FR2560407A1 - Circuit de commande en commutation de charges inductives, integrable monolithiquement, a basse dissipation de puissance - Google Patents
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Abstract
LE CIRCUIT DE COMMANDE EST UTILISABLE POUR PILOTER UNE CHARGE MONTEE EN PONT ENTRE SES DEUX SORTIES. IL COMPREND DEUX AMPLIFICATEURS DE PUISSANCE, CONSTITUES CHACUN PAR UN PREMIER T...D ET PAR UN SECOND ETAGE T...T. LES DEUX AMPLIFICATEURS DE PUISSANCE SONT PILOTES PAR UN ETAGE D'ENTREE A, A, A QUI, EN FONCTION D'UN SIGNAL LOGIQUE DE COMMANDE, ALLUME LE PREMIER ETAGE DE L'UN DES DEUX AMPLIFICATEURS ET DONNE LE CONSENTEMENT POUR L'ALLUMAGE DU SECOND ETAGE DE L'AUTRE AMPLIFICATEUR. CE SECOND ETAGE EST ALLUME ET ETEINT ALTERNATIVEMENT PAR UN CIRCUIT DE CONTROLE R, A, V, O. LE PREMIER ETAGE DE CHAQUE AMPLIFICATEUR COMPREND DEUX DIODES D, D MONTEES EN SERIE ENTRE ELLES, EN SENS DE CONDUCTION OPPOSES, ET DONT LA BORNE COMMUNE EST RACCORDEE A LA BORNE D'ENTREE DE L'ETAGE. CELA PERMET DE REDUIRE SENSIBLEMENT LA DISSIPATION DE PUISSANCE DU PREMIER ETAGE, LORSQUE LE SECOND ETAGE DE L'AUTRE AMPLIFICATEUR EST ETEINT PAR LE CIRCUIT DE CONTROLE.
Description
Ia présente invention concerne un circuit de commande en commutation de
charges inductives, intégrable monolithiquement et utilisable pour piloter une charge montée en pont entre ses
deux sorties.
Uin circuit de commande en commutation pour charges induc-
tives raccordées en pont comprend deux amplificateurs de puis-
sance, constitués chacun de deux étages reliés entre eux, dont l'un est appelé couramment étage "'source" et l'autre étage
"puits". Au point de jonction entre les deux étages est raccor-
dée la borne de sortie de l'amplificateur.
la charge est montée en pont entre les bornes de sortie des deux amplificateurs. Ceux-ci sont pilotés par un étage d'entrée qui, en fonction du niveau d'un signal de commande de
type logique, allume l'étage source de l'un des deux amplifica-
teurs et, en m-me temps, donne l'autorisation d'allumage de l'étage puits de l'autre amplificateur Cet étage puits est
en outre piloté par un étage de controle qui commute en fonc-
tion de la valeur du courant qui traverse la charge. Lorsque
l'étage de contr8le éteint l'étage puits, une diode de recir-
culation, placée entre la sortie de l'amplificateur et l'ali-
mentation, décharge l'énergie accumulée par l'inductance de la charge, et l'étage source de l'autre amplificateur reste allumé et continue à dissiper la puissance, On sait que, dans les dispositifs de puissance, il se produit une dissipation élevée. Les enveloppes pour de tels dispositifs doivent être en mesure d'assurer l'écoulement de la chaleur due à la dissipation élevée, mais en même temps, elles doivent avoir des dimensions aussi réduites que possible, afin d'éviter des frais excessifs. Il est donc important d'adopter des mesures qui permettent de réduire, au moins dans certains intervalles de temps, la dissipation de puissance de
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ces dispositifs.
Dans un circuit de commande du type défini ci-dessus, il est particulièrement opportun de limiter la dissipation de puissance de l'étage source d'un amplificateur pendant les intervalles d'extinction de l'étage puits de l'autre amplifica-
teur. A cet effet, on connatt une disposition qui sera expli-
quée ultérieurement dans la présente description et qui permet
de réduire la chute de tension sur l'étage source, ce qui fait
que la puissance dissipée par celui-ci, pendant lesdits inter-
iC valles de temps, diminue. Mais cette disposition entraIne une aggravation dans le fonctionnement du circuit de commande, à savoir une augmentation de la puissance dissipée par l'étage
source lorsque l'étage puits est allumé.
Le but de la présente invention est de réaliser un circuit de ccmmande en commutation pour charges inductives montées en pont, circuit dans lequel la puissance dissipée par l'étage source d'un amplificateur diminue lorsque l'étage puits de l'autre amplificateur est éteint par l'étage de contr8le, sans que cela entraîne une aggravation dans le fonctionnement de
l'étage source lorsque l'étage puits est allumé.
Ce but est atteint par un circuit de commande qui com-
prend deux amplificateurs de puissance constitués chacun par un premier et un second étages. Les deux amplificateurs de puissance sont pilotés par un étage d'entrée qui, en fonction du niveau d'un signal logique de commande, allume le premier étage de l'un des deux amplificateurs et donne le consentement pour l'allumage du second étage de l'autre amplificateur. Ce second étage est allumé et éteint alternativement par un circuit de contrôle. Ie premier étage de chaque amplificateur comprend deux diodes montées en série entre elles, en sens opposés de conduction, leur borne commune étant raccordée à
la borne d'entrée de l'étage. Cela permet de réduire sensible-
ment la dissipation de puissance du premier étage, lorsque le second étage de l'autre amplificateur est éteint par le circuit
de contrôle.
L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description
détaillée de l'une de ses formes d'exécution, donnée ci-après
en référence aux dessins annexés.
256'407
La fig. 1 est un schéma de montage simplifié d'un circuit de type connu pour la commande en commutation de charges
inductives montées suivant la disposition en pont.
La fig. 2 est le schéma d'un circuit de commande du type représenté sur la fig. 1, modifié suivant l'invention.
Les mêmes chiffres et lettres de référence ont été utili-
sés sur les deux figures pour les éléments correspondants.
Le circuit de commande représenté sur la fig. 1 comprend
deux amplificateurs de puissance semblables et disposés symé-
triquement. Un premier amplificateur comprend un premier étage de puissance, qualifié généralement de source (ci-après appelé source 1), constitué par quatre transistors bipolaires T2, T1,
T12, Tll et par une résistance R1, et un second étage de puis-
sance, qualifié généralement de puits (ci-après appelé puits 1), constitué par une paire de transistors bipolaires T5 et T6,
reliés entre eux en montage de Darlington. Ie second amplifi-
cateur de puissance comprend lui aussi un étage source (source 2), constitué par quatre transistors bipolaires T4, T3, TIO, T9
et par une résistance R2, et un étage puits (puits 2) consti-
tué par une paire de transistors bipolaires T7 et T8 en montage
de Darlington.
Dans le circuit représenté, les transistors T1 et T3 sont de type PNP et leurs émetteurs sont reliés au pole positif +Vcc d'une source de tension d'alimentation, tandis que lenurs
collecteurs sont raccordés respectivement aux bases de T2 et T4.
Les bases de T1 et de T3 sont reliées respectivement aux bases de T12 et T10 et sont en outre raccordées au pôle positif +Vcc de l'alimentation, par l'intermédiaire des résistances R1 et R2 respectivement. T2 et T4 sont des transistors de puissance de type N1PN, dont les collecteurs sont reliés au p8le positif +Vcc de l'alimentation et dont les émetteurs constituent les bornes de sortie, respectivement de l'étage source 1 et de
l'étage source 2.
L'émetteur de T2 est raccordé à l'émetteur du transistor PNP T9 qui fait partie de l'étage source 2 et dont la base et le collecteur sont reliés respectivement au collecteur de TIO et à la base de T4. L'émetteur de T4 est raccordé à l'émetteur du transistor PNP Tll qui fait partie de l'étage source 1 et dont la base et le collecteur sont reliés respectivement au
collecteur de T12 et à la base de T2.
Les transistors T12 et T10 sont de type NPN et leurs émetteurs constituent les bornes d'entrée de l'étage source 1 et de l'étage source 2 respectivement; ces émetteurs sont raccordés respectivement à une première et à une seconde bornes de sortie d'un circuit qui constitue l'étage d'entrée du circuit
de commande.
Comme le savent les spécialistes, les transistors Tll et T12 et les transistors T9 et T10 ont pour r8le de réduire la dissipation de puissance, respectivement des étages source 1
et source 2, lorsque les étages puits sont éteints.
L'étage d'entrée comprend un inverseur AO et deux ampli-
ficateurs opérationnels A1 et A2. Les bornes d'entrée de A1 et AO sont interconnectées de façon à constituer la borne d'entrée de l'étage, à laquelle est appliqué un signal logique VIN. La sortie de AO est raccordée à l'entrée de A2. Les sorties de A1 et A2 constituent respectivement la première et la seconde sorties de l'étage d'entrée et sont raccordées respectivement
à une première entrée d'une porte ET E1 et à une première en-
trée d'une porte ET E2; elles sont en outre reliées respective-
ment à l'émetteur de T12 et à l'émetteur de T10.
Par l'intermédiaire des émetteurs de T12 et de T10, l'éta-
ge d'entrée pilote les étages source des deux amplificateurs, les allumant alternativement en fonction du niveau du signal
d'entrée VIN.
Ia sortie de la porte ET E1 est raccordée à la base du transistor T5, laquelle constitue la borne d'entrée de l'étage puits 1; de manière analogue, la sortie de la porte ET E2 est raccordée à la base du transistor T7, qui constitue la borne
d'entrée de l'étage puits 2.
Les transistors T5 et T7 sont de type NPN et sont raccor-
dés respectivement, suivant le montage de Darlington, aux transistors de puissance T6 et T8, eux aussi de type NPN; plus
précisément, les émetteurs de T5 et de T7 sont raccordés res-
pectivement aux bases de T6 et de T8 et les collecteurs de T5
et T6, de même que les collecteurs de T7 et T8, sont intercon-
nectés pour constituer la borne d'une première sortie de
l'é>tage puits correspondant.
Les émetteurs de T6 et de T8 constituent les bornes d'une
seconde sortie de l'étage puits 1 et de l'étage puits 2 respec-
tivement. Ces émetteurs sont unis entre eux et sont raccordés, à travers une résistance R3, à la borne négative, représentée
par le symbole de masse, de la source de tension d'alimenta-
tion. ils sont en outre reliés à l'entrée inverseuse (-) d'un amplificateur opérationnel A5 dont l'entrée non inverseuse (+)
est raccordée à une source de tension de référence positive VR.
0 La sortie de A3 constitue l'entrée d'un multivibrateur monosta-
ble, représenté par un bloc OS, dont la sortie constitue à son tour une seconde entrée, tant de la porte ET El que de la
porte ET E2.
L'amplificateur opérationnel A3, la source de tension VR, la résistance R5 et le multivibrateur monostable OS sont les composants d'un circuit de contrôle qui a pour fonction de maintenir aux alentours de la valeur désirée le courant qui
traverse la charge.
L'étage d'entrée et le circuit de contrôle pilotent les étages puits des deux amplificateurs par l'intermédiaire des portes ET El et E2. Plus précisément, sous la dépendance du niveau du signal logique VIN, l'étage d'entrée allume l'étage source de l'un des deux amplificateurs et commute au niveau haut la première entrée de la porte ET qui commande l'étage
puits de l'autre amplificateur, tandis que le circuit de con-
trole commute alternativement au niveau haut et au niveau bas (selon la valeur du courant dans la charge) la seconde entrée
de cette porte, de manière à provoquer respectivement l'allu-
mage et l'extinction de l'étage puits raccordé à celle-ci.
Le circuit de commande représenté sur la fig. 1 comprend aussi quatre diodes de recirculation D1, D2, D3 et D4. Les cathodes de D1 et D2 sont reliées au p0le positif +Vcc de l'alimentation et leurs anodes sont raccordées respectivement à l'émetteur de T2 et à l'émetteur de T4. les anodes de D3 et D4 sont reliées à la masse et leurs cathodes sont raccordées
respectivement au collecteur de T6 et au collecteur de T8.
L'émetteur de T2 et le collecteur de T6 sont interconnectés pour constituer la borne de sortie du premier amplificateur de
puissance. De manière analogue, l'émetteur de T4 et le collec-
teur de T8 sont interconnectés pour constituer la borne de
sortie du second amplificateur de puissance. Une charge induc-
tive, par exemple un moteur pas à pas (non représenté sur la figure), est montée entre les deux bornes de sortie du circuit
de commande et est pilotée par l'intermédiaire des deux ampli-
ficateurs de puissance.
On considérera maintenant de façon plus détaillée le
fonctionnement du circuit de commande décrit ci-dessus.
1e Lorsque le signal logique d'entrée VIN est au niveau bas, la sortie de Ai est elle aussi au niveau bas et le transistor T12 conduit, ce qui fait que l'étage source 1 est allumé. Ia sortie de A1 constitue en outre l'une des deux entrées de la
porte ET El, ce qui fait que la sortie de E1 est aussi au ni-
veau bas (on sait en effet que la sortie d'une porte ET ne se trouve au niveau haut que quand toutes ses entrées sont au
niveau haut) et les transistors T5 et T6 sont éteints.
Ainsi, VIN étant au niveau bas, l'étage source du premier amplificateur de puissance est allumé et l'étage puits du même amplificateur est éteint. Par contre, l'étage source du second amplificateur de puissance est éteint. En effet, le niveau du signal d'entrée étant inversé par AO, la sortie de A2 est au
niveau haut et les transistors T10, T9, T3 et T4 sont interdits.
La sortie de A2 constitue en outre l'une des deux entrées de la porte ET E2; lorsque la seconde entrée de E2, c'est-à-dire la sortie de OS, se trouve elle aussi au niveau haut, la sortie de E2 est au niveau haut et les transistors T7 et T8 conduisent, d'o il résulte que l'étage puits 2 est allumé; avec la sortie de OS au niveau bas, la sortie de E2 est au niveau bas et T7,
T8 sont interdits.
Quand T7 et T8 sont éteints, la chute de tension sur la résistance R3 est nulle, c'est-à-dire qu'une tension inférieure
à la tension de référence VR est appliquée à l'entrée inverseu-
se de A3; la sortie correspondante est donc au niveau haut et le multivibrateur OS se trouve dans l'état stable, auquel correspond une sortie de niveau haut. Ainsi, dans la situation décrite ci-dessus, dans laquelle un signal d'entrée VIN de niveau bas est appliqué et la sortie de A2 passe au niveau haut, g56O407 la sortie de la porte ET E2 est commutée au niveau haut et les transistors T7 et T8 s'allument, ce qui fait que le circuit constitué par le montage en série source 1 - charge - puits 2 est parcouru par le courant. Ia valeur de ce courant augmente avec continuité, selon une constante de temps qui dépend de la
valeur de l'inductance de la charge.
la chute de tension sur la résistance R5 augmente propor-
tionnellement au courant. Quand cette tension dépasse la valeur de la tension de référence VR, la sortie de A3 passe au niveau
bas et provoque un changement d'état du multivibrateur monosta-
ble OS qui prend l'état instable, auquel correspond une sortie de niveau bas. En conséquence, la sortie de iE2 descend aussi au niveau bas et l'étage puits 2 s'éteint, tandis que la diode D2
entre en conduction et décharge l'inductance de la charge.
L'étage puits 2 étant éteint, la chute de tension sur la résistance R3 devient nulle et la sortie de A5 passe au niveau haut. A la fin d'un intervalle de temps prédéterminé, fixé en fonction des caractéristiques de la charge au moyen d'un réseau de temporisation extérieur approprié (non représenté sur la
figure), le multivibrateur monostable revient dans l'état sta-
ble et sa sortie passe au niveau haut. En conséquence, la sortie
de E2 passe au niveau haut, l'étage puits 2 s'allume et le cou-
rant dans la charge recommence à augmenter.
Comme on l'a vu, l'étage source 1 est allumé lorsque- ViN est au niveau bas, Mais lae situation des transistors qui le constituent est différente selon que l'étage Duits 2 est éteint
ou est allumé.
lorsque l'étage puits 2 est allumé, tous les quatre transis-
tors de l'étage source 1 conduisent. Entre l'émetteur et la base de T1, il y a une chute de tension VBE (égale à 0,7 V environ)
et il y a une chute de tension égale entre la base et l'émet-
teur de T12, ce qui fait que l'émetteur de T12 se trouve à la tension VCC - 2 VBE. Entre le collecteur et l'émetteur de T12, il y a une chute de tension VSAT (égale à 0,1 V environ), ce qui
fait qu'une tension VCC - 2 VBE + VSAT est présente sur le col-
lecteur de T12. Le transistor T11l fonctionne dans une situation inverse, c'est-à-dire que sa jonction base-éi;etteur est polari= sée en sens inverse et sa jonction base-émetteur est polarisée en sens direct. Sur cette jonction, il y a une chute de tension VBE et il existe une chute de tension égale entre la base et l'émetteur de T2, ce qui fait que l'émetteur de T2 est à la
tension VOC - 2 VBE + VSAT.
D'après ce qui a été indiqué ci-dessus, lorsque l'étage puits 2 est allumé, il y a une chute de tension 2 VBE - VSAT (égale à 1,3 V environ) entre le collecteur et l'émetteur du transistor de puissance T2. Sur le transistor T2, il y a donc une dissipation de puissance très élevée, supérieure à celle qu'il y aurait en l'absence des transistors T12 et Tll et si la base de T1 était reliée directement à la sortie de A1. Dans
un tel cas en effet, il y aurait, entre le collecteur et l'émet-
teur de T2, la chute de tension VBE + VSAT (égale à 0,8 V envi-
ron). Par rapport à cette situation, on a encore une dissipation
de puissance supplémentaire sur le transistor Tll.
Lorsque l'étage puits 2 est éteint, la diode D2 conduit et présente une chute de tension VBE entre anode et cathode; sur l'émetteur de Tll, il y a donc une tension VCC + VBE,
supérieure à la tension d'alimentation. Dans une telle situa-
tion, le transistor Tli fonctionne en saturation, avec une chute de tension VSAT entre émetteur et collecteur, et la base de T2
se trouve à la tension VCC + VBE - VSAT. Par contre, le transis-
tor T1 est interdit et la base du transistor T12, qui est en conduction, reçoit du courant de l'alimentation à travers la résistance R1. Le transistor T2 est lui aussi en conduction, avec une chute de tension VBE entre base et émetteur, ce qui fait
que son émetteur se trouve à la tension VCC - VSAT.
Entre le collecteur et l'émetteur du transistor de puissan-
ce T2, il y a donc une chute de tension VSAT, nettement infé-
rieure à-la chute de tension 2 VBE - VSAT que l'on a lorsque l'étage puits 2 est allumé, d'o il résulte que la dissipation
de puissance sur T2 diminue sensiblement.
De l'observation du circuit de commande de la fig. 1, il ressort manifestement que quand le signal d'entrée VIN est au niveau haut, la situation de ce circuit est inversée par rapport à celle qui a été décrite ci-dessus et, plus précisément: les étages source 1 et puits 2 sont éteints, l'étage source 2 est allumé, le circuit de contrôle allume et éteint alternativement l'étage puits 1 et quand le puits 1 est éteint9 la diode D1
entre en conductio.n. Par contre, les modalités de fonctionne-
ment du circuit de commande9 et en particulier de l'étage source
allumé, restent identiques à celles qui ont été considérées pré-
cédemment. lorsque le signal logique VIN passe du niveau bas au niveau haut, le courant dans la charge s'inverse, Ia charge étant de
type inductif, le sens du courant ne peut pas changer instanta-
nément et il existe donc un transitoire dans lequel le courant
diminue jusqu'à s'annuler, puis s'inverse et recommence à aug-
menter. Pendant ce transitoire, les étages source 1 et puits 2 sont éteints et les diodes D2 et D3 entrent en conduction et
déchargent l'énergie accumulée par l'inductance de la charge.
lorsque le courant s'annule, les étages source 2 et puits 1
entrent en fonction.
Lorsque le signal logique VIN passe du niveau haut au niveau bas, la situation est analogue et les mêmes fonctions sont
développées par les diodes Dl et D4.
Comme on l'a vu précédemment, afin de limiter la chute de tension et, par suite, la dissipation sur l'étage de puissance
de la source d'un amplificateur (qui, sur' la figa 1, est consti-
tué par un seul transistor (T2 et T4), mais dans la réalisation pratique, peut être une structure plus complexe, par exemple un
montage de Darlington) lorsque l'étage puits de l'autre amplifi-
cateur est éteint par le circuit de controle, on doit adopter une solution de circuit qui permet d'utiliser la surtension, par rapport à l'alimentation, présente sur l'anode de la diode de recirculation qui se trouve en conduction. Dans le circuit de commande suivant la technique connue, représenté sur la fig. 1, on utilise à cette fin les deux paires de transistors Tl1, T12 et T9, T10. Mais une telle solution entraîne, comme on l'a vu, une augmentation considérable de la puissance dissipée par
l'étage source lorsque l'étage puits est allumé. Un tel incon-
vénient nuit au fonctionnement du circuit de commande au point
de rendre désavantageuse dans la pratique la solution de cir-
cuit indiquée ci-dessus.
Le fonctionnement d'un circuit du type représenté sur la fig. 1 est notablement amélioré, d'après l'invention, si l'on remplace le transistor T12 et la résistance Rî par une paire de diodes D5 et D6, et le transistor TiO et la résistance R2
par une paire de diodes D7 et D8S de manière a obtenir un cir-
cuit du type représenté sur la fig. 2. les cathodes des diodes D5 et D6 sont unies entre elles et raccordées à la sortie de l'amplificateur opérationnel A1 et leurs anodes sont reliées respectivement aux bases de T1 et de Tll, Les cathodes des diodes D7 et D8 sont elles aussi interconnectées et reliées à
la sortie de A2. Les anodes de D7 et D8 sont raccordées respec-
tivement aux bases de T3 et de T9.
Egalement dans le circuit de commande représenté sur la fig. 2, les modalités de fonctionnement restent inchangées à
la variation du niveau du signal d'entrée VIN: pour cette rai-
son, le fonctionnement de ce circuit ne sera décrit ci-après
que pour VIN au niveau bas.
Comme dans le circuit de la fig. 1, lorsque le signal logi-
que VIN est au niveau bas, les étages puits 1 et source 2 sont interdits, l'étage source 1 est éteint et l'étage puits 2 est
alternativement allumé et éteint par le circuit de contrble.
lorsque l'étage puits 2 est allumé, le transistor Till est inter-
dit, ce qui fait que la diode D6 est interdite elle aussi, tan-
dis que le transistor T1 et la diode D5 sont en conduction. Le
transistor T1 fonctionne en saturation, avec une chute de ten-
sion VSAT entre l'émetteur et le collecteur, d'oà il résulte que
la base de T2 est à la tension VCC - VSAT. Sur la jonction base-
émetteur de T2, qui est en conduction, on a alors une chute de tension VBE, ce qui fait que l'émetteur de T2 est à la tension
VC - YBE - VSAT.
D'après ce qui a été dit ci-dessus, lorsque l'étage puits 2 est allumé, il y a, entre le collecteur et l'émetteur de T2, une chute de tension VBE + VSAT sensiblement inférieure à celle qu'on a, dans la même situation, dans le circuit de commande de la fig. 1, ce qui fait que la puissance dissipée
par l'étage source 1 est nettement diminuée.
Lorsque l'étage puits 2 est éteint, la diode D2 conduit et l'émetteur de Tll est à la tension VCC + VBE, ce qui fait que le transistor Tll et la diode D6 conduisent. Tant sur la jonction émetteur-base de T11 que sur la diode D6, il se
produit une chute de tension VBE, d'o il résulte que les catho-
des de D6 et de D5 se trouvent à la tension VCC - VBE. Entre l'émetteur de T1 et l'anode de D5, il y a donc une différence de potentiel VBE, insuffisante pour la conduction de T1 et de D5, qui sont en conséquence interdits. Le transistor Tll est en saturation et présente une chute de tension VSAT entre l'émetteur et le collecteur; il existe en outre une chute de tension VBE sur la jonction base-émetteur de T2, ce qui fait que l'émetteur
de T2 est à la tension V0C - SAT.
Entre le collecteur et l'émetteur du transistor T2, il y a donc une chute de tension VSAT, inférieure de la quantité VBE à la chute de tension VBE + VSAT que l'on a lorsque l'étage puits 2 est allumé, ce qui fait que la dissipation de puissance sur T2
diminue sensiblement.
Claims (2)
1. Circuit de commande en commutation de charges inductives, intégrable monolithiquement, comprenant: un étage d'entrée (A1, AO, A2) piloté au moyen d'un signal logique (VIN) et comportant une première borne de sortie qui produit un signal du même niveau que le signal logique et une seconde borne de sortie qui produit un signal de niveau inversé par rapport au signal logique, un étage de contrôle (R3, A3, VR, OS) comportant une borne d'entrée et une borne de sortie, un premier et un second amplificateurs de puissance en push-pull, dont chacun comprend: - un premier étage (T1, T2, Tll, D5, D6 et T3, T4, T9, D7, D8)
comportant une première borne d'alimentation raccordée à un pre-
mier p0le d'une source d'alimentation, une borne de sortie qui
constitue la borne de sortie de l'amplificateur de puissance au-
quel appartient l'étage, une seconde borne d'alimentation rac-
cordée à la borne de sortie de l'autre amplificateur de puissan-
ce et deux bornes de commande internes, et comprenant un élément de circuit raccordé aux deux bornes de commande internes et à une borne d'entrée qui constitue la borne d'entrée de l'étage, - un second étage (T5, T6 et T7, T8) comportant une première
borne de sortie raccordée à la borne de sortie de l'amplifica-
teur de puissance auquel appartient l'étage, une seconde borne de sortie raccordée à la borne d'entrée de l'étage de contr8le et une borne d'entrée, les bornes d'entrée du premier et du second étages du premier amplificateur de puissance étant raccordées à la première borne de sortie de l'étage d'entrée, les bornes d'entrée du premier et du second étages du second amplificateur de puissance étant raccordées à la seconde borne de sortie de l'étage d'entrée et c.hacun des amplificateurs de ouissance alyant la borne d'entrée de son second étage raccordée à ia borne de sortie de l'étage de eontrole, quatre diodes de recirculation (D1 à D4), parmi lesquelles une première et une seconde diodes (Dl, D2) sont insérées entre le premier pC1e de la source d'alimentation et les bornes de
sortie du premier et du second amplificateurs de puissance res-
pectivement, et une troisième et une quatrième diodes (D3, D4) son, insérées entre un second pole de la source d'alimentation et les bornes de sortie du premier et du second amplificateurs de puissance respectivementÀ caractérisé en ce que chaque élément de circuit comprend deux. composants à conduction unidirectionnelle (D5, D6 et D7e D8) montés en série et en sens de conduction opposés entre les
deux bornes de ccmmande internes de l'étage auquel ils appar-
tiennent, leur borne commune étant raccordée à la borne d'en=
trée de cet étage.
2. Circuit de commande selon la revendication 1 dans lequel le premier étage de chaque amplificateur de puissance comprend - un premier transistor bipolaire de tjpe PEU (T1 et T3) dont l'émetteur est raccordé à la première borne d'alimentation et la base est raccordée à une première des deux bornes de commande internes, - un second transistor bipolaire de type PNP (Tll et T9) dont l'émetteur est raccordé à la seconde borne d'alimentation et la base est raccordée à la seconde des deux bornes de commande internes, - un transistor bipolaire de type NPN (T2 et T4) dont l'émetteur est raccordé à la borne de sortie de ce premier étage, et le second étage de chaque amplificateur de puissance comprend - un premier transistor bipolaire de type NPN (T5 et T7) dont la base est raccordée à la borne d'entrée de ce second étage, - un second transistor bipolaire de type NPN (T6 et TS) dont le collecteur et l'émetteur sont raccordés respectivement à la première et à la seconde bornes de sortie de ce second étage, caractérisé en ce que, dans chaque élément de circuit, les deux composants à conduction unidirectionnelle (D5, D6 et D7, D8) sont deux diodes et en ce que leur borne commune est
raccordée au point de jonction entre leurs cathodes.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT8419859A IT1213145B (it) | 1984-02-29 | 1984-02-29 | Circuito di comando in commutazione di carichi induttivi, integrabile monoliticamente, a bassa dissipazione di potenza. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2560407A1 true FR2560407A1 (fr) | 1985-08-30 |
| FR2560407B1 FR2560407B1 (fr) | 1988-10-14 |
Family
ID=11161858
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR8502650A Expired FR2560407B1 (fr) | 1984-02-29 | 1985-02-25 | Circuit de commande en commutation de charges inductives, integrable monolithiquement, a basse dissipation de puissance |
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| IT (1) | IT1213145B (fr) |
| SE (1) | SE455249B (fr) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0578098A1 (fr) * | 1992-07-07 | 1994-01-12 | Siemens Aktiengesellschaft | circuit de commande intégré pour une charge réactive |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| FR1226655A (fr) * | 1959-02-26 | 1960-07-15 | Cie Ind Des Telephones | Dispositif à transistors pour commande de relais, et signaleur comportant un tel dispositif |
| US3768031A (en) * | 1972-06-09 | 1973-10-23 | Motorola Inc | Bridge amplifier suitable for manufacture in monolithic integrated circuit form |
Family Cites Families (3)
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|---|---|---|---|---|
| US2862171A (en) * | 1957-01-02 | 1958-11-25 | Honeywell Regulator Co | Control apparatus |
| JPS54164124A (en) * | 1978-06-16 | 1979-12-27 | Canon Kk | Electromagnetic drive shutter drive circuit |
| IT1218316B (it) * | 1982-03-17 | 1990-04-12 | Ates Componenti Elettron | Circuito di comando in commutazione di carichi induttivi,integrabile monolicamente,comprendente uno stadio finalein push-pull |
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1984
- 1984-02-29 IT IT8419859A patent/IT1213145B/it active
-
1985
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- 1985-02-27 SE SE8500958A patent/SE455249B/sv not_active IP Right Cessation
- 1985-02-27 DE DE19853506957 patent/DE3506957A1/de active Granted
- 1985-02-28 GB GB08505258A patent/GB2157520B/en not_active Expired
- 1985-02-28 US US06/707,025 patent/US4901191A/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| IT1213145B (it) | 1989-12-14 |
| US4901191A (en) | 1990-02-13 |
| DE3506957A1 (de) | 1985-10-10 |
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| DE3506957C2 (fr) | 1993-04-29 |
| SE8500958D0 (sv) | 1985-02-27 |
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| IT8419859A0 (it) | 1984-02-29 |
| GB2157520B (en) | 1987-07-08 |
| GB2157520A (en) | 1985-10-23 |
| FR2560407B1 (fr) | 1988-10-14 |
| SE455249B (sv) | 1988-06-27 |
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