DE3448483C2 - Steuerschaltung für einen Motor mit elektronischem Kommutator und Verfahren zum Betreiben desselben - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung und ein Verfahren zum Steuern der Drehzahl eines aus einem Wechselstromnetz gespeisten elektronisch kommutierten Gleichstrommotors.

Steuerschaltungen für Motoren mit elektronischem Kommuta­ tor werden bislang unter Verwendung von diskreten elektro­ nischen Bauelementen hergestellt, aber die erwünschte Her­ stellung von solchen Steuerschaltungen als Festkörper- oder kontaktlose Elektronikschaltungen, bei denen in gros­ sem Umfang von einer monolithischen integrierten Schal­ tungsanordnung Gebrauch gemacht wird, wird in Diskussionen unter Sprechern der Elektroindustrie weitgehend anerkannt, was sich auch durch das gleichermaßen breite Vorhandensein von Produkten, die solche monolithischen integrierten Schaltungen enthalten, auf dem gegenwärtigen Markt zeigt.

Beispiele für die Motoren mit elektronischem Kommutator, für die eine solche Steuerschaltungsanordnung verwendbar wäre, finden sich in den US-Patentschriften 4 005 347, 4 169 990 und 4 162 435. Diese Motoren sind durch eine mehrstufige Wicklungsbaugruppe und durch eine Magnetbau­ gruppe gekennzeichnet, die beide so angeordnet sind, daß sie relativ zueinander drehbar sind, wobei der Motor in einem bestimmten Zustand einer Mehrzustandserregungsse­ quenz eine unerregte Wicklungsstufe hat, in der eine indu­ zierte Gegen-EMK auftritt, die, wenn sie über der Zeit auf einen vorbestimmten Wert integriert wird, den Zeit­ punkt angibt, in welchem die gegenseitige relative Winkel­ position erreicht worden ist, welche zur Kommutierung auf den nächsten Zustand geeignet ist. In den meisten Fällen ist die mehrstufige Wicklungsbaugruppe üblicherweise stationär, und die Magnetbaugruppe ist innerhalb der Wicklungsbaugruppe angeordnet und in bezug auf die un­ mittelbare Umgebung in Lagern drehbar, die an einem Rahmen befestigt sind, welcher der Wicklungsbaugruppe mechanisch gemeinsam ist. Die mechanisch entgegengesetzte Anordnung, in der sich die Wicklungsbaugruppe innerhalb der Magnet­ baugruppe dreht, ist weniger üblich, stellt aber viele derselben Forderungen an die Steuerschaltungsanordnung, und im allgemeinen ist die Steuerschaltungsanordnung bei solchen Motoren gleichermaßen verwendbar. Darüber hinaus ist die üblichere Magnetbaugruppe in solchen Motoren eine Permanentmagnetbaugruppe. Eine Anordnung jedoch, in der die Magnetbaugruppe elektromagnetisch ist, stellt viele derselben Anforderungen an die Steuerschaltungsanordnung, und im allgemeinen ist die Steuerschaltungsanordnung bei solchen Motoren gleichermaßen verwendbar.

Die üblichen Anforderungen an die Steuerschaltungsanordnung für Motoren mit elektronischem Kommutator können in vier Kategorien unterteilt werden, welche in einem Sinne unter­ schiedliche Anforderungen an deren Fertigung stellen. Das Haushaltsgerät wird im Haus aufgestellt, und Steuervor­ richtungen werden, wenn es praktisch ist, in dem Haushalts­ gerät vorgesehen, und, wenn es nicht praktisch ist, an Wandplätzen, die für den Benutzer bequem erreichbar sind. In dem praktischen Fall einer Kombination aus einem Dec­ kenventilator und einer Leuchte, welche das praktische Pro­ dukt darstellt, das hier als Beispiel gewählt wird, ent­ hält der "Ventilator" einen Motor, eine Lampe und vom Be­ nutzer betätigte Steuervorrichtungen für diese. Die Steuervorrichtungen sind sowohl in die Leuchte eingebaut als auch entfernt angeordnet. Die Fernsteuerung kann an einem zweckmäßigen Wandplatz angebracht werden und kann weitgehend doppelt vorhandene, durch den Benutzer betätig­ te Steuervorrichtungen umfassen. Die üblichen Funktionen der durch den Benutzer betätigten Steuervorrichtungen sind das Ein- oder Ausschalten des Ventilators oder der Lampe, das Einstellen der Helligkeit des Lichtes und das Einstel­ len der Drehzahl oder der Drehrichtung des Ventilators.

Die vom Benutzer betätigten Steuervorrichtungen, insbeson­ dere die an der Wand angebrachten Steuervorrichtungen, werden selbst ähnlich wie andere Installationsvorrichtungen, die im Haus benutzt werden, aufgebaut und durch ein elek­ trisches Kabel untereinander verbunden, das für die übli­ che Haushaltsverdrahtung für 110 V Wechselspannung typisch ist. Im allgemeinen ist die Forderung, die an solche "Steuersysteme" gestellt wird, daß die Schaltungsverbindungen minimal sind und, wenn möglich, keine zusätzliche Sonderverdrahtung erfordern. Im Idealfall soll die Ver­ drahtungsinstallation die vollständige Übertragung inner­ halb der "Steuersysteme" durch lediglich ein Zweidrahtkabel gestatten. Im Idealfall soll die hier als Beispiel be­ schriebene, vom Benutzer betätigte Steuerschaltungsanord­ nung nicht mehr als zwei Drähte zwischen der Wandsteuer­ vorrichtung, der Leuchte und der Hausverdrahtung erfordern, damit minimale Installationskosten entstehen. In dieser Kategorie wird die Steuerschaltung in der Form typischer Haushaltsverdrahtungsanlagen hergestellt.

Es ist demgemäß Aufgabe der Erfindung, eine Steuerschaltung für einen elektronisch kommutierten Motor mit verbesserter Drehzahl­ steuerung zu schaffen.

Ferner soll ein verbessertes Verfahren zum Steuern der Drehzahl eines Motors mit elektro­ nischem Kommutator geschaffen werden.

Die folgende Beschreibung befaßt sich mit diesen Zielen der Erfindung. Sie werden in einer Steuer­ schaltung für einen Motor mit elektronischem Kommutator erreicht, der aus einer Gleichstromquelle speisbar ist und eine dreistufige Wicklungsbaugruppe sowie eine Magnetbau­ gruppe hat, die beide so angeordnet sind, daß sie relativ zueinander drehbar sind. In einem bestimmten Zustand einer sechs Zustände umfassende Erregungsfrequenz, die die Rela­ tivdrehung bewirkt, ist eine Wicklungsstufe des Motors in einem Sinn erregt, eine zweite Wicklungsstufe ist in ent­ gegengesetztem Sinn erregt und mit der ersten Wicklungs­ stufe in Reihe geschaltet und eine dritte Wicklungsstufe ist unerregt.

Eine erfindungsgemäße Kombination in der Steuerschaltung enthält Leistungseingangsklemmen zum Anschluß an eine für den Motorbetrieb geeignete Stromversorgung; einen Wellen­ formgenerator zum Liefern einer sich wiederholenden Nieder­ spannungswellenform mit im wesentlichen konstanter Folge­ frequenz, Amplitude und Konfiguration, deren Kenndaten von einer Abhängigkeit von dem Motor im wesentlichen frei sind, wobei die Wellenform eine erste Steigung einer ersten Dauer und eine zweite Steigung mit einer zweiten Dauer und mit einem zu der ersten Steigung entgegengesetzten Sinn und eine Folgefrequenz hat, die mit Bezug auf die Kommu­ tierungsfrequenz hoch ist; eine Einrichtung zum Erzeugen einer im wesentlichen glatten, einstellbaren Steuerspan­ nung; einen modulierenden Komparator, der einen ersten Eingang hat, an den die sich wiederholende Spannungswellen­ form angelegt wird, und einen zweiten Eingang, an den die einstellbare Steuerspannung angelegt wird, um Ausgangsim­ pulse zu erzeugen, wenn Schnittpunkte zwischen den Ein­ gangssignalen auftreten, wobei die Ausgangsimpulse mit der konstanten Folgefrequenz auftreten und eine "aktive" Ein- Zeit haben, die gleich dem Intervall zwischen abwechseln­ den Paaren von Schnittpunkten ist; und eine Steuerlogik­ einrichtung, die auf die "aktive" Ein-Zeit der Modulator­ impulse hin pulsbreitenmodulierte Signale zur Steuerung der Erregung der Wicklungsstufen in der mehrere Zustände umfassenden Erregungssequenzsteuert. Im Betrieb wird durch das Einstellen der Steuerspannung die aktive Ein- Zeit jedes Impulses und dadurch die Geschwindigkeit einge­ stellt, mit der elektrische Energie dem Motor zugeführt wird, um die Motordrehzahl oder das Motordrehmoment fest­ zulegen.

Die sich wiederholende Spannungswellenform ist vorzugswei­ se eine Sägezahnwellenform, die eine Folgefrequenz von über 20 kHz hat. Die einstellbare Spannung ist in bezug auf die Motorkommutierungsgeschwindigkeit und in bezug auf die Folgefrequenz der sich wiederholenden Spannungswellenform glatt. Die Eingangssignale, die an den modulierenden Kom­ parator angelegt werden, werden in dem bevorzugten Fall so gewählt, daß eine Ausgangswellenform erzeugt wird, die an einer Grenze der Einstellung im wesentlichen immer im Ein-Zustand ist, an der anderen Grenze im wesentlichen im­ mer im Aus-Zustand ist und bei Zwischeneinstellungen eine impulsförmige Rechteckwellenform variabler Breite ist.

Eine zweite Einrichtung zur variablen Drehzahl- oder Dreh­ momentsteuerung ist durch eine einstellbare Spannungsredu­ ziereinrichtung vorgesehen, die den Motor mit der Stromver­ sorgung in Reihe schaltet. Diese Spannungsreduziereinrich­ tung in der Leistungsschaltung wird vorzugsweise gemeinsam mit der einstellbaren Steuerspannung benutzt, die die akti­ ve Ein-Zeit der pulsbreitenmodulierten Impulse beeinflußt, welche zur Steuerung der Stromaufnahme des Motors benutzt werden.

In einer bevorzugten Ausführungsform ist die einstellbare Spannungsreduziereinrichtung von der einstellbaren Steuer­ spannung unabhängig, um eine erste Verringerung der Motor­ drehzahl oder des Motordrehmoments zu erzeugen, aber für weitere Verringerungen sind Einrichtungen vorgesehen, um die einstellbare Steuerspannung an den Impulsmodulator in Abhängigkeit von dessen reduzierter Spannung zur Stromver­ sorgung des Motors anlegbar zu machen. Das bringt eine ge­ meinsame Reduzierung sowohl der Spannung als auch des Tastverhältnisses der dem Motor zugeführten pulsbreitenmo­ dulierten Energie mit sich. Das gestattet einen vollen Bereich der Drehzahl- oder Drehmomentsteuerung bis zum Stillstand bei einer kleineren Verringerung der Motorspan­ nung und gestattet außerdem, daß die reduzierte Spannung immer groß genug bleibt, um die Steuerschaltung mit ausreichendem Strom zu versorgen.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein neues Verfahren zum Steuern der Drehzahl oder des Drehmoments eines Motors mit elektronischem Kommutator beschrieben. Die Schritte beinhalten das Erzeugen einer variablen Aus­ gangsspannung, die für einen Motorbetrieb mit veränderli­ cher Drehzahl oder veränderlichem Drehmoment geeignet ist, mittels einer einstellbaren Spannungsreduziereinrichtung, die den Motor mit der Stromquelle in Reihe schaltet, wobei eine sich wiederholende Niederspannungssägezahnwellenform mit im wesentlichen konstanten Parametern erzeugt wird; das Erzeugen einer einstellbaren, im wesentlichen glatten Steuerspannung für Motordrehzahl- oder -drehmomentsteuer­ zwecke, wobei die sich wiederholende Spannungswellenform mit der einstellbaren Steuerspannung in einem Modulator verglichen wird, um Ausgangsimpulse zu erzeugen, wenn Schnittpunkte zwischen den Eingangssignalen auftreten, wo­ bei die Ausgangsimpulse mit der Folgefrequenz der Sägezahn­ wellenform auftreten und eine "aktive" Ein-Zeit haben, die gleich dem Intervall zwischen abwechselnden Paaren von Schnittpunkten ist; das Zuführen von Energie aus der Stromquelle zu dem Motor während der aktiven Ein-Zeit der Modu­ latorimpulse und das Einstellen nur der variablen Ausgangs­ spannung für eine kleine Verringerung der Motordrehzahl oder des Motordrehmoments und für eine weitere Verringerung das gleichzeitige Einstellen der variablen Ausgangsspannung und der Steuerspannung für die Motordrehzahl- oder die Motordrehmomentsteuerung.

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im fol­ genden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher be­ schrieben. Es zeigen

Fig. 1 eine Darstellung der Installation einer Deckenleuchte, die einen Ventilator und eine Lampe in sich vereinigt und manuelle Steuervorrichtungen aufweist, wobei der Deckenventilator durch einen Gleichstrom­ motor mit elektronischem Kommutator ange­ trieben wird,

Fig. 2 ein Schaltbild der elektronischen Schal­ tungsanordnung, die die elektronische Kommutierung des Ventilatormotors bewirkt und die manuellen Steuervorrichtungen wirksam macht, wobei Fig. 2 insbesondere ein Schaltbild einer gedruckten Schalt­ karte zeigt, die die gegenseitigen Verbin­ dungen des Ventilatormotors, der Decken­ lampe, der manuellen Steuervorrichtungen und eine kundenspezifische integrierte Schaltung für die Motorsteuerung zeigt,

Fig. 3 ein Blockschaltbild der funktionalen Hauptunterteilungen oder -blöcke der inte­ grierten Motorsteuerschaltung und der Funktionsverbindungen zwischen den Funk­ tionsblöcken,

Fig. 4A eine Kombination eines Schaltbildes und eines Logikdiagramms des Ozillators, des Pulsbreitenmodulators und der Vorwärts/­ Rückwärts-Logikblöcke nach Fig. 4,

Fig. 4B Wellenformen zur Erläuterung des Betriebes des Pulsbreitenmodulatorblockes,

Fig. 4C ein Diagramm der Auswirkung der manuellen Bedienung der Wandsteuervorrichtung auf die Motordrehzahl und die Drehrichtung,

Fig. 4D eine vereinfachte Darstellung, die eine schaltbare Wandsteuervorrichtung für die Motordrehzahl und die Motordrehrichtung zeigt,

Fig. 4E ein Blockschaltbild, das eine rückfüh­ rungslose Pulsbreitenmodulationsmotor­ steueranordnung nach der Erfindung zeigt,

KOMBINIERTE VORRICHTUNG AUS LAMPE UND DECKENVENTILA­ TOR, BEI DER EIN GLEICHSTROMMOTOR MIT ELEKTRONISCHEM KOMMUTATOR BENUTZT WIRD

Fig. 1 zeigt eine Kombinationsvorrichtung aus einer Lampe 100 und einem Deckenventilator 101 zusammen mit geeigneten manuellen Steuervorrichtungen. Der Ventilatormotor, der in einem Gehäuse 102 untergebracht ist, ist in dieser Ausfüh­ rungsform ein Gleichstrommotor mit elektronischem Kommuta­ tor (Elektronikmotor), der den vierblättrigen Ventilator an­ treibt. Eine stationäre Baugruppe des Motors umfaßt einen ferromagnetischen Ständer, dem eine mehrstufige Wicklungs­ anordnung zugeordnet ist, welche mehrere Stufen enthält, die jeweils aus mehreren Spulen gebildet sind, welche in mehrere Nuten eingeführt sind, die in gegenseitigem Um­ fangsabstand in einem Blechpaket des Ständers angeordnet sind. Eine drehbare Baugruppe des Motors ist in wahlweiser magnetischer Kopplungsbeziehung zu den Wicklungsstufen des Ständers angeordnet und umfaßt einen Läufer, auf dem mehre­ re Permanentmagnetelemente angeordnet sind.

Zu Beschreibungszwecken ist zwar hier ein besonderer Elek­ tronikmotor dargestellt, es können jedoch andere Typen von Elektronikmotoren, die einen anderen Aufbau und andere elektrische Kenndaten haben, im Rahmen der Erfindung be­ nutzt werden. Beispielsweise können einige der Elektronik­ motoren benutzt werden, die in den US-Patentschriften 4 005 347, 4 169 990 und 4 162 435 beschrieben sind.

Die Verbindungen mit dem Motor durchqueren eine Hohlwelle in dem Motor, die einem stationären Rohr gestattet, Drähte zwischen einem Leitungsrohr 103, das auf der oberen Ober­ fläche des Motorgehäuses 102 befestigt ist, und einem Steuerkasten 104 zu tragen, der auf der unteren Oberfläche des Gehäuses befestigt ist. Das Leitungsrohr 103 kann be­ nutzt werden, um Drähte zu einem Anschlußkasten (nicht dargestellt) zu führen, der an der Decke befestigt ist.

Das Leitungsrohr 103 kann außerdem die Kombinationsvorrichtung tragen. Der Steuerkasten 104 enthält die Steuerschaltungsanordnung für den Betrieb des Motors sowie drei manuell betätigte Steuervorrichtungen. Die Lampenbaugruppe 100 ist an der unteren Oberfläche des Steuerkastens 104 angebracht. Die Steuerschaltungsanordnung befindet sich auf einer kreis­ förmigen gedruckten Schaltkarte, die in den Steuerkasten eingepaßt ist. Die Steuervorrichtungen für die Lampe/Venti­ lator-Vorrichtung sind ein Dreiwegschalter S2, der durch eine Zugkette betätigt wird, zur Betriebsartwahl, ein Vorwärts/Rückwärts-Schiebeschalter S1 und ein Drehzahl­ einstellpotentiometer R40. Der Betriebsartwählschalter gestattet vier Betriebsarten: Ventilator ein; Lampe ein; Ventilator und Lampe ein; und Ventilator und Lampe aus. Die Deckenvorrichtung wird aus einem 115-V-Wechselstromnetz gespeist, das mit einer an der Wand befestigten Steuervor­ richtung 105 in Reihe geschaltet ist, die ebenfalls manuel­ le Steuervorrichtungen aufweist.

In dem dargestellten Beispiel enthält die Wandsteuervor­ richtung manuelle Steuervorrichtungen sowohl für den Venti­ lator als auch für den Motor. Zu diesen gehören ebenfalls ein Ein- und Aus-Schalter für die Deckenvorrichtung, eine Motordrehzahl-, eine Vorwärts/Rückwärts-Steuervorrichtung und ein Lampendimmer.

Die Steuerschaltungsanordnung für den Betrieb der Decken­ vorrichtung ist in Fig. 2 dargestellt, die ein Verdrah­ tungsdiagramm der Anlage nach Fig. 1 zeigt. Fig. 2 enthält als Hauptmerkmale die Lampe 100, den drei Wicklungsstufen aufweisenden Motor 120, die Wandsteuervorrichtung 105, die auf der gedruckten Schaltungskarte angebrachte Verdrahtung, welche als fünf Hauptmerkmale eine integrierte Motorsteuer­ schaltung 121, drei Hauptfestkörperschalter 122, 123, 124 und einen vier Abschnitte aufweisenden Präzisionswider­ standsspannungsteiler 125 enthält. Zusätzlich zu diesen fünf Hauptmerkmalen enthält die gedruckte Schaltungskarte die Schaltungselemente für die Stromversorgung der Lampe, des Motors, der Motorsteuer-IC 121 und der Zeitsteuerung und die manuellen Steuervorrichtungen, die mit der integrier­ ten Schaltung verbunden sind.

Die Deckenvorrichtung arbeitet folgendermaßen. Die Lampe empfängt Strom während "positiver" Halbperioden des Wechselstromnetzes. Der Betrieb der Lampe (allein) erfolgt, wenn der Dreiwegbetriebsartwählschalter S2 auf die NUR- Lampe-Position gedreht wird. Weiter sei angenommen, daß die Wandsteuervorrichtung "Ein" ist und einen bidirek­ tionalen Strompfad niedrigen Widerstands zwischen ihren zwei externen Klemmen bildet. Ferner sei angenommen, daß das 115-V-Wechselstromnetz eingeschaltet ist und daß der Strom einem Pfad von der ersten Wechselstromklemme 126 über die Wandsteuervorrichtung 105, den lösbaren Verbinder E4, die Lampe 100, den lösbaren Verbinder E2, zuerst die Anode und dann die Katode der Diode CR4, den lösbaren Verbinder E1, den Schalter S2 und schließlich zur zweiten Wechsel­ stromklemme 127 folgt.

Der Motor und die IC empfangen Strom während "negativer" Halbperioden des Wechselstromnetzes. Wenn angenommen wird, daß der Schalter S2 auf die Nur-Motor- oder auf die Motor- und-Ventilator-Ein-Position gedreht wird, geht der Strom von der Klemme 127 über den Schalter S2, den Verbinder E5 zu einer 150-V-Gleichstromversorgung, die aus einer Siche­ rung F1, einem Strombegrenzungswiderstand R22, einer Diode CR5 und einem Filterkondensator C1 besteht, welch letzterer zwischen die Katode der Diode CR5 und die gemeinsame Masse­ verbindung der Versorgung geschaltet ist. Die Transistor­ schalter 122, 123, 124 haben jeweils eine Stromeingangs­ klemme, die über eine Schutzschaltung L1, CR12, CR13 an den +150 Volt-Bus der Gleichstromversorgung, der an der Katode der Diode CR5 beginnt, und an eine Lastklemme ange­ schlossen ist, die über die Verbinder E6, E7 bzw. E8 mit einem Ende der Motorwicklungsstufen A, B bzw. C verbunden ist. Die anderen Enden der Motorwicklungsstufen sind mit einem Null- oder Sternpunkt 128 verbunden, der kein exter­ ner Anschlußpunkt für die Motorerregung ist. Die Schalter A, B und C, die den gleichen Aufbau haben, arbeiten so, daß ein Schalter (beispielsweise A) in einem leitenden H-, ein anderer, (z. B. B) in einem leitenden L- und der dritte Schalter (C) in einem nichtleitenden Zustand hoher Impedanz ist. In diesem Fall fließt der Strom von dem 150 V B+ Bus über den Schalter 122, den Verbinder E6 in die Wicklung A, über den Wicklungspunkt 128 in die Wicklung B, in den Ver­ binder E7, und über den Schalter 123 zur gemeinsamen Masse. Die gemeinsame Masse wird ebenso wie die negative Klemme des Filterkondensators C1 über den Verbinder E4 und die Wandsteuervorrichtung 105 zu der anderen Klemme 126 des Wechselstromnetzes zurückgeführt. Strom wird wie angegeben dem Motor 120 und der Motorsteuer-IC 121 nur während der negativen Halbperiode der Netzwechselspannung zugeführt, und zwar wegen des unidirektionalen Leitens der Diode CR5. Strom wird der Lampe nur während der positiven Halbperio­ den der Netzwechselspannung zugeführt, und zwar wegen des unidirektionalen Leitens der Diode CR4.

Die Motorsteuer-IC 121 empfängt ihren Strom (Vdd) an dem Ausgang der Schutzschaltung L1, CR12, CR13 über einen Spannungsvorwiderstand R23, einen Filterkondensator C2 und eine Spannungsbegrenzungs-Z-Diode CR1, die mit dem Anschluß­ fleck P13 verbunden ist. Die IC-Masse (Vss) wird über den Anschlußfleck P6 zu der Systemmasse zurückgeführt, zu der auch der Kondensator C2 und die Z-Diode CR1 zurückgeführt werden. Die Anordnung liefert eine Spannung Vdd von unge­ fähr +9,0 V zum Betreiben der IC. Die IC wird aus Silicium unter Verwendung eines komplementären (C) Metall-Oxid-Halb­ leiter-(MOS)-Prozesses hergestellt. Der CMOS-Prozeß ergibt auf einfache Weise P-Kanal-Feldeffekttransistoren (FETs), N-Kanal-Feldeffekttransistoren, einzelne Dioden und Wider­ stände.

Die Steuer-IC liefert die geeigneten Ausgangssignale zum Kommutieren des drei Wicklungsstufen aufweisenden Motors 120 und übt die Steuerung über den Motor aus, wobei sie die manuellen Steuervorrichtungen in dem an dem Motor be­ festigten Steuerkasten 104 und in der Wandsteuervorrich­ tung 105 wirksam macht. Die IC gewinnt die Zeitsteuerinfor­ mation, die für die Kommutierung benutzt wird, aus den einzelnen Wicklungsstufen des Motors, wobei die nichter­ regte Wicklung auf die Gegen-EMK hin abgefühlt wird, um den Zeitpunkt für die Kommutierung festzulegen. Die Enden der Wicklungsstufen A, B und C sind einschließlich des Wicklungspunktes 128 über die Verbinder E6, E7, E8 bzw. E3 mit einer Endklemme von jeweils vier gesonderten, jeweils zwei Widerstände enthaltenden Präzisionsspannungsteilern verbunden. Die andere Endklemme jedes Spannungsteilers ist mit einem Schaltungspunkt 129 verbunden und über zwei in Reihe geschaltete und in Vorwärtsrichtung gepolte Dioden CR2 und CR3 mit Masse verbunden. Die Dioden sind durch einen Filterkondensator C3 überbrückt. Ein Widerstand R28 verbindet den Schaltungspunkt 129 mit dem B+ Ausgang an CR5, C1. Die Abgriffe an den vier Spannungsteilern, die auf ein Teilungsverhältnis von 1 zu 41 eingestellt sind, sind mit den Eingangsanschlußflecken der Motorsteuer-IC verbunden, die mit P5 (VA), P4 (VB), P3 (VC) bzw. P2 (VN) verbunden sind. Das Spannungsteilungsverhältnis ist so gewählt, daß der Spannungshub um die Nullinie (VN) an den IC-Eingängen nicht die Eingangsbelastbarkeiten der Motor­ steuer-IC übersteigt. Die vorstehend beschriebene Konfigu­ ration, die zum Abfühlen der Gegen-EMK in der vorüberge­ hend nichterregten Wicklungsstufe benutzt wird, gestattet der Spannung an dem Wicklungssternpunkt 128, die im Ideal­ fall gleich der Hälfte der scheinbaren B+ Versorgung ist und ebenfalls auf 1 Teil von 41 heruntergeteilt wird, eine Referenzspannung (VN) zu bilden. Die Spannungen VA, VB oder VC, die auf die Spannung VN bezogen sind, bilden ein geeignetes Signal zum Anlegen an den Differenzeingang der IC.

Für ein sicheres Anlaufen in Gegenwart eines Fehlers in der "Single In-line Plastic (SIP)"-Widerstandsmatrix 125 ist eine Entladungsvorrichtung Q92, R41 an P1 für den Kon­ densator C5 vorgesehen, die eine wesentliche Mindestzeit­ konstante von 0,20 s noch aufrechterhält. Der Kollektor von Q92 ist mit P1 verbunden, der Emitter ist über R41 (240 K) mit der Systemmasse verbunden und die Basis ist mit dem Schaltungspunkt 129 verbunden, so daß sich ein Stromfluß von 2,5 µA an P1 ergibt. Die Wahl ergibt eine Anlaufperiode von 0,25 s und einen Spielraum für einen Systemfehler von 2 µA. Der Offset-Fehler in der Zeitsteue­ rung wird bei mittleren und hohen Drehzahlen vernachläs­ sigbar.

Die Sehalter 122, 123 und 124 sind so ausgelegt, daß sie auf Steuersignale ansprechen, die durch die IC an den An­ schlußflecken P7 (AT); P8 (AB); P9 (BB); P10 (BT); P11 (CT); und P12 (CB) geliefert werden. Die Anfangsbuchstaben A, B und C bezeichnen die Wicklungsstufe des Motors 120. Der zweite Buchstabe "T" bedeutet, daß "Ein"-Signale von den Anschlußflecken, die auf der IC so bezeichnet sind, das Schalterleiten zu dem +150 Volt-Bus (T für Top oder Oben) in Beziehung zum Systemmassepotential oder zu einem +75 Volt-Punkt in Beziehung zu der Spannung an dem Wick­ lungssternpunkt 128 erzeugen werden. Der zweite Buchstabe "B" gibt an, daß "Ein"-Signale von den Anschlußflecken, die auf der IC so bezeichnet sind, das Schalterleiten zur Sy­ stemmasse (B für Bottom oder Unten) oder zu einem Punkt von -75 Volt in Beziehung zu der Spannung an dem Stern­ punkt 128 erzeugen werden.

Die Schaltung des Schalters 122, der die A-Wicklung des Motors steuert, ist in Fig. 2 gezeigt. Sie enthält drei bi­ polare Transistoren Q82, Q88, Q85, die die nicht mit dem Sternpunkt verbundene Klemme der Wicklung A mit der Klemme B+ verbinden, wenn AT an P7 auf H ist, und ein einzelner FET Q91 verbindet diese Wicklungsklemme mit der Systemmasse, wenn AB an P8 auf H ist. Die Schalter stellen eine wenig kostende Anordnung dar, in der die Basis des Eingangs-NPN- Transistors Q82 mit dem Anschlußfleck P7 und der Ermitter über R37 mit Masse verbunden ist. Das Signal, das an dem Kollektor von Q82 erscheint, wird in dem Lastwiderstand R31 gebildet, der über die Schutzdiode CR6, und zwar zu­ erst über die Katode und dann über die Anode, mit dem 150 V B+ Bus in Reihe geschaltet ist. Die Basis des PNP-Tran­ sistors Q88, der in Emitterschaltung angeordnet ist, ist mit dem Kollektor von Q82 verbunden, und sein Emitter ist mit der Katode der Diode CR6 verbunden. Der Kollektor von Q88 ist mit der Basis des NPN-Ausgangstransistors Q85 und über einen Kollektorlastwiderstand R34 mit dem Emitter von Q85 verbunden. Der Kollektor von Q85 ist über die Diode CR6 mit dem +150 Volt-Bus verbunden. Der Emitter von Q85 ist über den Verbinder E6 mit der A-Wicklungsstufe verbunden. Der Transistor Q88 dient zum Verschieben des Wertes und zum Festlegen des korrekten Sinnes der Ansteuerung des Aus­ gangstransistors Q85. Die Diode CR9, deren Anode mit dem Emitter von Q85 und deren Katode mit dem B+ Ausgang an CR5, C1 verbunden ist, ist eine Rücklaufdiode, die Schalt­ übergangsvorgänge in umgekehrter Richtung reduziert. Die Kombination aus Q82, Q88 und Q85 stellt eine Verbindung niedrigen Widerstands und hoher Stromkapazität der Wick­ lungsstufe A mit dem 150 V Bus her, wenn die Spannung AT an dem Anschlußfleck P7 auf einen aktiven H-Zustand geht.

Der Feldeffekttransistor Q91 ist eine N-Kanal-Vorrichtung, die die Wicklungsstufe A mit der Systemmasse verbindet. Der Gateanschluß von Q91 ist mit dem Anschlußfleck P8 ver­ bunden. Der Sourceanschluß ist mit der Systemmasse verbun­ den, und der Drainanschluß ist mit dem Emitter von Q85 und über den Verbinder E6 mit der nicht mit dem Sternpunkt ver­ bundenen Klemme der Wicklungsstufe A verbunden. Der Tran­ sistor Q91 bildet eine Verbindung niedrigen Widerstands und hoher Strombelastbarkeit der Wicklungsstufe A mit der Sy­ stemmasse, wenn die Spannung AB an dem Anschlußfleck P8 auf einen "aktiven" H-Zustand geht. Die erwähnten hohen Ströme sind diejenigen, die für einen 50-Watt-Ventilator­ motor geeignet sind.

Die Drossel L1, die Teil der Schutzschaltung L1, CR12, CR13 ist, verhindert die extrem hohen Schaltstromspitzen, die die Festkörperleistungsschalter beanspruchen würden. In vorliegendem Fall ist das Problem in den FETs der un­ teren Stufe (Q91 in dem Schalter A oder die Gegenstücke von Q91 in den Schaltern B und C) akuter. Diese Spitzen­ ströme würden gewöhnlich auftreten, wenn die gewählten bi­ polaren Transistorschalter der oberen Stufe (Q85 in dem Schalter A oder die Gegenstücke von Q85 in den Schaltern B und C) eingeschaltet werden, während der Strom aus dem Motor in dem Diodenteil des FET (Drain-Source-Verbindung) fließt. Die Erholung dieser "Diode" (strukturell die Basis- Kollektor-Übergangszone eines bipolaren Transistors in dem FET) bestimmt diesen Strom und die "sichere" Erholung der Vorrichtung.

Die beiden in Reihe geschalteten Dioden CR12 und CR13 überbrücken die Drossel L1, so daß Spannungseinschwing­ vorgänge, die an dem 150 V Bus auftreten, auf den Haupt­ filterkondensator C1 geklemmt werden. Deshalb wird der Anschluß B+ an diesen Schaltern nicht nennenswert über die Spannung B+ rücklaufen, die durch den Filterkondensator gebildet wird. Damit die Schaltung wirksam ist, sollte eine der Dioden (z. B. CR12) eine Diode mit schneller Er­ holung sein. Die Schutzschaltung schützt vor dem oben er­ wähnten "shoot thru"-Strom während des Pulsbreitenmodulations­ schaltvorganges, der sonst zu gefährlich hohen Spitzen­ strömen in beiden Stufen der Transistorschaltung führen würde.

Ein alternatives Schutzschema für die FETs der unteren Stufe besteht darin, zwei Dioden zu benutzen, von denen eine zwischen den Drainanschluß und die Systemmasse paral­ lel zu dem FET der unteren Stufe (z. B. Q91) geschaltet ist, wobei die Diode so gepolt wird, daß sie leitet, wenn der FET in Sperrichtung vorgespannt ist, und von denen die zweite Diode in die Drainverbindung eingefügt und so ge­ polt wird, daß sie leitet, wenn der FET in Durchlaßrich­ tung vorgespannt ist.

Die Zeichnung des Schalters zeigt, daß, wenn beide An­ schlußflecken P8 und P7 im L-Zustand sind, der Schalter A in einem Zustand hoher Impedanz oder nichtleitenden Zustand ist, wobei die nicht mit dem Sternpunkt verbundene Zulei­ tung der Wicklungsstufe A, die nun unerregt ist, frei ist, irgendeinen Wert zu erreichen, der durch die Gegen-EMK er­ zeugt wird, wenn die Wicklungsstufe A dem Feld ausgesetzt ist, das durch den rotierenden Dauermagnetläufer erzeugt wird.

Die Erzeugung der korrekten Sequenz von Schaltwellenformen zum Erzeugen der Vorwärtsdrehung, der Rückwärtsdrehung oder einer schnelleren oder langsameren Motordrehung und zum Kommutieren der Ständerbaugruppe in der korrekten Winkelposition des Läufers ist die Funktion der Motor­ steuer-IC 121, deren innerer Aufbau nun beschrieben wird.

MOTORSTEUER-IC 121 FÜR DEN GLEICHSTROMMOTOR MIT ELEKTRONISCHEM KOMMUTATOR

Die Hauptfunktionsunterteilungen der Motorsteuer-IC 121 sind in Fig. 4 gezeigt.

Der Oszillator 147 wird für zwei Zwecke auf der Steuer-IC benutzt. Im Betrieb der Autonull-Schaltung steuert das Oszillatorausgangssignal die Zählgeschwindigkeit, die zum Dekrementieren des Offsetstroms beim Nullabgleich des Ver­ stärkers 141 benutzt wird. Der Oszillator 147 und der Puls­ breitenmodulator 148 sind gemeinsam an der Einstellung der Drehzahl des Ventilatormotors beteiligt. Der Motor mit elektronischem Kommutator ist so ausgelegt, daß er mit einer Drehzahl arbeitet, die durch die Stärke des dem Motor zugeführten elektrischen Stroms bestimmt wird. Wenn mehr elektrischer Strom zugeführt wird, dreht sich der Motor mit einer höheren Drehzahl, und wenn weniger elek­ trischer Strom zugeführt wird, dreht sich der Motor mit einer niedrigeren Drehzahl. In der hier beschriebenen Aus­ führungsform unterliegt die Stärke des dem Ventilatormotor zugeführten Stroms der Steuerung von ungefähr 100% bis weniger als 1% der maximalen Leistung. Dieser Bereich der Leistungs- oder Stromeinstellung ergibt wenigstens einen 200 : 10-U/min-Drehzahlbereich.

Die Beschreibung hier befaßt sich mit dem Oszillator 147 und mit dem Pulsbreitenmodulator 148 im Zusammenhang mit der Erzeugung dieser Wellenform, was eine Kombination dar­ stellt, die den breiten Bereich der hier angestrebten Mo­ tordrehzahl erleichtert.

Der Oszillator 147 ist ein Kipposzillator. Die Schaltungs­ elemente des Oszillators außerhalb der IC sind in Fig. 2 gezeigt. Diejenigen Schaltungselemente, die sich auf der IC befinden, sind in Fig. 4A gezeigt. Sie enthält einen Kondensator C6, einen Transistor Q42 zum wiederholten Entladen des Kondensators und einen Widerstand R24 zum wieder­ holten Aufladen des Kondensators. Die Oszillatorschaltung enthält außerdem zwei Komparatoren (COM 4 und COM 5) zum Einstellen der Grenzwerte des Spannungshubes des Kipposzil­ lators, wobei jedem Komparator ein invertierendes Hysterese­ gatter U87, U88, ein Flipflop aus NAND-Gattern U90, U91, eine Referenzspannungseinrichtung, die Transistoren Q47, Q48, Q49 enthält, Widerstände R9 und R10 und eine Schutz­ schaltung, die den Widerstand R11 und die Dioden D2 und D3 enthält, nachgeschaltet sind.

Die Elemente des Oszillators sind folgendermaßen mitein­ ander verbunden. Der Kondensator C6, der sich außerhalb der integrierten Schaltung befindet, hat eine Klemme, die mit dem Anschlußfleck P15 verbunden ist, während seine an­ dere Klemme mit der Systemmasse verbünden ist. Der Wider­ stand R24, der sich ebenfalls außerhalb der integrierten Schaltung befindet, ist zwischen den Anschlußfleck P13, an den die Quelle der Vdd-Spannung angeschlossen ist und den Anschlußfleck P15 geschaltet. Der Drainanschluß des N-Ka­ nal-Transistors Q42 ist mit dem Anschlußfleck P15 und sein Sourceanschluß mit der IC-Masse verbunden. Der Drainan­ schluß des Transistors Q42 ist außerdem über den 250-Wider­ stand R11 mit dem positiven Eingang des Komparators COM 4 und mit der negativen Eingangsklemme des Komparators COM 5 verbunden. Die negative Eingangsklemme des Komparators COM 4 ist mit der Spannungsreferenzschaltung in einem Punkt verbunden, der ein normales Potential von 1,8 V hat. Die positive Eingangsklemme des Komparators COM 5 ist mit einer Spannungsreferenz (Vref 5) verbunden, die ein Poten­ tial von 0,75 V hat. Die Ausgangsklemme des Komparators COM 4 ist über das invertierende Hysteresegatter U87 mit einer Eingangsklemme (S) des NAND-Gatters U90 verbunden. Die Ausgangsklemme des Komparators COM 5 ist über das inver­ tierende Hysteresegatter U88 mit einer Eingangsklemme (R) des NAND-Gatters U91 verbunden. Der andere Eingang des NAND- Gatters U90 ist mit dem Ausgang des NAND-Gatters U91 verbunden, an welchem das Q-Ausgangssignal des Flipflops er­ scheint. Der andere Eingang des NAND-Gatters U91 ist mit dem Ausgang des NAND-Gatters U90 verbunden, an welchem das Q-Ausgangssignal des Flipflops erscheint. Der Q-Ausgang des Flipflops (U90, U91) ist mit dem Gateanschluß von Q42 ver­ bunden. Das Ausgangssignal CLK des Oszillators in Form eines Rechteckimpulses, der eine kurze Intervalldauer von ungefähr 300 ns und eine Impulsfolgefrequenz von 20 kHz hat, wird von dem Ausgang von U91 aus an U93 in der Auto­ null-Schaltung zur Zeitsteuerung der Zählgeschwindigkeit angelegt.

Die Spannungsreferenz und die übrigen Schaltungskomponenten der Oszillatorschaltung sind folgendermaßen miteinander verbunden. Der Sourceanschluß des P-Kanal-Transistors Q47 mit 4/8 Geometrie ist mit Vdd verbunden, sein Gateanschluß ist mit der IC-Masse verbunden, und sein Drainanschluß ist über den 1,6 K-Widerstand R9 und den 1,6 K-Widerstand R10 mit dem Drainanschluß des N-Kanal-Transistors Q49 mit 50/4- Geometrie verbunden. Der Gateanschluß und der Drainan­ schluß von Q49 sind miteinander verbunden, und der Sourcean­ schluß von Q49 ist mit der IC-Masse verbunden. Die Referenz­ spannung von 1,8 V, die an der negativen Eingangsklemme von COM 4 anliegt, erscheint an dem Drainanschluß von Q49. Die Schutzdioden D2 und D3 sind zwischen Vdd und der IC-Masse in Reihe geschaltet, und ihre gegenseitige Verbindung ist mit der positiven Eingangsklemme von COM 4 und mit der ne­ gativen Eingangsklemme von COM 5 verbunden.

Der Oszillator arbeitet als Kipposzillator, dessen Amplitu­ de durch die Grenzwerte festgelegt ist, die durch die Refe­ renzspannungen an den Komparatoreingängen eingestellt wor­ den sind. Wellenformen, die für das Verständnis der Wir­ kungsweise des Oszillators nützlich sind, sind in Fig. 4B angegeben. Bei der ersten Erregung beginnt der Kondensator C6 sich auf Vdd aufzuladen, wobei die Spannung auf dem Kon­ densator C6 an den Eingängen von beiden Komparatoren erscheint. Wenn die Spannung PWM REF (+1,8 V)übersteigt, setzt COM 4 das Flipflop, und der Q-Ausgang geht auf H, wo­ durch Q42 eingeschaltet wird, das den Kondensator C6 ent­ lädt. Wenn die Spannung auf dem Kondensator C6 unter Vref 5 (+0,75 V) abfällt, geht COM 5 auf H, wodurch das Flipflop rückgesetzt wird, wobei Q auf L ist und Q42 abgeschaltet wird. Da die Entladung von C6 äußerst schnell erfolgt (bei den gezeigten Werten von R24 und C6) und da COM 5 eine endliche Ansprechzeit hat, ist die Spannung auf C6 bestrebt, ganz auf Massepotential abzufallen. Der Kondensator C5 beginnt dann, sich wieder aufzuladen, und der Zyklus wiederholt sich. Die Ausgangswellenform (CLK), die an dem Ausgang von U91 erscheint, wird an U93 der Autonull-Schaltung angelegt. Die Wellenform, die an dem Kondensator C6 erscheint, ist die Sägezahnwellenform in dem oberen Teil von Fig. 10B. Die CLK-Wellenform ist der rechteckige Impuls, welcher der Sägezahnwellenform überlagert ist. Wie weiter oben erwähnt, ist das Tastverhältnis für die Taktwellenform < 1%, wenn die angegebenen Parameter benutzt werden. Die Wahl der Para­ meter wird so getroffen, daß eine relativ lineare Säge­ zahnwellenform auf dem Kondensator C5 erzeugt wird.

Der Pulsbreitenmodulator 148 benutzt die Sägezahnkondensa­ torwellenform und erzeugt eine Ausgangswellenform (d. h. PWM Ausgang), die wahlweise entweder immer Aus, einige Zeit Ein, einige Zeit Aus; oder immer Ein ist. Das Verhältnis der Ein/Aus-Zeit (d. h. die Impulsbreite) wird durch die Einstellung des externen Potentiometers R40 oder der Wand­ drehzahlsteuervorrichtung 105 gesteuert. Diese drei Möglich­ keiten sind in Fig. 4B angegeben.

Der Pulsbreitenmodulator enthält das externe Potentiometer R40, den externen Transistor Q81, die externen Widerstände R25, R26, R27, R29, R30 und den externen Kondensator C4, der dem "Regulier"-Anschlußfleck P14 und dem Komparator COM 6 zugeordnet ist, und das Hysteresegatter U89 auf der IC. Das 100 K-Ohm-Potentiometer R40 ist an seinen Endklemmen zwischen Vdd (Anschlußfleck P13) und die System- und IC- Masse (Anschlußfleck P6) geschaltet. Der Schleifer des Po­ tentiometers R40 ist über den 150 K-Widerstand mit dem An­ schlußfleck P14 verbunden. Der 2,2 µF-Kondensator C4 und der 39 K-Widerstand sind zwischen den Anschlußfleck P14 und Systemmasse geschaltet. Der Kollektor des PNP-Transistors Q81 ist mit dem Anschlußfleck P14 verbunden. Seine Basis ist mit der Anzapfung an einer Spannungsteilerschaltung verbunden, die einen 430 K-Widerstand R26 enthält, der mit der 150-Volt-Versorgung verbunden ist und einen 36 K-Wider­ stand R27, der mit der Systemmasse verbunden ist, und sein Emitter ist über den 36 K-Widerstand R25 mit Vdd verbunden. Die Hauptkollektorlast ist der 39 K-Widerstand R30, der zwi­ schen den Kollektor von Q81 und die Systemmasse geschaltet ist.

Auf der IC ist die negative Eingangsklemme des Komparators COM 6 mit dem Anschlußfleck P14 und seine positive Eingangs­ klemme über den Widerstand R11 mit dem Kondensator C6 ver­ bunden. Der Ausgang des Komparators COM 6 ist mit dem inver­ tierenden Hysteresegatter U89 verbunden, an dessen Ausgang das PWM-Ausgangssignal erscheint.

Die Grenze und eine Zwischenform der PWM-Ausgangswellenform sind in Fig. 4B dargestellt. Das Tastverhältnis wird so­ wohl durch das Potentiometer R40 als auch durch die Wand­ steuervorrichtung 105 beeinflußt. Wenn das Potentiometer R40 sehr niedrig eingestellt ist, ist das negative Ein­ gangssignal des Komparators immer unter der Spannung an dem Kondensator C6, und das Ausgangssignal von COM 6 ist auf H. Das PWM-Ausgangssignal aus U99 ist immer auf L. Wenn R40 sehr hoch eingestellt ist, ist das Komparatorausgangssignal immer auf L und das PWM-Ausgangssignal ist immer auf H. Wenn R40 auf eine Zwischenposition zwischen den Grenzen der Oszillationsspannung eingestellt ist, die an dem Kondensa­ tor erscheint, ist die PWM-Ausgangswellenform einen Teil der Zeit auf H und einen Teil der Zeit auf L. Da die Kondensatorspannung so gesteuert wird, daß sie im wesentlichen linear ansteigt und abfällt, ist der praktische lineare Einstellbereich des Tastverhältnisses sehr nahe bei den 0 bis 100% Absolutgrenzen.

Fig. 10C, die ebenfalls für die Vorwärts/Rückwärts-Logik gilt, veranschaulicht, wie das Tastverhältnis durch die Wandsteuervorrichtung 105 beeinflußt wird. Wenn die Wand­ steuervorrichtung benutzt wird, wird die maximale Spannung B+ auf etwa 135 V begrenzt. Die Abwärtsverstellung des Motorpotentiometers in der Wandsteuervorrichtung reduziert die Spannung B+ (+135 V), die an den Motor angelegt wird. Der Anfang der Abwärtsverstellung der Steuervorrichtung bringt eine Reduzierung der Drehzahl durch eine Reduzierung der an den Motor angelegten Spannung mit sich. Nachdem die Spannung von einem Nennwert von 150 V auf ungefähr 100 V reduziert worden ist, bringt eine weitere Abwärtsverstel­ lung des Wandpotentiometers etwa gleichzeitig eine Abwärts­ verstellung der Spannung B+ und das Aufprägen eines Impuls­ formats auf die Ausgangswellenform mit sich, deren Tastver­ hältnis allmählich verringert wird. Das ist in Fig. 4C dargestellt. Das Tastverhältnis ist durch diese Steuervor­ richtung von 100% bis nahezu 0% steuerbar, was in Verbin­ dung mit der Einstellung von R40 angegeben ist.

Die Betätigung der Wandsteuervorrichtung 105 umfaßt die weiter oben in Verbindung mit dem Regulieranschlußfleck P14 erwähnten Komponenten. Zu diesen gehören der Widerstand Q81 und die Widerstände R25, R26, R27, R29, R30 und R40. Durch die Betätigung der Wandsteuervorrichtung wird die mittlere Spannung eingestellt, die an den Motor angelegt wird. Die maximale Spannung (z. B. 135 V) erzeugt die maxi­ male Drehzahl. Das Verringern der mittleren Spannung mit­ tels der Wandsteuervorrichtung ergibt eine im wesentlichen lineare Verringerung der an den Motor angelegten Spannung, was durch die obere ausgezogene Linie dargestellt ist. (Wenn diese Verringerung beginnt, sei angenommen, daß R40 auf den Maximalwert eingestellt ist.) Bei dem Maximalwert wird Q81 durch eine Differenz von ungefähr 1,4 V zwischen seiner Emitterspannung, die durch die Z-Diode CR1 auf 9 V über dem Massepotential festgelegt ist, und der Basisspan­ nung, die auf etwa 10,4 V durch den Spannungsteiler festge­ legt ist, welcher durch R26 und R27 gebildet ist, die zwi­ schen die 135-V-Klemme B+ und Masse geschaltet sind, in Sperrichtung vorgespannt. Wenn das Potential B+ abwärts verstellt wird, bleibt die Spannung an dem Emitter, der mit der Z-Diode verbunden ist, konstant, während die Span­ nung an der Basis, die mit dem Spannungsteiler verbunden ist, im Verhältnis zu der Verringerung des Potentials B+ abfällt. Bei etwa 110 V von B+ wird die Vorspannung in Sperrichtung an Q81 beseitigt und eine ausreichende Vor­ spannung in Durchlaßrichtung wird angelegt, um den Über­ gangszonen-Spannungsabfall zu überwinden und den leitenden Zustand einzuleiten. Bis zu diesem Punkt blieb bei der Ab­ wärtsverstellung des Potentials die Spannung an dem Regu­ lieranschlußfleck P14 unbeeinflußt und auf dem Potential null. Jenseits dieses Punktes bewirkt das Leiten des Tran­ sistors Q81 zwischen Vdd und dem Regulieranschlußfleck, daß die Spannung an dem Anschlußfleck ansteigt. Jeder ge­ ringfügige Anstieg der Spannung erhöht den Schwellenwert von U89 und bewirkt eine Verringerung der Impulsbreite. Die gemeinsame Verringerung der absoluten Spannung B+ und des Tastverhältnisses erzeugt eine größere Geschwindigkeit der Abnahme der mittleren Spannung. Bei etwa 60 V wird eine Mindestdrehzahl (unmittelbar oberhalb des Stillstands des Motors) erreicht, und das PWM-Tastverhältnis ist nahe bei null. Bei einer REG-Spannung, die etwas gleich 2,2 V ist, sind das PWM-Tastverhältnis und die Drehzahl beide null. An diesem Punkt ergibt jede weitere Verringerung der Spannung keine weitere Verringerung der Drehzahl des Motors, statt­ dessen aber eine weitere Erhöhung der Spannung an dem Regu­ lieranschlußfleck. Dieser letzte Bereich der Einstellung gestattet dem Spannungsanstieg an dem Regulieranschlußfleck, eine Drehrichtungsumkehr zu signalisieren, und zwar durch Auslösen eines auf 2,4 V eingestellten Komparators, was in Verbindung mit der Vorwärts/Rückwärts-Logik 149 beschrie­ ben wird.

Die Steuerung der Drehgeschwindigkeit des Ventilatormotors erfolgt durch eine Kombination aus einer anfänglichen Ver­ ringerung der Spannung B+, die an den Ventilatormotor angelegt wird, ge­ folgt durch die Verwendung einer pulsbreitenmodulierten Form der Erregung, bei der eine weitere Verringerung der Versorgungsspannung B+ von einer zunehmenden Verschmälerung der Erregungsimpulse fester Folgefrequenz begleitet ist. Wenn die Spannung weiter reduziert wird, wird ein Mindest­ punkt erreicht, in welchem es im wesentlichen keine "Ein"- Zeit für die Impulse gibt und die Erregung im wesentlichen abgeschaltet ist. Der praktische Bereich der Drehzahlein­ stellung überschreitet 200 : 20 U/min.

Zum Erzielen eines 10 : 1 Drehzahlsteuerbereiches, wenn allein eine Veränderung der Versorgungsspannung B+ benutzt wird, wäre ein 10 : 1-Spannungsbereich erforderlich. Das ist schwierig erreichbar, wenn eine einzelne Z-Dioden-Stromver­ sorgung zum Versorgen der IC aus der Versorgung B+ benutzt werden soll. Durch proportionales Reduzieren der Impuls­ breite mit der Reduktion der Spannung B+ kann ein 10 : 1-Dreh­ zahlbereich mit einer Veränderung in B+ von nur 2 bis 3 : 1 erzielt werden. Die Veränderung der Versorgungsspannung B+ wird benutzt, um die Motordrehzahl mit der Wandsteuervor­ richtung zu steuern. Wenn keine Wandsteuervorrichtung be­ nutzt wird, kann der volle Drehzahlbereich allein unter Ver­ wendung der Pulsbreitenmodulation erzielt werden.

Das Erzielen dieses Steuerbereiches erfordert ein System, das zu einem stabilen Betrieb sowohl an der oberen als auch an der unteren Betriebsgrenze in der Lage ist. Das ist durch das Vermeiden einer impulsweisen Rückkopplungsschlei­ fe für die Stromsteuerung und die Verwendung einer höheren Pulsbreitenmodulationsfrequenz erzielt worden. Die hier beschriebene Anordnung, in der eine Pulsbreitenmodulations­ konfiguration mit offenem Wirkungskreis (d. h. rückführungs­ frei) benutzt wird, ist besonders vorteilhaft, wenn der hier beschriebene breite Steuerbereich erzielt werden soll. Der rückführungsfreie Betrieb ist in dem Blockschaltbild in Fig. 4E dargestellt. Die einsetzbare Wellenform ist die AT-Wellenform nach Fig. 4F.

In der Darstellung in Fig. 4E wird die Motordrehzahl durch ein Energiegleichgewicht zwischen einer mechanischen Belastung, die auf den Elektronikmotor 206 hauptsächlich durch den Ventilator 207 ausgeübt wird, und der elektri­ schen Energie, die dem Motor zugeführt und durch die Be­ dienungsperson bestimmt wird, eingestellt. Das Blockschalt­ bild zeigt ein manuell eingestelltes Potentiometer 203, des­ sen Endklemmen zwischen Vdd und Masse geschaltet sind und dessen Schleifer mit der negativen Eingangsklemme des Kom­ parators 202 verbunden ist. Die positive Eingangsklemme des Komparators 202 ist mit dem Ausgang einer Sägezahnwel­ lenformquelle 201 verbunden. Der Ausgang des Komparators 202 ist mit einer elektronischen Gatterschaltung 205 ver­ bunden. Strom wird der elektronischen Gatterschaltung 205 aus der Gleichstromversorgung 204 zugeführt. Strom wird der elektronischen Gatterschaltung 205 über drei gesonderte Verbindungen A, B, C entnommen, die zu den drei Wicklungs­ stufen des Elektronikmotors 206 führen. Der Komparator gibt an seinem Ausgang in Abhängigkeit von der Einstellung des Potentiometers 203 eine Ausgangswellenform ab, die eine an­ dauernde logische "Eins", eine gepulste logische "1" mit einer festen Folgefrequenz von 20 kHz, deren Dauer durch die Einstellung des Potentiometers 203 bestimmt wird, oder schließlich eine andauernde logische "Null" ist.

Der dazwischenliegende Fall ist in Fig. 4E dargestellt. Die elektronische Gatterschaltung 205 ist hauptsächlich die Steuerlogik 145, deren Funktion es ist, für die Torsteuerung auf die Pulsbreitenmodulation hin zu sorgen, die an U89 erscheint, und auf das Ausgangssignal des Modulo-6- Zählers hin, das die doppelten Kommutierungsperioden zum Erregen der gesonderten Wicklungsstufen festlegt. Die Ein­ stellung des Eingangssignals des Komparators wird durch die Bedienungsperson bestimmt, wenn diese die Spannung an dem Potentiometer 203 einstellt. Diese Anordnung ergibt einen vollen Steuerbereich, und zwar mit der erforderlichen Stabi­ lität sowohl an der oberen als auch an der unteren Grenze. Dem rückführungsfreien System fehlt zwar die Driftstabili­ tät eines Systems mit Rückführung, das in geschlossenem Kreis arbeitet, das rückführungsfreie System hat aber den Vorteil der Einfachheit, und irgendeine geringfügige Drift, die auftreten könnte, ist gewöhnlich nicht besonders nach­ teilig.

Das Ziel des rückführungsfreien Pulsbreitenmodulationsbe­ triebes ist es, Anomalien aufgrund der Zeitverzögerung zu vermeiden, die in mit Rückführung arbeitenden Pulsbreiten­ modulationssystemen auftreten. In Pulsbreitenmodulations­ systemen mit Rückführung wird das System eingeschaltet und dann zu einer späteren Zeit durch irgendeinen motorbezoge­ nen Parameter, wie beispielsweise den Strom oder die Spannung, abgeschaltet. Es gibt eine Mindestimpulsbreite, die so er­ zeugt werden kann, welche der Gesamtzeitverzögerung des Systems einschließlich der Ausschaltverzögerung der Lei­ stungstransistoren entspricht. Wenn der Versuch gemacht wird, einen pulsbreitenmodulierten Impuls zu erzeugen, der kürzer ist als die Systemzeitverzögerung, wird das System entweder von irgendeinem endlichen Wert auf null springen oder zwischen null und diesem minimalen endlichen Wert ständig hin- und herschalten und versuchen, die "verbotene" Einstellung durch Mittelwertbildung über viele Impulse zu erreichen, von denen einige zu groß und andere null sind.

Das Vermeiden dieser Anomalien stellt Anforderungen an die Art und Weise der Einstellung des variablen Wertes und der Art der Erzeugung der periodischen Wellenform, die beide als Eingangssignale an dem Komparator 202 in Fig. 4E dar­ gestellt sind. Die Anforderungen werden auch an die Be­ ziehung des einen zu dem anderen gestellt.

In der hier beschriebenen Ausführungsform kann der Benut­ zer des Ventilators den Ventilator anschauen, bestimmen, ob er sich mit der gewünschten Drehzahl dreht, und eine Auf- oder Abwärtsverstellung vornehmen. Die Einstellung ist, nachdem sie einmal gemacht worden ist, von dem was am Motor und in der Leistungsschaltung passiert, im wesentlichen un­ abhängig, und, wenn der Benutzer sich von der Steuervor­ richtung wegbewegt hat und nicht mehr mittels Hand und Auge reguliert, ist dieser Betrieb ebenfalls rückführungsfrei.

Die Steuervorrichtung 203 braucht jedoch nicht auf die be­ schriebene Weise manuell eingestellt zu werden. Der einge­ stellte Wert kann Teil eines die Leistung, den Strom, die Kühlung usw. abfühlenden Rückführungssystems sein, in wel­ chem Mittelwerte von sich langsam verändernden Parametern, wie beispielsweise mittlere Ströme, mittlere Temperaturen usw., benutzt werden können. Es ist somit möglich, einen rückführungslosen Modulator in einem mit Rückführung arbei­ tenden Motorsystem zu benutzen.

Der einstellbare Wert in dem Pulsbreitenmodulationseingangs­ signal muß zwei Kriterien erfüllen. Er sollte weder augen­ blicklich auf Parameter des Motorstromkreises ansprechen noch irgendwelche Frequenzkomponenten haben, die mit denen der sich wiederholenden Schwingung vergleichbar sind, so daß sie den Abstand zwischen Abschnitten stören würden, die benutzt werden, um den aktiven Zustand des Komparatoraus­ gangssignals und so das Tastverhältnis der pulsbreitenmodu­ lierten Wellenform festzulegen. Die einstellbare Schwingung sollte also nicht irgendwelche Komponenten haben, deren zeitliche Änderung mit der zeitlichen Änderung der sich wiederholenden Wellenform vergleichbar ist.

Eine weitere Forderung ist, daß die sich wiederholende Wel­ lenform strikt von dem Motor unabhängig sein sollte, so daß weder kurzfristig noch langfristig eine Beziehung zwi­ schen ihnen vorhanden ist. In der hier beschriebenen Aus­ führungsform wird der Oszillator aus derselben Gleichstrom­ versorgung wie der Motor gespeist. Die Versorgung wird aber durch einen Z-Spannungsregler gesteuert und Gleichstrom­ werte sowie kurzfristige Strominstabilitäten werden daran gehindert, die Oszillatorfrequenz, die Amplitude oder die Wellenform nachteilig zu beeinflussen. Wenn diese Bedingun­ gen eingehalten werden, dann wird die Motordrehzahl prak­ tisch in ihrem gesamten Bereich ohne irgendeine Ungleich­ mäßigkeit in der Motordrehzahlfunktion eingestellt.

In der hier beschriebenen Anordnung wird ein großer Be­ reich der Drehzahleinstellung bei ruhigem Betrieb erreicht. Der kontinuierliche Steuerbereich reicht von ungefähr 0% bis 100% Tastverhältnis oder relativer Einschaltdauer der Einstellung, was einer Drehzahl von ungefähr 10 U/min bis ungefähr maximal 200 U/min entspricht. Bei einem Tastver­ hältnis in der Nähe von null schalten die Leistungschalter nicht voll ein und arbeiten auf analoge Weise bis herunter auf 0% Tastverhältnis. Die mit impulsweiser Rückführung arbeitenden Systeme sind dagegen gewöhnlich auf eine Ein­ stellung mit 5% bis 95% Tastverhältnis beschränkt, und zwar wegen der Beschränkungen in den Verzögerungszeiten von verfügbaren billigen Halbleiterschaltern und den Verzöge­ rungszeiten in der Signallogik selbst.

Wirtschaftliche Überlegungen verlangen normalerweise, daß die Folgefrequenz der Impulse über den Hörgrenzen (20 kHz) liegt, aber nicht nennenswert oberhalb der Hörgrenzen, was teuere Hochfrequenztransistorschalter erfordern würde. Eine wirtschaftlich praktische Grenze liegt bei ungefähr 30 kHz.

In praktischen Schaltungen, in denen NPN-Vorrichtungen be­ nutzt werden, hat die Sägezahnwellenform eine sehr genaue positive Spitze und keine zu genaue untere Spitze. Der Grund dafür ist, daß die positive Spitze dem Einschalten einer Vorrichtung zugeordnet ist, während die negative Spitze dem Abschalten der Vorrichtung zugeordnet ist. Aus diesem Grund ist die 0%-Modulation der positiven Spitze zugeordnet, die bei ungefähr 2 V auftritt, und die 100%-Modulation ist der negativen Spitze zugeordnet, die bei Massepotential auf­ tritt, da eine gleichmäßige Modulation bis 0% kritischer ist. Die Einschaltzeit umfaßt immer die positive Spitze, die Abschaltzeit die negative.

Claims (21)

1. Anordnung zum Steuern der Drehzahl eines aus einem Wechselstromnetz (115 V) gespeisten elektronisch kommu­ tierten Gleichstrommotors (120), der einen Dauermagnet­ läufer und einen Ständer mit mindestens drei im Stern ge­ schalteten Phasenwicklungen (A, B, C) aufweist, mit
einer ersten einstellbaren Spannungsverringerungs­ einrichtung (105), die in Reihe zwischen dem Wechsel­ stromnetz (115 V) und einer Gleichrichteranordnung (R22, CR5, C1) liegt zur Erzeugung einer variablen Ausgangs­ gleichspannung (B+), mit der die Phasenwicklungen (A, B, C) abhängig von einer die Kommutierung bewirkenden Steu­ erlogik (145) erregt werden, die mit einer Versorgungs­ gleichspannung (V_DD) aus einer zweiten Spannungsverringe­ rungseinrichtung (R23, CR1, C2) von der variablen Aus­ gangsgleichspannung (B+) gespeist wird,
einem Sägezahngenerator (R24, C6, Q42) zur Bildung einer Sägezahnspannung mit im Verhältnis zur Kommutie­ rungsfrequenz hoher Folgefrequenz,
einer Schaltung (R25, R26, R27, R29, R30, R40, C4, Q81), die aus der Versorgungsgleichspannung (V_DD) eine Steuergleichspannung (REG) erzeugt, welche von Null aus ansteigt, wenn die variable Ausgangsgleichspannung (B+) auf Werte unterhalb einer bestimmten Höhe abgesenkt wird, die niedriger als ihre maximale Höhe ist,
einem Pulsbreitenmodulator (148), der einen Kompa­ rator (COM 6) aufweist mit einem ersten Eingang (+), an dem die Sägezahnspannung liegt, und mit einem zweiten Eingang (-), an dem die Steuergleichspannung (REG) liegt, um der Steuerlogik (145) zuzuführende Modulatorimpulse mit einem bei ansteigender Steuergleichspannung (REG) von "Eins" abnehmenden Tastverhältnis zu erzeugen, das "Null" erreicht, wenn durch die erste Spannungsverringerungsein­ richtung (105) die Ausgangsgleichspannung (B+) auf 1/2 bis 1/3 ihrer maximalen Höhe verringert ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, wobei
die Sägezahnspannung eine erste Steigung mit einer ersten Dauer und eine zweite Steigung mit einer zweiten Dauer und mit einem zur ersten Steigung entgegengesetzten Verlauf aufweist, und
die Einstellung der Steuergleichspannung (REG) zu einer Einstellung der aktiven Ein-Zeit jeden Impulses und dadurch zur Einstellung der Geschwindigkeit führt, mit der dem Motor elektrische Energie zur Festlegung der Mo­ tordrehzahl oder des Motordrehmoments zugeführt wird.

3. Anordnung nach Anspruch 2, wobei die Steigung jeder Veränderung in der Steuergleichspannung (REG) im Verhält­ nis zu den Veränderungen der Sägezahnspannung klein ist.

4. Anordnung nach Anspruch 2, wobei die Steigung aller Veränderungen in der Steuergleichspannung (REG) im Ver­ hältnis zu der Frequenz der Motorkommutierung klein ist.

5. Anordnung nach Anspruch 3 oder 4, wobei die Modula­ torimpulse im wesentlichen Rechteckschwingungen sind.

6. Anordnung nach Anspruch 2, wobei der Einstellbereich der Steuergleichspannung (REG) mit der Amplitude der Sä­ gezahnspannung vergleichbar ist, um einen großen Bereich der Drehzahl- oder Drehmomenteinstellung zu erleichtern.

7. Anordnung nach Anspruch 2, wobei die Steuergleich­ spannung (REG) einen Einstellbereich aufweist, der an ei­ ner Einstellgrenze einen Schnittpunkt mit der Sägezahn­ spannung vermeidet, damit der Pulsbreitenmodulator (148, 202) ein Ausgangssignal erzeugt, das im wesentlichen im­ mer Ein oder immer Aus ist.

8. Anordnung nach Anspruch 2, wobei die Steuergleich­ spannung (REG) einen Einstellbereich aufweist, der an den Grenzen des Einstellbereichs einen Schnittpunkt mit der Sägezahnspannung vermeidet, damit der Pulsbreitenmodula­ tor (148, 202) ein Ausgangssignal erzeugt, das an einer Einstellgrenze im wesentlichen immer Ein und an der ande­ ren Einstellgrenze im wesentlichen immer Aus ist.

9. Anordnung nach Anspruch 2, wobei die Steuergleich­ spannung (REG) einen Einstellbereich aufweist, der den Bereich der Werte der Sägezahnspannung überlappt, wobei der Pulsbreitenmodulator (148, 202) ein Ausgangssignal erzeugt, das an einer Grenze der Einstellung im wesentli­ chen immer Ein, an der anderen Grenze im wesentlichen im­ mer Aus und bei Zwischeneinstellungen impulsförmig ist.

10. Anordnung nach Anspruch 2, wobei die Folgefrequenz der Sägezahnspannung oberhalb der Hörbarkeitsgrenze und unterhalb des Wertes liegt, bei dem Niederfrequenzfest­ körperschalter nennenswerte Schaltverluste aufweisen.

11. Anordnung nach Anspruch 2, wobei die Frequenz der Sägezahnspannung mehr als 20 kHz beträgt.

12. Anordnung nach Anspruch 11, wobei die Sägezahnspan­ nung eine erste Steigung mit einer langen Dauer und eine zweiten Steigung mit einer kurzen Dauer aufweist.

13. Anordnung nach Anspruch 1, wobei sich die Steuer­ gleichspannung (REG) nach einer anfänglichen, keine Ände­ rung bewirkenden Verringerung der Motorbetriebsspannung ändert, wenn die variable Ausgangsspannung zur Erzeugung der Ausgangsimpulse abnimmt.

14. Anordnung nach Anspruch 1, wobei
zur Bestimmung der gegenseitigen relativen Winkelpo­ sition der Wicklungsbaugruppe und der Magnetbaugruppe in einer unerregten Wicklungsstufe des Motors eine induzier­ te Gegen-EMK zeitlich integriert wird, und
eine Steuergleichspannungs-Erzeugungseinrichtung (203) zur Erzeugung der Steuergleichspannung (REG) vorge­ sehen ist.

15. Anordnung nach Anspruch 14, wobei die Steuergleich­ spannungs-Erzeugungseinrichtung (203) einen Spannungstei­ ler mit einer beweglichen Anzapfung aufweist, wobei der Spannungsteiler an die Versorgungsgleichspannung (V_DD) angeschlossen ist und wobei die bewegliche Anzapfung mit dem zweiten Eingang des Pulsbreitenmodulators (148, 202) verbunden ist, wodurch die erste einstellbare Spannungs­ verringerungseinrichtung oder die einstellbare Anzapfung die Einstellung des Motordrehmoments oder der Motordreh­ zahl bewirkt.

16. Anordnung nach Anspruch 14, wobei eine Spannungssta­ bilisierungseinrichtung (150) zur Stabilisierung der Versorgungsgleichspannung (V_DD) vorgesehen ist, und die Steuergleichspannungs-Erzeugungseinrichtung (203) eine Einrichtung zur Bildung einer Spannung aufweist, die von der variablen Ausgangsspannung abhängig ist, die zur Ver­ ringerung der aktiven Ein-Zeit der pulsbreitenmodulierten Impulse erfaßt wird, wenn die variable Ausgangsspannung verringert wird.

17. Anordnung nach Anspruch 14, wobei
eine Spannungsstabilisiereinrichtung (150) zur Sta­ bilisierung der Versorgungsgleichspannung (V_DD) vorgese­ hen ist, und
die Steuergleichspannungs-Erzeugungseinrichtung (203) eine Halbleiterschaltung zur Bildung einer Spannung aufweist, die sich nach einer anfänglichen Verringerung der variablen Ausgangsspannung, welche keine Änderung in der Steuerspannung verursacht, mit zusätzlichen Abnahmen in der variablen Ausgangsspannung (B+) derart ändert, daß die aktive Ein-Zeit der pulsbreitenmodulierten Impulse verringert wird.

18. Anordnung nach Anspruch 16 oder 17, wobei die Steu­ ergleichspannungs-Erzeugungseinrichtung (203) einen Span­ nungsteiler mit einer beweglichen Anzapfung aufweist, wo­ bei der Spannungsteiler (203) an die Versorgungsgleich­ spannung (V_DD) angeschlossen ist und wobei die Anzapfung mit dem zweiten Eingang des Pulsbreitenmodulators (148, 202) verbunden ist, wobei die Einstellung der beweglichen Anzapfung das maximale Motordrehmoment oder die maximale Motordrehzahl einstellt und wobei die Einstellung der ersten einstell­ baren Spannungsverringerungseinrichtung die Drehzahl oder das Drehmoment unter die maximale Einstellung verringert.

19. Anordnung nach Anspruch 17, wobei die Halbleiter­ schaltung einen Spannungsteiler mit einer Ausgangs­ anzapfung, an die die variable Ausgangsspannung angelegt wird, und einen Transistor aufweist, dessen Emitter mit einem Anschluß der Versorgungsgleichspannung (V_DD), des­ sen Basis mit der Ausgangsanzapfung des Spannungsteilers und dessen Kollektor mit dem zweiten Eingang des Puls­ breitenmodulators (148, 202) verbunden ist.

20. Verfahren zum Steuern der Drehzahl eines aus einem Wechselstromnetz (115 V≈) gespeisten elektronisch kommu­ tierten Gleichstrommotors (120), der einen Dauermagnet­ läufer und einen Ständer mit mindestens drei im Stern ge­ schalteten Phasenwicklungen (A, B, C) aufweist, durch:
Erzeugen einer variablen Ausgangsgleichspannung (B+) aus dem Wechselstromnetz (115 V≈), mit der die Pha­ senwicklungen (A, B, C) erregt werden,
Steuern der Drehzahl durch Ändern der Ausgangs­ gleichspannung (B+) in einem ersten Spannungsbereich zwi­ schen ihrer maximalen Höhe und einer gegenüber dieser verringerten Höhe,
Erzeugen einer Steuergleichspannung (REG), welche von Null aus ansteigt, wenn die variable Ausgangsgleich­ spannung (B+) auf Werte unterhalb dieser verringerten Hö­ he abgesenkt wird,
Steuern der Drehzahl in einem zweiten Spannungsbe­ reich unterhalb dieser verringerten Höhe der Ausgleichs­ spannung (B+) durch gleichzeitiges Ändern der Ausgangs­ gleichspannung (B+) und durch Pulsbreitenmodulation der­ selben mit einem Tastverhältnis, das bei von 0 Volt an­ steigender Steuergleichspannung (REG) von "Eins" abnimmt und das "Null" erreicht, wenn durch die Ausgangsgleich­ spannung (B+) auf 1/2 bis 1/3 ihrer maximalen Höhe ver­ ringert ist.

21. Verfahren nach Anspruch 20, mit dem Schritt Erfassen und zeitliches Integrieren einer in einer unerregten Wicklungsstufe induzierten Gegen-EMK zur Be­ stimmung der gegenseitigen relativen Winkelposition der Wicklungsbaugruppe und der Magnetbaugruppe.