av det slag, som visas i fíg 1, varvid kretsen är modifierad enligt uppfinningens principer.

I de tva figurerna används samma hänvisningsbeteckningar och bokstäver för likadana komponenter. i Fig 1 visar en styrkrets, som innefattar två likadana, symmetriskt belägna effektförstärkare. En första förstärkare innefattar ett första effektsteg, vanligen kallat källan (och nedan kallat källsteg 1), bildat av fyra bipolära transistorer T2, T1, T12 och TI1 samt ett motstånd R1, samt ett andra effektsteg, vanligen kallat sänket (nedan kallat sänksteg 1), innefattande två bipolära transistorer T5 och T6, hopkopplade i Darlington-konfiguration. Den andra effektförstärkaren inne- fattar likaledes ett källsteg (källsteg 2), bildat av fyra bi- polära transistorer T4, T3, T1O och T9 samt ett motstånd R2, samt ett sänksteg (sänksteg 2), innefattande tvâ bipolära transistorer T7 och T8 i Darlington-anslutning.

I den åskàdliggjorda kretsen är transistorerna T1 och T3 av PNP-typ och deras emittrar är anslutna till den positiva klämman ¥Vcc hos en matarspänningskälla, varvid deras kollek- torer är anslutna till baserna hos respektive transistorer T2 och T4. Transistorernas T1 och T3 baser är anslutna till respektive baser hos transistorerna T12 och T10 samt anslutna till den positiva matarklämman +VCC via respektive motstånd R1 och R2. Transistorerna T2 och T4 är effekttransístorer av NPN-typ, vilkas kollektorer är anslutna till den positiva v ,.~.-.r.-.-» - 10 15 20 25 30 35 40 3 455 249 matarklämman +VcC, under det att deras emittrar utgör utgångs- klämmorna hos respektive källsteg 1 och 2.

Transistorns T2 emitter är ansluten till emittern hos PNP- -transistorn T9, som tillhör källsteget 2 och vars bas och kollektor är anslutna till kollektorn hos transistorn T10 resp till basen hos transistorn T4. Transistorns T4 emitter är ansluten till emittern hos PNP-transistorn T11, som hör till källsteget 1, och nämnda transistors bas och kollektor är an- slutna till kollektorn hos transistorn T12 resp till basen hos transistorn T2.

Transistorerna T12 och T10 är av NPN-typ och deras emittrar utgör ingångsklämmorna hos källan 1 resp hos källan 2 och är anslutna till en första resp en andra utgàngsklämma hos den krets, som utgör styrkretsens ingångssteg.

Såsom fackmannen väl känner till är transistorerna T11 och T12 samt transistorerna T9 och T10 avsedda att reducera effektförlusten i källan 1 resp källan 2, när sänkstegen är frånkopplade.

Ingángssteget innefattar en inverterare AO samt två opera- tionsförstärkare A1 och A2. Ingångsklämmorna hos A1 och AO är sammankopplade och bildar ingàngsklämman hos det steg, till vilket en logisk signal VIN sänds. Inverterarens AO utgång är ansluten till ingången hos A2. Utgångarna hos A1 och A2 är den första resp den andra utgången hos ingångssteget och de är anslutna till en första ingång hos en AND-grind E1 resp till en första ingång hos en AND-grindiz samt dessutom an- slutna till emittern hos transistorn T12 resp till emittern hos transistorn T10.

Ingångssteget omkopplar via transistorernas T12 och T10 emittrar de två förstärkarnas källsteg, varvid de växelvis inkopplas i beroende av insignalens VIN nivå.

AND-grindens E1 utgång är ansluten till basen hos transis- torn TS, som utgör sänkstegets 1 ingångsklämma; på samma sätt är AND-grindens EZ utgång ansluten till basen hos transistorn T7, som utgör sänkstegets 2 ingångsklämma.

Transistorerna TS och T7 är av NPN-typ och de är anslutna i Darlington-konfiguration till respektive effekttransístorer T6 och T7, vilka ledaledes är av NPN~typ. Mera speciellt är transístorernas T5 och T7 emittrar anslutna till respektive baser hos transistorerna T6 och T8 och transistorernas TS och 10 15 20 25 30 35 40 455 249 4 och T6 kollektorer är, pà samma sätt som transistorernas T7 och T8 kollektorer, sammankopplade och bildar klämman hos en första utgång hos det motsvarande sänksteget.

Emíttrarna hos transistorerna T6 och T8 utgör klämmorna hos en andra utgång hos sänksteget I resp sänksteget 2. Emittrarna är anslutna till varandra samt via ett motstånd R3 till den negativa klämman (angiven med jordsymbol) hos matarspänníngs- källan. De är även anslutna till den inverterande (-) in- gången hos en operationsförstärkare A3, vars icke-inverterande (+) ingång är ansluten till en positiv referensspänníngskälla VR. Operationsförstärkarens A3 utgång är ansluten till en monostabil multivíbrator, representerad med ett block OS, vars utgång är en andra ingång hos AND-grinden El och AND-grinden E2.

Operationsförstärkaren A3, spänningskällan VR, motståndet R3 och den monostabila multivibratorn OS är de komponenter hos en regleringskrets, som säkerställer att strömmen genom be- lastningen hålls approximativt vid det önskade värdet.

Ingángssteget och regleringskretsen omkopplar sänkstegen hos de tva förstärkarna via AND-grindarna E1 och EZ. Beroende på nivån hos den logiska signalen VIN inkopplar, närmare bestämt, ingángssteget källsteget hos en av de tva förstärkar- na och det omkopplar till den höga nivån den första ingången hos AND-grinden, vilket påverkar den andra förstärkarens sänksteg, under det att regleringskretsen växelvis omkopplar gríndens andra ingång till den höga eller låga nivån, beroen- de pá strömmen i belastningen, för att in- resp urkoppla det till grinden anslutna sänksteget.

Den i fig 1 visade styrkretsen innefattar även fyra åter- cyklingsdíoder DI, D2, D3 och D4. Diodernas DI och D2 katoder är anslutna till den positiva matarklämman +Vcc och deras anoder är anslutna till emittern hos T2 resp hos T4. Diodernas D3 och D4 anoder är anslutna till jord och deras katoder är anslutna till kollektorn hos transistorn T3 resp till kol- lektorn hos transistorn T8.

Transistorns T2 emitter och transistorns T6 kollektor är sammankopplade och utgör utgángsklämman hos den första effekt- förstärkaren. Pâ samma sätt är transistorns T4 emitter och transistorns T8 kollektor sammankopplade och bildar utgångs- klämman hos den andra effektförstärkaren. En induktiv belast- 4ssMá49 ning, t ex en stegmotor (inte visad på ritningen), är inkopp- lad mellan de två utgångsklämmorna hos styrkretsen och omkopp- las via de två effektförstärkarna.

Driften av den ovannämnda styrkretsen kommer nu att granskas S närmare i detalj.

När den logiska insignalen VIN har den låga nivån, har också utsignalen hos A1 låg nivå och transistorn T12 är ledande, så att källsteget 1 är inkopplat. Utsignalen hos A1 är även en av de två insignalerna hos AND-grinden E4, så att utsigna- len hos E1 har låg nivå (på känt sätt har utsignalen hos en AND-grind hög nivå endast om dess insignaler har hög nivå) och transistorerna TS och T6 är urkopplade. 10 När VIN har låg nivå är följaktligen den första effektför- stärkarens källsteg inkopplat och dess sänksteg urkopplat. 15 Den andra effektförstärkarens källsteg är, å andra sidan, ur- kopplat, eftersom utsignalen hos A2, då insignalens nivå in- verteras av A0, har hög nivå och transístorerna T10, T9, T3 och T4 är spärrade. Utsignalen hos A2 är även en av de två insignalerna hos AND-grinden EZ. När den andra insignalen hos 20 E2 eller utsignalen hos OS också har hög nivå har utsignalen hos EZ hög nivå och transistorerna T7 och T8 är ledande och därför är sänksteget 2 inkopplat. När utsignalen hos OS har låg nivå har utsignalen hos EZ låg nivå och transistorerna T7 och T8 är spärrade. 25 När transistorerna T7 och T8 är urkopplade är spännings- fallet över motståndet R3 noll och följaktligen är den på inverteringsingången hos A3 påtryckta spänningen lägre än referensspänningen VR och den motsvarande utsignalen har därför hög nivå och multivibratorn OS intar det stabila tillståndet, 30 svarande mot en utsignal med hög nivå. Vid den tidigare be- skrivna situationen omkopplar därför utsignalen hos AND- -grinden E2, då en låg-nivåinsignal VIN sänds och utsignalen hos A2 har hög nivå, till hög nivå och transistorerna T7 och T8 inkopplas, så att en ström flyter genom den krets, som innefattar källan 1, belastningen och sänket 2 i seriekoppling.

Strömmen ökar progressivt i överensstämmelse med en tids- konstant, som beror på belastningsinduktansens värde.

Spänningsfallet över motståndet R3 ökar i proportion till strömmen. När spänningen överstiger referensspänningen VR om- 40 kopplar utsignalen hos A3 till låg nivå och ändra multi- 35 ---- -----fl-rfzl~leên-nnfazfngmmøm-ø - v " "'*"'”" '“""' 'm u-p "mfw-wan:-.vnu~r.:.'.<.u.c.- ~u-..:~..>...rI-'-'-'fßlf- "-= 10 20 ZS 30 35 40 455 249 6 vibratorns OS tillstånd, som förflyttas till det kvasistabila till- stånd, som svarar mot en utsignal med låg nivå. Följaktligen avtar även utsignalen hos EZ till låg nivå och sänksteget 2 urkopplas, under det att díoden D2 blir ledande och urladdar belastningsinduktansen.

När sänksteget 2 urkopplas försvinner spänningsfallet över motståndet R3 och utsignalen hos A3 återgår till den höga nivån.

Efter ett förinställt tidsintervall, som bestäms i beroende av belastningsegenskaperna hos ett lämpligt externt fördröjnings- nät (inte visat på ritningen), återgår den monostabila multi- vibratorn till det stabila tillståndet och dess utsignal om- kopplar till hög nivå. Följaktligen övergår utsignalen hos E2 till den höga nivån, varvid sänksteget Z inkopplas och ström- men i belastningen ökar.

När signalen VIN har låg nivå, inkopplas källsteget 1, så- som angivits tidigare. Tillståndet hos de däri förekommande transistorerna varierar emellertid beroende på huruvida sänk- steget Z är ur- eller inkopplat.

När sänksteget 2 är inkopplat är alla fyra transistorerna i källsteget I ledande. Mellan transistorns T1 emitter och bas finns ett spänningsfall VBB (lika med approximativt 0,7 V) och ett lika stort spänningsfall mellan transistorns T12 bas och emitter, så att transistorns T12 emitter har spänningen Vkc - 2 VBE. kbllan transistorns T12 kollektor och emitter före- kommer ett spänningsfall VSAT (lika med approximativt 0,1 Y), så att spänningen vid transistorns T12 kollektor är Vcc - 2 VBE + VSAT. Transistorn T11 arbetar under inversför- hållanden, vilket innebär att dess bas-emitter-övergång är backförspänd, under det att dess bas-kollektor-övergång är framförspänd. Over den sistnämnda övergången förekommer ett spänningsfall VBE och ett lika stort spänningsfall förekommer mellan transistorns T2 bas och emitter, så att spänningen vid transistorns T2 emitter är Vcc - Z VBE + VSAT.

När sänksteget 2 är inkopplat är, såsom angivits tidigare, spänningsfallet mellan kollektorn och emittern hos effekt- transistorn T2 2 VBE - VSAT (approximativt 1,3 V). Effekt- förlusten i transistorn T2 är därför mycket hög, större än vad som skulle förekomma vid frånvaro av transistorerna T12 och T11 och om transistorns T1 bas var direkt ansluten till ut- gången hos A1, i vilket fall spänningsfallet mellan transis- .p mun..- tv! 10 15 20 25 30 35 40 7 455 249 torns T2 kollektor och emitter skulle vara VBE + VSAT (approximativt 0,8 V). Vid denna situation finns det en ytter- ligare effektförlust i transistorn Tll.

När sänksteget 2 är urkopplat är dioden D2 ledande och det finns ett spänningsfall VBE mellan anoden och katoden, vilket innebär att transistorns T11 spänning vid emittern är Vcc + VBE, som är större än matarspänningen. I detta läge ar- betar transistorn Tll vid mättning med ett spänningsfall VSAT mellan emittern och kollektorn och spänningen vid transistorns T2 bas är Vcc + VBE - VSAT. Transistorn T1 är, á andra sidan, spärrad. Basen hos transistorn T12, som är ledande, mottar ström från källan via motståndet R1. Transistorn -T2 är ocksa ledande med ett spänningsfall VBE mellan basen och emittern, så att dess emitter har spänningen Vcc - VSAT.

Spänningsfallet mellan effekttransistorns T2 kollektor och emitter är därför VSAT, avsevärt lägre än det spänningsfall 2 VBE - VSAT, som förekommer, när sänksteget är inkopplat, varvid sålunda effektförlusten vid T2 väsentligt minskas.

Det framgår tydligt av styrkretsen i fig 1 att kretsen, då ingångssignalen VIN har hög nivå, befinner sig i motsatt läge mot det som beskrivits. Närmare bestämt är källan 1 och sänket 2 urkopplade, källan 2 inkopplar och regleringskretsen in- och urkopplar sänket 1 växelvis och dioden DI blir ledan- de, när sänket 1 urkopplas. A andra sidan finns det inte någon ändring i styrkretsens drift, närmare bestämt hos käll- steget, när detta är inkopplat.

När den logiska signalen VIN omkopplar från låg nivå till hög nivå omkastas strömmen i belastningen. Eftersom belast- ningen är induktiv kan strömmens riktning inte ändras momentant och därför förekommer en övergång, varvid strömmen minskar till noll och sedan kastar om och ökar. Under detta övergángsförlopp fránkopplas källan 1 och sänket 2 och dioderna D2 och D3 blir ledande och urladdar den av induktansen i be- lastningen ackumulerade energin. När strömmen sjunker till noll blir källan 2 och sänket 1 operativa.

När den logiska signalen VIN omkopplar från hög nivå till låg nivå är situationen likadan och samma funktion utförs av dioderna D1 och D4.

För att begränsa spänningsfallet och följaktligen förlusten i källsteget hos en förstärkare (som i fig 1 är en enda 10 lS 20 25 30 35 40 455 249 8 transístor (T2 och T4) men i praktiska utföranden kan vara av mera komplicerad struktur, t ex en Darlington-konfigura-- tion) finns det, såsom har framgått, då den andra förstärkarens sänksteg frånkopplas av regleringskretsen,'ett behov av en krets, som kan använda den spänning utöver matarspänningen, som förekommer vid anoden hos återcyklingsdioden, som är ledande. I detta syfte används, vid den i fig 1 visade tidigare kända styrkretsen, de två transistorparen Til, T12 och T9, T10. Såsom har framgått ökar emellertid denna krets avsevärt effektförlusten genom källsteget, när sänksteget är inkopplat.

Detta har en sådan ofördelaktig inverkan på styrkretsens drift, att den tidigare nämnda lösningen i praktiken är oanvänd- bar.

Driften av en krets av det slag, som visas i fig 1, förbätt- ras avsevärt enligt uppfinníngen, om transistorn T12 och mot- ståndet R1 ersätts med ett par dioder DS och D6 och transis- torn T10 och motståndet R2 ersätts med ett par dioder D7 och D8, varvid sålunda en krets av det i fig 2 visade slaget er- hålles. DiodernasD5 och D6 katoder är hopkopplade och anslutna till utgången hos en operationsförstärkare A1 och deras anoder är anslutna till baserna hos respektive transistorer T1 och Tll. Katoderna hos dioderna D7 och D8 är likaledes samman- kopplade och anslutna till utgången hos A2. Díodernas D7 och D8 anoder är anslutna till baserna hos respektive transis- torer T3 och T9. I I den i fig 2 visade styrkretsen ändras inte heller driften såsom svar på en ändring i insignalens VIN nivå och följakt- ligen kommer kretsens drift att beskrivas endast i det fall, då VIN har låg nivå.

När den logiska signalen VIN har låg nivå och sänket 1 och källan 2 är spärrade är, såsom vid kretsen enligt fig 1, källan 1 inkopplad och sänket 2 in- och urkopplas växelvis av regleringskretsen. När sänket 2 är inkopplat är transistorn T11 spärrad och följaktligen är även dioden D6 spärrad, under det att transistorn T1 och dioden DS är ledande. Transistorn T1 arbetar vid mättning, varvid spänningsfallet mellan emittern och kollektorn är VSAT, så att transistorns T2 bas har spänningen VCC- VSAT. Det resulterande spänningsfallet över bas-emitter-övergången hos transistorn T2, som är ledan- dc, är VBE, så att transistorns T2 emitter har spänningen |._¿“______n__,_, 4... F... -... t.. .. . . pm-gçm- (J 10 15 20 9 4551 249 Vcc - VBE - VSAT.

När sänket 2 är inkopplat är, såsom tidigare angivits, spän- níngsfallet mellan transistorns T2 kollektor och emítter VBE + VSAT, väsentligt lägre'än spänníngsfallet vid samma situation i styrkretsen i fig 1, och sålunda reduceras effekt- förlusten avsevärt genom källsteget 1.

När sänket 2 är urkopplat är dioden D2 ledande och trans- istorns T11 emitter har spänningen Vcc + VBE, så att transis- torn T11 och dioden D6 är ledande. Spänningsfallet över transistorns T11 emitter-bas-övergång samt också över dioden D6 är VBE, så att díodernas D6 och DS katoder har spänningen Vcc - VBB. Den resulterande spänningsskillnaden mellan transis- torns T1 emítter och diodens DS anod är VBB, vilket är otill- räckligt för att transistorn T1 och dioden DS skall leda, var- för de spärras. Transístorn T11 är mättad och det finns ett spänningsfall VSAT mellan emittern och kollektorn och ett spänningsfall VBB över bas-emitter-övergången hos transistorn T2, så att transístorns T2 emitter har spänningen Vcc - VSAT.

Mellan transistorns T2 kollektor och emitter är därför spänningsfallet VSAT, med VBB lägre än det spänníngsfall VBB + VSAT, som uppträder, när sänksteget 2 är inkopplat. Detta minskar avsevärt effektförluster i transistorn T2. ~^- -fl-vafluxxnzvzwn-:m-:vn-.xuflf 1-0* "”"""°'”"**"”"' ' n' '_ --_.-1-':.-:~:-'r.~.nv1w. r. -. ~

Claims (2)

455 249 ,O Patentkrav

1. Monolitiskt integrerbar styrkrets för omkoppling av induktiva belastningar, varvid kretsen innefattar; ett ingångssteg (A1,A0,A2), som omkopplas via en logisk signal (VIN) och har en första utgàngsklämma, som genererar en signal med samma nivå som den logiska signalen, samt en andra utgángsklämma, som genererar en signal med en relativt den logiska signalen inverterad nivå, ett regleringssteg (R3,A3,VR,OS), som har en ingångs- och en utgángsklämma, en första och en andra effektförstärkare i mottaktarrange- mang, varvid varje förstärkare innefattar; ett första steg (T1,T2,T11,DS,D6 och T3,T4,T9,D7,D8) med en första matarklämma ansluten till en första klämma hos en matarkälla, en utgàngsklämma, som utgör utgángsklämman hos den effektförstärkare, till vilken steget hör, en andra matarklämma, som är ansluten till utgángsklämman hos den andra effektför- stärkaren samt till två interna styrklämmor och som innefat- tar en styrkrets, vilken är ansluten till de två interna styrklämmorna samt till en ingångsklämma, som utgör stegets íngängsklämma; ' ett andra steg (TS,T6 och T7,T8) med en första utgàngsklämma, som är ansluten till utgángsklämman hos den effektförstärkare, till vilken steget hör, en andra_utgângsklämma, som är an- sluten till ingángsklämman hos regleringssteget, samt en in- gàngsklämma; varvid den första effektförstärkarens ingángs~ klämmor hos nämnda första och andra steg är anslutna till den första utgàngsklämman hos ingángssteget, varvid den andra effektförstärkarens ingángsklämmor hos det första och hos det andra steget år anslutna till den andra utgángsklämman hos ingàngssteget och varvid varje effektförstärkares ingångs- klämma hos det andra steget är ansluten till utgångsklämman hos regleríngssteget, samt fyra átercyklingsdioder (D1-D4), som innefattar en första och en andra diod (D1,DZ), ínkopplade mellan den första kläm- man hos en matarkälla samt utgángsklämmorna hos den första resp den andra effektförstärkaren, samt en tredje och en fjärde diod (D3,D4), inkopplade mellan en andra klämma hos matar- källan och utgángsklämmorna hos den första resp den andra a.. C) SI 455 249 11 effektförstärkaren; k ä n n e t e c k n a d av att varje kretsorgan innefattar tva enkelriktat ledande komponenter (DS,D6 och D7,D8), vilka är seriekopplade samt kopplade i motsatta ledningsriktningar mellan de tvâ interna styrklämmorna hos det steg, till vilket de tillhör, varvid deras gemensamma klämma är ansluten till det sistnämnda stegets ingàngsklämma.

2. Styrkrets enligt kravet 1, i vilken det första steget hos varje effektförstärkare innefattar; en första bipolär transistor (TI och T3) av PNP-typ, vilken transistors emitter är ansluten till den första matarklämman och vilken transistors bas är ansluten till den första klämman av de två interna styrklämmorna, en andra bipolär transtor (T11 och T9) av PNP-typ, vilken transistors emitter är ansluten till den andra matarklämman och vilken transistors bas är ansluten till den andra klämman av de två interna styrklämmorna, en bipolär transistor (TZ och T4) av NPN-typ, varvid transistorns emitter är ansluten till utgångsklämman hos det första steget, och varvid det andra steget hos varje effektförstärkare innefattar; en första bipolär transistor (TS och T7) av NPN-typ, varvid transistorns bas är ansluten till ingàngsklämman hos det andra steget, och en andra bipolär transistor (T6 och T8) av NPN-typ, vilken transistors kollektor och emitter är anslutna till den första resp den andra utgángsklämman hos det andra steget; k ä n n e t e c k n a d av att i varje kretsorgan de två enkelriktat ledande komponenterna (D5,D6 och D7,D8) är två dioder och deras gemensamma klämma är ansluten till förbindelse- punkten mellan diodernas katoder. n._..,,_¿ H_¿““___\ .._. _... _