EP0913754B1 - Circuit de régulation de tension continue commutable - Google Patents

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EP0913754B1
EP0913754B1 EP98410126A EP98410126A EP0913754B1 EP 0913754 B1 EP0913754 B1 EP 0913754B1 EP 98410126 A EP98410126 A EP 98410126A EP 98410126 A EP98410126 A EP 98410126A EP 0913754 B1 EP0913754 B1 EP 0913754B1
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EP
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thyristor
transistor
voltage
terminal
circuit
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Jean-Michel Simonet
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STMicroelectronics SA
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STMicroelectronics SA
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/18—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using Zener diodes

Definitions

  • the present invention relates to a regulation circuit switchable DC voltage.
  • Such a circuit is shown schematically in the figure 1 and is designated by the reference 1. It is connected by its input at a direct voltage Vin and supplies a voltage at its output Vout which must remain as constant as possible when Vin varies or when the current Iout in a load L varies.
  • This circuit is provided with a CTRL command input to provide output either the voltage Vout or else a zero voltage.
  • a application of such a circuit is, in the automotive field, to power a light-emitting diode or a chain of diodes emitting. These light-emitting diodes can, for example, as the third rear red light in a car.
  • the voltage Vin is the battery voltage of the vehicle and can vary significantly.
  • Vin voltage and Vout voltage are positive voltages referenced to ground.
  • FIG. 2 represents an elementary regulation circuit Of voltage. Voltage regulation is ensured by a avalanche diode Z whose anode is connected to ground and whose the cathode is connected on the one hand to a regulated output terminal Vout and on the other hand to a Wine input terminal via of a resistance R1.
  • a switch such as a transistor TR1 is disposed between the Vout terminal and the ground. The basis of this transistor receives the control voltage CTRL. So when the transistor is blocked, there is at the output a voltage Vout substantially equal to the avalanche voltage of the avalanche diode Z.
  • This circuit has several disadvantages. A first drawback resides in the presence of the power resistor R1.
  • FIG. 3 Another series resistance mounting is illustrated in figure 3.
  • a resistor R1 is connected between the terminals Vin and Vout as in figure 2.
  • An avalanche diode Z is connected between the collector and the base of transistor TR1, itself connected between Vout and ground.
  • Polarization resistance R2 is connected between base and emitter of transistor TR1.
  • the nominal regulation voltage is the diode voltage avalanche plus base / emitter voltage of transistor TR1.
  • An advantage compared to the assembly of Figure 2 is that the voltage Vout varies less with variations in voltage Vin.
  • circuits in the prior art have also been provided in which a semiconductor component, usually less expensive than a power resistor, is arranged in the branch in series between the Vin input and Vout output terminals.
  • This semiconductor component also allows current to be interrupted in the power branch and therefore limit losses during the phases where a zero output voltage is desired.
  • FIG. 4 represents an example of a thyristor circuit trigger type (GTO).
  • GTO Th1 thyristor is connected by its anode to the Vin terminal and by its cathode to the Vout terminal.
  • a resistor R3 is connected between trigger anode and cathode trigger.
  • the cathode trigger is connected to ground via an avalanche diode Z and possibly a live diode d to ensure temperature compensation function.
  • a transistor TR2 is connected between the cathode trigger of thyristor Th1 and the mass.
  • the base of transistor TR2 is connected to a terminal of CTRL command. When the transistor is blocked, the thyristor is normally conductive under the effect of its trigger polarization due to resistance R3.
  • the output voltage Vout is regulates the cathode / trigger voltage drop plus the voltage of the avalanche diode Z.
  • the output voltage Vout is regulates the cathode / trigger voltage drop plus the voltage of the avalanche diode Z.
  • FIG. 5 Another circuit with semiconductor component is shown in figure 5.
  • the thyristor Th1 is replaced by a transistor TR3.
  • the other elements of the circuit are similar to those of Figure 4.
  • This circuit has the particular disadvantage of require a relatively high gain transistor which is relatively difficult to obtain in the case of a transistor power with significant forward voltage withstand.
  • the present invention aims to achieve a circuit of the same family as those of FIGS. 4 and 5, that is to say in which the connection between the input and output terminals is provided by a semiconductor component but having relative to known circuits better voltage regulation.
  • Another object of the present invention is to achieve such a circuit which can be simply integrated in the form of a single semiconductor component.
  • the present invention provides a switchable DC voltage regulation circuit having an input terminal, an output terminal, a reference and a control terminal, comprising an opening thyristor by the trigger whose main terminals are connected at the input terminal and the output terminal, respectively; a resistor connected between the input terminal and the trigger thyristor cathode; a transistor whose main terminals are connected to the thyristor cathode trigger and to the terminal reference, respectively; and an avalanche diode connected between the output terminal and the base of the transistor.
  • the resistor is connected between the anode trigger and the thyristor cathode trigger.
  • the present invention also relates to a monolithic component implementing the above circuit, comprising an N-type substrate divided into two boxes by P-type insulating walls, the thyristor being produced in a first box in lateral form, the transistor being produced in a second box in vertical form and the avalanche diode being produced by the junction between an N + type region and the base region of the transistor.
  • the rear face of the box comprising the thyristor comprises a P + type diffused region.
  • this component comprises, on the side of its rear face, a layer insulation under the isolation walls.
  • resistance consists of a weakly P-type region doped in contact with the cathode trigger region.
  • the present invention provides a semiconductor component control circuit series, this component being a GTO type thyristor.
  • the anode of the thyristor is connected to the Vin terminal and the cathode of the thyristor at terminal Vout.
  • the anode, or preferably the trigger anode, the thyristor is connected to its cathode trigger by a bias resistance R.
  • the cathode trigger of the thyristor Th is also connected to the collector of a transistor T of the type NPN whose transmitter is connected to ground.
  • the Vout exit terminal is connected to the base of transistor T via a avalanche diode Z.
  • the base of transistor T is also connected to a control terminal CTRL intended to put the transistor in saturation when you want to block the GTO Th thyristor.
  • the first advantage namely temperature regulation, results from the serial link of the avalanche diode Z with the base / emitter junction of transistor T.
  • the second advantage namely the stability of the output voltage when the input voltage varies, has been observed experimentally and can be expressed by the comparative tables below between the assemblies in FIGS. 4 and 6.
  • Table I corresponds at room temperature operation and table II at 100 ° C operation.
  • Iin and Iout respectively designate the input and output currents (in mA) and the voltages are expressed in volts.
  • an avalanche diode Z was chosen, the avalanche voltage of which is 10 V.
  • Table III below illustrates the stability of the output voltage Vout when the load varies, while the input voltage Vin is constant (20 V).
  • the resistance of the load is designated by Rout.
  • VZ designates the actual voltage across the avalanche diode (whose nominal voltage is 10 V) and Vbe the actual base-emitter voltage drop of transistor T.
  • a another advantage of the present invention is that the circuit of the figure 6 lends itself well to being integrated using techniques thyristor integration classics, in which the transistors of power have relatively small gains.
  • Figure 7 shows an example of such a structure integrated.
  • This structure is formed from a substrate 10 of type N comprising two boxes separated by a diffusion wall 12 of type P.
  • the GTO type thyristor is a lateral thyristor produced in the left box of Figure 7 and the entire transistor T and the avalanche diode Z is made in the right box of figure 7.
  • the lateral thyristor Th comprises PNPN regions respectively designated by the references 14, 10, 15 and 16.
  • Region 14 corresponds to the anode of the thyristor, region 10 to the semiconductor substrate, region 15 to the cathode gate region, and region 16 at the cathode.
  • a P + type region 18 is provided which improves the sensitivity of the GTO thyristor.
  • the resistance R between anode trigger and cathode is made in integrated form and corresponds to a lightly doped P-type region 19 disposed between the region of cathode trigger 15 and a metallization 20 establishing a contact with region 19 and with substrate 10 (which corresponds to the anode trigger region).
  • the transistor T is produced in vertical form.
  • This transistor comprises an N + type collector region 21 on the side of the rear face and, on the front side, a P type base region 22 in which emitter diffusions 23 of N + type are produced.
  • an N + type region 25 is also formed, constituting with this base a junction corresponding to the avalanche diode Z.
  • the metallizations making it possible to constitute the output terminals and the connections between the different elements. It will be noted that, on the side of the rear face, under the insulation wall 12 and up to the regions P + 18 and N + 21, an insulating layer 30 is provided, the metallization of the rear face being formed uniformly over the whole rear face and coming into contact with regions 18 and 21. The insulating layer 30 avoids possible interactions between the thyristor and the transistor.
  • the trigger terminal G is connected by wire to the rear face metallization.

Description

La présente invention concerne un circuit de régulation de tension continue commutable.
Un tel circuit est représenté schématiquement en figure 1 et est désigné par la référence 1. Il est connecté par son entrée à une tension continue Vin et fournit à sa sortie une tension Vout qui doit rester aussi constante que possible quand Vin varie ou quand le courant Iout dans une charge L varie. Ce circuit est muni d'une entrée de commande CTRL pour fournir en sortie ou bien la tension Vout ou bien une tension nulle. Une application d'un tel circuit est, dans le domaine automobile, d'alimenter une diode électroluminescente ou une chaíne de diodes électroluminescentes. Ces diodes électroluminescentes pourront, par exemple, servir de troisième feu rouge arrière d'une voiture. Alors la tension Vin est la tension de batterie du véhicule et peut varier de façon importante.
Dans ce qui suit, on supposera pour simplifier que la tension Vin et la tension Vout sont des tensions positives référencées à la masse.
La figure 2 représente un circuit élémentaire de régulation de tension. La régulation de tension est assurée par une diode à avalanche Z dont l'anode est connectée à la masse et dont la cathode est connectée d'une part à une borne de sortie régulée Vout et d'autre part à une borne d'entrée Vin par l'intermédiaire d'une résistance R1. Un commutateur tel qu'un transistor TR1 est disposé entre la borne Vout et la masse. La base de ce transistor reçoit la tension de commande CTRL. Ainsi, quand le transistor est bloqué, on trouve en sortie une tension Vout sensiblement égale à la tension d'avalanche de la diode à avalanche Z. Ce circuit présente plusieurs inconvénients. Un premier inconvénient réside dans la présence de la résistance de puissance R1. Si par exemple la tension de sortie Vout doit être régulée à 10 V et que la tension Vin monte à une valeur de 30 V, la chute de tension aux bornes de la résistance sera de l'ordre de 20 V et pour une résistance de 50 ohms on atteint une puissance dissipée de 1 watt. De telles résistances de puissance sont coûteuses. Un autre inconvénient du circuit de la figure 2 est que le courant dans la diode à avalanche Z est susceptible de varier beaucoup quand la tension Vin varie. Il en résulte que la variation de tension de sortie peut être importante.
Un autre montage à résistance série est illustré en figure 3. Une résistance R1 est connectée entre les bornes Vin et Vout comme en figure 2. Une diode à avalanche Z est connectée entre le collecteur et la base du transistor TR1, lui-même connecté entre Vout et la masse. Une résistance de polarisation R2 est connectée entre base et émetteur du transistor TR1. En ce cas, la tension nominale de régulation est la tension de la diode à avalanche plus la tension base/émetteur du transistor TR1. On retrouve dans ce montage le même inconvénient d'utilisation d'une résistance série dans le circuit de courant principal. Un avantage par rapport au montage de la figure 2 est que la tension Vout varie moins avec les variations de tension Vin.
Pour éviter les inconvénients des circuits à résistance série, on a également prévu dans l'art antérieur des circuits dans lesquels un composant semiconducteur, généralement moins coûteux qu'une résistance de puissance, est disposé dans la branche en série entre les bornes d'entrée Vin et de sortie Vout. Ce composant semiconducteur permet en outre d'interrompre le courant dans la branche de puissance et donc de limiter les pertes pendant les phases où l'on souhaite une tension nulle en sortie.
La figure 4 représente un exemple de circuit à thyristor de type ouvrable par la gâchette (GTO). Un thyristor GTO Th1 est relié par son anode à la borne Vin et par sa cathode à la borne Vout. Une résistance R3 est connectée entre gâchette d'anode et gâchette de cathode. La gâchette de cathode est connectée à la masse par l'intermédiaire d'une diode à avalanche Z et éventuellement d'une diode en direct d pour assurer une fonction de compensation en température. Un transistor TR2 est connecté entre la gâchette de cathode du thyristor Th1 et la masse. La base du transistor TR2 est connectée à une borne de commande CTRL. Quand le transistor est bloqué, le thyristor est normalement conducteur sous l'effet de sa polarisation de gâchette due à la résistance R3. La tension de sortie Vout se régule à la chute de tension cathode/gâchette plus la tension de la diode à avalanche Z. Quand le transistor TR2 est rendu passant le thyristor s'ouvre et la tension Vout devient sensiblement nulle. On pourrait également ne pas utiliser la borne de gâchette d'anode et connecter directement la résistance R3 à l'anode du thyristor. Le montage représenté présente l'avantage d'assurer une protection en cas d'inversion de polarité de la tension Vin, ce qui est susceptible de survenir quand la source de tension correspond à une batterie d'automobile.
Un autre circuit à composant semiconducteur est représenté en figure 5. Le thyristor Th1 est remplacé par un transistor TR3. Les autres éléments du circuit sont similaires à ceux de la figure 4. Ce circuit présente notamment l'inconvénient de nécessiter un transistor à gain relativement élevé ce qui est relativement difficile à obtenir dans le cas d'un transistor de puissance à tenue en tension en direct importante.
Ainsi, la présente invention vise à réaliser un circuit de la même famille que ceux des figures 4 et 5, c'est-à-dire dans lequel la liaison entre les bornes d'entrée et de sortie est assurée par un composant semiconducteur mais présentant par rapport aux circuits connus une meilleure régulation en tension.
Un autre objet de la présente invention est de réaliser un tel circuit qui soit simplement intégrable sous forme d'un composant semiconducteur unique.
Pour atteindre ces objets, la présente invention prévoit un circuit de régulation de tension continue commutable ayant une borne d'entrée, une borne de sortie, une borne de référence et une borne de commande, comprenant un thyristor à ouverture par la gâchette dont les bornes principales sont reliées à la borne d'entrée et à la borne de sortie, respectivement ; une résistance connectée entre la borne d'entrée et la gâchette de cathode de thyristor ; un transistor dont les bornes principales sont reliées à la gâchette de cathode du thyristor et à la borne de référence, respectivement ; et une diode à avalanche connectée entre la borne de sortie et la base du transistor.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, la résistance est connectée entre la gâchette d'anode et la gâchette de cathode du thyristor.
La présente invention vise aussi un composant monolithique mettant en oeuvre du circuit ci-dessus, comprenant un substrat de type N divisé en deux caissons par des murs d'isolement de type P, le thyristor étant réalisé dans un premier caisson sous forme latérale, le transistor étant réalisé dans un deuxième caisson sous forme verticale et la diode à avalanche étant réalisée par la jonction entre une région de type N+ et la région de base du transistor.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, la face arrière du caisson comprenant le thyristor comporte une région diffusée de type P+.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, ce composant comprend, du côté de sa face arrière, une couche isolante sous les murs d'isolement.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, la résistance est constituée d'une région de type P faiblement dopée en contact avec la région de gâchette de cathode.
Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles :
  • la figure 1 est un schéma sous forme de blocs d'un circuit de régulation ;
  • les figures 2 à 5 représentent divers circuits de régulation commutables selon l'art antérieur ;
  • la figure 6 représente un circuit de régulation commutable selon la présente invention ; et
  • la figure 7 représente une vue en coupe schématique d'un composant mettant en oeuvre le circuit de la figure 6.
    • Comme le représente la figure 6, la présente invention prévoit un circuit de régulation à composant semiconducteur série, ce composant étant un thyristor de type GTO.
    Dans le cas où les tensions Vin et Vout sont positives, l'anode du thyristor est reliée à la borne Vin et la cathode du thyristor à la borne Vout. L'anode, ou de préférence la gâchette d'anode, du thyristor est reliée à sa gâchette de cathode par une résistance de polarisation R. La gâchette de cathode du thyristor Th est également reliée au collecteur d'un transistor T de type NPN dont l'émetteur est relié à la masse. La borne de sortie Vout est reliée à la base du transistor T par l'intermédiaire d'une diode à avalanche Z. La base du transistor T est également reliée à une borne de commande CTRL destinée à mettre le transistor en saturation quand on veut bloquer le thyristor GTO Th.
    Ce circuit présente par rapport aux divers circuits de l'art antérieur au moins l'un des trois avantages suivants :
    • il est naturellement régulé en température,
    • la tension de sortie est mieux stabilisée,
    • il est simplement réalisable sous forme de circuit intégré.
    Le premier avantage, à savoir la régulation en température, résulte de la liaison série de la diode à avalanche Z avec la jonction base/émetteur du transistor T.
    Le deuxième avantage, à savoir la stabilité de la tension de sortie quand la tension d'entrée varie, a été constaté expérimentalement et peut s'exprimer par les tableaux comparatifs ci-après entre les montages des figures 4 et 6. Le tableau I correspond à un fonctionnement à température ambiante et le tableau II à un fonctionnement à 100°C. Dans ces tableaux, Iin et Iout désignent respectivement les courants d'entrée et de sortie (en mA) et les tensions sont exprimées en volts. Dans tous les cas, on a choisi une diode à avalanche Z dont la tension d'avalanche est de 10 V.
    Figure 00060001
    Figure 00060002
    Ces tableaux montrent que, à partir du moment où la tension d'entrée est suffisante, la tension de sortie Vout et donc le courant de sortie Iout sont beaucoup mieux stabilisés avec le dispositif selon l'invention qu'avec le dispositif de la figure 4. La même comparaison pourrait être faite avec d'autres dispositifs de l'art antérieur. Elle a été faite plus particulièrement avec celui de la figure 4 car c'est le schéma le plus proche de celui de l'invention.
    Le tableau III ci-dessous illustre la stabilité de la tension de sortie Vout quand la charge varie, alors que la tension d'entrée Vin est constante (20 V). La résistance de la charge est désignée par Rout. VZ désigne la tension réelle aux bornes de la diode à avalanche (dont la tension nominale est de 10 V) et Vbe la chute de tension base-émetteur réelle du transistor T.
    Figure 00070001
    De plus, comme cela a été indiqué précédemment, un autre avantage de la présente invention est que le circuit de la figure 6 se prête bien à être intégré en utilisant des techniques classiques d'intégration de thyristors, dans lesquelles les transistors de puissance ont des gains relativement faibles.
    La figure 7 représente un exemple d'une telle structure intégrée. Cette structure est formée à partir d'un substrat 10 de type N comprenant deux caissons séparés par un mur de diffusion 12 de type P.
    Le thyristor de type GTO est un thyristor latéral réalisé dans le caisson de gauche de la figure 7 et l'ensemble du transistor T et de la diode à avalanche Z est réalisé dans le caisson de droite de la figure 7.
    Le thyristor latéral Th comprend des régions PNPN respectivement désignées par les références 14, 10, 15 et 16. La région 14 correspond à l'anode du thyristor, la région 10 au substrat semiconducteur, la région 15 à la région de gâchette de cathode, et la région 16 à la cathode. De préférence, du côté de la face arrière, est prévue une région 18 de type P+ qui améliore la sensibilité du thyristor GTO.
    La résistance R entre gâchette d'anode et gâchette de cathode est réalisée sous forme intégrée et correspond à une région 19 de type P faiblement dopée disposée entre la région de gâchette de cathode 15 et une métallisation 20 établissant un contact avec la région 19 et avec le substrat 10 (qui correspond à la région de gâchette d'anode).
    Dans le caisson de la partie droite de la figure 7, le transistor T est réalisé sous forme verticale. Ce transistor comprend une région de collecteur 21 de type N+ du côté de la face arrière et, du côté de la face avant, une région de base 22 de type P dans laquelle des diffusions d'émetteur 23 de type N+ sont réalisées. Dans la zone de base 22, est également formée une région de type N+ 25 constituant avec cette base une jonction correspondant à la diode à avalanche Z.
    On a également représenté dans la figure les métallisations permettant de constituer les bornes de sortie et les liaisons entre les différents éléments. On notera que, du côté de la face arrière, sous le mur d'isolement 12 et jusqu'aux régions P+ 18 et N+ 21, est prévue une couche isolante 30, la métallisation de la face arrière étant formée uniformément sur toute la face arrière et venant en contact avec les régions 18 et 21. La couche isolante 30 évite d'éventuelles interactions entre le thyristor et le transistor. La borne de gâchette G est reliée par fil à la métallisation de face arrière.
    Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaítront à l'homme de l'art.

    Claims (6)

    1. Circuit de régulation de tension continue commutable ayant une borne d'entrée (Vin), une borne de sortie (Vout), une borne de référence et une borne de commande (CTRL), comprenant :
      un thyristor à ouverture par la gâchette (Th) dont les bornes principales sont reliées à la borne d'entrée et à la borne de sortie, respectivement ; une résistance (R) connectée entre la borne d'entrée et la gâchette de cathode de thyristor ;
      un transistor (T) dont les bornes principales sont reliées à la gâchette de cathode du thyristor et à la borne de référence, respectivement ; et
      une diode à avalanche (Z) connectée entre la borne de sortie et la base du transistor.
    2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite résistance (R) est connectée entre la gâchette d'anode et la gâchette de cathode du thyristor.
    3. Composant monolithique mettant en oeuvre d'un circuit de régulation selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend un substrat (10) de type N divisé en deux caissons par des murs d'isolement de type P (12), le thyristor étant réalisé dans un premier caisson sous forme latérale, le transistor étant réalisé dans un deuxième caisson sous forme verticale et la diode à avalanche étant réalisée par la jonction entre une région de type N+ (25) et la région de base (22) du transistor.
    4. Composant selon la revendication 3, caractérisé en ce que la face arrière du caisson comprenant le thyristor comporte une région diffusée de type P+ (18).
    5. Composant selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend, du côté de sa face arrière une couche isolante (30) sous les murs d'isolement.
    6. Composant selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite résistance (R) est constituée d'une région de type P faiblement dopée (19) en contact avec la région de gâchette de cathode (15).
    EP98410126A 1997-10-31 1998-10-30 Circuit de régulation de tension continue commutable Expired - Lifetime EP0913754B1 (fr)

    Applications Claiming Priority (2)

    Application Number Priority Date Filing Date Title
    FR9713987 1997-10-31
    FR9713987A FR2770656B1 (fr) 1997-10-31 1997-10-31 Circuit de regulation de tension continue commutable

    Publications (2)

    Publication Number Publication Date
    EP0913754A1 EP0913754A1 (fr) 1999-05-06
    EP0913754B1 true EP0913754B1 (fr) 2003-08-20

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    Family Applications (1)

    Application Number Title Priority Date Filing Date
    EP98410126A Expired - Lifetime EP0913754B1 (fr) 1997-10-31 1998-10-30 Circuit de régulation de tension continue commutable

    Country Status (5)

    Country Link
    US (1) US6215289B1 (fr)
    EP (1) EP0913754B1 (fr)
    JP (1) JP4106772B2 (fr)
    DE (1) DE69817295D1 (fr)
    FR (1) FR2770656B1 (fr)

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    Also Published As

    Publication number Publication date
    DE69817295D1 (de) 2003-09-25
    FR2770656A1 (fr) 1999-05-07
    US6215289B1 (en) 2001-04-10
    JPH11219222A (ja) 1999-08-10
    FR2770656B1 (fr) 2000-01-14
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    EP0913754A1 (fr) 1999-05-06

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