FR2471702A1

FR2471702A1 - Circuit bipolaire et a effet de champ a autocontrole de la commutation

Info

Publication number: FR2471702A1
Application number: FR8026099A
Authority: FR
Inventors: Richard Harrison Baker
Original assignee: Reliance Electric Co
Current assignee: Reliance Electric Co
Priority date: 1979-12-10
Filing date: 1980-12-09
Publication date: 1981-06-19
Also published as: DE3046266A1; US4366522A

Abstract

CIRCUIT DE COMMUTATION A SEMI-CONDUCTEURS, A TENSION ELEVEE ET COURANT FORT. IL COMPREND UN TRANSISTOR BIPOLAIRE 1 DONT LE CIRCUIT PRINCIPAL EST CONNECTE ENTRE LA BORNE 15 RECEVANT LA TENSION DE SERVICE ET UNE BORNE 21 QUI EST A UN POTENTIEL DE REFERENCE ET DONT L'ELECTRODE DE COMMANDE EST CONNECTEE A UNE PREMIERE BORNE D'ENTREE 37, AINSI QU'UN TRANSISTOR A EFFET DE CHAMP 29 DONT LE CIRCUIT PRINCIPAL D-S EST CONNECTE AUX BORNES DE CELUI DU TRANSISTOR BIPOLAIRE 1 ET DONT L'ELECTRODE DE COMMANDE G EST CONNECTEEA UNE SECONDE BORNE D'ENTREE 33; LES SIGNAUX DE COMMANDE SONT ENVOYES AUX BORNES CORRESPONDANTES 33, 37 DE MANIERE QUE LE TRANSISTOR BIPOLAIRE DEVIENNE PASSANT OU BLOQUE PENDANT QUE LE TRANSISTOR A EFFET DE CHAMP EST A L'ETAT PASSANT, AFIN DE PROTEGER LE PREMIER CONTRE LES CRETES EXCESSIVES DE DISSIPATION DE PUISSANCE LORD DE SES PASSAGES D'UN ETAT A L'AUTRE. APPLICATION AUX CIRCUITS INTEGRES DE COMMUTATION A GRANDE PUISSANCE.

Description

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1. L'invention se rapporte de manière générale aux dispositifs et circuits à semi-conducteurs de commutation de courants à intensité élevée à des niveaux élevés de tension et, plus particulièrement, à des dispositifs et circuits actifs de contrôle de la commutation de commutateurs de

puissance à semi-conducteurs.

En général, tous les semi-conducteurs de puissance à rendement élevé exigent un contrôle de leur commutation lorsqu'ils sont utilisés dans des applications

dans lesquelles ils commutent des puissances de niveau rela-

tivement élevé. Par exemple, pour couper un commutateur à redresseur commandé au silicium, le courant qui y passe doit être ramené à une valeur nulle pendant un temps d'une durée

donnée, connu en général sous l'expression de temps de commu-

tation. De même, pendant les temps de mise en circuit ou de coupure d'un redresseur commandé au silicium, la variation de tension aux bornes de son circuit principal de courant par rapport au temps (dv/dt) ainsi que la variation du courant circulant dans ce circuit principal par rapport au temps (di/dt) doivent être limitées à des valeurs maximales données. De même, dans les dispositifs à gain de courant à l'ouverture, les variations dv/dt et di/dt peuvent être contrôlées afin d'éviter une dissipation excessive d'énergie. Un autre exemple est celui des commutateurs à transistor bipolaire qui doivent fonctionner dans une plage prédéterminée de sécurité obtenue par adaptation de la ligne

de charge.

Lorsque les transistors bipolaires sont utilisés par exemple pour commuter les courants d'intensité élevée à des niveaux élevés de tension, la dissipation de la puissance de crête des transistors doit être limitée pendant les temps de leur mise en circuit et de leur coupure, c'est-àdire qu'il faut "contrôler électriquement la commutation" du

transistor bipolaire. Un circuit de contrôle de la commu-

tation de ce genre est en général prévu pour limiter la vitesse d'élévation du courant du collecteur circulant dans un transistor de puissance pendant le cycle de mise en circuit jusqu'au moment auquel la tension aux bornes du 2. collecteur et de l'émetteur du transistor diminue à un niveau permettant à un courant d'intensité élevée d'y circuler sans

créer une dissipation excessive d'énergie dans le transistor.

De même, *pendant la coupure d'un transistor de puissance faisant passer des courants d'intensité élevée, un circuit de contrôle de la commutation limite la vitesse d'élévation de la tension aux bornes du collecteur et de l'émetteur du transistor pendant son cycle de coupure de manière à permettre au niveau de tension de monter à une vitesse, par

rapport à la diminution de l'intensité du courant en circu-

lation, lors de la coupure du transistor, qui garantit que la dissipation de la puissance de crête ne dépasse pas les limites pour- lesquelles le transistor a été conçu. Un

principe bien connu consiste à utiliser des circuits électri-

ques passifs de contrôle de la commutation pour limiter la dissipation de l'énergie de crête dans le transistor bipolaire et dans d'autres commutateurs à semi-conducteurs pendant les temps de mise en circuit et de coupure afin d'éviter les dégâts ou la destruction du transistor. Un inducteur est en général connecté en série avec le circuit du collecteur d'un transistor bipolaire de commutation pour limiter la vitesse d'élévation du courant pendant le temps de mise en circuit du transistor. Il est aussi courant de connecter un condensateur aux bornes du collecteur et de l'émetteur du transistor, ce condensateur limitant la vitesse

d'élévation de tension aux bornes du collecteur et de l'émet-

teur pendant le temps de coupure du transistor. Dans les applications de commutation à grande puissance, ces circuits passifs de contrôle de la commutation protègent le transistor

de commutation, mais les circuits de contrôle de la commu-

tation n'éliminent pas les pertes à la commutation, car ces pertes sont pratiquement transférées du transistor au circuit de contrôle de la commutation. De plus, les composants de contrôle de la commutation sont en général réalisés sous forme indépendante et prennent une partie considérable de

l'espace limité d'une plaquette à circuit imprimé en augmen-

tant le prix de l'assemblage en cours de fabrication et en diminuant la fiabilité en raison du nombre de composants 3. nécessaires à la réalisation d'un circuit de contrôle de la

commutation qui soit fiable.

Il a été découvert, conformément à l'invention, qu'un premier dispositif de commutation à semi-conducteur utilisé en premier dispositif de sortie et ayant un indice de dissipation de puissance relativement élevé pendant sa durée

de mise en circuit, mais ayant un faible indice de dissi-

pation de la puissance de crête pour la commutation de courants à intensité élevée à des niveaux élevés de tension, peut subir un contrôle efficace de la commutation pendant ses temps de mise en circuit et de coupure par connexion du

circuit principal de courant d'un second dispositifLde commu-

tation à semi-conducteur aux bornes du circuit principal de

courant du premier dispositif de commutation à semi-

conducteur, le second transistor ayant un indice de dissi-

pation de la puissance de crête qui est sensiblement supérieur à celui du premier dispositif de commutation à semi-conducteur, mais ayant un indice de dissipation de

puissance relativement élevé pendant sa période de conduc-

tion, le second dispositif de commutation à semi-conducteur étant ainsi mis en circuit avant la mise en circuit ou la

coupure du premier dispositif de commutation à semi-

conducteur afin de garantir que la tension aux bornes du

circuit principal de courant du premier dispositif de commu-

tation à semi-conducteur soit sensiblement abaissé au-

dessous du niveau de la tension de service, c'est-à-dire à la tension aux bornes du circuit principal de courant du second dispositif de commutation à semi-conducteur pendant qu'il est à l'état passant, ce qui réduit sensiblement la dissipation de la puissance de crête du premier dispositif de commutation à semi-conducteur pendant ses temps de mise en circuit et de coupure, de sorte que les deux dispositifs de commutation à semi-conducteurs sont en réalité complémentaires l'un de l'autre et, dans de nombreuses applications, peuvent être

réalisés sur le même substrat.

L'invention va être décrite plus en détail en regard des dessins annexés à titre d'exemples nullement limitatifs, sur lesquels les mêmes éléments portent les mêmes références et dont:

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4. - la figure 1 est un schéma d'un circuit de commutation transistorisé comprenant un exemple de circuit passif de contrôle de la commutation selon l'art antérieur; - la figure 2 représente les formes d'ondes caractéristiques de commande et de sortie obtenues par le circuit de la figure 1; - la figure 3 est un schéma d'un premier mode de réalisation de l'invention; - la figure 4 représente les formes d'ondes caractéristiques (idéalisées) obtenues en cours de fonctionnement par le circuit de la figure 3; - la figure 5 est un schéma d'une variante de réalisation de l'invention; - la figure 6 représente les formes d'ondes caractéristiques des signaux de commande utilisés pour le circuit de la figure 5;

- la figure 7 est un schéma d'un troisième mode de réali-

sation de l'invention; - la figure 8 représente les formes d'ondes caractéristiques des signaux de commande- utilisées pour le circuit de la figure 7; - les figures 9, 10 et 12 sont des schémas de trois autres modes de réalisation de l'invention; - la figure 11 est un graphique représentant une famille de courbes montrant le phénomène de blocage en retour des transistors bipolaires; et - la figure 13 est un graphique illustrant une application du mode de réalisation de l'invention que représente la

figure 12.

La figure 1 représente un transistor 1 de commu-

tation qui est prptégé par un circuit de contrôle de la commutation selon l'art antérieur, comprenant un inducteur ou

une bobine 3, une diode 5, une résistance 7 de dissipation de-

puissance, un condensateur 9, une autre diode 11 et une autre résistance 13 de limitation du courant. L'inducteur 3 a pour fonction essentielle de limiter la vitesse d'élévation de l'intensité du courant du collecteur ou courant de charge IL pendant le temps de mise en circuit du transistor 1, et le 5. condensateur 9 limite la vitesse d'élévation de la tension aux bornes du collecteur et de l'émetteur du transistor 1 pendant le temps de coupure de ce dernier, comme mentionné précédemment. La diode 5 et la résistance 7 constituent un circuit de conduction du courant destiné à dissiper l'énergie emmagasinée dans l'inducteur 3 à la fin du temps de coupure du transistor 1. La diode 11 forme un circuit unidirectionnel à faible impédance pour le courant afin de charger rapidement le condensateur 9 pendant le temps de coupure du transistor 1, et la résistance 13 détermine le temps constant de décharge

du condensateur 9 pendant la mise en circuit du transistor 1.

A titre d'explication, il sera admis que le transistor de puissance 1 de type npn est conçu pour un courant maximal de collecteur (Ic) de 100 ampères, pour une tension maximale du circuit collecteur-émetteur (VCE) de 500 volts et pour des temps de montée et de chute du courant du collecteur d'environ 2 microsecondes. Il peut être montré en conséquence que pour assurer un contrôle efficace de la commutation, il faut que la valeur de l'inducteur 3 soit d'environ 10 microhenrys et que la valeur du condensateur 9 soit d'environ 0,6 microfarad. En admettant ces valeurs pour l'inducteur 3 et le condensateur 9, lorsque le circuit de la figure 1 fonctionne à une fréquence de commutation de 1000 Hz, la dissipation de puissance P(R13) dans la résistance 13 du circuit de contrôle peut être calculée d'après l'équation suivante P(R13) = 1/2 CE2f (1) relation dans laquelle C est la capacité en microfarads, E est le niveau de la tension de service en volts et f est la fréquence en hertz (Hz). D'après les valeurs admises, lorsque la tension de service E est au niveau de 500 volts à la borne d'application de la tension de service, il peut être montré que pour l'exemple donné, la dissipation moyenne de puissance dans la résistance 13 du circuit de contrôle de la commutation est d'environ 75 watts. La dissipation de puissance P(R7) dans la résistance 7 peut se déterminer d'après l'équation suivante: 6. P(R7) = 1/2 LI2f (2) relation dans laquelle L est la valeur de l'inductance 3 en henrys, I est l'intensité du courant de charge IL en ampères et f est la fréquence de commutation du circuit correspondant de la figure 1 en hertz. En admettant que l'impédance de la charge 17 produise un courant de charge IL d'une intensité de ampères pendant le temps de mise en circuit du transistor 1, la dissipation de puissance dans la résistance 7 est d'environ 50 watts d'après les-valeurs admises et l'équation (2). En conséquence, dans l'exemple donné, la dissipation totale de puissance du circuit de contrôle de la commutation de la figure 1 est d'environ 125 watts. En réalité, le circuit de contrôle de la commutation de la figure 1 transfère du transistor 1 aux résistances 7 et 13 de ce circuit la dissipation de puissance qui se produirait dans ce transistor 1 pendant ses temps de mise en circuit et de coupure. Ainsi et comme il est bien connu, le circuit de

contrôle de la commutation n'élimine pas les pertes de commu-

tation, mais ne fait que transférer la perte du dispositif de

commutation dans ce circuit lui-même, dans l'exemple parti-

culier essentiellement dans les résistances 7 et 13, en

laissant non modifiée la perte totale du circuit de commu-

tation. Les formes d'ondes caractéristiques obtenues lorsque le circuit de commutation de l'art antérieur selon la

figure 1 est en service sont représentées sur la figure 2.

Comme le montre cette figure, un signal de commande 23 est envoyé sur la borne d'entrée ou aux bornes de commande 19 de la figure 1 à un instant t0, afin de polariser dans le sens direct la jonction base-émetteur du transistor 1 et d'alimenter la base de ce dernier en courant. En réponse au signal positif de commande 23 apparaissant à l'instant to, le transistor 1 devient passant pendant un temps T on d'environ 2 microsecondes. La forme d'onde 25 représente la tension (VCE) aux bornes du collecteur et de l'émetteur du transistor 1 et la forme d'onde 27 montre le courant du collecteur (IC) de ce même transistor. Comme le montre la figure 2, le niveau 7. de la tension VCE diminue de manière exponentielle vers une certaine valeur minimale et l'intensité du courant Ic augmente de manière exponentielle vers une certaine valeur maximale pendant le temps Ton que met le transistor 1 à devenir passant. Dans cet exemple, à l'instant t1, le niveau du signal de commande 23 diminue brusquement pour tomber à environ 0 volt en coupant le transistor 1 qui se bloque

pendant un temps d'une durée Toff qui est en général légère-

ment supérieure à son temps de mise en circuit Ton' Comme le montre la figure 2, VCE augmente de manière exponentielle vers un certain niveau maximal, qui est de 500 volts dans le cas particulier, juste après l'instant t1, tandis que la diminution de l'intensité du courant Ic est retardée pendant un temps d'une durée connue sous l'expression de temps de stockage t5, puis elle commence de décroître de manière exponentielle vers une certaine valeur minimale pendant un temps connu sous l'expression de temps de chute tf* Il convient de remarquer que, dans cet exemple, l'émetteur du transistor 1 est connecté à un point qui est un potentiel de

référence, ce point étant la masse dans l'exemple particu-

lier, par sa connexion à la borne 21.

La figure 3 représente un premier- mode de réalisation de l'invention qui comprend un transistor à effet de champ 29 à tension relativement élevée, ainsi qu'un transistor à effet de champ 31 à tension relativement basse,

ces deux transistors étant destinés à commander le fonction-

nement du transistor 1 et à en contrôler la commutation de la manière qui va être décrite. Pour les connexions représentées, le drain, la source et l'électrode de commande des transistors à effet de champ 29 et 31 portent les références D, S et G, respectivement. A titre d'exemple, il sera admis que la tension de service E appliquée à la borne correspondante 15 est à un niveau de +500 volts et que l'impédance de la charge 17 est d'environ 5 ohms. Les formes d'ondes correspondantes, que représente la figure 4, sont les suivantes: à la fin du temps t1, un signal de commande C1 est envoyé à la borne correspondante 33 et un second signal de commande C2 est envoyé à la borne de commande 35, les 8. niveaux de tension correspondants étant de 0 volt et +V volts, respectivement. Une valeur caractéristique de +V est 10 volts. Dans cet exemple, les transistors 29 et 31 à effet de champ deviennent passants en réponse à un signal de commande positif (un signal "haut") et sont bloqués lorsque le signal de commande est "bas" ou est à un niveau d'environ 0 volt. En conséquence, avant l'instant t1, le transistor 31 est passant et le transistor 29 est bloqué. Il sera admis par ailleurs dans cet exemple que chacun des-transistors 29 et 31 a entre son drain et sa source une impédance d'au moins plusieurs mégohms lorsqu'il est bloqué et d'environ 0,1 et

0,005 ohm, respectivement, lorsqu'il est passant. En consé-

quence, le transistor bipolaire 1 est maintenu à l'état bloqué avant l'instant t1 par le circuit de conduction du courant à faible impédance du transistor à effet de champ 31

qui est connecté entre la base et l'émetteur du transistor 1.

En d'autres termes, avant l'instant t1, l'impédance entre le collecteur et la base du transistor 1 est pour ainsi dire un circuit ouvert, tandis que l'impédance entre la base et

l'émetteur de ce transistor est sensiblement en court-

circuit. A l'instant tl, le signal de commande devient élevé', c'est-àdire passe de -0 à +10 volts dans cet exemple, le signal de commande C2 demeurant conjointement "élevée. Cette variation du niveau du signal C1 rend le

transistor à effet de-champ 29 passant et provoque l'appari-

tion d'un courant de charge IL d'environ 98,0 ampères qui passe de la borne 15 connectée à la tension de service par les circuits principaux de commande, montés en série, des

transistors à effet de champ 29 et 31 et vers la masse.

Dans cet exemple, les impédances combinées des transistors à effet de champ 29-et 31 devenus passants sont sensiblement égales à l'impédance du transistor 29 seul qui est passant, -cette impédance étant de 0,1 ohm, car le

transistor à effet de champ 31 à basse tension a une "impé-

dance à l'état passant" dans la plage de quelques milliohms.

En conséquence, très peu de temps après l'instant t1, le niveau de tension VCE du transistor 1, qui est égal au niveau de tension aux bornes des circuits de passage du courant entre le drain et la source des transistors à effet de champ 29 et 31 tombe à environ +10 volts, comme le représente l'onde VCE de la figure 4. De même, juste après l'instant t1, l'intensité du courant I ainsi que celle des courants I1 et 12 sont d'environ 98 ampères. Le courant de charge IL qui circule après l'instant t1 et qui résulte du fait que les transistors à effet de champ 29 et 31 sont rendus passants simultanément crée une dissipation d'énergie dans les circuits principaux de passage du courant de ces transistors (principalement du transistor 29) qui est à un niveau d'environ 1000 watts dans cet exemple. A l'instant t2, le signal de commande C2 devient faible tandis que le signal de commande C1 demeure élevé avec, pour conséquence, que le transistor à effet de champ 31 passe à l'état bloqué et que le transistor à effet de champ 29 demeure passant. En conséquence, un courant initial de base 1B d'une-intensité d'environ 98 ampères circule alors vers la base du transistor 1 en passant par le circuit principal de conduction du courant du transistor 29 et par l'impédance de charge 17 en

rendant le transistor 1 passant. Il est important de remar-

quer qu'à l'instant auquel le transistor 1 devient passant, il subit un contrôle efficace de sa commutation, car à l'instant t2, la tension à son collecteur est proche de

+10 volts,du fait que cette tensionpassait par les circuits anté-

rieurs de conduction du courant des transistors 29 et 31. A la fin de l'instant t2, le transistor 1 devient rapidement passant à un niveau qui est caractéristiquement juste à l'extérieur du seuil de saturation, tandis que la tension aux bornes du collecteur et de l'émetteur du transistor 1 est caractéristiquement de +1,5 volt. Lorsque le transistor 1 devient passant et en admettant que la tension entre sa base et son émetteur soit d'environ 0,6 volt et que la valeur statique du courant IB soit d'environ 10 ampères, IL est d'environ 100 ampères et le courant du collecteur IC est d'environ 90 ampères. En conséquence, peu après l'instant t2, la dissipation totale de puissance du circuit de commutation est d'environ 160 watts, 10 watts étant dissipés par le transistor 29, 60 watts l'étant dans la jonction base-émetteur

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10. du transistor 1 en admettant une chute de tension à cette jonction d'environ 0,6 volt, et 90 watts étant dissipés dans le circuit collecteurbase de ce transistor. Il convient également de remarquer que, comme représenté, juste après l'instant t2, l'intensité du courant I2 tombe de 100 ampères sensiblement à 0 ampère lorsque le transistor à effet de

champ 31 passe à l'état bloqué.

Le transistor bipolaire 1 passe à l'état bloqué de la manière inverse de celle de son passage à l'état passant qui vient d'être décrit. Par exemple, à l'instant t3, le signal de commande C2 devient élevé en rendant le transistor à effet de champ 31 passant afin de shunter le courant en dérivation sur la base du transistor 1 vers un point qui est à un potentiel de référence et qui est la masse dans cet exemple. Le transistor bipolaire 1 étant conducteur sans être à saturation, il répond en passant rapidement à l'état bloqué juste après l'instant t3, mais la tension à son collecteur (sa tension VCE) ne monte que d'environ +1,5 volt à +10 volts, car les transistors à effet de champ 29 et 31 sont simultanément conducteurs, comme décrit précédemment. En conséquence, le transistor 1 à grande puissance subit un contrôle efficace de sa commutation pendant son passage à l'état bloqué, de la même manière que pendant son passage à l'état passant. Le cycle de passage à l'état bloqué du

transistor bipolaire 1 est achevé à l'instant t4, c'est-à-

dire lorsque le signal de commande C1 devient faible, et fait passer le transistor à effet de champ 29 à l'état bloqué, tandis que le transistor à effet de champ 31 est maintenu simultanément à l'état passant, car le signal C2 demeure à un

niveau élevé. Il est important de remarquer que les transis-

tors à effet de champ à haute tension tels que le transistor 29 sont disponibles actuellement en des types à indices de dissipation de la puissance de crête qui satisfont aux exigences du circuit de la figure 3 pour les valeurs de tension et les intensités de courant qui ont été admises (par exemple, dispositifs à semi-conducteur métal-oxyde à rainures en V et à double diffusion couramment désignés MVOS et DMOS). De plus, la durée des temps compris entre les 1 1.

instants t1 et t2 ainsi qu'entre t3 et t4 est caractéris-

tiquement brève, c'est-à-dire est comprise entre 1 et microsecondes.

Les avantages du contrôle dynamique de la commu-

tation tel que produit par le premier mode de réalisation de l'invention qui a été décrit ci-dessus sont nombreux et, parmi eux, on peut mentionner la réduction du prix de revient, l'amélioration de la fiabilité due à l'élimination des multiples composants passifs exigés par les circuits de contrôle de la commutation selon l'art antérieur, l'élévation des vitesses de commutation et la réduction des pertes de commutation qui vont être décrites. En utilisant les valeurs

précédemment admises dans la description à titre d'exemple du

mode de fonctionnement du circuit de la figure 3, il peut être montré que pour une cadence de commutation de 1000 hertz, la perte de commutation du circuit de la figure 3 est inférieure à 10 watts, ce qui représente une amélioration notable par rapport au circuit de contrôle de la commutation selon l'art antérieur et tel que représenté sur la figure 1, la perte de commutation de ce circuit étant d'environ

watts dans les mêmes conditions.

La figure 5 représente une variante de réalisa-

tion très avantageuse de l'invention. Dans ce mode de réalisation particulièrement avantageux, le transistor à effet de champ 31 à basse tension du premier mode de réalisation a été éliminé et le drain et la source du transistor à effet de champ 29 à haute tension sont connectés au collecteur et à l'émetteur du transistor bipolaire 1. La base du transistor 1 est connectée à une borne de commande 37 et l'impédance de charge 17 est montée entre la borne de sortie 16 et la borne sous tension 15. Une résistance 39 connectée entre la base et l'émetteur du transistor 1 garantit que ce transistor passe à l'état bloqué lorsqu'une tension de polarisation de 0 volt est appliquée aux bornes 37 et 21, une valeur caractéristique de cette résistance 39 étant d'environ 2 ohms. La figure 6 représente les formes d'ondes des signaux de commande C3 et C4, le circuit de la figure 5 fonctionnant par application du signal de commande 12.

C3 à la borne 33 et du signal de commande C4 à la borne 37.

Avant l'instant t1, les-signaux de commande C3 et C4 sont faibles et donc le transistor bipolaire 1 et le transistor à effet de champ 29 sont chacun non passants, c'est-à-dire non conducteurs. A l'instant t1, le signal de commande C3 passe au niveau élevé, par exemple de +V dans cet exemple, avec pour conséquence que le transistor à effet de champ 29 devient passant. Il sera admis dans ce cas également que le niveau de la tension de service +E est d'environ 500 volts, que l'impédance de la charge 17 est d'environ 5 ohms et que l'impédance entre le drain et la source du transistor à effet

de champ 29 à l'état passant est d'environ 0,1 ohm. En consé-

quence, un courant de charge IL ayant une intensité d'environ 98 ampères passe par le circuit de conduction du courant, comprenant la charge 17 et par le canal entre le drain et la source du transistor à effet de champ 29 vers la masse, lorsque ce transistor 29 est passant. Lorsqu'il est à l'état passant, la chute de tension entre le drain et la source du transistor 29 est d'environ 10 volts, ce niveau de tension étant appliqué directement aux bornes du collecteur et de l'émetteur du transistor bipolaire 1. A l'instant t2, le niveau du signal de commande C4 passe à l'état élevé alors que le niveau du signal de commande C3 demeure élevé, avec pour conséquence que le transistor bipolaire 1 devient passant en environ 2 microsecondes. En admettant que le transistor 1 est amené à saturation par le signal de

commande C4 qui devient égal à +2 volts, la chute caractéris-

tique de tension à cet instant aux bornes de son collecteur et de.son émetteur est d'environ 1 volt, la résistance entre ces électrodes étant d'environ 10 milliohms. Il résulte donc du fait que le transistor 29 devient passant avant le transistor 1 que ce dernier subit un contrôle efficace de commutation sous l'effet de la chute de tension aux bornes du drain et de la source du transistor 29. Dans cet exemple, lorsque le transistor 29 devient passant et que le transistor 1 est bloqué, la dissipation de puissance du transistor 29 est d'environ 1000 watts. Après l'instant t2 auquel les deux transistors 1 et 29 deviennent passants, la dissipation de 13. puissance dans le transistor 1 (y compris une puissance d'environ 10 watts de commande de sa base) est d'environ watts et elle est d'environ 10 watts dans le transistor 29, car environ 90 ampères de courant circulent dans le transistor 1 et 10 ampères dans le transistor 29 en raison du rapport de leurs impédances (l'impédance entre le collecteur et l'émetteur du transistor 1 étant admise égale à milliohms et l'impédance entre le drain et la source du transistor 29 étant admise égale à environ 100 milliohms lorsque chacun de ces transistors est à l'état passant). En conséquence, après que le transistor 1 est devenu passant, la dissipation de puissance dans le circuit de commutation descend de 1000 watts à environ 100 watts. L'exemple des signaux de commande donné sur la figure 6 montre que le transistor à effet de champ 29 est maintenu à l'état passant pendant tout le temps au cours duquel le transistor 1 est passant. A l'instant t3, le signal de commande C4 passe au niveau bas en mettant le transistor bipolaire 1 à l'état bloqué, ce transistor subissant un contrôle efficace de commutation sous l'effet du maintien de la conduction du transistor à effet de champ 29 qui est maintenu à l'état passant au moyen du signal de commande C3 qui demeure au niveau élevé après l'instant t30 De cette manière, le transistor 29 assure le contrôle du passage à l'état bloqué du transistor bipolaire 1. Le cyclede coupure ou de passage à l'état bloqué est achevé à l'instant t. auquel le signal de commande C3 passe au niveau bas en bloquant le transistor à effet de champ 29. Si le transistor 29 est mis à l'état bloqué pendant le temps compris entre les instants t2 et t3 et au cours duquel le transistor 1 est passant, il faut faire repasser ce transistor 29 à l'état passant avant de permettre au transistor bipolaire 1 de commencer à être bloqué afin d'en contrôler la commutation pendant son cycle de passage à l'état bloqué. L'avantage du mode de réalisation avantageux de la figure 5 est qu'il faut un transistor à effet de champ

de moins que dans le premier mode de réalisation de l'inven-

tion, la dissipation globale de puissance du circuit étant réduite et le transistor bipolaire ainsi que le transistor à 14. effet de champ pouvant être plus facilement fabriqués sur le même substrat pour réaliser un dispositif à autocontrôle de la commutation. Le transistor bipolaire 1 et le transistor à effet de champ 29 sont en réalité complémentaire l'un de l'autre, car le transistor à effet de champ 29 assume d'une part le contrôle de la commutation du transistor bipolaire 1 et d'autre part le passage initial à l'état passant du circuit de la figure 5, tandis que, lorsque le transistor bipolaire 1 devient passant, il abaisse la dissipation de

puissance par l'ensemble du circuit en améliorant le rende-

ment énergétique de ce dernier.

La figure 7 représente un troisième mode de réalisation de l'invention qui est une extension du second mode de contrôle de la commutation de transistors bipolaires connecté en un circuit de Darlington. Le circuit de Darlington comprend deux transistors bipolaires 41 et 43 dont la commutation est contrôlée par des transistors à effet de champ 45 et 47, respectivement. Une impédance de charge 49 est connectée entre les bornes 51 et 53 et deux résistances 55 et 57 ayant une valeur relativement faible sont connectées entre la base et l'émetteur des transistors bipolaires 41 et 43, respectivement, afin de garantir que ceux-ci passent à l'état bloqué sous une tension de polarisation nulle. Lorsque le circuit est en fonctionnement, le cycle de mise en circuit

ou de passage à l'état passant est déclenché par mise séquen-

tielle à l'état passant du transistor à effet de champ 47 de commande de la commutation du transistor bipolaire de sortie 43, puis mise à l'état passant du transistor à effet de champ qui, d'une part, contrôle la commutation du transistor bipolaire d'entrée 41 et, d'autre part, fait passer le courant sur la base du transistor bipolaire de sortie 43 en rendant ce dernier passant et finalement en mettant le transistor bipolaire d'entrée 41 à l'état passant de manière à achever la séquence de mise en circuit. La coupure du circuit s'effectue dans la séquence inverse de celle suivant laquelle il est rendu passant. Le graphique de la figure 8 montre la manière dont fonctionne le circuit de la figure 7, par exemple par application de signaux de commande C5, C6 et C7 15. aux bornes correspondantes 59, 61 et 63. Dans cet exemple, avant l'instant t1, tous les signaux de commande sont au niveau bas et maintiennent les transistors à effet de champ et 47 ainsi que les transistors bipolaires 41 et 43 à l'état bloqué. A l'instant t1, le signal de commande C5 passe au niveau élevé en rendant le transistor à effet de champ 47 passant. Peu après, à l'instant t2, le signal de commande C6 passe au niveau élevé en rendant le transistor à effet de champ 45 passant et en faisant circuler un courant de la borne 51 à laquelle est appliquée la tension de service par la charge 49, le drain et la source du transistor à effet de champ 45, vers la base du transistor bipolaire 43, ce dernier devenant ainsi passant, sa commutation étant contrôlée par la tension relativement basse aux bornes du drain et de la

source du transistor à effet de champ 47 qui a été préala-

blement mis à l'4tat passant. A l'instant t3, le signal de commande C7 passe au niveau haut en rendant le transistor bipolaire 41 passant, la commutation de ce dernier étant contrôlée par le transistor à effet de champ 45 préalablement mis à l'état passant. Le cycle de coupure ou de blocage est déclenché à l'instant t4, au moment auquel le signal de commande C7 passe au niveau bas en bloquant le transistor bipolaire 41 dont la commutation est contrôlée à cet instant par le transistor à effet de champ 45 qui continue d'être passant. A l'instant t5, le signal de commande C6 passe au niveau bas en provoquant le blocage du transistor à effet de champ 45 et en interrompant ainsi la circulation du courant vers la base du transistor bipolaire 45 qui passe ainsi à l'état bloqué. La séquence de coupure est achevée à l'instant t6 lorsque le signal C5 passe au niveau bas en provoquant le blocage du transistor à effet de champ 41. De manière semblable, un nombre quelconque de transistors bipolaires ou dispositifs de commutation montés en cascade peuvent chacun être contrôlé par exemple par des transistors à effet de

champ individuels.

La figure 9 représente un quatrième mode de réalisation de l'invention qui comprend, en plus du circuit de la figure 5, un transistor à effet de champ 65. Comme le 16. montre cette figure, le drain et la source du transistor à effet de champ 65 sont connectés entre le collecteur et la base, respectivement, du transistor bipolaire 1, tandis que

son électrode de commande est connectée à une borne correspon-

dante 67. Ce transistor à effet de champ supplémentaire 65

améliore le fonctionnement d'un circuit en élevant l'impé-

dance d'entrée et en réduisant les durées de passage à l'état passant et bloqué du transistor bipolaire 1 en garantissant que ce dernier est maintenu à l'état dans lequel il n'est jamais saturé par la connexion de la faible impédance du canal compris entre le drain et la source du transistor 65, car, lorsque ce dernier devient passant, il crée une réaction négative entre le collecteur et la base du transistor 1, cette réaction améliorant aussi considérablement l'aptitude

du transistor bipolaire 1 à faire passer un courant transi-

toire. De même, un cinquième mode de réalisation de l'inven-

tion (voir figure 10) comprend, en plus du circuit de la figure 7, un transistor à effet de champ 69. Dans les modes de réalisation des figures 9 et 10, les transistors à effet de champ 65 èt 69 sont des transistors de puissance à haute

tension de type VMOS ou DMOS.

Le circuit de la figure 9 fonctionne de manière semblable à celui de la figure 5, sauf que, dans le premier, au lieu d'envoyer un signal de commande directement à la base du transistor bipolaire 1, comme dans le dernier, un signal convenable de commande est envoyé sur la borne correspondante 67 pour rendre le transistor à effet de champ 65 passant de manière à diriger -un courant sur la base du transistor 1. En d'autres termes, le transistor à effet de champ 65 est rendu passant et bloqué pour faire passer le transistor bipolaire 1 à l'état passant et bloqué, mais uniquement aux instants auxquels le transistor à effet de champ 29 est rendu passant pour contrôler la commutation du transistor 1, comme décrit précédemment. De même, dans le cinquième mode de réalisation de l'invention que représente la figure 10, le transistor à effet de champ 69 est rendu passant et bloqué pour faire passer le transistor bipolaire 41 à l'état passant et bloqué, mais uniquement aux instants auxquels le transistor à effet

de champ 45 est rendu passant afin qu'il contrôle la commu-

tation du transistor bipolaire 41, le mode de fonctionnement étant par ailleurs identique à celui du circuit de la

figure 7.

Un phénomène bien connu produit par les transis- tors bipolaires est celui du "blocage en retour". Dans les transistors bipolaires, la tension de transition du circuit collecteur-base lorsque l'émetteur est en circuit ouvert

(VCBO) et la tension de transition du circuit collecteur-

émetteur lorsque la base est en circuit ouvert (VCEO(SUS)) dépendent essentiellement des concentrations du dopage du cristal et de l'épaisseur des zones du collecteur et de la base. Dans les structures de transistors de puissance à gain élevé dans lesquels le gain de courant ou bêta est supérieur 10, la tension VCEO(SUS) est en relation avec VCBO suivant l'équation (3) suivante VCBO

VCEO(SUS) (3)

o%- +

équation dans laquelle N est approximativement égal à 4.

Comme indiqué par l'équation (3), la valeur de VCEO(SUS) est en relation inverse avec le gain en courant et il est donc possible de l'accroître en faisant décroître le bêta du transistor bipolaire. La figure 11 représente le courant I au collecteur en fonction de la tension entre le c collecteur et l'émetteur VCE d'un transistor bipolaire pour différentes valeurs du gain en courant. Comme le montre ce graphique, lorsqu'un transistor bipolaire est conçu pour un faible gain en courant qui est inférieur à environ 3, VCEO(SUS) s'approche de la valeur de VCBO et le phénomène de blocage en retour disparaît pratiquement. Par exemple, pour un niveau donné du courant Ic au collecteur et pour un transistor particulier, les tensions de transition du circuit collecteur-émetteur de transistors dontles valeurs de S sont de 15,3 et 2,5 sont égales à VCEO(SUs) 1 VCEO(SUS)21 et VCEO(SUS)31 respectivement. VcEO(SUS) est égal à VCBO pour 18. une valeur de e égale à 2 dans cet exemple. Ce phénomène de blocage en retour est provoqué par une réaction positive à l'intérieur du transistor bipolaire avec pour effet que pour des intensités relativement faibles du courant Ic, de faibles élévations de l'intensité de ce courant au collecteur provo- quent des élévations de gain en courant du transistor de manière régénérative jusqu'à ce que le gain en courant cesse

de monter en fonction de l'élévation du courant au collec-

teur. La figure 12 représente un dispositif et un circuit de commutation qui facilitent la mise en oeuvre d'un transistor bipolaire 71 à faible gain en combinaison avec un transistor à effet de champ de puissance de manière à obtenir un gain élevé de puissance. Cette combinaison représente un sixième mode de réalisation de l'invention. Le transistor bipolaire 71 d'un mode de réalisation avantageux a un gain en courant d'environ 3 afin d'éviter le phénomène de blocage en

retour, le transistor à effet de champ 73 créant une impé-

dance d'entrée élevée dans le dispositif 71, 73 en évitant ainsi la faible impédance inhérente d'entrée du transistor bipolaire 71 à faible gain. Le mode de fonctionnement du circuit de la figure 12 est semblable à celui, décrit plus haut, du transistor à effet de champ 65 combiné avec le transistor bipolaire 1 de la manière représentée sur la figure 9 qui illustre le quatrième mode de réalisation de l'invention. Il a toutefois été découvert dans le cadre de l'invention qu'en utilisant un transistor bipolaire 71 à faible gain en combinaison avec un transistor à effet de champ 73 à relativement faible puissance, il est possible de réaliser un circuit actif de contrôle de la commutation et un dispositif 71, 73 qui font une meilleure utilisation de la surface du silicium qu'un transistor à effet de champ à puissance relativement élevée, tel que le transistor 29 utilisé en élément actif de commande de la commutation dans le circuit de la figure 9. Le circuit actif de commande de la commutation de la figure 12 comprend également une borne 75 à laquelle est appliqué un signal de commande, des bornes de sortie 77 et 79 destinées à être connectées *sur le circuit 19.

principal du courant d'un commutateur de puissance à semi-

conducteur, de manière à obtenir un contrôle actif de la commutation, ainsi qu'une résistance d'entrée 81 ayant une valeur relativement basse. Une restriction apportée par le circuit de la figure 12 est que le transistor bipolaire 71 à faible e produit un courant relativement élevé de mise en circuit, c'est-à-dire de passage à l'état passant, comme le montre l'équation (4) suivante I r

V E(ON) = V + 1C (4)

CE BE L j\+l3) relation dans laquelle VCE (ON) est la tension aux bornes du collecteur et de l'émetteur du transistor 71 à l'état passant, VBE est la tension entre la base et l'émetteur du transistor 71, IL est le courant délivré à la borne 77, et ron est l'impédance entre le drain et la source du

transistor à effet de champ 73 à l'état passant.

Toutefois, pour l'application du "contrôle actif de la commutation", le niveau de VcE (ON) ne représente pas un problème, comme on va le montrer. Cette tension élevée VCE (ON) peut représenter un problème lorsque le circuit de la figure 12 est utilisé en circuit principal de commutation

destiné à envoyer sélectivement de la puissance à une charge.

Dans cette dernière application, il peut être souhaitable d'élever le gain en courant du transistor bipolaire 71 aux dépens de l'utilisation efficace du substrat de silicium utilisé pour un circuit intégré constitué du dispositif 71, 73, afin d'obtenir une faible tension VCE(ON). Comme mentionné précédemment, il n'est pas nécessaire de procéder ainsi lorsque le dispositif 71, 73 est utilisé en "circuit de

contrôle de la commutation".

Il sera admis, pour la suite des explications, que le dispositif ou circuit actif de contrôle de la commutation de la figure 12 remplace le transistor à effet de 20. champ 29 à grande puissance de la figure 5 pour contrôler la commutation du transistor bipolaire de sortie 1 de puissance, comme représenté sur la figure 13. Le transistor à effet de

champ de puissance. 73 peut avoir une puissance nominale nota-

blement inférieure à celle du transistor à effet de champ 29

en raison de sa combinaison avec le transistor bipolaire 71.

Il peut être montré que la puissance nominale requise du transistor à effet de champ 73 peut être inférieure à la puissance nominale du transistor à effet de champ 29, la différence correspondant à un facteur d'environ (1+f). En conséquence, lorsque le dispositif de contrôle actif de la commutation 71, 73 est réalisé sous forme de circuit intégré, il fonctionne en transistor à effet de champ à puissance élevée en circuit avec un transistor bipolaire 71 qui dissipe la majeure partie de la puissance dont la commutation est contrôlée. La superficie totale de la pastille sur laquelle

est réalisé le dispositif 71, 73 de contrôle de la commu-

tation est bien inférieure à celle du transistor à effet de champ 29 pour le contrôle de la commutation du même niveau de

puissance.

Le mode de fonctionnement du circuit de la figure. 13 va être décrit. Il sera admis que le transistor bipolaire de puissance 1 à gain élevé est conçu pour une tension nominale VCBO de 500 volts et une tension nominale VCEO de 187 volts. En conséquence, il est nécessaire de contrôler la commutation du transistor 1 aux instants auxquels il devient passant ou bloqué pour garantir que la valeur de sa tension VCEO soit limitée à moins de 187 volts

pour une circulation du courant au collecteur caractéristi-

quement inférieure à 2 ampères. Il sera admis par ailleurs que, pour le contrôle actif de la commutation", le transistor bipolaire 71 a une valeur de e égale à 2, le transistor à effet-de champ 73 a une valeur de Ron d'environ 2 ohms, + E est égale à 450 volts, le transistor 1 a une valeur de 0 de 50 (sous 2 ampères) et de 10 (sous

ampères) et que la charge 17 a une impédance de 4,5 ohms..

Un signal de commande devenant positif est tout d'abord envoyé à la borne correspondante 75 afin de rendre le 21. transistor à effet de champ 73 passant de manière à provoquer

une circulation de courant par la base du transistor bipo-

laire 71 d'environ 33 ampères afin de rendre ce transistor passant, avec pour conséquence qu'un courant d'environ 66 ampères passe par le circuit collecteur-émetteur du transistor 71. L'élément actif de contrôle de la commutation 83 devient alors passant. En conséquence, dans cet exemple, d'après l'équation (4), la tension VCE(ON) de l'élément actif de contrôle de la commutation 83 est égale à environ (100) (2/1+2)volts, soit environ 66 volts, tandis que le courant IL est d'environ 100 ampères. Le transistor de sortie 1 peut alors être mis à l'état passant (par envoi d'un signal de commande positif sur la borne d'entrée 37) avec une tension au collecteur qui n'est que de 66 volts, c'est-à-dire bien inférieure à sa tension nominale VCEO de 187 volts. Le contrôle du passage à l'état bloqué du transistor 1 s'effectue en faisant passer le transistor de sortie 1 à l'état bloqué tout en maintenant l'élément 83 de contrôle de la commutation à l'état passant et lorsque le courant au collecteur du transistor 1 devient nul, cet élément 83 est

mis à l'état bloqué.

Les circuits de chacun des modes de réalisation de l'invention peuvent être réalisés pour de nombreuses applications sous forme de circuits intégrés à l'aide de la technologie moderne, Les circuits intégrés de ce type, conformes à l'invention, constituent des dispositifs à autocommutation à grande puissance. Les circuits de

l'invention peuvent être dénommés: dispositifs de commuta-

tion à transistor à effet de champ à sortie bipolaire pour

lesquels a été forgée l'appellation * BIOFET.

22.

Claims

REVENDICATIONS

1. - Circuit de commutation à semi-conducteurs, à tension élevée et à courant fort, caractérisé en ce qu'il comprend une borne (15) de réception d'une tension de service, une borne (21) destinée à être connectée à un point qui est à un potentiel de référence, des première et seconde bornes d'entrée (37, 33) destinées à recevoir des premier et

second signaux de commande, respectivement, un premier dispo-

sitif de commutation (1) dont le circuit principal de circu-

lation du courant est connecté entre lesdites bornes (15, 21) connectées à la tension de service et au potentiel de référence et dont une électrode de commande est connectée à ladite première borne d'entrée (37), ledit premier dispositif de commutation étant destiné à fonctionner en réponse à des niveaux différents dudit premier signal de commande de manière à être mis à un état conducteur lorsque son circuit

principal de circulation du courant a une impédance relati-

vement faible produisant une relativement faible dissipation de puissance et pour être mis à un état de coupure dans lequel son circuit principal de circulation du courant a une impédance relativement élevée, ledit premier dispositif de commutation étant de nature à risquer d'être détérioré sous l'effet de la dissipation de la puissance de crête qu'il reçoit et qui est provoquée par l'application d'une tension élevée de service aux bornes de son circuit principal de circulation du courant simultanément avec un fort courant passant dans ce circuit pendant les intervalles de temps au cours desquels il passe à l'état conducteur et à l'état de

coupure respectivement, et un second dispositif de commu-

tation (29) dont le circuit principal de circulation du courant (D-S) est connecté aux bornes du circuit principal de

circulation de courant dudit premier dispositif de commu-

tation (1), l'électrode de commande (G) de ce second dispositif de commutation étant connectée à ladite seconde borne d'entrée (33), ce second dispositif de commutation

étant destiné à fonctionner en réponse à des niveaux diffé-

rents dudit second signal de commande pour être mis à un état conducteur lorsque son circuit principal de circulation du 23. courant a une impédance relativement basse et à un état de coupure lorsque son circuit principal de circulation du courant a une impédance relativement élevée, ledit second dispositif de commutation étant de nature à être capable de résister à des crêtes élevées de puissance au passage dé l'un à l'autre de ses états de conduction et de coupure, son

circuit principal de circulation du courant ayant une impé-

dance notablement plus élevée que celle du premier dispositif de commutation (1) lorsque l'un et l'autre de ces dispositifs sont à l'état conducteur, avec pour conséquence que le second dispositif de commutation provoque une dissipation de

puissance notablement plus faible, lorsqu'il est mis indivi-

duellement à l'état conducteur, que le premier sous des conditions identiques de charge, de niveau de tension de

service et de courant, ledit circuit-de commutation à semi-

conducteurs étant destiné à fonctionner en faisant passer à l'état conducteur le second dispositif de commutation (21) avant le premier (1) et en ne mettant à l'état de coupure le premier dispositif de commutation (1) qu'à des instants auxquels le second dispositif de commutation (29) est à l'état conducteur, de manière à contrôler la commutation ou à protéger ledit premier dispositif de commutation (1) contre

les crêtes excessives de dissipation de puissance en garan-

tissant que ce dispositif est mis à l'état conducteur et à l'état de coupure uniquement à des instants auxquels le niveau de tension aux bornes de son circuit principal de circulation du courant est notablement inférieur au niveau de

ladite tension de service.

2. - Circuit de commutation à semi-conducteurs, à tension élevée et à courant fort selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit premier dispositif de commutation (1) consiste en un premier transistor de puissance bipolaire dont le collecteur est connecté à ladite borne (15) recevant la tension de service, l'émetteur est connecté à ladite borne (21) qui est à une tension de référence et la base est

connectée à ladite première borne d'entrée (37).

3. - Circuit de commutation à semi-conducteurs, à tension élevée et à courant fort selon la revendication 2, 24. caractérisé en ce que le second dispositif de commutation (29) consiste en un transistor à effet de champ de puissance dont le drain (D) est connecté à ladite borne (15) recevant la tension de service, la source (S) est connectée à ladite borne (21) qui est à un potentiel de référence et l'électrode de commande (G) est connectée à ladite seconde borne d'entrée (33). 4. - Circuit de commutation à semi-conducteurs, à tension élevée et à courant fort selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit premier dispositif de commutation comprend deux transistors bipolaires de puissance (41, 43) dont le collecteur de chacun est connecté à ladite borne (51) recevant la tension de service, la base du premier de ces transistors (41) étant connectée à ladite première borne d'entrée (63) et son émetteur étant connecté à la base du second de ces- transistors (43), l'émetteur de ce dernier étant connecté à ladite borne (58) qui est à un potentiel de référence. 5. - Circuit de commutation à semi-conducteurs, à tension élevée et courant fort selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit second dispositif de commutation comprend un premier transistor à effet de champ de puissance (47) dont le drain (D), la source (S) et l'électrode de commande (G) sont connectés respectivement à ladite tension de service (51), au potentiel de référence (58) et à la

seconde borne d'entrée (59).

6. - Circuit de commutation à semi-conducteurs, à tension élevée et courant fort selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend par ailleurs une troisième borné d'entrée (61) destinée à recevoir un troisième signal de commande, un second transistor de puissance à effet de champ (45) dont lé drain (D), la source (S) et l'électrode de commande (G) sont connectés respectivement à ladite borne (51) recevant la tension de service, la base du second transistor bipolaire de puissance (43) et la troisième borne

d'entrée (61), ledit circuit de commutation à semi-

conducteurs étant destiné à fonctionner pour être mis à l'état conducteur ou passant en rendant séquentiellement 25. ledit premier transistor de puissance à effet de champ (47) conducteur de manière à contrôler la commutation du'second transistor bipolaire de puissance (43), en rendant ensuite ledit second transistor de puissance à effet de champ (45) passant afin d'une part de contrôler la commutation du premier transistor bipolaire de puissance (41) et d'autre part d'envoyer un courant à la base du second transistor bipolaire de puissance (43) afin de rendre ce dernier passant en dehors du seuil de la saturation, puis en rendant ledit premier transistor bipolaire de puissance (41) passant afin d'achever le cycle de mise en circuit, ledit circuit de commutation à semi-conducteurs étant destiné à fonctionner suivant la séquence inverse pour être mis à l'état de coupure.

7. - Dispositif de commutation à semi-

conducteurs, à tension élevée et courant fort selon l'une

quelconque des revendications 2, 3, 4, 5 et 6, caractérisé en

ce qu'il comprend un autre transistor de puissance à effet de champ (69) dont le drain (D), la source (S) et l'électrode de commande (G) sont connectés respectivement à ladite borne (51) recevant la tension de service, la base du premier transistor bipolaire de puissance (41) et ladite première borne d'entrée (63) de manière à établir ladite connexion entre ladite première borne d'entrée (63) et la base du premier transistor bipolaire de puissance (41), ledit autre transistor de puissance à effet de champ (63) étant destiné à fonctionner en réponse audit premier signal de commande afin de permettre au courant de circuler entre ladite base du premier transistor bipolaire (41) et ladite borne;51) recevant la tension de service de manière à faire passer ledit premier transistor bipolaire de puissance à l'état passant en dehors du seuil de saturation et à permettre le passage rapide à l'état bloqué de ce dernier transistor par rapport à son état de conduction à saturation et de façon à

créer une impédance élevée à l'entrée dudit circuit de commu-

tation à semi-conducteurs.

8. - Circuit de commutation à semi-conducteurs, à tension élevée et courant fort, selon la revendication 1, 26. caractérisé en ce que ledit premier circuit de commutation comprend un transistor bipolaire de puissance (1) dont le collecteur est connecté à ladite borne (15) recevant la tension de service, l'émetteur est connecté à ladite borne (21) qui est au potentiel de référence et qui comprend une base, ainsi qu'un premier transistor de puissance à effet de champ (29) dont le drain (D), la source (S) et l'électrode de commande (G) sont connectés respectivement à ladite borne (15) recevant la tension de service, la base dudit transistor bipolaire (1) et ladite première borne d'entrée (33) , le circuit principal de circulation du courant de ce premier

dispositif de commutation étant formé par le circuit collec-

teur-émetteur du transistor bipolaire de puissance.

9. - Circuit de commutation à semi-conducteurs, à tension élevée -et courant fort selon la revendication 8, caractérisé en ce que ledit second dispositif de commutation comprend ledit premier transistor de puissance à effet de champ (29) et un second transistor de puissance à effet de champ (31) dont le drain (D), la source (S) et l'électrode de commande (G) sont connectés respectivement à la base du transistor bipolaire (1), à ladite borne (21) qui est au potentiel de référence et à ladite seconde borne d'entrée (35), le circuit principal de circulation du courant de ce second dispositif de commutation étant formé du circuit du drain et de la source des deux transistors de puissance à

effet de champ (29, 31), ledit second dispositif de commu-

tation étant mis à l'état passant lorsque les deux transistors de puissance à effet de champ sont mis ensemble à l'état passant et étant mis à l'état bloqué lorsqu'au moins ledit second transistor de puissance à effet de champ (31) est mis à l'état bloqué, ledit premier circuit de commutation étant mis à l'état passant lorsque le premier transistor de puissance à effet de champ (29) est à l'état passant et que simultanément le second transistor de puissance à effet de

champ (31) est à l'état bloqué.

- 10. - Procédé de contrôle de la commutation d'un premier dispositif de commutation par un second dispositif de commutation, ces deux dispositifs de commutation comprenant 27. chacun un circuit principal de circulation du courant et une électrode de commande destinée à recevoir des premier et

second signaux de commande, les deux dispositifs de commu-

tation étant sensibles à des premiers niveaux des deux signaux de commande pour être mis à l'état conducteur dans lequel l'impédance relative de leur circuit principal de circulation du courant est notablement réduite et à un second niveau de leur signal correspondant de commande pour être mis à l'état de coupure dans lequel l'impédance relative de leur circuit principal de circulation du courant est augmentée, l'impédance du circuit principal de circulation du courant du

premier dispositif de commutation étant notablement infé-

rieure, lorsqu'il est à l'état de conduction, à celle du second dispositif de commutation à l'état conducteur, le premier circuit de commutation étant par ailleurs de nature à risquer d'être détérioré par la crête de la dissipation de puissance qui lui est imposée par l'application d'une tension de service élevée aux bornes de son circuit principal de circulation du courant simultanément avec le passage d'un fort courant dans ce circuit au cours des intervalles de temps pendant lesquels il passe à l'état conducteur et à l'état de coupure, ledit second dispositif de commutation étant par ailleurs de nature à être capable de résister à des crêtes sensiblement plus élevées de dissipation de puissance que le premier dispositif de commutation lors de son passage de l'un à l'autre de ses états de conduction et de coupure, procédé caractérisé en ce qu'il consiste essentiellement à connecter le circuit principal de circulation du courant du

second dispositif de commutation aux bornes du circuit prin-

cipal de circulation du courant du premier dispositif de

commutation, à faire passer le second dispositif de commuta-

tion à l'état conducteur au moment auquel le premier dispositif de commutation est à l'état de coupure afin de réduire sensiblement le niveau de tension aux bornes du circuit principal de circulation du courant de ce dernier au niveau de la tension aux bornes du circuit principal de circulation du courant du précédent, à faire passer le premier dispositif de commutation à l'état de conduction en 28.

maintenant le second à l'état de conduction, celui-ci assu-

rant le contrôle de la commutation lors du passage à l'état conducteur dudit premier dispositif, et à faire passer le premier dispositif de commutation à l'état de coupure en maintenant le second à l'état de conduction, celui-ci assu- rant le contrôle de la commutation du premier dispositif lors

de son passage.à l'état de coupure.

11. - Procédé selon la revendication 10, carac-

térisé en ce qu'il consiste par ailleurs à faire passer le second dispositif de commutation à l'état de coupure pendant les intervalles de temps compris entre les instants de passage à l'état de conduction, puis de passage à l'état de

coupure du premier dispositif de commutation.

12. - Circuit de commutation à semi-conducteurs, à tension élevée et à courant fort selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit second dispositif de commutation comprend un transistor bipolaire de puissance (71) dont le circuit collecteur-émetteur est connecté entre ladite borne (15) recevant la tension de service et ladite borne (21) qui est au potentiel de référence et qui est destinée à former le circuit principal de circulation du courant dudit second dispositif de commutation, ce transistor de puissance comprenant également une base, ledit second dispositif de commutation comprenant -également un transistor à effet de champ (73) dont le circuit principal de circulation du courant est connecté entre la base et le collecteur dudit transistor bipolaire de puissance -(71) et dont l'électrode de commande est connectée à ladite seconde borne d'entrée (75) de manière à constituer ladite électrode de commande du

second dispositif de commutation. -

13. - Circuit de commutation à semi-conducteurs, à tension élevée et courant fort selon la revendication 12, caractérisé en ce que ledit transistor bipolaire de puissance (71) est du type à gain relativement faible en courant afin d'éviter le phénomène de blocage en retour dont sont affectés

les transistors bipolaires.

14. - Circuit de commutation à semi-conducteurs, à tension élevée et courant fort selon la revendication 13,

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29. caractérisé en ce que ledit transistor à effet de champ (73) est du type à puissance relativement faible, son circuit principal de circulation du courant entre son drain (D) et sa source (S) étant connecté entre le collecteur et la base dudit transistor bipolaire de puissance (71), ledit

transistor à effet de champ produisant une impédance relati-

vement élevée à l'entrée dudit second dispositif de commu-

tation, ce transistor à effet de champ devenant passant en réponse à la réception dudit second sigrnal de commande, de manière que l'impédance entre son drain et sa source soit notablement réduite d'une part afin de créer une circulation de courant passant par la base dudit transistor bipolaire (71) de manière à le rendre conducteur et d'autre part de créer un circuit de courant de réaction négative entre le collecteur et la base dudit transistor bipolaire afin d'améliorer l'aptitude de ce dernier à faire passer une

puissance transitoire.