FR2466907A1 - Circuit de commande pour interrupteur statique a transistor pour charges en courant continu a courant de pointe eleve - Google Patents

Abstract

Ce circuit de commande alimente les bases de deux transistors T1, T2 interconnectés en un montage de Darlington. La charge, en série avec le collecteur du Darlington, reçoit son courant de pointe grâce au gain élevé de ce montage. Une diode D, entre le collecteur de T2 et la base du transistor pilote, passe en conduction dès que ce transistor entre en saturation. Le courant appliqué directement à la base du transistor final est suffisant pour amener à la saturation ce dernier au courant de régime de la charge. L'invention permet d'utiliser comme interrupteur un Darlington, en ajoutant aux avantages typiques de ce montage celui de la basse tension de saturation d'un simple transistor. (CF DESSIN DANS BOPI)

Description

La présente invention concerne les interrupteurs statiques à transistor

pour charges en courant continu à courant de pointe élevé et, plus précisément, un circuit de commande pour

un interrupteur de ce type.

On sait que certains dispositifs électriques et électro-

mécaniques, tels que lampes à incandescence et moteurs à induc-

tion, exigent un courant de pointe qui est beaucoup plus fort que le courant de régime. Lorsqu'on veut brancher un tel dispositif sur une source d'alimentation en courant continu au moyen d'une

commande provenant d'un générateur de signaux de faible puissan-

ce, on utilise ordinairement un transistor de commutation, monté en série avec le dispositif en question et commandé à la base, directement ou indirectement, par le signal de commande. Si la puissance du signal de commande est insuffisante pour piloter

directement la base du transistor de manière à provoquer la com-

mutation entre l'état d'interdiction et l'état de saturation, on a l'habitude de monter un ou plusieurs transistors à émetteur commun en cascade en amont du transistor de commutation pour amplifier la puissance du signal de commande. Il est évident que,

bien que les exigences d'amplification de courant soient diffé-

rentes pour les conditions de pointe et de régime, le circuit de commande doit être dimensionné pour les conditions de pointe.Cela

entraîne une dissipation inutile d'énergie pendant le fonctionne-

ment en régime. Pour éviter cet inconvénient, on utilise dans de nombreux cas, à la place du transistor de commutation, une paire de transistors interconnectés en un montage de Darlington. Certes, une telle solution permet d'éliminer en totalité ou en partie les

transistors amplificateurs en cascade grâce au gain de courant é-

levé de la paire de Darlington et de réduire ainsi la dissipation d'énergie du circuit de commande, mais elle impose une tension utile sur la charge inférieure à celle que l'on peut obtenir avec un simple transistor de commutation, à égalité de tension d'alimentation. On sait en effet qu'une paire de Darlington a une tension de saturation qui est beaucoup plus élevée que celle

d'un simple transistor.

Le but de la présente invention est de réaliser un circuit de commande pour interrupteur électronique à transistor pour charges en courant continu à courant de pointe élevé, utilisant deux transistors interconnectés en un montage de Darlington, qui

ait une perte de tension ne dépassant pas la tension de satura-

tion d'un simple transistor et qui soit réalisable dans des con-

ditions économiques.

Ce circuit comprend un premier générateur de courant rac-

cordé à la base du premier transistor, un second générateur

de courant raccordé à la base du second transistor, un disposi-

tif capable d'interrompre simultanément le passage de courant entre les deux générateurs et les bases du premier et du second

transistors et un circuit à semi-conducteur à conduction unidi-

rectionnelle, interposé entre le collecteur du second transistor

et le second générateur et orienté de manière que sa cathode -

ou bon anode - soit relié audit collecteur lorsque le type de

conductivité est respectivement NPN et PNP.

D'autrescaractéristiques apparaîtront dans la description

qui suit à propos d'un exemple et sans caractère limitatif, en

référence aux dessins annexés.

La figure 1 est un schéma de circuit de principe qui illus-

tre l'idée de la présente invention.

La figure 2 est le schéma d'un circuit réel qui concrétise

l'invention.

D'après ce qui est représenté sur la figure 1, un transis-

tor TI de type NPN sert d'interrupteur pour une lampe à incan-

descence RL branchée entre le collecteur du transistor TI et

le pôle positif +VS d'une source de tension d'alimentation cons-

tante. L'émetteur du transistor TI est raccordé au pôle négatif de la source d'alimentation, indiqué par le symbole de masse. Un second transistor de type NPN, désigné par T2, est interconnecté au transistor TI suivant le montage de Darlington, c'est-à-dire avec son collecteur et son émetteur unis respectivement au collecteur et à la base de TI. Une diode D est interposée entre

la base et le collecteur de T2, son anode étant reliée à la base.

Les bases de TI et T2 sont reliées chacune à un générateur de courant, respectivement GI et G2, par l'intermédiaire d'un inter- rupteur, respectivement SI et S2. Les deux interrupteurs SI et S2 sont accouplés entre eux de manière à s'ouvrir et à se fermer simultanément. Dès que les deux interrupteurs SI et S2 sont fermés, il passe, à la base de Tl, un courant IB = Il + e2. I2, e2 étant le gain de courant du transistor T2 et Il, I2 représentant les courants engendrés respectivement par Gi et G2. Si l'on désigne par e1 le gain de courant de TI, il passe, à travers la charge RL-, un courant IC = e1. IB = el (Il + $2. I2). En choisissant

judicieusement les générateurs de courant Gi et G2 et les transis-

tors TI et T2, on peut parvenir à ce que le courant IC soit assez

voisin du courant de pointe typique de la lampe RL qui doit s'al-

lumer avec un délai acceptable.

On considèrera maintenant le fonctionnement du circuit de la figure 1 sans la diode D. Si T2 n'est pas un transistor de type spécial, dans le sens précisé ci-après, il peut arriver à fonctionner comme un transistor inversé, c'est-à-dire avec

des fonctions inversées de ses bornes de collecteur et d'émet-

teur, lorsque, après être entré en saturation, sa jonction base-

collecteur est dans le sens direct et son émetteur a un poten-

tiel plus élevé que celui de son collecteur. Cette dernière situation est rendue possible par la présence, à la base de T2,

du courant Il qui tend à amener TI à la saturation. Le gain in-

verse de T2, bien que minime, aurait tendance à soustraire du courant à la base de TI, contrecarrant la tendance de ce dernier à aller à la saturation. On pourrait éviter de manière évidènte

cet inconvénient en utilisant pour T2 un transistor à gain inver-

se négligeable. Mais si l'on procédait ainsi, le but de l'inven-

tion ne serait pas atteint complètement, car un transistor à gain inverse très faible est un composant assez coûteux. L'utilisation de la diode D permet d'éviter l'inconvénient décrit ci-dessus

lorsqu'on utilise pour T2 un transistor parfaitement normal.

Comme on peut facilement le constater, la diode D est mon-

tée de manière à être à l'état d'interdiction lorsque le transis-

tor T2 fonctionne dans la région active de sa caractéristique.

Mais dès que T2 atteint la saturation, la diode D passe en don-

duction directe et, par suite, "shunte" la jonction base-collec- teur de T2, retirant à ce dernier le courant de commande à la base et empêchant ainsi son fonctionnement "inversé". Il est important de noter que cet effet est d'autant plus sensible que la tension en sens direct est plus basse par rapport à la chute de tension sur la jonction base-collecteur du transistor T2,

elle aussi en sens direct. Le choix de la diode D est donc dé-

terminant pour le fonctionnement correct du circuit.

Lorsque le transistor T2 est "éteint", c'est-à-dire "shunté" par la diode D, le courant qui passe dans la base de TI est IB = Il. Le générateur GI et le transistor TI sont choisis de telle sorte que ce courant Il soit suffisant pour amener TI à la saturation pour un courant IC égal ou légèrement supérieur au

courant de régime de la charge RL.

On peut constater que le circuit suivant l'invention ne dissipe pas d'énergie inutile, puisqu'il fonctionne au courant maximal uniquement lorsque cela est nécessaire, c'est-à-dire durant la pointe, qu'il permet un minimum de perte de tension appliquée à la charge, puisqu'elle est égale à la chute entre le collecteur et l'émetteur de Tl à la saturation et qu'enfin, il

ne nécessite pas l'utilisation de composants coûteux.

Dans le schéma de la figure 2,- dans lequel les éléments identiques à ceux de la figure 1 sont désignés par les mêmes

symboles de référence, le générateur Gi est constitué par un cir-

cuit comprenant un transistor T3 de type PNP dont le collecteur

est à la masse et l'émetteur est raccordé au pôle positif d'ali-

mentation +VS par l'intermédiaire d'une résistance RI, et deux

transistors T4 et T5 de type NPN montés en cascade en tant qu'am-

plificateurs de courant, l'émetteur de T5 étant relié à la base de TI et la base de T4 étant raccordée à l'émetteur de T3. Les courants fournis par T4 et T5 sont déterminés par les résistances R3 et R4 montées respectivement en série avec lescollecteurs de T4 et de T5. Le générateur G2 est constitué par un circuit qui diffère de celui du générateur Gi uniquement par le fait qu'à la place de deux transistors amplificateurs, il n'y en a qu'un,

ici désigné par T6, dont le courant est déterminé par la résis-

tance de collecteur R5. Il est bien entendu que le nombre des transistors amplificateurs de courant pourrait être différent de celui du circuit représenté, afin que les courants appliqués à TI et à T2 satisfassent les conditions énoncées ci-dessus à propos de la figure 1. Le transistor de type PNP du générateur G2 est désigné par T7 et la résistance d'émetteur correspondante

est désignée par R2.

La diode D de la figure 1 est remplacée, dans le circuit de la figure 2, par deux diodes DI et D2 montées en série l'une avec l'autre et orientées dans le même sens, l'anode de DI étant raccordée à la base de T6. Si les diodes sont au nombre de deux dans ce circuit, c'est pour tenir compte de la chute de tension sur la jonction base-émetteur de T6. Ces diodes ne doivent pas satisfaire des conditions particulières comme dans le cas du circuit de la figure 1, car dès que l'extinction de T2 a été atteinte, le seuil de saturation est garanti par l'extinction de

T6.

La fonction des deux interrupteurx à commande synchrone

SI et S2 est assumée dans le circuit de la figure 2 par un tran-

sistor T8 de type PNP, dont le collecteur est à la masse, l'émet-

teur est relié directement aux bases de T3 et T7 et la base est

reliée à un circuit, par exemple un circuit logique (non repré-

senté), capable de produire une tension en gradin VG de grandeur suffisante pour amener T8 à l'état d'interdiction. Les niveaux

"haut" et "bas" de la tension VG correspondent donc respective-

ment aux états "fermeé" et "ouvert" des interrupteurs SI et S2.

Le montage de la figure 2 se prête très bien à une réali-

sation sous forme de circuit intégré monolithique, soit qu'il comprennent les transistors T et T2, soit qu'il soit seulement constitué par le circuit de commande proprement dit. Dans ce dernier cas, on peut utiliser avantageusement, pour la paire Tl, T2, un composant usuel du type connu sous le nom de Darlington monolithique.

Claims (2)

REVENDICATIONS

1. Circuit de commande pour interrupteur à transistor pour une charge en courant continu du type qui nécessite un courant

de pointe élevé et un courant de régime plus faible, cet inter-

rupteur comprenant un premier transistor du type à émetteur commun, monté entre les bornes d'une source de-tension d'alimen- tation avec interposition de la charge et un second transistor, du même type de conductivité que le premier, interconnecté au premier suivant le montage de Darlington, caractérisé en ce qu'il comprend un premier générateur de courant (Gi) raccordé à la base du premier transistor (TI), un second générateur de courant (G2) raccordé à la base du second transistor (T2), un dispositif (SI, S2) capable d'interrompre simultanément le passage de courant entre les deux générateurs (Gi, G2) et les bases du premier et du second transistors (TI, T2) et un circuit à semi-conducteur à conduction unidirectionnelle (D), interposé entre le collecteur

du second transistor (T2) et le second générateur (G2) et orien-

té de manière que sa cathode - ou son anode - soit relié audit collecteur lorsque le type de conductivité est respectivement

NPN et PNP.

2. Circuit de commande selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que le second générateur (G2) comprend un transistor amplificateur de courant (T6) du même type de conductivité que le premier et le second transistors (TI, T2) et ayant l'émetteur raccordé à la base du second transistor (T2), et en ce que le composant à conduction unidirectionnelle est constitué par deux diodes (DI, D2) montées en série l'une avec l'autre et dans le

même sens de conduction, sa borne opposée à celle qui est raccor-

dée au collecteur du second transistor (T2) étant connectée à la

base du transistor amplificateur de courant (T6).