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Die
Erfindung betrifft eine Motorsteuerschaltung und ein Verfahren zum
Steuern der Drehzahl und der Drehrichtung eines aus einem Wechselstromnetz
gespeisten elektronisch kommutierten Gleichstrommotors.
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Steuerschaltungen
für Motoren
mit elektronischem Kommutator werden bislang unter Verwendung von
diskreten elektronischen Bauelementen hergestellt, aber die erwünschte Herstellung
von solchen Steuerschaltungen als Festkörper- oder kontaktlose Elektronikschaltungen,
bei denen in großem Umfang
von einer monolithischen integrierten Schaltungsanordnung Gebrauch
gemacht wird, wird in Diskussionen unter Sprechern der Elektroindustrie
weitgehend anerkannt, was sich auch durch das gleichermaßen breite
Vorhandensein von Produkten, die solche monolithischen integrierten
Schaltungen enthalten, auf dem gegenwärtigen Markt zeigt.
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Beispiele
für die
Motoren mit elektronischem Kommutator, für die eine solche Steuerschaltungsanordnung
verwendbar wäre,
finden sich in den US-Patentschriften 4 005 347, 4 169 990 und 4
162 435. Diese Motoren sind durch eine mehrstufige Wicklungsbaugruppe
und durch eine Magnetbaugruppe gekennzeichnet, die beide so angeordnet
sind, dass sie relativ zueinander drehbar sind, wobei der Motor in
einem bestimmten Zustand einer Mehrzustandserregungssequenz eine
unerregte Wicklungsstufe hat, in der eine induzierte Gegen-EMK auftritt,
die, wenn sie über
der Zeit auf einen vorbestimmten Wert integriert wird, den Zeitpunkt
angibt, in welchem die gegenseitige relative Winkelposition erreicht
worden ist, welche zur Kommutierung auf den nächsten Zustand geeignet ist.
In den meisten Fällen
ist die mehrstufige Wicklungsbaugruppe üblicherweise stationär, und die
Magnetbaugruppe ist innerhalb der Wicklungsbaugruppe angeordnet
und in bezug auf die unmittelbare Umgebung in Lagern drehbar, die
an einem Rahmen befestigt sind, welcher der Wicklungsbaugruppe mechanisch
gemeinsam ist. Die mechanisch entgegengesetzte Anordnung, in der
sich die Wicklungsbaugruppe innerhalb der Magnetbaugruppe dreht,
ist weniger üblich,
stellt aber viele derselben Forderungen an die Steuerschaltungsanordnung, und
im allgemeinen ist die Steuerschaltungsanordnung bei solchen Motoren
gleichermaßen
verwendbar. Darüber
hinaus ist die üblichere
Magnetbaugruppe in solchen Motoren eine Permanentmagnetbaugruppe.
Eine Anordnung jedoch, in der die Magnetbaugruppe elektromagnetisch
ist, stellt viele derselben Anforderungen an die Steuerschaltungsanordnung,
und im allgemeinen ist die Steuerschaltungsanordnung bei solchen
Motoren gleichermaßen
verwendbar.
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Von
dem Motor wird beispielsweise ein Haushaltsgerät angetrieben, das im Haus
aufgestellt wird, und Steuervorrichtungen werden, wenn es praktisch
ist, in dem Haushaltsgerät
vorgesehen, und, wenn es nicht praktisch ist, an Wandplätzen, die für den Benutzer
bequem erreichbar sind. In dem praktischen Fall einer Kombination
aus einem Deckenventilator und einer Leuchte, welche das praktische
Produkt darstellt, das hier als Beispiel gewählt wird, enthält der "Ventilator" einen Motor, eine
Lampe und vom Benutzer betätigte
Steuervorrichtungen für diese.
Die Steuervorrichtungen sind sowohl in die Leuchte eingebaut als
auch entfernt angeordnet. Die Fernsteuerung kann an einem zweckmäßigen Wandplatz
angebracht werden und kann weitgehend doppelt vorhandene, durch
den Benutzer betätigte
Steuervorrichtungen umfassen. Die üblichen Funktionen der durch
den Benutzer betätigten
Steuervorrichtungen sind das Ein- oder Ausschalten des Ventilators oder
der Lampe, das Einstellen der Helligkeit des Lichtes und das Einstellen
der Drehzahl oder der Drehrichtung des Ventilators.
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Die
vom Benutzer betätigten
Steuervorrichtungen, insbesondere die an der Wand angebrachten Steuervorrichtungen,
werden selbst ähnlich
wie andere Installationsvorrichtungen, die im Haus benutzt werden,
aufgebaut und durch ein elektrisches Kabel untereinander verbunden,
das für
die übliche
Haushaltsverdrahtung für
110 V Wechselspannung typisch ist. Im allgemeinen ist die Forderung,
die an solche "Steuersysteme" gestellt wird, dass
die Schaltungsverbindungen minimal sind und, wenn möglich, keine zusätzliche
Sonderverdrahtung erfordern. Im Idealfall soll die Verdrahtungsinstallation
die vollständige Übertragung
innerhalb der "Steuersysteme" durch lediglich
ein Zweidrahtkabel gestatten. Im Idealfall soll die hier als Beispiel
beschriebene, vom Benutzer betätigte
Steuerschaltungsanordnung nicht mehr als zwei Drähte zwischen der Wandsteuervorrichtung, der
Leuchte und der Hausverdrahtung erfordern, damit minimale Installationskosten
entstehen. In dieser Kategorie wird die Steuerschaltung in der Form
typischer Haushaltsverdrahtungsanlagen hergestellt.
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Es
ist demgemäß Aufgabe
der Erfindung, eine Steuerschaltung für einen elektronisch kommutierten
Motor mit verbesserter Drehzahlsteuerung zu schaffen, mit der auch
die Drehrichtung vorgegeben werden kann.
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Ferner
soll ein verbessertes Verfahren zum Steuern der Drehzahl eines Motors
mit elektronischem Kommutator geschaffen werden, mit dem auch die
Drehrichtung vorgegeben werden kann.
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Die
folgende Beschreibung befaßt
sich mit diesen Zielen der Erfindung. Sie werden in einer Steuerschaltung
für einen
Motor mit elektronischem Kommutator erreicht, der aus einer Gleichstromquelle
speisbar ist und eine dreistufige Wicklungsbaugruppe sowie eine
Magnetbaugruppe hat, die beide so angeordnet sind, dass sie relativ
zueinander drehbar sind. In einem bestimmten Zustand einer sechs Zustände umfassende
Erregungsfrequenz, die die Relativdrehung bewirkt, ist eine Wicklungsstufe
des Motors in einem Sinn erregt, eine zweite Wicklungsstufe ist
in entgegengesetztem Sinn erregt und mit der ersten Wicklungsstufe
in Reihe geschaltet und eine dritte Wicklungsstufe ist unerregt.
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Eine
erfindungsgemäße Kombination
in der Steuerschaltung enthält
Leistungseingangsklemmen zum Anschluß an eine für den Motorbetrieb geeignete
Stromversorgung; einen Wellenformgenerator zum Liefern einer sich
wiederholenden Niederspannungswellenform mit im wesentlichen konstanter
Folgefrequenz, Amplitude und Konfiguration, deren Kenndaten von
einer Abhängigkeit
von dem Motor im wesentlichen frei sind, wobei die Wellenform eine erste
Steigung einer ersten Dauer und eine zweite Steigung mit einer zweiten
Dauer und mit einem zu der ersten Steigung entgegengesetzten Sinn
und eine Folgefrequenz hat, die mit Bezug auf die Kommutierungsfrequenz
hoch ist; eine Einrichtung zum Erzeugen einer im wesentlichen glatten,
einstellbaren Steuerspannung; einen modulierenden Komparator, der
einen ersten Eingang hat, an den die sich wiederholende Spannungswellenform
angelegt wird, und einen zweiten Eingang, an den die einstellbare Steuerspannung
angelegt wird, um Ausgangsimpulse zu erzeugen, wenn Schnittpunkte
zwischen den Eingangssignalen auftreten, wobei die Ausgangsimpulse
mit der konstanten Folgefrequenz auftreten und eine "aktive" Ein-Zeit haben,
die gleich dem Intervall zwischen abwechselnden Paaren von Schnittpunkten
ist; eine Steuerlogikeinrichtung, die auf die "aktive" Ein-Zeit der Modulatorimpulse hin pulsbreitenmodulierte
Signale zur Steuerung der Erregung der Wicklungsstufen in der mehrere
Zustände
umfassenden Erregungssequenz steuert, sowie eine Vorwärts-/Rückwärts-Logik,
die in Abhängigkeit
von der Steuerspannung die Drehrichtung des Motors bestimmt. Im
Betrieb wird durch das Einstellen der Steuerspannung die aktive
Ein- Zeit jedes Impulses und dadurch die Geschwindigkeit eingestellt,
mit der elektrische Energie dem Motor zugeführt wird, um die Motordrehzahl
oder das Motordrehmoment festzulegen. Außerdem wird dadurch die Drehrichtung
des Motors festgelegt.
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Die
sich wiederholende Spannungswellenform ist vorzugsweise eine Sägezahnwellenform,
die eine Folgefrequenz von über
20 kHz hat. Die einstellbare Spannung ist in bezug auf die Motorkommutierungsgeschwindigkeit
und in bezug auf die Folgefrequenz der sich wiederholenden Spannungswellenform
glatt. Die Eingangssignale, die an den modulierenden Komparator
angelegt werden, werden in dem bevorzugten Fall so gewählt, dass
eine Ausgangswellenform erzeugt wird, die an einer ersten Grenze der
Einstellung im wesentlichen immer im Ein-Zustand ist, an einer zweiten
Grenze im wesentlichen immer im Aus-Zustand ist und bei Zwischeneinstellungen
eine impulsförmige
Rechteckwellenform variabler Breite ist. Überschreitet die einstellbare
Spannung die zweite Grenze (Aus-Zustand), wird die Drehrichtung
des Motors umgekehrt.
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Eine
zweite Einrichtung zur variablen Drehzahl- oder Drehmomentsteuerung
ist durch eine einstellbare Spannungsreduziereinrichtung vorgesehen,
die den Motor mit der Stromversorgung in Reihe schaltet. Diese Spannungsreduziereinrichtung
in der Leistungsschaltung wird vorzugsweise gemeinsam mit der einstellbaren
Steuerspannung benutzt, die die aktive Ein-Zeit der pulsbreitenmodulierten Impulse
beeinflußt,
welche zur Steuerung der Stromaufnahme des Motors benutzt werden.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
ist die einstellbare Spannungsreduziereinrichtung von der einstellbaren
Steuerspannung unabhängig,
um eine erste Verringerung der Motordrehzahl oder des Motordrehmoments
zu erzeugen, aber für
weitere Verringerungen sind Einrichtungen vorgesehen, um die einstellbare
Steuerspannung an den Impulsmodulator in Abhängigkeit von dessen reduzierter
Spannung zur Stromversorgung des Motors anlegbar zu machen. Das
ergibt eine gemeinsame Reduzierung sowohl der Spannung als auch
des Tastverhältnisses der
dem Motor zugeführten
pulsbreitenmodulierten Energie. Das gestattet einen vollen Bereich
der Drehzahl- oder Drehmomentsteuerung bis zum Stillstand bei einer
kleineren Verringerung der Motorspannung und gestattet außerdem,
dass die reduzierte Spannung immer groß genug bleibt, um die Steuerschaltung
mit ausreichendem Strom zu versorgen.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt der Erfindung wird ein neues Verfahren zum Steuern
der Drehzahl oder des Drehmoments eines Motors mit elektronischem
Kommutator beschrieben. Die Schritte beinhalten das Erzeugen einer
variablen Ausgangsspannung, die für einen Motorbetrieb mit veränderlicher
Drehzahl oder veränderlichem
Drehmoment sowie änderbarer
Drehrichtung geeignet ist, mittels einer einstellbaren Spannungsreduziereinrichtung,
die den Motor mit der Stromquelle in Reihe schaltet, wobei eine
sich wiederholende Niederspannungssägezahnwellenform mit im wesentlichen
konstanten Parametern erzeugt wird; das Erzeugen einer einstellbaren,
im wesentlichen glatten Steuerspannung für Motordrehzahl- oder -drehmoment-
sowie Drehrichtungssteuerzwecke, wobei die sich wiederholende Spannungswellenform
mit der einstellbaren Steuerspannung in einem Modulator verglichen wird,
um Ausgangsimpulse zu erzeugen, wenn Schnittpunkte zwischen den
Eingangssignalen auftreten, wobei die Ausgangsimpulse mit der Folgefrequenz
der Sägezahnwellenform
auftreten und eine "aktive" Ein-Zeit haben,
die gleich dem Intervall zwischen abwechselnden Paaren von Schnittpunkten ist;
das Erzeugen eines Signals zum Umsteuern der Drehrichtung, wenn
die Steuerspannung einen Schwellenwert überschreitet; das Zuführen von
Energie aus der Stromquelle zu dem Motor während der aktiven Ein-Zeit
der Modulatorimpulse und das Einstellen nur der variablen Ausgangsspannung
für eine kleine
Verringerung der Motordrehzahl oder des Motordrehmoments und für eine weitere
Verringerung das gleichzeitige Einstellen der variablen Ausgangsspannung
und der Steuerspannung für
die Motordrehzahl- oder die Motordrehmomentsteuerung.
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Mehrere
Ausführungsbeispiele
der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen
näher beschrieben.
Es zeigen
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1 eine Darstellung der Installation
einer Deckenleuchte, die einen Ventilator und eine Lampe in sich
vereinigt und manuelle Steuervorrichtungen aufweist, wobei der Deckenventilator
durch einen Gleichstrommotor mit elektronischem Kommutator angetrieben
wird,
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2 ein Schaltbild der elektronischen Schaltungsanordnung,
die die elektronische Kommutierung des Ventilatormotors bewirkt
und die manuellen Steuervorrichtungen wirksam macht, wobei 2 insbesondere ein Schaltbild
einer gedruckten Schaltkarte zeigt, die die gegenseitigen Verbindungen
des Ventilatormotors, der Deckenlampe, der manuellen Steuervorrichtungen
und eine kundenspezifische integrierte Schaltung für die Motorsteuerung zeigt,
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3 ein Blockschaltbild der
funktionalen Hauptunterteilungen oder -blöcke der integrierten Motorsteuerschaltung
und der Funktionsverbindungen zwischen den Funktionsblöcken,
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4A eine Kombination eines
Schaltbildes und eines Logikdiagramms des Oszillators, des Pulsbreitenmodulators
und der Vorwärts/Rückwärts-Logikblöcke nach 4,
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4B Wellenformen zur Erläuterung
des Betriebes des Pulsbreitenmodulatorblockes,
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4C ein Diagramm der Auswirkung
der manuellen Bedienung der Wandsteuervorrichtung auf die Motordrehzahl
und die Drehrichtung,
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4D eine vereinfachte Darstellung,
die eine schaltbare Wandsteuervorrichtung für die Motordrehzahl und die
Motordrehrichtung zeigt,
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4E ein Blockschaltbild,
das eine rückführungslose
Pulsbreitenmodulationsmotorsteueranordnung nach der Erfindung zeigt,
und
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5 eine Darstellung von Signal-Zeitverläufen.
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1 zeigt eine Kombinationsvorrichtung aus
einer Lampe 100 und einem Deckenventilator 101 zusammen
mit geeigneten manuellen Steuervorrichtungen. Der Ventilatormotor,
der in einem Gehäuse 102 untergebracht
ist, ist in dieser Ausführungsform
ein Gleichstrommotor mit elektronischem Kommutator (Elektronikmotor),
der den vierblättrigen
Ventilator antreibt. Eine stationäre Baugruppe des Motors umfasst
einen ferromagnetischen Ständer,
dem eine mehrstufige Wicklungsanordnung zugeordnet ist, welche mehrere
Stufen enthält,
die jeweils aus mehreren Spulen gebildet sind, welche in mehrere Nuten
eingeführt
sind, die in gegenseitigem Umfangsabstand in einem Blechpaket des
Ständers
angeordnet sind. Eine drehbare Baugruppe des Motors ist in wahlweiser
magnetischer Kopplungsbeziehung zu den Wicklungsstufen des Ständers angeordnet und
umfasst einen Läufer,
auf dem mehrere Permanentmagnetelemente angeordnet sind.
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Zu
Beschreibungszwecken ist zwar hier ein besonderer Elektronikmotor
dargestellt, es können jedoch
andere Typen von Elektronikmotoren, die einen anderen Aufbau und
andere elektrische Kenndaten haben, im Rahmen der Erfindung benutzt
werden. Beispielsweise können
einige der Elektronikmotoren benutzt werden, die in den US-Patentschriften 4
005 347, 4 169 990 und 4 162 435 beschrieben sind.
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Die
Verbindungen mit dem Motor durchqueren eine Hohlwelle in dem Motor,
die einem stationären
Rohr gestattet, Drähte
zwischen einem Leitungsrohr 103, das auf der oberen Oberfläche des
Motorgehäuses 102 befestigt
ist, und einem Steuerkasten 104 zu tragen, der auf der
unteren Oberfläche
des Gehäuses
befestigt ist. Das Leitungsrohr 103 kann benutzt werden,
um Drähte
zu einem Anschlußkasten
(nicht dargestellt) zu führen,
der an der Decke befestigt ist.
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Das
Leitungsrohr 103 kann außerdem die Kombinationsvorrichtung
tragen. Der Steuerkasten 104 enthält die Steuerschaltungsanordnung
für den Betrieb
des Motors sowie drei manuell betätigte Steuervorrichtungen.
Die Lampenbaugruppe 100 ist an der unteren Oberfläche des
Steuerkastens 104 angebracht. Die Steuerschaltungsanordnung
befindet sich auf einer kreisförmigen
gedruckten Schaltkarte, die in den Steuerkasten eingepaßt ist.
Die Steuervorrichtungen für
die Lampe/Ventilator-Vorrichtung sind ein Dreiwegschalter S2, der
durch eine Zugkette betätigt wird,
zur Betriebsartwahl, ein Vorwärts/Rückwärts-Schiebeschalter
S1 und ein Drehzahleinstellpotentiometer R40. Der Betriebsartwählschalter
gestattet vier Betriebsarten: Ventilator ein; Lampe ein; Ventilator
und Lampe ein; und Ventilator und Lampe aus. Die Deckenvorrichtung
wird aus einem 115-V-Wechselstromnetz gespeist, das mit einer an der
Wand befestigten Steuervorrichtung 105 in Reihe geschaltet
ist, die ebenfalls manuelle Steuervorrichtungen aufweist.
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In
dem dargestellten Beispiel enthält
die Wandsteuervorrichtung manuelle Steuervorrichtungen sowohl für den Ventilator
als auch für
den Motor. Zu diesen gehören
ebenfalls ein Ein- und Aus-Schalter für die Deckenvorrichtung, eine
Motordrehzahl-, eine Vorwärts/Rückwärts-Steuervorrichtung
und ein Lampendimmer.
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Die
Steuerschaltungsanordnung für
den Betrieb der Deckenvorrichtung ist in 2 dargestellt, die ein Verdrahtungsdiagramm
der Anlage nach 1 zeigt. 2 enthält als Hauptmerkmale die Lampe 100,
den drei Wicklungsstufen aufweisenden Motor 120, die Wandsteuervorrichtung 105,
die auf der gedruckten Schaltungskarte angebrachte Verdrahtung,
welche als fünf
Hauptmerkmale eine integrierte Motorsteuerschaltung 121,
drei Hauptfestkörperschalter 122, 123, 124 und
einen vier Abschnitte aufweisenden Präzisionswiderstandsspannungsteiler 125 enthält. Zusätzlich zu
diesen fünf
Hauptmerkmalen enthält
die gedruckte Schaltungskarte die Schaltungselemente für die Stromversorgung
der Lampe, des Motors, der Motorsteuer-IC 121 und der Zeitsteuerung
und die manuellen Steuervorrichtungen, die mit der integrierten
Schaltung verbunden sind.
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Die
Deckenvorrichtung arbeitet folgendermaßen. Die Lampe empfängt Strom
während "positiver" Halbperioden des
Wechselstromnetzes. Der Betrieb der Lampe (allein) erfolgt, wenn
der Dreiwegbetriebsartwählschalter
S2 auf die NUR-Lampe-Position
gedreht wird. Weiter sei angenommen, dass die Wandsteuervorrichtung "Ein" ist und einen bidirektionalen
Strompfad niedrigen Widerstands zwischen ihren zwei externen Klemmen
bildet. Ferner sei angenommen, dass das 115-V-Wechselstromnetz eingeschaltet ist und
dass der Strom einem Pfad von der ersten Wechselstromklemme 126 über die
Wandsteuervorrichtung 105, den lösbaren Verbinder E4, die Lampe 100,
den lösbaren
Verbinder E2, zuerst die Anode und dann die Katode der Diode CR4,
den lösbaren
Verbinder E1, den Schalter S2 und schließlich zur zweiten Wechselstromklemme 127 folgt.
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Der
Motor und die IC empfangen Strom während "negativer" Halbperioden des Wechselstromnetzes.
Wenn angenommen wird, dass der Schalter S2 auf die Nur-Motor- oder
auf die Motor- und
-Ventilator-Ein-Position gedreht wird, geht der Strom von der Klemme 127 über den
Schalter S2, den Verbinder E5 zu einer 150-V-Gleichstromversorgung,
die aus einer Sicherung F1, einem Strombegrenzungswiderstand R22,
einer Diode CR5 und einem Filterkondensator C1 besteht, welch letzterer
zwischen die Katode der Diode CR5 und die gemeinsame Masseverbindung der
Versorgung geschaltet ist. Die Transistorschalter 122, 123, 124 haben
jeweils eine Stromeingangsklemme, die über eine Schutzschaltung L1,
CR12, CR13 an den +150 Volt-Bus der Gleichstromversorgung, der an
der Katode der Diode CR5 beginnt, und an eine Lastklemme angeschlossen
ist, die über
die Verbinder E6, E7 bzw. E8 mit einem Ende der Motorwicklungsstufen
A, B bzw. C verbunden ist. Die anderen Enden der Motorwicklungsstufen
sind mit einem Null- oder Sternpunkt 128 verbunden, der
kein externer Anschlußpunkt
für die
Motorerregung ist. Die Schalter A, B und C, die den gleichen Aufbau
haben, arbeiten so, dass ein Schalter (beispielsweise A) in einem
leitenden H-, ein anderer, (z. B. B) in einem leitenden L- und der
dritte Schalter (C) in einem nichtleitenden Zustand hoher Impedanz
ist. In diesem Fall fließt
der Strom von dem 150 V B+ Bus über
den Schalter 122, den Verbinder E6 in die Wicklung A, über den
Wicklungspunkt 128 in die Wicklung B, in den Verbinder
E7, und über
den Schalter 123 zur gemeinsamen Masse. Die gemeinsame
Masse wird ebenso wie die negative Klemme des Filterkondensators
C1 über
den Verbinder E4 und die Wandsteuervorrichtung 105 zu der
anderen Klemme 126 des Wechselstromnetzes zurückgeführt. Strom
wird wie angegeben dem Motor 120 und dem Motorsteuer-IC 121 nur
während
der negativen Halbperiode der Netzwechselspannung zugeführt, und
zwar wegen des unidirektionalen Leitens der Diode CR5. Strom wird
der Lampe nur während
der positiven Halbperioden der Netzwechselspannung zugeführt, und
zwar wegen des unidirektionalen Leitens der Diode CR4.
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Das
Motorsteuer-IC 121 empfängt
seinen Strom (Vdd) an dem Ausgang der Schutzschaltung L1, CR12,
CR13 über
einen Spannungsvorwiderstand R23, einen Filterkondensator C2 und
eine Spannungsbegrenzungs-Z-Diode CR1, die mit dem Anschlußfleck P13
verbunden ist. Die IC-Masse (Vss) wird über den Anschlußfleck P6
zu der Systemmasse zurückgeführt, zu
der auch der Kondensator C2 und die Z-Diode CR1 zurückgeführt werden.
Die Anordnung liefert eine Spannung Vdd von ungefähr +9,0
V zum Betreiben der IC. Das IC wird aus Silizium unter Verwendung
eines komplementären
(C) Metall-Oxid-Halbleiter-(MOS)-Prozesses
hergestellt. Der CMOS-Prozeß ergibt
auf einfache Weise P-Kanal-Feldeffekttransistoren (FETs), N-Kanal-Feldeffekttransistoren,
einzelne Dioden und Widerstände.
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Das
Steuer-IC liefert die geeigneten Ausgangssignale zum Kommutieren
des drei Wicklungsstufen aufweisenden Motors 120 und übt die Steuerung über den
Motor aus, wobei es die manuellen Steuervorrichtungen in dem an
dem Motor befestigten Steuerkasten 104 und in der Wandsteuervorrichtung 105 wirksam
macht. Das IC gewinnt die Zeitsteuerinformation, die für die Kommutierung
benutzt wird, aus den einzelnen Wicklungsstufen des Motors, wobei
die nichterregte Wicklung auf die Gegen-EMK hin abgefühlt wird,
um den Zeitpunkt für
die Kommutierung festzulegen. Die Enden der Wicklungsstufen A, B
und C sind einschließlich
des Wicklungspunktes 128 über die Verbinder E6, E7, E8
bzw. E3 mit einer Endklemme von jeweils vier gesonderten, jeweils zwei
Widerstände
enthaltenden Präzisionsspannungsteilern
verbunden. Die andere Endklemme jedes Spannungsteilers ist mit einem
Schaltungspunkt 129 verbunden und über zwei in Reihe geschaltete und
in Vorwärtsrichtung
gepolte Dioden CR2 und CR3 mit Masse verbunden. Die Dioden sind
durch einen Filterkondensator C3 überbrückt. Ein Widerstand R28 verbindet
den Schaltungspunkt 129 mit dem B+ Ausgang an CR5, C1.
Die Abgriffe an den vier Spannungsteilern, die auf ein Teilungsverhältnis von
1 zu 41 eingestellt sind, sind mit den Eingangsanschlußflecken
des Motorsteuer-IC verbunden, die mit P5 (VA), P4 (VB), P3 (VC)
bzw. P2 (VN) verbunden sind. Das Spannungsteilungsverhältnis ist
so gewählt, dass
der Spannungshub um die Nullinie (VN) an den IC-Eingängen nicht
die Eingangsbelastbarkeiten des Motorsteuer-IC übersteigt. Die vorstehend beschriebene
Konfiguration, die zum Abfühlen
der Gegen-EMK in der vorübergehend
nichterregten Wicklungsstufe benutzt wird, gestattet der Spannung
an dem Wicklungssternpunkt 128, die im Idealfall gleich der
Hälfte
der scheinbaren B+ Versorgung ist und ebenfalls auf 1 Teil von 41
heruntergeteilt wird, eine Referenzspannung (VN) zu bilden. Die
Spannungen VA, VB oder VC, die auf die Spannung VN bezogen sind,
bilden ein geeignetes Signal zum Anlegen an den Differenzeingang
des IC.
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Für ein sicheres
Anlaufen in Gegenwart eines Fehlers in der "Single In-line Plastic (SIP)"-Widerstandsmatrix 125 ist
eine Entladungsvorrichtung Q92, R41 an P1 für den Kondensator C5 vorgesehen,
die eine wesentliche Mindestzeitkonstante von 0,20 s noch aufrechterhält. Der
Kollektor von Q92 ist mit P1 verbunden, der Emitter ist über R41
(240 K) mit der Systemmasse verbunden und die Basis ist mit dem
Schaltungspunkt 129 verbunden, so dass sich ein Stromfluß von 2,5 μA an P1 ergibt.
Die Wahl ergibt eine Anlaufperiode von 0,25 s und einen Spielraum
für einen
Systemfehler von 2 μA.
Der Offset-Fehler in der Zeitsteuerung wird bei mittleren und hohen
Drehzahlen vernachlässigbar.
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Die
Schalter 122, 123 und 124 sind so ausgelegt,
dass sie auf Steuersignale ansprechen, die durch das IC an den Anschlußflecken
P7 (AT); P8 (AB); P9 (BB); P10 (BT); P11 (CT); und P12 (CB) geliefert
werden. Die Anfangsbuchstaben A, B und C bezeichnen die Wicklungsstufe
des Motors 120. Der zweite Buchstabe "T" bedeutet,
dass "Ein"-Signale von den
Anschlußflecken,
die auf der IC so bezeichnet sind, das Schalterleiten zu dem +150
Volt-Bus (T für
Top oder Oben) in Beziehung zum Systemmassepotential oder zu einem
+75 Volt-Punkt in
Beziehung zu der Spannung an dem Wicklungssternpunkt 128 erzeugen
werden. Der zweite Buchstabe "B" gibt an, dass "Ein"-Signale von den
Anschlußflecken,
die auf der IC so bezeichnet sind, das Schalterleiten zur Systemmasse
(B für
Bottom oder Unten) oder zu einem Punkt von –75 Volt in Beziehung zu der
Spannung an dem Sternpunkt 128 erzeugen werden.
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Die
Schaltung des Schalters 122, der die A-Wicklung des Motors
steuert, ist in 2 gezeigt. Sie
enthält
drei bipolare Transistoren Q82, Q88, Q85, die die nicht mit dem
Sternpunkt verbundene Klemme der Wicklung A mit der Klemme B+ verbinden, wenn
AT an P7 auf H ist, und ein einzelner FET Q91 verbindet diese Wicklungsklemme
mit der Systemmasse, wenn AB an P8 auf H ist. Die Schalter stellen eine
wenig kostende Anordnung dar, in der die Basis des Eingangs-NPN-Transistors
Q82 mit dem Anschlußfleck
P7 und der Emitter über
R37 mit Masse verbunden ist. Das Signal, das an dem Kollektor von Q82
erscheint, wird in dem Lastwiderstand R31 gebildet, der über die
Schutzdiode CR6, und zwar zuerst über die Katode und dann über die
Anode, mit dem 150 V B+ Bus in Reihe geschaltet ist. Die Basis des PNP-Transistors
Q88, der in Emitterschaltung angeordnet ist, ist mit dem Kollektor
von Q82 verbunden, und sein Emitter ist mit der Katode der Diode
CR6 verbunden. Der Kollektor von Q88 ist mit der Basis des NPN-Ausgangstransistors
Q85 und über
einen Kollektorlastwiderstand R34 mit dem Emitter von Q85 verbunden.
Der Kollektor von Q85 ist über
die Diode CR6 mit dem +150 Volt-Bus verbunden. Der Emitter von Q85
ist über
den Verbinder E6 mit der A-Wicklungsstufe verbunden. Der Transistor
Q88 dient zum Verschieben des Wertes und zum Festlegen des korrekten
Sinnes der Ansteuerung des Ausgangstransistors Q85. Die Diode CR9,
deren Anode mit dem Emitter von Q85 und deren Katode mit dem B+
Ausgang an CR5, C1 verbunden ist, ist eine Rücklaufdiode, die Schaltübergangsvorgänge in umgekehrter
Richtung reduziert. Die Kombination aus Q82, Q88 und Q85 stellt
eine Verbindung niedrigen Widerstands und hoher Stromkapazität der Wicklungsstufe
A mit dem 150 V Bus her, wenn die Spannung AT an dem Anschlußfleck P7
auf einen aktiven H-Zustand geht.
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Der
Feldeffekttransistor Q91 ist eine N-Kanal-Vorrichtung, die die Wicklungsstufe
A mit der Systemmasse verbindet. Der Gateanschluß von Q91 ist mit dem Anschlußfleck P8
verbunden. Der Sourceanschluß ist
mit der Systemmasse verbunden, und der Drainanschluß ist mit
dem Emitter von Q85 und über
den Verbinder E6 mit der nicht mit dem Sternpunkt verbundenen Klemme
der Wicklungsstufe A verbunden. Der Transistor Q91 bildet eine Verbindung
niedrigen Widerstands und hoher Strombelastbarkeit der Wicklungsstufe
A mit der Systemmasse, wenn die Spannung AB an dem Anschlußfleck P8
auf einen "aktiven" H-Zustand geht.
Die erwähnten
hohen Ströme
sind diejenigen, die für
einen 50-Watt-Ventilatormotor geeignet sind.
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Die
Drossel L1, die Teil der Schutzschaltung L1, CR12, CR13 ist, verhindert
die extrem hohen Schaltstromspitzen, die die Festkörperleistungsschalter
beanspruchen würden.
Im vorliegende Fall ist das Problem in den FETs der unteren Stufe
(Q91 in dem Schalter A oder die Gegenstücke von Q91 in den Schaltern
B und C) akuter. Diese Spitzenströme würden gewöhnlich auftreten, wenn die
gewählten
bipolaren Transistorschalter der oberen Stufe (Q85 in dem Schalter
A oder die Gegenstücke
von Q85 in den Schaltern B und C) eingeschaltet werden, während der
Strom aus dem Motor in dem Diodenteil des FET (Drain-Source-Verbindung)
fließt.
Die Erholung dieser "Diode" (strukturell die
Basis-Kollektor-Übergangszone
eines bipolaren Transistors in dem FET) bestimmt diesen Strom und
die "sichere" Erholung der Vorrichtung.
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Die
beiden in Reihe geschalteten Dioden CR12 und CR13 überbrücken die
Drossel L1, so dass Spannungseinschwingvorgänge, die an dem 150 V Bus auftreten,
auf den Hauptfilterkondensator C1 geklemmt werden. Deshalb wird
der Anschluß B+ an
diesen Schaltern nicht nennenswert über die Spannung B+ rücklaufen,
die durch den Filterkondensator gebildet wird. Damit die Schaltung
wirksam ist, sollte eine der Dioden (z. B. CR12) eine Diode mit schneller
Erholung sein. Die Schutzschaltung schützt vor dem oben erwähnten "shoot thru"-Strom während des
Pulsbreitenmodulationsschaltvorganges, der sonst zu gefährlich hohen
Spitzenströmen
in beiden Stufen der Transistorschaltung führen würde.
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Ein
alternatives Schutzschema für
die FETs der unteren Stufe besteht darin, zwei Dioden zu benutzen,
von denen eine zwischen den Drainanschluß und die Systemmasse parallel
zu dem FET der unteren Stufe (z. B. Q91) geschaltet ist, wobei die
Diode so gepolt wird, dass sie leitet, wenn der FET in Sperrichtung
vorgespannt ist, und von denen die zweite Diode in die Drainverbindung
eingefügt
und so gepolt wird, dass sie leitet, wenn der FET in Durchlaßrichtung
vorgespannt ist.
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Die
Zeichnung des Schalters zeigt, dass, wenn beide Anschlußflecken
P8 und P7 im L-Zustand sind, der Schalter A in einem Zustand hoher Impedanz
oder nichtleitenden Zustand ist, wobei die nicht mit dem Sternpunkt
verbundene Zuleitung der Wicklungsstufe A, die nun unerregt ist,
frei ist, irgendeinen Wert zu erreichen, der durch die Gegen-EMK
erzeugt wird, wenn die Wicklungsstufe A dem Feld ausgesetzt ist,
das durch den rotierenden Dauermagnetläufer erzeugt wird.
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Die
Erzeugung der korrekten Sequenz von Schaltwellenformen zum Erzeugen
der Vorwärtsdrehung,
der Rückwärtsdrehung
oder einer schnelleren oder langsameren Motordrehung und zum Kommutieren
der Ständerbaugruppe
in der korrekten Winkelposition des Läufers ist die Funktion des
Motorsteuer-IC 121, deren innerer Aufbau nun beschrieben wird.
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Die
Hauptfunktionsunterteilungen des Motorsteuer-IC 121 sind
in 4 gezeigt.
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Der
Oszillator 147 wird für
zwei Zwecke auf dem Steuer-IC benutzt. Im Betrieb der Autonull-Schaltung
steuert dem Oszillatorausgangssignal die Zählgeschwindigkeit, die zum
Dekrementieren des Offsetstroms beim Nullabgleich des Verstärkers 141 benutzt
wird. Der Oszillator 147 und der Pulsbreitenmodulator 148 sind
gemeinsam an der Einstellung der Drehzahl des Ventilatormotors beteiligt.
Der Motor mit elektronischem Kommutator ist so ausgelegt, dass er
mit einer Drehzahl arbeitet, die durch die Stärke des dem Motor zugeführten elektrischen Stroms
bestimmt wird. Wenn mehr elektrischer Strom zugeführt wird,
dreht sich der Motor mit einer höheren Drehzahl,
und wenn weniger elektrischer Strom zugeführt wird, dreht sich der Motor
mit einer niedrigeren Drehzahl. In der hier beschriebenen Ausführungsform
unterliegt die Stärke
des dem Ventilatormotor zugeführten
Stroms der Steuerung von ungefähr
100% bis weniger als 1% der maximalen Leistung. Dieser Bereich der
Leistungs- oder Stromeinstellung ergibt wenigstens einen 200 : 10-U/min-Drehzahlbereich.
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Die
Beschreibung hier befaßt
sich mit dem Oszillator 147 und mit dem Pulsbreitenmodulator 148 im
Zusammenhang mit der Erzeugung dieser Wellenform, was eine Kombination
darstellt, die den breiten Bereich der hier angestrebten Motordrehzahl
erleichtert.
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Der
Oszillator 147 ist ein Kipposzillator. Die Schaltungselemente
des Oszillators außerhalb
des IC sind in 2 gezeigt.
Diejenigen Schaltungselemente, die sich auf dem IC befinden, sind
in 4A gezeigt. Sie enthält einen Kondensator
C6, einen Transistor Q42 zum wiederholten Entladen des Kondensators
und einen Widerstand R24 zum wiederholten Aufladen des Kondensators.
Die Oszillatorschaltung enthält
außerdem
zwei Komparatoren (COM 4 und COM 5) zum Einstellen der Grenzwerte
des Spannungshubes des Kipposzillators, wobei jedem Komparator ein
invertierendes Hysteresegatter U87, U88, ein Flipflop aus NAND-Gattern
U90, U91, eine Referenzspannungseinrichtung, die Transistoren Q47,
Q48, Q49 enthält,
Widerstände
R9 und R10 und eine Schutzschaltung, die den Widerstand R11 und die
Dioden D2 und D3 enthält,
nachgeschaltet sind.
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Die
Elemente des Oszillators sind folgendermaßen miteinander verbunden.
Der Kondensator C6, der sich außerhalb
der integrierten Schaltung befindet, hat eine Klemme, die mit dem
Anschlußfleck
P15 verbunden ist, während
seine andere Klemme mit der Systemmasse verbünden ist. Der Widerstand R24, der
sich ebenfalls außerhalb
der integrierten Schaltung befindet, ist zwischen den Anschlußfleck P13, an
den die Quelle der Vdd-Spannung
angeschlossen ist und den Anschlußfleck P15 geschaltet. Der
Drainanschluß des
N-Kanal-Transistors Q42 ist mit dem Anschlußfleck P15 und sein Sourceanschluß mit der IC-Masse verbunden.
Der Drainanschluß des
Transistors Q42 ist außerdem über den
250-Widerstand R11 mit dem positiven Eingang des Komparators COM
4 und mit der negativen Eingangsklemme des Komparators COM 5 verbunden.
Die negative Eingangsklemme des Komparators COM 4 ist mit der Spannungsreferenzschaltung
in einem Punkt verbunden, der ein normales Potential von 1,8 V hat.
Die positive Eingangsklemme des Komparators COM 5 ist mit einer
Spannungsreferenz (Vref 5) verbunden, die ein Potential von 0,75
V hat. Die Ausgangsklemme des Komparators COM 4 ist über das
invertierende Hysteresegatter U87 mit einer Eingangsklemme (S) des
NAND-Gatters U90 verbunden. Die Ausgangsklemme des Komparators COM
5 ist über
das invertierende Hysteresegatter U88 mit einer Eingangsklemme (R)
des NAND-Gatters U91 verbunden. Der andere Eingang des NAND-Gatters U90 ist mit
dem Ausgang des NAND-Gatters U91 verbunden, an welchem das Q-Ausgangssignal
des Flipflops erscheint. Der andere Eingang des NAND-Gatters U91
ist mit dem Ausgang des NAND-Gatters U90 verbunden, an welchem das
Q-Ausgangssignal des
Flipflops erscheint. Der Q-Ausgang des Flipflops (U90, U91) ist
mit dem Gateanschluß von
Q42 verbunden. Das Ausgangssignal CLK des Oszillators in Form eines
Rechteckimpulses, der eine kurze Intervalldauer von ungefähr 300 ns
und eine Impulsfolgefrequenz von 20 kHz hat, wird von dem Ausgang
von U91 aus an U93 in der Autonull-Schaltung zur Zeitsteuerung der Zählgeschwindigkeit
angelegt.
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Die
Spannungsreferenz und die übrigen Schaltungskomponenten
der Oszillatorschaltung sind folgendermaßen miteinander verbunden.
Der Sourceanschluß des
P-Kanal-Transistors Q47 mit 4/8 Geometrie ist mit Vdd verbunden,
sein Gateanschluß ist
mit der IC-Masse verbunden, und sein Drainanschluß ist über den
1,6 K-Widerstand R9 und den 1,6 K-Widerstand R10 mit dem Drainanschluß des N-Kanal-Transistors
Q49 mit 50/4- Geometrie verbunden. Der Gateanschluß und der
Drainanschluß von
Q49 sind miteinander verbunden, und der Sourceanschluß von Q49
ist mit der IC-Masse verbunden. Die Referenzspannung von 1,8 V,
die an der negativen Eingangsklemme von COM 4 anliegt, erscheint
an dem Drainanschluß von
Q49. Die Schutzdioden D2 und D3 sind zwischen Vdd und der IC-Masse
in Reihe geschaltet, und ihre gegenseitige Verbindung ist mit der
positiven Eingangsklemme von COM 4 und mit der negativen Eingangsklemme von
COM 5 verbunden.
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Der
Oszillator arbeitet als Kipposzillator, dessen Amplitude durch die
Grenzwerte festgelegt ist, die durch die Referenzspannungen an den
Komparatoreingängen
eingestellt worden sind. Wellenformen, die für das Verständnis der Wirkungsweise des
Oszillators nützlich
sind, sind in 4B angegeben.
Bei der ersten Erregung beginnt der Kondensator C6 sich auf Vdd
aufzuladen, wobei die Spannung auf dem Kondensator C6 an den Eingängen von
beiden Komparatoren erscheint. Wenn die Spannung PWM REF (+1,8 V) übersteigt,
setzt COM 4 das Flipflop, und der Q-Ausgang geht auf H, wodurch
Q42 eingeschaltet wird, das den Kondensator C6 entlädt. Wenn
die Spannung auf dem Kondensator C6 unter Vref 5 (+0,75 V) abfällt, geht
COM 5 auf H, wodurch das Flipflop rückgesetzt wird, wobei Q auf
L ist und Q42 abgeschaltet wird. Da die Entladung von C6 äußerst schnell
erfolgt (bei den gezeigten Werten von R24 und C6) und da COM 5 eine
endliche Ansprechzeit hat, ist die Spannung auf C6 bestrebt, ganz
auf Massepotential abzufallen. Der Kondensator C5 beginnt dann,
sich wieder aufzuladen, und der Zyklus wiederholt sich. Die Ausgangswellenform
(CLK), die an dem Ausgang von U91 erscheint, wird an U93 der Autonull-Schaltung
angelegt. Die Wellenform, die an dem Kondensator C6 erscheint, ist
die Sägezahnwellenform
in dem oberen Teil von 10B. Die CLK-Wellenform ist der
rechteckige Impuls, welcher der Sägezahnwellenform überlagert
ist. Wie weiter oben erwähnt,
ist das Tastverhältnis
für die
Taktwellenform < 1%,
wenn die angegebenen Parameter benutzt werden. Die Wahl der Parameter
wird so getroffen, dass eine relativ lineare Sägezahnwellenform auf dem Kondensator
C5 erzeugt wird.
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Der
Pulsbreitenmodulator 148 benutzt die Sägezahnkondensatorwellenform
und erzeugt eine Ausgangswellenform (d. h. PWM Ausgang), die wahlweise
entweder immer Aus, einige Zeit Ein, einige Zeit Aus; oder immer
Ein ist. Das Verhältnis
der Ein/Aus-Zeit (d. h. die Impulsbreite) wird durch die Einstellung
des externen Potentiometers R40 oder der Wanddrehzahlsteuervorrichtung 105 gesteuert. Diese
drei Möglichkeiten
sind in 4B angegeben.
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Der
Pulsbreitenmodulator enthält
das externe Potentiometer R40, den externen Transistor Q81, die
externen Widerstände
R25, R26, R27, R29, R30 und den externen Kondensator C4, der dem "Regulier"-Anschlußfleck P14
und dem Komparator COM 6 zugeordnet ist, und das Hysteresegatter
U89 auf der IC. Das 100 K-Ohm-Potentiometer R40 ist an seinen Endklemmen
zwischen Vdd (Anschlußfleck
P13) und die System- und IC- Masse (Anschlußfleck P6) geschaltet. Der
Schleifer des Potentiometers R40 ist über den 150 K-Widerstand mit
dem Anschlußfleck P14
verbunden. Der 2,2 μF-Kondensator
C4 und der 39 K-Widerstand sind zwischen den Anschlußfleck P14
und Systemmasse geschaltet. Der Kollektor des PNP-Transistors Q81
ist mit dem Anschlußfleck
P14 verbunden. Seine Basis ist mit der Anzapfung an einer Spannungsteilerschaltung
verbunden, die einen 430 K-Widerstand R26 enthält, der mit der 150-Volt-Versorgung verbunden
ist und einen 36 K-Widerstand R27, der mit der Systemmasse verbunden
ist, und sein Emitter ist über
den 36 K-Widerstand R25 mit Vdd verbunden. Die Hauptkollektorlast ist
der 39 K-Widerstand R30, der zwischen den Kollektor von Q81 und
die Systemmasse geschaltet ist.
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Auf
dem IC ist die negative Eingangsklemme des Komparators COM 6 mit
dem Anschlußfleck
P14 und seine positive Eingangsklemme über den Widerstand R11 mit
dem Kondensator C6 verbunden. Der Ausgang des Komparators COM 6
ist mit dem invertierenden Hysteresegatter U89 verbunden, an dessen
Ausgang das PWM-Ausgangssignal erscheint.
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Die
Grenze und eine Zwischenform der PWM-Ausgangswellenform sind in 4B dargestellt. Das Tastverhältnis wird
sowohl durch das Potentiometer R40 als auch durch die Wandsteuervorrichtung 105 beeinflußt. Wenn
das Potentiometer R40 sehr niedrig eingestellt ist, ist das negative
Eingangssignal des Komparators immer unter der Spannung an dem Kondensator
C6, und das Ausgangssignal von COM 6 ist auf H. Das PWM-Ausgangssignal aus
U99 ist immer auf L. Wenn R40 sehr hoch eingestellt ist, ist das
Komparatorausgangssignal immer auf L und das PWM-Ausgangssignal
ist immer auf H. Wenn R40 auf eine Zwischenposition zwischen den Grenzen
der Oszillationsspannung eingestellt ist, die an dem Kondensator
erscheint, ist die PWM-Ausgangswellenform einen Teil der Zeit auf
H und einen Teil der Zeit auf L. Da die Kondensatorspannung so gesteuert
wird, dass sie im wesentlichen linear ansteigt und abfällt, ist
der praktische lineare Einstellbereich des Tastverhältnisses
sehr nahe bei den 0 bis 100 Absolutgrenzen.
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4C, die ebenfalls für die Vorwärts/Rückwärts-Logik
gilt, veranschaulicht, wie das Tastverhältnis durch die Wandsteuervorrichtung 105 beeinflußt wird.
Wenn die Wandsteuervorrichtung benutzt wird, wird die maximale Spannung
B+ auf etwa 135 V begrenzt. Die Abwärtsverstellung des Motorpotentiometers
in der Wandsteuervorrichtung reduziert die Spannung B+ (+135 V),
die an den Motor angelegt wird. Der Anfang der Abwärtsverstellung
der Steuervorrichtung bringt eine Reduzierung der Drehzahl durch
eine Reduzierung der an den Motor angelegten Spannung mit sich.
Nachdem die Spannung von einem Nennwert von 150 V auf ungefähr 100 V
reduziert worden ist, bringt eine weitere Abwärtsverstellung des Wandpotentiometers
etwa gleichzeitig eine Abwärtsverstellung
der Spannung B+ und das Aufprägen
eines Impulsformats auf die Ausgangswellenform mit sich, deren Tastverhältnis allmählich verringert
wird. Das ist in 4C dargestellt.
Das Tastverhältnis
ist durch diese Steuervorrichtung von 100 bis nahezu 0% steuerbar,
was in Verbindung mit der Einstellung von R40 angegeben ist.
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Die
Betätigung
der Wandsteuervorrichtung 105 umfasst die weiter oben in
Verbindung mit dem Regulieranschlußfleck P14 erwähnten Komponenten.
Zu diesen gehören
der Widerstand Q81 und die Widerstände R25, R26, R27, R29, R30
und R40. Durch die Betätigung
der Wandsteuervorrichtung wird die mittlere Spannung eingestellt,
die an den Motor angelegt wird. Die maximale Spannung (z. B. 135
V) erzeugt die maximale Drehzahl. Das Verringern der mittleren Spannung
mittels der Wandsteuervorrichtung ergibt eine im wesentlichen lineare
Verringerung der an den Motor angelegten Spannung, was durch die
obere ausgezogene Linie dargestellt ist. (Wenn diese Verringerung
beginnt, sei angenommen, dass R40 auf den Maximalwert eingestellt
ist.) Bei dem Maximalwert wird Q81 durch eine Differenz von ungefähr 1,4 V
zwischen seiner Emitterspannung, die durch die Z-Diode CR1 auf 9
V über
dem Massepotential festgelegt ist, und der Basisspannung, die auf
etwa 10,4 V durch den Spannungsteiler festgelegt ist, welcher durch
R26 und R27 gebildet ist, die zwischen die 135-V-Klemme B+ und Masse geschaltet
sind, in Sperrichtung vorgespannt. Wenn das Potential B+ abwärts verstellt
wird, bleibt die Spannung an dem Emitter, der mit der Z-Diode verbunden
ist, konstant, während
die Spannung an der Basis, die mit dem Spannungsteiler verbunden
ist, im Verhältnis
zu der Verringerung des Potentials B+ abfällt. Bei etwa 110 V von B+
wird die Vorspannung in Sperrichtung an Q81 beseitigt und eine ausreichende Vorspannung
in Durchlaßrichtung
wird angelegt, um den Übergangszonen-Spannungsabfall
zu überwinden
und den leitenden Zustand einzuleiten. Bis zu diesem Punkt blieb
bei der Abwärtsverstellung
des Potentials die Spannung an dem Regulieranschlußfleck P14
unbeeinflußt
und auf dem Potential null. Jenseits dieses Punktes bewirkt das
Leiten des Transistors Q81 zwischen Vdd und dem Regulieranschlußfleck,
dass die Spannung an dem Anschlußfleck ansteigt. Jeder geringfügige Anstieg
der Spannung erhöht
den Schwellenwert von U89 und bewirkt eine Verringerung der Impulsbreite.
Die gemeinsame Verringerung der absoluten Spannung B+ und des Tastverhältnisses
erzeugt eine größere Geschwindigkeit
der Abnahme der mittleren Spannung. Bei etwa 60 V wird eine Mindestdrehzahl
(unmittelbar oberhalb des Stillstands des Motors) erreicht, und das
PWM-Tastverhältnis
ist nahe bei null. Bei einer REG-Spannung, die etwas gleich 2,2
V ist, sind das PWM-Tastverhältnis
und die Drehzahl beide null. An diesem Punkt ergibt jede weitere
Verringerung der Spannung keine weitere Verringerung der Drehzahl des
Motors, stattdessen aber eine weitere Erhöhung der Spannung an dem Regulieranschlußfleck.
Dieser letzte Bereich der Einstellung gestattet dem Spannungsanstieg
an dem Regulieranschlußfleck,
eine Drehrichtungsumkehr zu signalisieren, und zwar durch Auslösen eines
auf 2,4 V eingestellten Komparators, was in Verbindung mit der Vorwärts/Rückwärts-Logik 149 beschrieben
wird.
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Die
Vorwärts/Rückwärts- oder
Richtungssteuerlogik 149 spricht auf die Einstellung des
Vorwärts/Rückwärts-Schalters
S1 an, der mit dem Anschlussfleck P16 auf der IC verbunden ist,
und auf eine gesteuerte Verringerung in der Versorgung B+, welche
durch die Motordrehzahlsteuervorrichtung an der Wand beeinflusst
wird. Eine Inversion im Logikzustand des Ausgangssignals der Vorwärts/Rückwärts-Logik 149 bewirkt
eine Inversion in der Zählsequenz
und eine Drehrichtungsumkehr des Motors.
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Die
Richtungssteuerlogik 149 enthält den Transistor Q48, den
Komparator COM 7, das Hysterese-Gatter U113, die Flipflops D13,
D14, D15, die Exklusive-ODER-Gatter U107, U110 und die NOR-Gatter
U111, und U112. Außerhalb
der IC kommen für
den Vorwärts/Rückwärts-Betrieb
hinzu der Transistor Q81, die Widerstände R25, R26, R27, R29 und
R30 (in Verbindung mit dem Pulsbreitenmodulator 148 erwähnt) und
der Schalter S1.
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Der
Komparator COM 7, der das Herz der Steuerung ist, ist an seiner
positiven Eingangsklemme mit dem "REG"-Anschlussfleck
P14 und an seiner negativen Eingangsklemme mit einer internen Referenzspannung
(Vref 9) von 2,4 V verbunden. Das Potential an dem Anschlussfleck
P14 wird zwar durch die Einstellung des Potentiometers R40 beeinflusst, es
wird aber den Zustand des Komparators COM 7 nicht ändern. Der
Zustand von COM 7 kann nur durch die Einstellung der Steuervorrichtung, 105 geändert werden,
die den leitenden Zustand von Q81 beeinflusst, wie weiter oben beschrieben.
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Die
negative Eingangsklemme von COM 7 ist mit einer Referenzspannung
verbunden, welcher in dem Augenblick Hysterese hinzugefügt wird,
in welchem das Schalten erfolgt. Die Eingangsverbindung führt zu dem
Drainanschluß des
P-Kanal-Transistors
Q47, die niemals auf weniger als 1,8 V ist, und zwar ungeachtet
von Verringerungen in B+. Der Drainanschluß von Q47 ist über die
in Reihe geschalteten Widerstände
R9, R10 und den Transistor Q49 (dessen Gate- und Drainanschlüsse miteinander
verbunden sind) mit Masse verbunden. Die Pulsbreitenmodulationsreferenzspannung
von 1,8 V, die an Q49 erscheint, wird als Referenzspannung zum Einstellen der
maximalen Amplitude der Sägezahnwellenform benutzt.
Durch Addieren der Spannungsabfälle
an R9 und R10 zu diesem Wert (1,8 V) und Anlegen der sich ergebenden
Spannung an die negative Eingangsklemme von COM 7 wird der Auslösepunkt
für COM
7 auf eine Weise eingestellt, die gewährleistet, dass die Umkehr
immer unter der Drehzahl null erfolgt. Eines der beiden Ausgangssignale
des Komparators COM 7 wird über
ein invertierendes Hysteresegatter U113 an den C-Eingang des Flipflops
D15 angelegt. Das andere Ausgangssignal von COM 7 wird an den Gateanschluß des N-Kanal-Transistors
Q48 mit 500/4-Geometrie,
dessen Drain- und Sourceanschluß verbunden
sind, um den Widerstand R9 zu überbrücken, angelegt.
Wenn Q48 leitend wird, da das Ausgangssignal von COM 7 beim Abfühlen einer Zunahme
in der Spannung an P14, die über
Vref 9 liegt, auf H geht, reduziert er die Spannung an Vref 9 um
ungefähr
1/4 Volt. Das ruft Hysterese hervor, die die Umkehr positiver wirkend
macht, wodurch gewährleistet
wird, dass nur eine einzelne Umkehr jedes Mal dann erfolgt, wenn
VREG Vref 9 übersteigt.
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Die
Verringerung in B+ wird an die Vorwärts/Rückwärts-Schaltung folgendermaßen angelegt.
Wenn die Spannung B+ durch die Wandsteuervorrichtung 105 auf
einen Punkt verringert wird, wo Q81 leitend wird, steigt die Spannung
an dem Regulieranschlussfleck P14 monoton an, wie es in 10C gezeigt ist. (Es wird angenommen,
dass R40 auf eine maximale Position im Uhrzeigersinn eingestellt
wird, wenn die Wandsteuervorrichtung 105 benutzt wird).
Die Verstellung der Wandsteuervorrichtung 105 über den
normalen Bereich der Pulsbreitenmodulationssteuerung führt zu einem
Endwert von 1,8 Volt. Die Einstellung über 1,8 Volt hinaus erzeugt
eine Spannungsspitze von mehr als 2,4 Volt. Der Komparator COM 7
ist so eingestellt, dass er die Vorwärts/Rückwärts-Logik bei etwa 2,4 Volt
auslöst.
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Die
Einstellung von R40 stört
nicht die Umkehr, die durch die Steuerung 105 erzielt wird,
und wird selbst keine Umkehr in der Motordrehung erzeugen. Solange
wie Q81 nichtleitend ist, wird die Spannung an dem Regulieranschlussfleck
P14 durch die Einstellung des Potentiometers R40 und der Widerstände R29
und R30 bestimmt. Wenn Q81 nichtleitend ist, stellt die Konfiguration
eine maximale Spannung an dem Regulieranschlussfleck P14 von ungefähr 2,2 Volt
ein, wenn die Anzapfung an R40 auf Vdd ist (und es wird keine Umkehr
erfolgen). Die 2,2 Volt werden benutzt, um zu gewährleisten,
dass die Mindestdrehzahl selbst unter ungünstigsten Bedingungen erreicht
wird. Der Mindestwert von null Volt tritt auf, wenn die Anzapfung
an R40 an Masse liegt. Wenn der Transistor Q81 durch ein geeignetes
Absinken der Spannung B+ durch die Einstellung von 105 leitend
wird, wird die Spannung an dem Regulieranschlussfleck P14 auf Vdd
ansteigen, was in 10C gezeigt ist.
Die Einstellung von R40, der durch die 150K Ohm von R29 getrennt
ist, hat nur einen geringen Einfluss auf die Kennlinie nach 10C.
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Im
normalen Betrieb wird die Bedienungsperson, wenn sie sich entscheidet,
die Drehrichtung des Ventilatormotors umzukehren, die manuelle Steuervorrichtung
auf ihre niedrigste Drehzahleinstellung zurückdrehen, wodurch zuerst die
Drehzahl auf einen Minimalwert (Stillstand) verringert und dann über diese
Einstellung hinaus auf einen Wert gebracht wird, der den Umkehrkomparator
COM 7 auslöst.
Da die Einstellung für
den Gebrauch zu niedrig ist, dreht die Bedienungsperson die Einstellung vorwärts auf
die gewünschte
Drehzahl. Auf diese Weise wird die Drehzahlkennlinie, die in 10C dargestellt ist, im Verlaufe entweder
einer Drehzahlerhöhung
oder einer Drehzahlverminderung reproduziert.
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Der
Ausgang von U113 ist mit dem C-Eingang des Flipflops D15 verbunden.
Der R-Eingang von D15 ist mit der POR-Schaltung 150 (U120)
verbunden. Der Q-Ausgang von
D15 ist mit dem D-Eingang von D15 verbunden, und der Q-Ausgang von D15
ist mit einem Eingang des Exklusiv-ODER-Gatters 107 verbunden.
Der andere Eingang des Gatters 107 ist mit dem Anschlussfleck
P16 für
die Verbindung entweder mit Vdd oder mit dem Systemmassepotential über den
einpoligen Umschalter S1 verbunden. Der Schalter S1 bildet den permanenten
Speicher für
die Motordrehrichtung und bestimmt die Drehrichtung, wenn der Strom
zum erstenmal zugeführt
wird.
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Der
Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters U107 ist mit dem D-Eingang des Flipflops
D13 verbunden, das zusammen mit dem Flipflop D14 wenigstens einen
Verzögerungstaktimpuls
liefert, bevor eine Drehrichtungsumkehr erfolgen kann. Der Q-Ausgang
von D13 ist mit dem D-Eingang des Flipflops D14 verbunden. Das CLK-Signal ist mit den C-Eingängen von
D13, D14 verbunden. Das Exklusiv-ODER-Gatter U110 hat einen mit
dem Ausgang von U107 verbundenen Eingang und einen Eingang, der
mit dem Q-Ausgang von D14 verbunden ist, mit welchem ein Eingang
von U116 (in POR 150) verbunden ist. Der Q-Ausgang von D14 ist mit einem Eingang
von U115 (in POR 150) verbunden. Das NOR-Gatter U111 hat
einen Eingang, der mit dem Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters U110 verbunden
ist, und einen Eingang der mit D14 Q verbunden ist.
Das NOR-Gatter 0112 hat einen Eingang, der mit dem Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters
0110 verbunden ist, und einen mit D14 Q verbundenen Eingang. Der
Ausgang von 0112, an welchem die Vorwärtswellenform erscheint, ist
mit dem Gatter U12 in dem Modulo-6-Zähler verbunden und wird nach
zwei aufeinanderfolgenden Inversionen in U12, U7 uninvertiert mit
den Gattern U42–U47
der Steuerlogik verbunden. Der Ausgang des NOR-Gatters U111, an welchem
die Rückwärtswellenform
erscheint, ist mit den Gattern U36–U41 in der Steuerlogik verbunden.
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Der
Ausgangszustand der Vorwärts/Rückwärts-Logik
wird durch den Zustand von D15 bestimmt, der seinerseits von dem
Zustand von COM 7 und von der Einstellung des Schalters S1 abhängig ist,
welcher mit dem Anschlussfleck P16 verbunden ist. Wenn die Anlage
zum erstenmal eingeschaltet wird, wird D15 durch die POR-Schaltung
rückgesetzt (Q
auf L). Wenn P16 durch S1 mit Masse verbunden ist (ein logischer
L-Zustand), dann wird mit den beiden L-Zuständen an dem Eingang von U107
ein L-Zustand an dem Ausgang von U107 erzeugt. Das erzeugt einen
L-Zustand unmittelbar an dem Eingang des Exklusiv-ODER-Gatters U110.
Mittlerweile sind nach einer Verzögerung von 1 bis 2 Taktimpulsen D13
Q und D14 Q auf L gegangen. Bei zwei L-Zuständen
an dem Eingang von U110 geht das Ausgangssignal von U110 auf L.
Das bewirkt, dass U112 (vorwärts)
auf L geht und dass U111 (rückwärts), dessen
Eingänge
mit D13 Q und U110 (beide auf L) verbunden sind, auf H geht und
der Rückwärtsbetrieb
erfolgt.
-
Wenn
der Schalter S1 auf H eingestellt ist, während D15 Q auf L ist, dann
geht der Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters U107 auf H, und es geht
ein H-Signal direkt und indirekt über D13 Q, D14 Q zu dem Exklusiv-ODER-Gatter
U110. Der Ausgang des Gatters U110 geht auf L, und zwar nach einer
Verzögerung
von wenigstens einem Taktimpuls, und das NOR-Gatter U112, das L-Signale
an beiden Eingängen
hat, geht für
den Vorwärtsbetrieb
auf H.
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Der
um wenigstens einen Impuls verzögerte Betrieb
wird, durch das Einfügen
von D13 und D14 in den Signalweg parallel zu dem Ausgang von U107 und
durch das Anlegen des verzögerten
und des unverzögerten
Signals an das Exklusiv-ODER-Gatter U110 erreicht. Das Exklusiv-ODER-Gatter
erzeugt kein H-Signal, sofern nicht beide Eingangssignale unterschiedlich
sind. Es verzögert
so die Übertragung
eines H-Signals zu dem Ausgangsgatter U110, bis die verzögerte und
die unverzögerte
Wellenform den Ausgang des Gatters U110 erreicht haben. Der logische
Gebrauch der Q- und Q-Ausgangssignale der
Flipflops gestattet, dass die Verzögerung sowohl bei einer Umschaltung
auf Rückwärtsdrehung
als auch bei einer Umschaltung auf Vorwärtsdrehung auftreten kann.
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Die
Richtungssteuerlogik 149 erzeugt Ausgangssignale an U111
und U112 zur Steuerung der Richtung der Motordrehung (im Uhrzeigersinn/im
Gegenuhrzeigersinn oder Vorwärts/Rückwärts). Das Nichtvorhandensein
eines aktiven Ausgangssignals aus U111 oder U112 blockiert jedes
Eingangssignal an den Wicklungsstufen. Die aktiven Ausgangssignale
(H-Signale) für
U111 (Rückwärts) und
U112 (Vorwärts)
sind niemals gleichzeitig vorhanden, und eine Unterbrechung erfolgt
lange genug, um die Festkörperschalter 122–124 zu
schützen,
nach dem ein aktiver Zustand beendet ist, bevor der andere aktive
Zustand beginnt.
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Die
Vorwärts-
und Rückwärtswellenformen (Signalzeitverläufe) sind
in 5 dargestellt und nehmen
einen logischen H- oder L-Zustand an. Die Verbindungen des Ausganges
der Vorwärts/Rückwärts-Logik 149 werden
mit Kommutierungszähler hergestellt
zum Invertieren der Zählsequenz
innerhalb des Zählers
(U8, U9, U20, U21), wie weiter oben beschrieben, und mit der Steuerlogik
zum Wählen der
Vorwärts
(U42, U47)- oder der Rückwärts (U36–U41)-"Decoder" zum Erzielen der
korrekten Schaltfolge in den Ausgangstreibern 146.
-
Die
Steuerung der Drehgeschwindigkeit des Ventilatormotors erfolgt durch
eine Kombination aus einer anfänglichen
Verringerung der Spannung B+, die an den Ventilatormotor angelegt
wird, gefolgt durch die Verwendung einer pulsbreitenmodulierten Form
der Erregung, bei der eine weitere Verringerung der Versorgungsspannung
B+ von einer zunehmenden Verschmälerung
der Erregungsimpulse fester Folgefrequenz begleitet ist. Wenn die
Spannung weiter reduziert wird, wird ein Mindestpunkt erreicht,
in welchem es im wesentlichen keine "Ein"-Zeit
für die Impulse
gibt und die Erregung im wesentlichen abgeschaltet ist. Der praktische
Bereich der Drehzahleinstellung überschreitet
200 : 20 U/min.
-
Zum
Erzielen eines 10 : 1 -Drehzahlsteuerbereiches, wenn allein eine
Veränderung
der Versorgungsspannung B+ benutzt wird, wäre ein 10 : 1 -Spannungsbereich
erforderlich. Das ist schwierig erreichbar, wenn eine einzelne Z-Dioden-Stromversorgung zum
Versorgen des IC aus der Versorgung B+ benutzt werden soll. Durch
proportionales Reduzieren der Impulsbreite mit der Reduktion der
Spannung B+ kann ein 10 : 1 -Drehzahlbereich mit einer Veränderung
in B+ von nur 2 bis 3 : 1 erzielt werden. Die Veränderung
der Versorgungsspannung B+ wird benutzt, um die Motordrehzahl mit
der Wandsteuervorrichtung zu steuern. Wenn keine Wandsteuervorrichtung
benutzt wird, kann der volle Drehzahlbereich allein unter Verwendung
der Pulsbreitenmodulation erzielt werden.
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Das
Erzielen dieses Steuerbereiches erfordert ein System, das zu einem
stabilen Betrieb sowohl an der oberen als auch an der unteren Betriebsgrenze
in der Lage ist. Das ist durch das Vermeiden einer impulsweisen
Rückkopplungsschleife
für die Stromsteuerung
und die Verwendung einer höheren Pulsbreitenmodulationsfrequenz
erzielt worden. Die hier beschriebene Anordnung, in der eine Pulsbreitenmodulationskonfiguration
mit offenem Wirkungskreis (d. h. rückführungsfrei) benutzt wird, ist
besonders vorteilhaft, wenn der hier beschriebene breite Steuerbereich
erzielt werden soll. Der rückführungsfreie
Betrieb ist in dem Blockschaltbild in 4E dargestellt.
Die einsetzbare Wellenform ist die AT-Wellenform nach 4F.
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In
der Darstellung in 4E wird
die Motordrehzahl durch ein Energiegleichgewicht zwischen einer
mechanischen Belastung, die auf den Elektronikmotor 206 hauptsächlich durch
den Ventilator 207 ausgeübt wird, und der elektrischen
Energie, die dem Motor zugeführt
und durch die Bedienungsperson bestimmt wird, eingestellt. Das Blockschaltbild
zeigt ein manuell eingestelltes Potentiometer 203, dessen Endklemmen
zwischen Vdd und Masse geschaltet sind und dessen Schleifer mit
der negativen Eingangsklemme des Komparators 202 verbunden
ist. Die positive Eingangsklemme des Komparators 202 ist
mit dem Ausgang einer Sägezahnwellenformquelle 201 verbunden.
Der Ausgang des Komparators 202 ist mit einer elektronischen
Gatterschaltung 205 verbunden. Strom wird der elektronischen
Gatterschaltung 205 aus der Gleichstromversorgung 204 zugeführt. Strom
wird der elektronischen Gatterschaltung 205 über drei
gesonderte Verbindungen A, B, C entnommen, die zu den drei Wicklungsstufen des
Elektronikmotors 206 führen.
Der Komparator gibt an seinem Ausgang in Abhängigkeit von der Einstellung
des Potentiometers 203 eine Ausgangswellenform ab, die
eine andauernde logische "Eins", eine gepulste logische "1" mit einer festen Folgefrequenz von
20 kHz, deren Dauer durch die Einstellung des Potentiometers 203 bestimmt
wird, oder schließlich eine
andauernde logische "Null" ist.
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Der
dazwischenliegende Fall ist in 4E dargestellt.
Die elektronische Gatterschaltung 205 ist hauptsächlich die
Steuerlogik 145, deren Funktion es ist, für die Torsteuerung
auf die Pulsbreitenmodulation hin zu sorgen, die an U89 erscheint,
und auf das Ausgangssignal des Modulo-6-Zählers hin, das die doppelten
Kommutierungsperioden zum Erregen der gesonderten Wicklungsstufen
festlegt. Die Einstellung des Eingangssignals des Komparators wird durch
die Bedienungsperson bestimmt, wenn diese die Spannung an dem Potentiometer 203 einstellt. Diese
Anordnung ergibt einen vollen Steuerbereich, und zwar mit der erforderlichen
Stabilität
sowohl an der oberen als auch an der unteren Grenze. Dem rückführungsfreien
System fehlt zwar die Driftstabilität eines Systems mit Rückführung, das
in geschlossenem Kreis arbeitet, das rückführungsfreie System hat aber
den Vorteil der Einfachheit, und irgendeine geringfügige Drift,
die auftreten könnte,
ist gewöhnlich
nicht besonders nachteilig.
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Das
Ziel des rückführungsfreien
Pulsbreitenmodulationsbetriebes ist es, Anomalien aufgrund der Zeitverzögerung zu
vermeiden, die in mit Rückführung arbeitenden
Pulsbreitenmodulationssystemen auftreten. In Pulsbreitenmodulationssystemen
mit Rückführung wird
das System eingeschaltet und dann zu einer späteren Zeit durch irgendeinen
motorbezogenen Parameter, wie beispielsweise den Strom oder die
Spannung, abgeschaltet. Es gibt eine Mindestimpulsbreite, die so
erzeugt werden kann, welche der Gesamtzeitverzögerung des Systems einschließlich der
Ausschaltverzögerung
der Leistungstransistoren entspricht. Wenn der Versuch gemacht wird,
einen pulsbreitenmodulierten Impuls zu erzeugen, der kürzer ist
als die Systemzeitverzögerung, wird
das System entweder von irgendeinem endlichen Wert auf null springen
oder zwischen null und diesem minimalen endlichen Wert ständig hin-
und herschalten und versuchen, die "verbotene" Einstellung durch Mittelwertbildung über viele
Impulse zu erreichen, von denen einige zu groß und andere null sind.
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Das
Vermeiden dieser Anomalien stellt Anforderungen an die Art und Weise
der Einstellung des variablen Wertes und der Art der Erzeugung der
periodischen Wellenform, die beide als Eingangssignale an dem Komparator 202 in 4E dargestellt sind. Die
Anforderungen werden auch an die Beziehung des einen zu dem anderen
gestellt.
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In
der hier beschriebenen Ausführungsform kann
der Benutzer des Ventilators den Ventilator anschauen, bestimmen,
ob er sich mit der gewünschten Drehzahl
dreht, und eine Auf- oder Abwärtsverstellung
vornehmen. Die Einstellung ist, nachdem sie einmal gemacht worden
ist, von dem was am Motor und in der Leistungsschaltung passiert,
im wesentlichen unabhängig,
und, wenn der Benutzer sich von der Steuervorrichtung wegbewegt
hat und nicht mehr mittels Hand und Auge reguliert, ist dieser Betrieb ebenfalls
rückführungsfrei.
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Die
Steuervorrichtung 203 braucht jedoch nicht auf die beschriebene
Weise manuell eingestellt zu werden. Der eingestellte Wert kann
Teil eines die Leistung, den Strom, die Kühlung usw. abfühlenden Rückführungssystems
sein, in welchem Mittelwerte von sich langsam verändernden
Parametern, wie beispielsweise mittlere Ströme, mittlere Temperaturen usw.,
benutzt werden können.
Es ist somit möglich,
einen rückführungslosen
Modulator in einem mit Rückführung arbeitenden
Motorsystem zu benutzen.
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Der
einstellbare Wert in dem Pulsbreitenmodulationseingangssignal muß zwei Kriterien
erfüllen. Er
sollte weder augenblicklich auf Parameter des Motorstromkreises
ansprechen noch irgendwelche Frequenzkomponenten haben, die mit
denen der sich wiederholenden Schwingung vergleichbar sind, so dass
sie den Abstand zwischen Abschnitten stören würden, die benutzt werden, um
den aktiven Zustand des Komparatorausgangssignals und so das Tastverhältnis der
pulsbreitenmodulierten Wellenform festzulegen. Die einstellbare
Schwingung sollte also nicht irgendwelche Komponenten haben, deren
zeitliche Änderung
mit der zeitlichen Änderung
der sich wiederholenden Wellenform vergleichbar ist.
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Eine
weitere Forderung ist, dass die sich wiederholende Wellenform strikt
von dem Motor unabhängig
sein sollte, so dass weder kurzfristig noch langfristig eine Beziehung
zwischen ihnen vorhanden ist. In der hier beschriebenen Ausführungsform
wird der Oszillator aus derselben Gleichstromversorgung wie der
Motor gespeist. Die Versorgung wird aber durch einen Z-Spannungsregler
gesteuert und Gleichstromwerte sowie kurzfristige Strominstabilitäten werden
daran gehindert, die Oszillatorfrequenz, die Amplitude oder die
Wellenform nachteilig zu beeinflussen. Wenn diese Bedingungen eingehalten werden,
dann wird die Motordrehzahl praktisch in ihrem gesamten Bereich
ohne eine Ungleichmäßigkeit in
der Motordrehzahlfunktion eingestellt.
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In
der hier beschriebenen Anordnung wird ein großer Bereich der Drehzahleinstellung
bei ruhigem Betrieb erreicht. Der kontinuierliche Steuerbereich
reicht von ungefähr
0% bis 100% Tastverhältnis oder
relativer Einschaltdauer der Einstellung, was einer Drehzahl von
ungefähr
10 U/min bis ungefähr maximal
200 U/min entspricht. Bei einem Tastverhältnis in der Nähe von null
schalten die Leistungsschalter nicht voll ein und arbeiten auf analoge
Weise bis herunter auf 0% Tastverhältnis. Die mit impulsweiser Rückführung arbeitenden
Systeme sind dagegen gewöhnlich
auf eine Einstellung mit 5% bis 95% Tastverhältnis beschränkt, und
zwar wegen der Beschränkungen
in den Verzögerungszeiten
von verfügbaren
billigen Halbleiterschaltern und den Verzögerungszeiten in der Signallogik
selbst.
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Wirtschaftliche Überlegungen
verlangen normalerweise, dass die Folgefrequenz der Impulse über den
Hörgrenzen
(20 kHz) liegt, aber nicht nennenswert oberhalb der Hörgrenzen,
was teuere Hochfrequenztransistorschalter erfordern würde. Eine
wirtschaftlich praktische Grenze liegt bei ungefähr 30 kHz.
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In
praktischen Schaltungen, in denen NPN-Vorrichtungen benutzt werden,
hat die Sägezahnwellenform
eine sehr genaue positive Spitze und keine zu genaue Untere Spitze.
Der Grund dafür ist,
dass die positive Spitze dem Einschalten einer Vorrichtung zugeordnet
ist, während
die negative Spitze dem Abschalten der Vorrichtung zugeordnet ist.
Aus diesem Grund ist die 0%-Modulation der positiven Spitze zugeordnet,
die bei ungefähr
2 V auftritt, und die 100%-Modulation ist der negativen Spitze zugeordnet,
die bei Massepotential auftritt, da eine gleichmäßige Modulation bis 0% kritischer
ist. Die Einschaltzeit umfasst immer die positive Spitze, die Abschaltzeit
die negative.