DE3420560C2 - Steuerschaltung für einen Motor mit elektronischem Kommutator und Verfahren zum Steuern desselben - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Steuerschaltung für einen aus einer Gleichstromquelle erregbaren Motor mit einem elektronischen Kom­ mutator, und ein Verfahren zur Steuerung des elektronisch kommu­ tierten Motors (US 42 50 435).

Steuerschaltungen für Motoren mit elektronischem Kommuta­ tor werden bislang unter Verwendung von diskreten elektro­ nischen Bauelementen hergestellt, aber die erwünschte Her­ stellung von solchen Steuerschaltungen als Festkörper- oder kontaktlose Elektronikschaltungen, bei denen in gros­ sem Umfang von einer monolithischen integrierten Schal­ tungsanordnung Gebrauch gemacht wird, wird in Diskussionen unter Sprechern der Elektroindustrie weitgehend anerkannt, was sich auch durch das gleichermaßen breite Vorhandensein von Produkten, die solche monolithischen integrierten Schaltungen enthalten, auf dem gegenwärtigen Markt zeigt.

Beispiele für die Motoren mit elektronischem Kommutator, für die eine solche Steuerschaltungsanordnung verwendbar ist, sind in den US-Patentschriften 4 005 347, 4 169 990 und 4 162 435 offenbart. Diese Motoren sind durch eine mehrstufige Wicklungsbaugruppe und durch eine Magnetbau­ gruppe gekennzeichnet, die beide so angeordnet sind, daß sie relativ zueinander drehbar sind, wobei der Motor in einem bestimmten Zustand einer Mehrzustandserregungsse­ quenz eine unerregte Wicklungsstufe hat, in der eine indu­ zierte Gegen-EMK auftritt, die, wenn sie über der Zeit auf einen vorbestimmten Wert integriert wird, den Zeit­ punkt angibt, in welchem die gegenseitige relative Winkel­ position erreicht worden ist, welche zur Kommutierung auf den nächsten Zustand geeignet ist. In den meisten Fällen ist die mehrstufige Wicklungsbaugruppe üblicherweise stationär, und die Magnetbaugruppe ist innerhalb der Wicklungsbaugruppe angeordnet und in bezug auf die un­ mittelbare Umgebung in Lagern drehbar, die an einem Rahmen befestigt sind, welcher der Wicklungsbaugruppe mechanisch gemeinsam ist. Die mechanisch entgegengesetzte Anordnung, in der sich die Wicklungsbaugruppe innerhalb der Magnet­ baugruppe dreht, ist weniger üblich, stellt aber viele derselben Forderungen an die Steuerschaltungsanordnung, und im allgemeinen ist die Steuerschaltungsanordnung bei solchen Motoren gleichermaßen verwendbar. Darüber hinaus ist die üblichere Magnetbaugruppe in solchen Motoren eine Permanentmagnetbaugruppe. Eine Anordnung jedoch, in der die Magnetbaugruppe elektromagnetisch ist, stellt viele derselben Anforderungen an die Steuerschaltungsanordnung, und im allgemeinen ist die Steuerschaltungsanordnung bei solchen Motoren gleichermaßen verwendbar.

Aus der Druckschrift US 4 250 435 ist eine Steuerungseinrichtung zur Steuerung der Taktrate eines elektronisch kommutierten Motors bekannt, wobei mittels dieser Steuerungseinrichtung im wesentlichen die Motordrehzahl beeinflußt wird. Eine Eingangstaktrate, die in Abhängigkeit von äußeren Bedingungen veränderlich ist, wird der Steuerungseinrichtung zugeführt. Ferner ist ein Sensor vorgesehen zur Bestimmung der jeweiligen Rotorstellung, wobei die jeweilige Rotorstellung periodisch mit einer zeitweilig gewünschten Rotorstellung verglichen wird, die aufgrund der Eingangstaktrate bestimmt werden kann. In Abhängigkeit von den Ergebnissen des periodisch durchgeführten Vergleichs kann sodann der Motorstrom in der Weise beeinflußt werden, daß durch die Steuerung eine Verminderung des Motorstroms eingeleitet wird, wenn die tatsächliche Rotorstellung der gewünschten Stellung entspricht. Treten demgegenüber Unterschiede auf, dann wird der Motorstrom in entsprechender Weise vergrößert. Im einzelnen wird die in einem nicht erregten Wicklungsteil induzierte Spannung erfaßt und ausgewertet, wobei in Abhängigkeit vom Auswertungsergebnis die Rotorstellung und der Übergang zu einer nachfolgenden Kommutierungsstufe bestimmt werden kann. Dabei wird die in der nichterregten Wicklungsstufe induzierte und erfaßte Spannung mittels einer Integrationseinrichtung integriert und im Rahmen der Auswertung der erfaßten Spannung mit vorgegebenen Werten verglichen.

Aus der Druckschrift DE 30 12 833 A1 ist weiterhin eine Schaltungsanordnung zur Versorgung eines Synchronmotors aus einem Gleichspannungsnetz bekannt, bei der in einer zyklischen Reihenfolge die jeweiligen Ständerwicklungen des Synchronmotors mit einer Gleichspannungsquelle verbunden werden, wobei jeweils bestimmte Wicklungsteile erregt werden und weitere Wicklungsteile unerregt verbleiben. Die in den unerregten Wicklungsteilen induzierten Wechselspannungen werden gemessen und hinsichtlich eines zeitlichen Verlaufs mittels eines Zählers ausgewertet. In Abhängigkeit vom Auswertungsergebnis wird der Zeitpunkt bestimmt, zu dem von einem Erregungszustand bestimmter Wicklungsteile auf einen anderen Erregungszustand übergegangen wird, wobei durch das Weiterschalten der Energiezufuhr zu den verschiedenen Ständerwicklungen die Lage des Rotors hinsichtlich Drehzahl und Drehrichtung gesteuert werden kann.

Ferner ist aus der Druckschrift US 3 783 359 ein bürstenloser Gleichstrommotor bekannt, bei dem zur elektronischen Kommutierung des Motors mittels einer Transistorbrücke eine Anordnung von Hall-Generatoren verwendet wird. Die Steuerungseinrichtung zur Steuerung des bürstenlosen Motors kann in einer Drehmomentsteuerungsbetriebsart und einer Drehzahlsteuerungsbetriebsart betrieben werden. Im einzelnen wird zu diesem Zweck mittels der Hall-Generatoren die Stellung des Rotors ermittelt, und mittels einer Regelung wird die den einzelnen Wicklungen zugeführte elektrische Leistung hinsichtlich Stärke und Zeitpunkt beeinflußt. Zur Anpassung der dem Motor zugeführten elektrischen Leistung wird das Verfahren der Pulsbreitenmodulation verwendet.

Desweiteren ist aus der Zeitschrift Elektronik, 1973, Heft 7, Seiten 247 bis 251 ein Artikel "Der OTA - eine Weiterentwicklung des Operationsverstärkers" bekannt, in welchem sogenannte Operational Transconductance Amplifier (Transimpedanzverstärker) beschrieben werden.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Steuerschaltung für einen elektronisch kommutierten Motor und ein entsprechendes verbessertes Verfahren zum zeitlichen Steuern der Kommutierung bereitzustellen.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe bezüglich der Steuerschaltung mit den im Patentanspruch 1 und bezüglich des Verfahrens mit den im Patentanspruch 23 angegebenen Mitteln gelöst.

Erfindungsgemäß ist die Steuerschaltung vorgesehen für einen Mo­ tor, der aus einer Gleich­ stromquelle speisbar ist und eine mehrstufige Wicklungsbau­ gruppe sowie eine Magnetbaugruppe hat, die beide so ange­ ordnet sind, daß sie relativ zueinander drehbar sind. In einem bestimmten Zustand einer Mehrzustandserregungssequenz hat der Motor eine unerregte Wicklungsstufe, in welcher die induzierte Gegen-EMK erscheint, die, wenn sie über der Zeit auf einen vorbestimmten Wert integriert wird, den Zeitpunkt anzeigt, in welchem die gegenseitige relative Winkelposition, welche zur Kommutierung auf die nächste Stufe geeignet ist, erreicht worden ist. Eine erfindungs­ gemäße Kombination in der Steuerschaltung enthält einen Transkonduktanzverstärker, der mit einer unerregten Wicklungsstufe in dem Motor verbindbar ist, um die in der Wicklungsstufe auftretende Spannung in einen entsprechenden Ausgangsstrom umzuwandeln, eine mit dem Ausgang der Verstärkereinrichtung verbundene Integrier­ einrichtung zum Integrieren des Ausgangsstroms, um eine Ausgangsspannung zu erzielen, die zum Integral der in der Wicklungsstufe auftretenden Spannung im wesentlichen proportional ist, und eine Vergleichseinrichtung zum Ver­ gleichen der Ausgangsspannung der Integriereinrichtung mit einem Wert, der der gegenseitigen relativen Winkelposition, welche zur Kommutierung geeignet ist, entspricht, und zum Erzeugen eines Zeitsteuersignals in dem Zeitpunkt zur Kom­ mutierung, wenn bei dem Vergleich Gleichheit festgestellt wird.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung hat der Transkonduktanzverstärker eine Stromreihenrück­ kopplung zum Stabilisieren der Steilheit der Transkonduk­ tanz (Gegenwirkleitwert) des Verstärkers.

In der Hauptausführungsform hat der Motor eine mehrstufige Wicklungsanordnung mit einem Null- oder Mittelleiteran­ schluß. Die Verstärkereinrichtung ist demgemäß eine zwei Eingänge aufweisende Differenzverstärkereinrich­ tung, deren einer Eingang mit einer unerregten Wicklungs­ stufe und deren anderer Eingang mit dem Null- oder Mittel­ leiteranschluß oder dessen Äquivalent verbindbar ist. Die Eingangsstufe der Verstärkereinrichtung ist eine Differenz­ eingangsstufe, die die Steilheit oder Transkonduktanz (Gegenwirkleitwert) der Verstärkereinrichtung bestimmt, wobei eine beträchtliche Stromreihenrückkopplung zum Stabi­ lisieren dieses Parameters in dieser Stufe vorgesehen ist.

Ferner sind Einrich­ tungen vorgesehen zum periodischen Rücksetzen der Inte­ griereinrichtung auf einen Anfangszustand, der zum Ein­ leiten der nachfolgenden Integration geeignet ist. Darüber hinaus sind Einrichtungen vorgesehen zur periodischen Nul­ lung des Ausgangsstroms der Verstärkereinrichtung, wobei die Nullung so zeitgesteuert ist, daß sie nach dem Zeitpunkt zur Kommutierung erfolgt, aber vor dem Rück­ setzen der Integriereinrichtung. Die Nullungseinrichtung enthält eine Einrichtung zum Inkrementieren des Offset- Stroms des Stromspiegels auf einen Wert, der ein Ungleich­ gewicht korrigiert und den korrigierenden Offset-Strom auf­ rechterhält, bis die Nullung wieder erfolgt.

Die Nullungseinrichtung enthält eine Einrichtung zum Null­ stellen der an die Eingänge der Verstärkerein­ richtung angelegten differentiellen Eingangsspannung und zum Festlegen eines gewünschten Ausgangsstromwertes in dem ersten und dem zweiten Transistor des Eingangsstufenver­ stärkers, eine Ausgangsschalteinrichtung zum Trennen des Ausgangs der Verstärkereinrichtung von der Inte­ griereinrichtung während des Nullungsintervalls und einen Nullungskomparator, der mit dem Ausgang der Ver­ stärkereinrichtung verbunden ist, zum Erfassen einer Ände­ rung in dem Sinn des Ausgangsstroms, wenn der Verstärker durch den Abgleichpunkt geht, um den Inkrementierungspro­ zeß zu beenden und das Rücksetzen der Integriereinrichtung einzuleiten.

Das erfindungsgemäße Verfahren umfaßt die folgenden Hauptschritte: Umwandeln der Differenzspannung, die in der unerregten Wicklungsstufe auftritt, in einen entsprechenden bidirektionalen Ausgangsstrom mittels einer zwei Eingänge aufweisenden Festkörperdifferenzsteilheits­ verstärkereinrichtung, die den Ausgangsstrom integriert, um eine Ausgangsspannung zu erzielen, die zu einem Integral der Differenzspannung im wesentlichen proportional ist, und Vergleichen der Ausgangsspannung der Integriereinrichtung mit einem Wert, der der Winkelposition des Läufers ent­ spricht, die zur Kommutierung geeignet ist, und, beim Ab­ fühlen von Gleichheit bei dem Vergleich, zum Erzeugen eines Zeitsteuersignals in dem Zeitpunkt zur Kommutierung.

Anschließende Schritte des Zeitsteuerverfahrens beinhalten das Rücksetzen der Integriereinrichtung auf einen Anfangs­ zustand, der zum Einleiten der nachfolgenden Integration im Anschluß an jedes Zeitsteuersignal geeignet ist, und die periodische Nullung des Ausgangsstroms der Steilheits­ verstärkereinrichtung.

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im fol­ genden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher be­ schrieben. Es zeigen

Fig. 1 eine Darstellung der Installation einer Deckenleuchte, die einen Ventilator und eine Lampe in sich vereinigt und manuelle Steuervorrichtungen aufweist, wobei der Deckenventilator durch einen Gleichstrom­ motor mit elektronischem Kommutator ange­ trieben wird,

Fig. 2 ein Schaltbild der elektronischen Schal­ tungsanordnung, die die elektronische Kommutierung des Ventilatormotors bewirkt und die manuellen Steuervorrichtungen wirksam macht, wobei Fig. 2 insbesondere ein Schaltbild einer gedruckten Schalt­ karte zeigt, die die gegenseitigen Verbin­ dungen des Ventilatormotors, der Decken­ lampe, der manuellen Steuervorrichtungen und eine kundenspezifische integrierte Schaltung für die Motorsteuerung zeigt,

Fig. 3 die Steuerungs- und Kommutierungswellen­ formen der integrierten Motorsteuerschal­ tung,

Fig. 4 ein Blockschaltbild der funktionalen Hauptunterteilungen oder -blöcke der inte­ grierten Motorsteuerschaltung und der Funktionsverbindungen zwischen den Funk­ tionsblöcken, wobei die Fig. 5A, 6, 7, 9, 10A und 11A Logikdiagramme und/oder Schaltbilder der Funktionsblöcke für die integrierte Motorsteuerschaltung zeigen,

Fig. 5A ein Logikdiagramm der Eingangsgatterschal­ tung und ein Schaltbild mit Vorrichtungs­ parametern der Blöcke des integrierenden Transkonduktanzverstärkers nach Fig. 4,

die Fig. 5B-5D vereinfachte elektrische Schaltbilder des integrierenden Transkonduktanzverstärkers, wo­ bei Fig. 5B eine etwas ausgedehnte und et­ was vereinfachte Schaltung des integrie­ renden Transkonduktanzverstärkers einschließ­ lich der Eingangsverbindungen mit einer als Beispiel gewählten Wicklungsstufe und den Nullungswiderständen, die auch als Teil der Selbstnullungsschaltung aufgefaßt werden können, Fig. 5C eine Ersatzschal­ tung des integrierenden Transkonduktanzverstär­ kers (ohne Rückkopplung) und Fig. 5D die Ersatzschaltung des Verstärkers zeigt, bei dem eine Reihenstromrückkopplung zur Sta­ bilisierung der Verstärkersteilheit oder -transkonduktanz benutzt wird, wobei es sich um eine Rückkopplungsart handelt, die mit der hier verwendeten vergleichbar ist,

Fig. 6 ein Logikdiagramm der Komparatorschaltung und der Modulo-6-Zählerblöcke nach Fig. 4,

Fig. 7 teils ein Schaltbild mit Vorrichtungspara­ metern und teils ein Logikdiagramm des Selbstnullungsschaltungsblockes nach Fig. 7,

Fig. 8 die Ausgangswellenform des integrierenden Transkonduktanzverstärkers für eine einzelne Kommutierungsperiode, wobei die Wellen­ form die Zeit veranschaulicht, die zwi­ schen der Integration und dem Rücksetzen eines Kondensators vorgesehen ist, um den Kommutierungszeitpunkt und die Nullung des Verstärkers zeitlich festzulegen,

Fig. 9 ein Logikdiagramm der Steuerlogik und der Ausgangstreiberblöcke nach Fig. 4,

Fig. 10A eine Kombination eines Schaltbildes und eines Logikdiagramms des Ozillators, des Pulsbreitenmodulators und der Vorwärts/­ Rückwärts-Logikblöcke nach Fig. 4,

Fig. 10B Wellenformen zur Erläuterung des Betriebes des Pulsbreitenmodulatorblockes,

Fig. 10C ein Diagramm der Auswirkung der manuellen Bedienung der Wandsteuervorrichtung auf die Motordrehzahl und die Drehrichtung,

Fig. 10D eine vereinfachte Darstellung, die eine schaltbare Wandsteuervorrichtung für die Motordrehzahl und die Motordrehrichtung zeigt,

Fig. 10E ein Blockschaltbild, das eine rückfüh­ rungslose Pulsbreitenmodulationsmotor­ steueranordnung nach der Erfindung zeigt,

Fig. 10F eine ausführliche Darstellung einer der Motorsteuerwellenformen nach Fig. 3,

Fig. 11A teils ein Schaltbild mit Vorrichtungspara­ metern und teils ein Logikdiagramm für den Netz-Ein-Reset-Block nach Fig. 4,

Fig. 11B ein Diagramm, welches das Einstellen der Auslösespannung des Netz-Ein-Reset-Blockes zeigt, und

die Fig. 12A und 12B die internen Hauptwellenformen, die bei dem Betrieb der integrierten Motorsteuer­ schaltung auftreten, wobei Fig. 12A sich mit der Kommutierung und dem Abgleich des integrierenden Verstärkers für eine als Beispiel gewählte Kommutierungsperiode und Fig. 12B mit dem Gesamtbetrieb während der Netz-Ein-Sequenz befaßt.

Fig. 1 zeigt eine Kombinationsvorrichtung aus einer Lampe 100 und einem Deckenventilator 101 zusammen mit geeigneten manuellen Steuervorrichtungen. Der Ventilatormotor, der in einem Gehäuse 102 untergebracht ist, ist in dieser Ausfüh­ rungsform ein Gleichstrommotor mit elektronischem Kommuta­ tor (Elektronikmotor), der den vierblättrigen Ventilator an­ treibt. Eine stationäre Baugruppe des Motors umfaßt einen ferromagnetischen Ständer, dem eine mehrstufige Wicklungs­ anordnung zugeordnet ist, welche mehrere Stufen enthält, die jeweils aus mehreren Spulen gebildet sind, welche in mehrere Nuten eingeführt sind, die in gegenseitigem Um­ fangsabstand in einem Blechpaket des Ständers angeordnet sind. Eine drehbare Baugruppe des Motors ist in wahlweiser magnetischer Kopplungsbeziehung zu den Wicklungsstufen des Ständers angeordnet und umfaßt einen Läufer, auf dem mehre­ re Permanentmagnetelemente angeordnet sind.

Zu Beschreibungszwecken ist zwar hier ein besonderer Elek­ tronikmotor dargestellt, es können jedoch andere Typen von Elektronikmotoren, die einen anderen Aufbau und andere elektrische Renndaten haben, im Rahmen der Erfindung be­ nutzt werden. Beispielsweise können einige der Elektronik­ motoren benutzt werden, die in den US-Patentschriften 4 005 347, 4 169 990 und 4 162 435 beschrieben sind.

Die Verbindungen mit dem Motor durchqueren eine Hohlwelle in dem Motor, die einem stationären Rohr gestattet, Drähte zwischen einem Leitungsrohr 103, das auf der oberen Ober­ fläche des Motorgehäuses 102 befestigt ist, und einem Steuerkasten 104 zu tragen, der auf der unteren Oberfläche des Gehäuses befestigt ist. Das Leitungsrohr 103 kann be­ nutzt werden, um Drähte zu einem Anschlußkasten (nicht dargestellt) zu führen, der an der Decke befestigt ist.

Das Leitungsrohr 103 kann außerdem die Kombinationsvorrichtung tragen. Der Steuerkasten 104 enthält die Steuerschaltungsanordnung für den Betrieb des Motors sowie drei manuell betätigte Steuervorrichtungen. Die Lampenbaugruppe 100 ist an der unteren Oberfläche des Steuerkastens 104 angebracht. Die Steuerschaltungsanordnung befindet sich auf einer kreis­ förmigen gedruckten Schaltkarte, die in den Steuerkasten eingepaßt ist. Die Steuervorrichtungen für die Lampe/Venti­ lator-Vorrichtung sind ein Dreiwegschalter S2, der durch eine Zugkette betätigt wird, zur Betriebsartwahl, ein Vorwärts/Rückwärts-Schiebeschalter S1 und ein Drehzahl­ einstellpotentiometer R40. Der Betriebsartwählschalter gestattet vier Betriebsarten: Ventilator ein; Lampe ein; Ventilator und Lampe ein; und Ventilator und Lampe aus. Die Deckenvorrichtung wird aus einem 115-V-Wechselstromnetz gespeist, das mit einer an der Wand befestigten Steuervor­ richtung 105 in Reihe geschaltet ist, die ebenfalls manuel­ le Steuervorrichtungen aufweist.

In dem dargestellten Beispiel enthält die Wandsteuervor­ richtung manuelle Steuervorrichtungen sowohl für den Venti­ lator als auch für den Motor. Zu diesen gehören ebenfalls ein Ein- und Aus-Schalter für die Deckenvorrichtung, eine Motordrehzahl-, eine Vorwärts/Rückwärts-Steuervorrichtung und ein Lampendimmer.

Die Steuerschaltungsanordnung für den Betrieb der Decken­ vorrichtung ist in Fig. 2 dargestellt, die ein Verdrah­ tungsdiagramm der Anlage nach Fig. 1 zeigt. Fig. 2 enthält als Hauptmerkmale die Lampe 100, den drei Wicklungsstufen aufweisenden Motor 120, die Wandsteuervorrichtung 105, die auf der gedruckten Schaltungskarte angebrachte Verdrahtung, welche als fünf Hauptmerkmale eine integrierte Motorsteuer­ schaltung 121, drei Hauptfestkörperschalter 122, 123, 124 und einen vier Abschnitte aufweisenden Präzisionswider­ standsspannungsteiler 125 enthält. Zusätzlich zu diesen fünf Hauptmerkmalen enthält die gedruckte Schaltungskarte die Schaltungselemente für die Stromversorgung der Lampe, des Motors, der Motorsteuer-IC 121 und der Zeitsteuerung und die manuellen Steuervorrichtungen, die mit der integrier­ ten Schaltung verbunden sind.

Die Sequenz, in welcher das Schalten erfolgt, ist in den Kommutierungswellenformen in Fig. 3 gezeigt. Die an den Anschlußflecken P7-P12 auf der IC für die Steuerung der Schalter 122, 123, 124 verfügbaren Wellenformen sind die sechs untersten Wellenformen AT, AB, BT, usw., wobei die­ jenigen, die links dargestellt sind, die Vorwärtsmotordre­ hung darstellen, und diejenigen, die rechts dargestellt sind, die Rückwärtsmotordrehung darstellen. Die beiden Wellenfor­ men, die mit "VORW." für Vorwärts- oder mit "RÜCKW." für Rückwärtswellenformen bezeichnet sind, werden auf der IC intern erzeugt und durch die Einstellung des Schalters S1 be­ einflußt, der mit dem VORW./RÜCKW.-Anschlußfleck P16 und mit der Wandsteuervorrichtung verbunden ist. Wenn sich die IC in einem Vorwärtszustand befindet (VORW. im aktiven H- Zustand), gestatten die Schaltwellenformen eine erste Se­ quenz vom linken Rand zur Mitte der Zeichnung. Sollte das Vorwärtssignal auf L und das Rückwärtssignal auf H gehen, würden die Schaltsignale eine zweite Sequenz einnehmen.

Die Kommutierungsausgangswellenformen oder Signale für die Wahl einer erregten Wicklung treten in einer Sequenz von sechs Wellenformen (AT, AB, BT, BB, CT, CB) zur Erregung der Wicklungsstufen A, B oder C auf. Die H-Bereiche jeder Wellenform (für die Zwecke der anfänglichen Erläuterung werden die vertikalen Markierungen unter den H-Bereichen an der Wellenform, die den tastverhältnisgesteuerten Betrieb be­ zeichnen, außer Betracht gelassen) haben eine Dauer von zwei Zählwerten des niedrigstwertigen Bits (B0) eines Drei-Bit(B0, B1, B2)-Modulo-6-Zählers. Der Motor hat, als Ganzes genommen, sechs unterschiedliche Erregungszustände, wobei in jedem dieser Zustände eine Wicklung (A, B oder C, z. B. A) mit B+ verbunden ist, eine verbleibende Wicklung (B oder C, z. B. B) mit Masse verbunden ist, und die andere ver­ bleibende Wicklung (z. B. C) nicht erregt ist. Jeder Motor­ erregungszustand hat eine Dauer von einem Zählwert des niedrigstwertigen Bits (B0) des Modulo-6-Zählers und jeder Motorerregungszustand endet - definitionsgemäß - im Kommutierungszeitpunkt.

Die Kommutierungsausgangswellenformen werden, wie beschrie­ ben werden wird, aus den Zählwerten (B0, B1, B2) von drei Flipflops in dem Modulo-6-Zähler logisch abgeleitet, die zu sechs Zählerausgangsstüfen CS0, CS1, CS2, CS3, CS4, CS5 führen (wobei der Querstrich bedeutet, daß der L-Zustand aktiv ist). Die Zählerausgangswellenformen (CS0, usw.) werden benutzt, um die Kommutierungsausgangswellenformen zu gewinnen, und sind Signale, die benutzt werden, um die unerregte Wicklung an dem Eingang dar Steuer-IC für die Kommutierungsabfühlung zu wählen.

Die Reihenfolge der aktiven L-Zustände der CS0-CS5-Wellen­ formen zur linken Seite des Randes steigt nach rechts auf (von CS0 bis CS5) vor der Drehrichtungsumkehr und nach rechts ab (CS5 bis CS0) nach der Drehrichtungsumkehr. Die BB- und CT-Wellenformen sind undefiniert, bis das Signal POR (Netz-Ein-Reset) auf einen inaktiven H-Zustand geht, wodurch der Zähler ab dem CS0-Zustand freigegeben wird (B0 = 0; B1 = 0; B2 = 0). Bei dem nächsten Zählwert geht CS0 auf H und CS1 geht auf L, AB geht auf Ein, BB und BT sind Aus und CT bleibt Ein. Bei der nächsten Zählung geht CS2 auf L, AB bleibt auf Ein, BT geht auf Ein und CT und CB sind Aus. Die beschriebene Sequenz der Wicklungserregungen setzt sich bis zur Mitte der Figur fort, bis VORW. auf L geht, wobei in diesem Zeitpunkt die Sequenz umgekehrt wird, wie dargestellt.

Die Erzeugung der korrekten Sequenz von Schaltwellenformen zum Erzeugen der Vorwärtsdrehung, der Rückwärtsdrehung oder einer schnelleren oder langsameren Motordrehung und zum Kommutieren der Ständerbaugruppe in der korrekten Winkelposition des Läufers ist die Funktion der Motor­ steuer-IC 121, deren innerer Aufbau nun beschrieben wird.

MOTORSTEUER-IC 121 FÜR DEN GLEICHSTROMMOTOR MIT ELEKTRONISCHEM KOMMUTATOR

Die Hauptfunktionsunterteilungen der Motorsteuer-IC 121 sind in Fig. 4 gezeigt. Der Aufbau der Logik und/oder der Schaltung der Funktionsblöcke ist im einzelnen in den Fig. 5A, 6, 7, 9, 10A und 11A gezeigt.

Die Steuer-IC besteht aus elf miteinander verbundenen Blöcken 140 bis 150, die mit der Schaltungsanordnung auf der gedruckten Schaltungskarte durch die sechzehn Anschluß­ flecken P1 bis P16 verbunden sind, wie bereits angegeben. Die Drehposition des Läufers wird durch den Modulo-6- oder Kommutierungszähler 144 "identifiziert", der sechs Zustän­ de CS0-CS5 hat. Der Dauermagnetläufer dreht sich aufgrund der magnetischen Kopplung synchron mit der Drehung des Magnetfeldes, das durch die Ständerbaugruppe erzeugt wird. In Abhängigkeit von der Anzahl der Pole des Motors kann die Zählung einmal, zweimal, dreimal, viermal, usw. pro Umdre­ hung wiederholt werden. Bei der hier beschriebenen tatsäch­ lichen Ausführungsform wird ein sechspoliger Dauermagnet­ läufer mit einer Ständerbaugruppe verwendet, die achtzehn Spulen, drei Wicklungsstufen und sechsunddreissig Zähne hat. Die Zählung sechs wird dreimal pro Umdrehung wieder­ holt.

Der Modulo-6-Zähler 144 steuert das sequentielle Umschal­ ten der Ausgangstreiber 146 zur sequentiellen Erregung der Wicklungsstufen und zum sequentiellen Freigeben der Ein­ gangsgatterschaltung 140 für das Wählen der geeigneten unerregten Wicklung für die Kommutierungszeitsteuerung. Der Zähler wird so gesteuert, daß er eine Vorwärts- oder eine Rück­ wärtszählung ausführt, und zwar mittels einer Vorwärts­ wellenform VORW., die von der Vorwärts/Rückwärts-Logik 149 geliefert wird. Wenn der Strom zum erstenmal eingeschaltet wird, wird der Zähler mittels der Netz-Ein-Reset-Wellen­ form POR, die von der Netz-Ein-Reset-Logik 150 geliefert wird, in einem voreingestellten Zustand gehalten. Der Kommutierungszeitpunkt für den Motor mit elektronischem Kommutator wird mittels der positivgehenden Flanke der Reset-1-Wellenform festgelegt, die durch die Komparator­ schaltung 142 an den Zähler 144 abgegeben wird. Die Reset- 1-Wellenform "taktet" den Zähler 144 und legt so den Zeitpunkt fest, in welchem die Erregungsstufe des Läufers sich ändert, und den Zeitpunkt, in welchem die Wicklungs­ stufe, die für die Kommutierungszeitsteuerung abgefühlt wird, geändert wird.

Der Modulo-6-Zähler 144 steuert die Erregungssequenz der Wicklungsstufen A, B und C mittels der Steuerlogik 145, der Ausgangstreiber 146 und der Schalter 122, 123 und 124. Das Ausgangssignal des Zählers 144 in Form von sechs NAND- verknüpften Kombinationen von benachbarten Zählerzuständen (CS0, CS1; CS1, CS2; usw.) und das niedrigstwertige Bit (B0) des Zählerspeichers werden an die Steuerlogik 145 an­ gelegt. Die Steuerlogik 145, die die Ausgangssignale des Zählers 144 decodiert, erzeugt H- oder L-Steuersignale zum Anlegen an die sechs einzelnen Treiber, aus denen die Ausgangstreiber 146 bestehen.

Die Steuerlogik 145 wird zur Vorwärts- oder Rückwärtszäh­ lung mittels der VORWÄRTS-Wellenform VORW. und der RÜCKWÄRTS-Wellenform RÜCKW. aus der VORWÄRTS/RUCKWÄRTS- Logik 149 gesteuert. Sie unterliegt außerdem einer Steue­ rung, die den Sinn des Treiberausgangssignals bei abwech­ selnden Zählungen invertiert. Diese Inversion wird mittels der B0-Wellenform aus dem niedrigstwertigen Bit des Zählerspeichers erzielt und mit der RESET-1-Wellenform aus der Komparatorschaltung 142 NOR-verknüpft. Die Steuer­ logik bewirkt mittels der pulsbreitenmodulierten Ausgangs­ wellenform aus dem Pulsbreitenxrodulator (PWM) 148 eine Pulsbreiten­ modulation einer 120-kHz-Schwingung aus dem Oszillator 147, die den leitenden Arbeitstakt der Ausgangstreiber auf die Weise beeinflußt, die in den vertikal gestrichelten Be­ reichen der Treiberwellenformen (AT, AB, usw.) in Fig. 3 angegeben ist.

Die Ausgangstreiber 146, an die die Wellenformen AT, AB, usw. angelegt werden, bewirken eine Signalverstärkung an den Anschlußflecken P7-P12 der Motorsteuer-IC, die aus­ reicht, um die gesonderten Schalttransistoren in den Fest­ körperschaltern 122, 123, 124 auf der gedruckten Schalt­ karte anzusteuern. Die Ausgangstreiber 146 verzögern mit Hilfe der I-Start-Wellenform aus POR 150 die tatsächliche Stromzufuhr zu den Motorwicklungen, bis fünf Kommutierungs­ intervalle stattgefunden haben, nachdem der Strom zum erstenmal eingeschaltet worden ist. Das erlaubt der Kommu­ tierungszeitsteuerschaltungsanordnung sich zu stabilisie­ ren, bevor die tatsächliche Stromzufuhr zu den Wicklungen erfolgt.

Der Modulo-6-Zähler 144 gibt sequentiell die Eingangsgatter­ schaltung 140 frei, damit die geeignete unerregte Wick­ lungsstufe für den Anschluß an den integrierenden Transkonduktanz­ verstärker 141 und die Komparatorschaltung 142 zur Kommutierungszeitsteuerung gewählt wird. Bei der Zeit­ steuerung der Kommutierung wird die Gegen-EMK, die in der unerregten Wicklungsstufe gebildet wird (als Ergebnis der Drehung der Permanentmagnete des Läufers bezüglich der stationären, unerregten Wicklungsstufe), nachdem sie durch die Eingangsgatterschaltung 140 gewählt worden ist, in dem Verstärker 141 verstärkt und in der Komparatorschal­ tung 142 integriert und gemessen, um den korrekten Kommu­ tierungswinkel zu bestimmen. Das Wählen der geeigneten unerregten Wicklungsstufe durch die Eingangsgatterschal­ tung 140 ist mit dem Wählen der anderen beiden Wicklungs­ stufen durch die Steuerlogik 145 für die Erregung synchro­ nisiert.

Die Eingangsgatterschaltung 140 ist über die Anschlußflec­ ken P2-P5 mit der Spannungsteilermatrix in der gedruckten Schaltungskarte verbunden, die mit den nicht mit dem Stern­ punkt verbundenen Klemmen jeder der drei Motorständerwick­ lungsstufen A, B und C und mit der Sternpunktklemme ver­ bunden ist, damit die geeignete Zeitsteuerinformation ge­ wählt werden kann. Der Modulo-6-Zähler steuert die Eingangs­ gatterschaltung 140 beim Identifizieren und Wählen der Ständerwicklungsstufen, die unerregt sind, durch Abgeben der sechs Zählerausgangswellenformen CS0, CS1, usw. an die Freigabeeingänge der Eingangsgatterschaltung, die einen aktiven L-Zustand haben, wenn die Eingangsgatterschaltung freigegeben werden soll. Der Ausgang der Eingangsgatter­ schaltung 140 ist mit dem Eingang des integrierenden Steil­ heitsverstärkers 141 verbunden, der zwei Eingänge in Diffe­ renzschaltung hat. Die Eingangsgatterschaltung 140 wählt eine einzelne identifizierte unerregte Wicklungsstufe, wo­ bei sie ein Eingangssignal (z. B. VA) von der nicht mit dem Sternpunkt verbundenen Klemme der Wicklungsstufe und ein Eingangssignal (z. B. VN) von dem Sternpunkt 128 der Wick­ lungen nimmt. Die Zählerstufen (CS0, CS1, usw.) sind so zugeordnet, daß sie das Abwechseln des Sinnes der Verbin­ dungen zwischen den nicht mit dem Sternpunkt verbundenen Klemmen der Wicklungsstufen und den Verstärkereingängen bei aufeinanderfolgenden Zählungen bewirken. Das Wechseln des Verbindungssinnes zwischen der gemeinsamen Sternpunktklemme und den Verstärkereingängen wird mittels des nie­ drigstwertigen Bits B0 erzielt, das aus dem Zählerspeicher stammt.

Dieses durch die Eingangsgatterschaltung 140 bewirkte Wechseln des Sinnes der Verbindung zwischen den Wicklungs­ stufen und dem integrierenden Verstärker 141 ist notwendig, um sicherzustellen, daß die Polarität des Verstärkeraus­ gangssignals immer dieselbe ist. Die Wellenform der Gegen-EMK, die an einer Wicklungsstufe erscheint, hat eine erste Steigung (z. B. eine positive Steigung), während die Wellenform der nächsten Wicklungsstufe für die nächste Integrationsperiode eine entgegengesetzte Steigung hat. Die Inversionen, die durch die Eingangsgatterschaltung er­ zeugt werden, halten so den Sinn des Verstärkeräusgangs­ signals für aufeinanderfolgende Integrationsperioden gleich.

Die Eingangsgatterschaltung 140 ist daher die Eingangs­ schalteinrichtung der IC, die die Gegen-EMK-Wellenform über die Matrix 125 aus der Wicklungsstufe anlegt. Diese Wellenform, die die augenblickliche Winkelgeschwindigkeit des Läufers angibt, wird dann an die Blöcke 141, 142, 143 zur Integration angelegt, um die Winkelverschiebung des Läufers zu gewinnen. Diese Blöcke und insbesondere, die Komparatorschaltung 142 (einschließlich C5) erzeugen einen Ausgangsimpuls, das heißt, den Reset-1-Impuls, in dem Zeit­ punkt, in welchem der korrekte Läuferwinkel zur Kommutie­ rung erreicht worden ist. Der Reset-1-Impuls wird benutzt, um den Modulo-6-Zähler 144 zu takten. Die Reset-1-Wellen­ form wird außerdem angelegt, um die Eingangsgatterschaltung während der Nullung des Verstärkers 141 und während des Rücksetzens des integrierenden Kondensators C5, der an die Komparatorschaltung 142 angeschlossen ist, zu sperren.

Der integrierende Transkonduktanzverstärker 141 ist ein Diffe­ renzverstärker, an dessen beide Eingänge das Signal aus der gewählten Wicklungsstufe in Form einer Spannung differentiell angelegt wird. Der integrierende Transkonduktanzver­ stärker 141 wandelt die differentiell angelegte Eingangs­ spannung in einen Ausgangsstrom um, der in der Komparator­ schaltung 142 beim Bestimmen des korrekten Kommutierungs­ winkels integriert wird. Der Ausgangsstrom aus dem Ver­ stärker wird einem integrierenden Kondensator C5 zuge­ führt, der mit dem Anschlußfleck P1 verbunden ist. Der Kondensator C5 bildet beim Speichern des Verstärkeraus­ gangsstroms eine aus der gewählten unerregten Wicklungs­ stufe gewonnene Spannung, die ein geeignetes Mittel zum Bestimmen des augenblicklichen Läuferwinkels ist. Das Spannungsintegral ist ein Maß für die Winkelposition des Läufers, die von der Drehgeschwindigkeit des Läufers über einem 10/1-Bereich von Drehgeschwindigkeiten im wesent­ lichen unabhängig ist. Die Spannung, die an dem Kondensa­ tor C5 als Ergebnis des Integrierens des Verstärkeraus­ gangsstroms erscheint, bildet ein genaues Duplikat des Spannungsintegrals insofern, als der Verstärkerausgangs­ strom zu der Differenzeingangsspannung proportional ist, und insofern, als ein Zeitintegral des Verstärkerausgangs­ stroms gleich dem Zeitintegral der Eingangsspannung ist. Die durch den Kondensator C5 integrierte Spannung wird dann mit einer Standardspannung (Vref 3) verglichen, die einem bekannten optimalen Läuferkommutierungswinkel ent­ spricht, um den Zeitpunkt zu bestimmen, in welchem die Kommutierung erfolgen sollte.

Die Genauigkeit dieses Verfahrens der Läuferwinkelbestim­ mung hängt von der Stabilität der Steilheit oder Transkon­ duktanz (Gegenwirkleitwert) des integrierenden Steilheits­ verstärker ab, und, da der Verstärker ein direkt geschalte­ ter Differenzverstärker ist, in welchem ein Ungleichge­ wicht auftreten kann, hängt sie außerdem von der Genauig­ keit ab, mit welcher jedes Ungleichgewicht kompensiert werden kann.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 141 wird an eine Kompa­ ratorschaltung 142 angelegt, die feststellt, wann die in dem Kondensator C5 infolge der Stromintegration gespei­ cherte Spannung gleich der Standardspannung ist, welche der korrekten Winkelposition des Läufers für die Kommutie­ rung entspricht. Wenn Gleichheit festgestellt wird, meldet (Reset 1) die Komparatorschaltung den Kommutierungszeit­ punkt dem Modulo-6-Zähler 144. Auf dieses Signal hin führt der Zähler die nächste Zählung aus, und die Eingangsgatter­ schaltung 140 und die Ausgangstreiber 146 werden veranlaßt, die Kommutierung auszuführen und die Erregung, die Entre­ gung und die Spannungsabfühlung für die drei für die nächste Zählung geeigneten Wicklungsstufen zu beginnen.

Der dritte Block, der bei der Kommutierungszeitsteuerung aktiv ist, ist die Autonull-Schaltung 143, die einen Off­ set liefert, um jedwedes Ungleichgewicht im Ausgangsstrom des integrierenden Verstärkers zu koordinieren. Das "Nullen" oder "Nullabgleichen" des integrierenden Verstär­ kers erfolgt bei jeder Kommutierung. Gemäß der Darstellung in Fig. 8 erfolgt die Nullung, nachdem die Kondensator­ integrationsperiode beendet ist, was durch den RESET-1- Impuls signalisiert wird, aber vor dem Rücksetzen des Zeitsteuerkondensators C5 (während RESET 2) in Vorberei­ tung auf die nächste Kondensatorintegrationsperiode. Der Verstärker 141 wird in einen Zustand zur Nullung versetzt und bewirkt dann das Rücksetzen des integrierenden Konden­ sators durch das Anlegen der RESET-1- bzw. RESET-2-Wellen­ formen. Die RESET-1-Wellenform schließt den Differenzein­ gang des Verstärkers kurz und sorgt so für ein Differenz­ eingangssignal von null, das für die Nullung wesentlich ist. Die RESET-2-Wellenform ist nach dem Nullabgleich aktiv und setzt das Verstärkerausgangssignal in einen Zustand, in welchem der integrierende Kondensator C5 schnell wieder auf Vdd aufgeladen wird. Darüber hinaus werden während der Nullabgleichung gewisse Steuersignale an die Widerstände R3A-D und R4A-D angelegt, die für gewisse Zwecke einen Teil des Verstärkers bilden. Das wird in Verbindung mit der Autonull-Schaltung erläutert.

Der Nullabgleich des Verstärkers 141 erzeugt einen perio­ disch überprüften Strom-Offset, der an einen Verstärker­ kanal angelegt wird, um den Verstärkerausgangsstrom für ein Nulleingangssignal zu Nullen. Die Autonull-Schaltung 143 erzeugt diesen Offset-Strom in kleinen Schritten (3/4 µA), die an einen Strom-Offset-Kanal des Verstärkers angelegt werden. Diese Schritte dienen zum Erhöhen oder zum Erniedrigen des Stromübertragungsverhältnisses eines Spiegels in einem Kanal des Verstärkers, um den Ausgangs­ strom dieses Kanals in Gleichgewicht mit dem Ausgangsstrom des anderen Kanals zu bringen. Der Nullabgleich erfordert eine kurze Zeit, typisch weniger als eine Millisekunde, aber nicht mehr als maximal 1,4 ms. Nach dem Nullabgleich wird der Zeitsteuerkondensator C5 rückgesetzt (während RESET-2), was 3-5 ms dauert, um ihn auf die nächste Kon­ densatorintegrationsperiode zur Zeitsteuerung der nächsten Kommutierung vorzubereiten. Es ist außerdem notwendig, diese Zeitverzögerung vorzusehen, nachdem die Kommutierung stattgefunden hat, um zu gewährleisten, daß genug Zeit zur Verfügung steht, damit die gesamte gespeicherte Energie in der nun unerregten Wicklung (die vor der Kommutierung er­ regt war) beseitigt wird. Das ist notwendig, um sicherzu­ stellen, daß die gespeicherte Energie nicht unkorrekter­ weise als eine Gegen-EMK interpretiert wird, die einen großen Fehler in dem Kommutierungszeitpunkt verursachen würde. Die Autonull-Schaltung 143 und ihre Beziehung zu den anderen Funktionsblöcken ist unten ausführlich be­ schrieben.

Die übrigen Blöcke in der Steuer-IC befassen sich haupt­ sächlich mit der Implementierung der manuellen Steuerfunk­ tionen. Wenn die Deckenvorrichtung eingeschaltet wird und dem Ventilatormotor Strom zugeführt werden soll, ist der Block "Netz-Ein-Reset" (POR) aktiv.

Die POR-Schaltung 150 ist eine Schutzschaltung für andere Teile der Elektronikmotorsteuerschaltung, die aktiv wird, wenn der Strom ein- oder ausgeschaltet wird. Sie gewährlei­ stet, daß die geschützte Schaltungsanordnung in einem ge­ wünschten sicheren inaktiven Zustand gehalten wird, wenn die Versorgungsspannung an der geschützten Schaltung unter einem ersten Wert ist, wenn der Strom eingeschaltet wird, oder unter einem zweiten Wert (der üblicherweise etwas niedriger ist), wenn der Strom abgeschaltet wird. Wenn der Strom eingeschaltet wird, gibt sie die geschützte Schaltung in einem gewünschten Anfangszustand frei. Die Wechselwir­ kung der POR-Schaltung mit anderen Funktionsteilen der Motorsteuer-IC ist teilweise in den Wellenformen nach Fig. 3 und nach Fig. 12B dargestellt.

Infolge des Erscheinens des aktiven Ausgangssignals der POR-Schaltung, wenn der Strom eingeschaltet wird, wird der Verstärker 141 von dem Kondensator C5 getrennt, und die Komparatorschaltung 142 sowie die Autonull-Schaltung 143 werden voreingestellt. Dadurch wird ein Anfangszustand er­ zeugt, entsprechend dem Auftreten eines Kommutierungszeit­ punktes in Vorbereitung auf den Nullabgleich des Verstär­ kers. Die POR-Schaltung bewirkt das Voreinstellen des 3-Bit- Speichers des Kommutierungszählers 144 auf einen Anfangszu­ stand 000. Sie bewirkt die Voreinstellung der Vorwärts/­ Rückwärts-Logik auf den Zustand, der durch den Schalter S1 auf der gedruckten Schaltungskarte gesetzt wird. Das Vor­ einstellen erfolgt unmittelbar nach der Zufuhr des Stroms zu der POR-Schaltung und dauert solange, bis Vdd hoch genug ist (z. B. 7,0 V), um sicherzustellen, daß die Analog- und Logikschaltungsanordnung gültig ist.

Wenn das aktive Ausgangssignal der POR-Schaltung endet, wird die Autonull-Schaltung zur Nullung freigegeben, wo­ durch gewährleistet wird, daß der Verstärker auf null abge­ glichen wird, bevor er zur Integrationszeitsteuerung be­ nutzt wird. Daran anschließend beeinflußt die POR-Schaltung 150, die nun mittels der IST-Wellenform tätig wird, welche an die Autonull-Schaltung angelegt wird, das Starten für fünf künstliche Zählungen des Kommutierungszählers 144 durch Einleiten eins Offset-Stroms in die Widerstands­ schaltung des Verstärkers 141, was das Entladen des inte­ grierenden Kondensators C5 auf die Spannung erleichtert, die eingestellt worden ist, um den Kommutierungszeitpunkt und die Nullung zu markieren. Für dieselbe Periode von fünf Zählungen schaltet die POR-Schaltung, die mittels der I-Start-Wellenform tätig wird, die "unteren" Schalter der Ausgangstreiber ab, wodurch ausgeschlossen wird, daß Ener­ gie den Wicklungsstufen des Motors zugeführt wird, bis sich der Verstärker 141, die Komparatorschaltung 142 und die Autonull-Schaltung 143 stabilisiert haben.

Die Autonull-Schaltung 143 bewirkt den Nullabgleich des in­ tegrierenden Steilheitsverstärkers, um jedweden Fehler in der Zeitsteuerung des Kommutierungszeitpunktes, der auf den Verstärkereingangssignal-Offset zurückzuführen wäre, zu be­ seitigen und das Motoranlaufverhalten zu verbessern. Die Autonull-Schaltung ist gänzlich auf der integrierten Schal­ tung angeordnet und erfordert keine Anschlußflecken für eine äußere Verbindung.

Die Autonull-Schaltung enthält zwei digital unterteilte ohmsche Elemente R3A-D und R4A-D, welches die Widerstands­ elemente in einem Stromspiegel in einem der beiden Kanäle des Verstärkers 141 im Anschluß an die Differenzeingangs­ stufe sind. Der Stromspiegel wird durch das Vorsehen einer Einrichtung zum Hervorrufen eines Offset-Stroms modifiziert, der in 3/4-µA-Schritten entweder auf der Eingangsseite oder auf der Ausgangsseite des Stromspiegels digital abgestuft werden kann und einen Kanal des Verstärkers ins Gleichge­ wicht mit dem anderen bringt. Die Inkrementierung erfolgt unter der Steuerung eines 5-Bit-Zählers, der mit der Fre­ quenz von 20 kHz des Oszillators 147 (CLK). zählt. Bei dem Nullabgleichprozeß wird der 5-Bit-Zähler auf einen maxima­ len Offset-Strom-Zustand voreingestellt und wird dann mit der Taktfrequenz dekrementiert, bis ein Abgleich festge­ stellt wird. Wenn der Abgleich festgestellt wird, stoppt der Zähler und der Offset-Strom wird aufrechterhalten, bis der Nullabgleich wieder hergestellt ist.

Die Autonullungsschaltung ist einmal bei jeder Kommutierung wirksam. Die Wellenformen, die an der Nullung im normalen Betrieb beteiligt sind, sind in Fig. 12A dargestellt. Die Nullungsperiode beginnt, nachdem die Komparatorschaltung 142 (COM 2, U80, D16 Q) den Kommutierungszeitpunkt signali­ siert hat (vgl. Fig. 9), was bewirkt, daß die RESET-1-Wel­ lenform auf den H-Zustand geht (D16 Q). Wenn die RESET-1- Wellenform auf H geht, wird der Eingang des integrierenden Verstärkers 140 auf eine Referenzspannung (Vref 1) bezogen, die zur Nullung geeignet ist, und die Differenzeingänge des Verstärkers werden miteinander kurzgeschlossen. Gleichzei­ tig wird die NULL-CLK-Wellenform durch die Komparatorschal­ tung 142 erzeugt (D17 Q). Diese Wellenform wird an einen 5-Bit-Zähler in der Autonull-Schaltung angelegt (D8, D12), wodurch die Autonull-Schaltung gezwungen wird, in einen Voreinstellzustand zu gehen, in welchem der maximale Off­ set-Strom, der weiter oben erwähnt ist, in den Verstärker 141 eingeleitet wird. Im wesentlichen zur selben Zeit er­ zeugt die Autonull-Schaltung die Null-Ausgangs-Wellenform (D7, Q), die an ein Übertragungsgatter U85 an dem Eingang der Komparatorschaltung 142 angelegt wird. Dadurch wird der Verstärker von dem externen integrierenden Kondensator C5 getrennt, wodurch der Verstärkerausgang nur mit dem dritten Komparator COM 3 in der Komparatorschaltung ver­ bunden bleibt. Die Eingangsbedingungen bewirken, daß die Verstärkerausgangsspannung über den Schwellenwert Vref 2 des dritten Komparators COM 3 ansteigt, was zur Folge hat, daß die Nullsetzwellenform, die an COM 3 U81 abgegeben wird, auf L geht. Diese Wellenform gibt, wenn sie zu der Auto­ null-Schaltung rückgekoppelt wird, die VOREINSTELLUNGEN an dem Zähler frei und gestattet dem Zähler, mit der Takt­ frequenz zu dekrementieren. Das Dekrementieren ist von einer stufenweisen Verringerung des dem integrierenden Verstärker zugeführten Offset-Stroms begleitet. Wenn der Komparator COM 3 feststellt, daß die Spannung an dem Aus­ gang des Verstärkers, die nahe bei Vdd war, ihre Richtung ändert, was den Nullabgleich signalisiert, geht die Null­ setzwellenform auf H. Bei dem folgenden Taktimpuls geht die Nullausgangswellenform (D7 Q) auf L. Die Nullausgangs­ wellenform (D7 Q) wird an die Komparatorschaltung angelegt, die die RESET-2-Wellenform erzeugt, welche den Verstärker 141 in einen Zustand maximaler Stromversorgung versetzt. Zur selben Zeit betätigt die Nullausgangswellenform das Übertragungsgatter U85, um wieder den integrierenden Ver­ stärker mit dem integrierenden Kondensator C5 zu verbinden. Wenn die obere Referenzspannung Vref 4 durchquert wird, enden sowohl RESET 1 als auch RESET 2, und die nächste Kon­ densatorintegrationsperiode beginnt.

Während der Anlaufzustände wird die Autonull-Sequenz durch die POR-Schaltung 150 beeinflußt. Die Strom-Ein-Sequenz ist durch die Wellenformen in Fig. 128 dargestellt. Wenn der Strom zum erstenmal zugeführt wird, ist die POR-Wellen­ form in einem aktiven L-Zustand, der bewirkt, daß die Nulltaktwellenform NULL CLK (D17 Q) auf H geht. Das hat zur Folge, daß der Autonull-Zähler auf einen hohen Offset- Strom-Zustand voreingestellt wird. Wenn die POR-Wellenform anschließend auf einen inaktiven H-Zustand geht, fällt die Nulltaktwellenform ab, was dem Zähler in der Autonull- Schaltung gestattet zu dekrementieren. Der Autonullabgleich wird weiter durch die Zufuhr eines Offset-Stroms IST beein­ flußt, der während des Nullabgleichs unterbrochen ist, während des Rücksetzens und Integrierens des Kondensators aber aktiv ist. Der Offset-Strom IST addiert sich zu dem Entladungsstrom des integrierenden Verstärkers und bewirkt, daß der integrierende Kondensator sich schneller und posi­ tiver in Richtung auf den Schwellenwert des Komparators COM 2 entlädt. Unter dem Einfluß der Logik, die in dem POR- Block enthalten ist, dauert der Strom IST an, bis fünf Autonullungsequenzen abgeschlossen sind. Während derselben Sequenz von fünf Zählungen sind auch die unteren Treiber BOBA-C gesperrt, so daß den Motorwicklungen kein Strom zu­ geführt wird. Bei der sechsten Zählung werden die H-Zustän­ de von IST und von I-Start beendet, die Motorwicklungen werden erregt, und der Autonullabgleich geht auf normale Weise weiter.

DIE EINGANGSGATTERSCHALTUNG 140

Die Eingangsgatterschaltung 140 ist die Eingangsschaltein­ richtung der Steuer-IC 121, die die korrekte unerregte Motorwicklungsstufe zum Bestimmen des nächsten Kommutie­ rungszeitpunkts wählt. Die Eingangsgatterschaltung 140 ist mit den Anschlußflecken P5, P4, P3 und P2 verbunden, die zum Anschluß über den aus vier Abschnitten bestehenden Spannungsteiler 125 an die Motorwicklungsklemmen VA, VB, VC bzw. VN bestimmt sind, wie weiter oben angegeben. Der Spannungsteiler 125 ist die Einrichtung, die unmittelbar mit den Wicklungsstufen verbunden ist, um Spannungen abzu­ nehmen, die proportional (1/41) zu den in den Wicklungs­ stufen induzierten Spannungen sind, und zwar reduziert auf Werte, die zum Anlegen an die IC geeignet sind.

Die Eingangsgatterschaltung 140 legt die Ausgangsspannung der gewählten Wicklungsstufe an die Eingangsklemmen 151, 152 des integrierenden Steilheitsverstärkers 141 im korrek­ ten Sinn an, um die korrekte Verstärkerausgangssignalpola­ rität über aufeinanderfolgende Kommutierungsperioden auf­ rechtzuerhalten. Die Eingangsgatterschaltung besteht aus acht bidirektionalen Übertragungsgattern U58, U60, U62, U64, U66, U68, U70 und U72, denen jeweils ein Inverter U57, U59, U61, U63, U65, U67, U69 bzw. U71 zugeordnet ist, drei Gattern U54, U55 und U56, die zum Steuern des Sinnes der Wahl des Sternpunkts (N) benutzt werden, und sechs Gattern U73-U78, die zum Steuern des Sinnes der Wahl der drei nicht mit dem Sternpunkt verbundenen Wicklungsstufenklemmen (A, B, C) benutzt werden. Die Ausgangsspannung der gewählten Wicklung wird an die Eingangsklemmen 151, 152 des integrie­ renden Steilheitsverstärkers 141 angelegt. Die Steuersig­ nale zum Betätigen der Eingangsgatter werden der Kompara­ torschaltung (RESET 1) und dem Modulo-6-Zähler 144 (B0, CS0-5) entnommen.

Die Eingangsgatterschaltung 140 ist folgendermaßen geschal­ tet. Die Übertragungsgatter sind bidirektional leitende Vorrichtungen, die jeweils aus zwei komplementären Feld­ effekttransistoren bestehen, welche zwischen der Signal­ eingangsklemme und der Signalausgangsklemme parallel ge­ schaltet sind. Jedes Übertragungsgatter hat zwei Steuer­ klemmen, die entgegengesetzt gerichtete Steuerspannungen erfordern. In den dargestellten Konfigurationen wird ein Signal direkt an eine Steuerklemme und über einen Inverter an die andere Steuerklemme angelegt, so daß es tatsächlich nur einen einzigen Steueranschluß für jedes Gatter gibt. Die Übertragungsgatter werden durch ein H-Steuersignal freigegeben und durch ein L-Steuersignal nicht freigegeben. Die Signaleingangsklemmen der Gatter U58 und U60 sind mit dem Anschlußfleck P2 zum Anlegen der VN-Spannung verbunden. Die Ausgangsklemme des Gatters U60 ist mit der Eingangsklem­ me 152 des integrierenden Steilheitsverstärkers verbunden, während die Signalausgangsklemme des Gatters U58 mit der Eingangsklemme 151 des integrierenden Steilheitsverstär­ kers verbunden ist. Ebenso sind die Signaleingangsklemmen der Gatter U62 und U64 mit dem Anschlußfleck PS zum Anle­ gen der VA-Spannung verbunden. Die Signalausgangsklemme des Gatters U64 ist mit der Verstärkereingangsklemme 150 ver­ bunden, während die Signalausgangsklemme des Gatters U62 mit der Verstärkereingangsklemme 151 verbunden ist. Die Signaleingangsklemmen der Gatter U66 und U68 sind mit dem Anschlußfleck P4 zum Anlegen der VB-Spannung verbunden. Die Signalausgangsklemme des Gatters U68 ist mit der Ver­ stärkereingangsklemme 152 verbunden. Die Signalausgangs­ klemme des Gatters U66 ist mit der Verstärkereingangsklem­ me 151 verbunden. Die Signaleingangsklemmen der Gatter U70 und U72 sind mit dem Anschlußfleck P3 zum Anlegen der VC- Spannung verbunden. Die Signalausgangsklemme des Gatters U72 ist mit der Verstärkereingangsklemme 152 verbunden. Die Signalausgangsklemme des Gatters U70 ist mit der Ver­ stärkereingangsklemme 151 verbunden.

Jedes Übertragungsgatter hat, wie bereits erwähnt, einen zugeordneten Inverter, der das anlegbare Steuersignal in­ vertiert. Das uninvertierte Steuersignal für jedes Übertra­ gungsgatter wird über den zugeordneten Inverter direkt an den anderen Steuereingang dieses Übertragungsgatters ange­ legt. Der Inverter U54 und die zwei Eingänge aufweisenden NOR-Gatter U55 und U56 sind mit den Steuereingängen der Übertragungs­ gatter U60 und U58 verbunden. Die Steuersignale für diese Gatter sind die RESET-1-Wellenform, die an D16 Q der Kom­ paratorschaltung 142 abgegeben wird, und das niedrigstwer­ tige Bit B0 aus dem Flipflop D1 Q des Modulo-6-Zählers 144. Der RESET-1-Impuls wird an einen Eingang des NOR-Gatters U55 und an einen Eingang des NOR-Gatters 56 angelegt. Das niedrigstwertige Bit B0 aus dem Modulo-6-Zähler wird di­ rekt an einen Eingang des NOR-Gatters U56 und indirekt über den Inverter U54 (dessen Eingang mit D1 Q verbunden ist) an den anderen Eingang des NOR-Gatters U55 angelegt. Die zwei Eingänge aufweisenden NOR-Gatter U73 bis U78 haben jeweils einen mit D16 Q verbundenen Eingang zum Anlegen des RESET-1-Impulses und einen mit dem Zähler 144 verbundenen Eingang zum Anlegen der Wellenformen CS5-CS0. Die Ausgänge der NOR-Gatter U55, U56 und U78 bis U73 sind mit den Steuereingängen der Übertragungsgatter U58, U60, U62, U64, U66, U68, U70 bzw. U72 verbunden.

Die Eingangsgatterschaltung 140 dient zum Abfühlen der Spannung der gewählten Wicklung während der Kondensator­ integrationsperiode, wenn die RESET-1-Wellenform auf L ist (vgl. Fig. 8). Daher blockiert jedes NOR-Gatter U55, U56, U73-U78, von welchem ein Eingang mit D16 Q zum Anlegen der RESET-1-Wellenform verbunden ist, sämtliche acht Übertra­ gungsgatter U58, U60, U62, U64, U66, U68, U70, U72, wenn die RESET-1-Wellenform auf H ist. Wenn die RESET-1-Wellen­ form jedoch auf L ist, was der Kondensatorintegrations­ periode entspricht, können die NOR-Gatter gemäß dem Zu­ stand des Modulo-6-Zählers wahlweise erregt werden.

Die Übertragungsgatter der Eingangsgatterschaltung sind so angeordnet, daß sie nacheinander die Polarität des von der Motorwicklungsstufe aus an die Eingangsklemmen 151, 152 des integrierenden Verstärkers 141 angelegten Signals in­ vertieren. Wenn angenommen wird, daß der Zähler in dem CS0-Zustand ist (und daß die RESET-1-Wellenform auf L ist), ist CS0 auf L und das Ausgangssignal des Gatters U78 ist auf H, wodurch das Übertragungsgatter U62 freigegeben wird, das VA an dem Anschlußfleck P5 an die Klemme 151 anlegt. In dem CS0-Zustand ist das niedrigstwertige Bit ebenfalls auf L. Das NOR-Gatter U56 hat bei zwei L-Signalen an dem Eingang ein H-Signal am Ausgang, wodurch das Übertragungs­ gatter U60 freigegeben wird, welches VN an dem Anschluß­ fleck P2 an die Klemme 152 anlegt. Bei der nächsten Zählung, dem CS1-Zustand, ist das Ausgangssignal des Gatters U75 auf H, wodurch U68 freigegeben wird und VB an dem Anschluß­ fleck P4 an die Klemme 152 angelegt wird. Das niedrigst­ wertige Bit ist nun auf H und das NOR-Gatter U55 hat bei zwei L-Signalen an dem Eingang ein H-Signal an dem Ausgang, wodurch das Übertragungsgatter U58 freigegeben und VN an dem Anschlußfleck P2 an die Klemme 151 angelegt wird. Eben­ so ist bei der nächsten Zählung, dem CS2-Zustand, das Aus­ gangssignal von U74 auf H, wodurch U70 freigegeben und VC an dem Anschlußfleck P3 an die Klemme 151 angelegt wird. Das niedrigstwertige Bit ist nun auf L, und das Ausgangssignal von U56 ist auf H, wodurch U60 freigegeben und VN an dem Anschlußfleck P2 an die Klemme 152 angelegt wird. Jede sich anschließende Zählung für die Zustände CS3, CS4, CS5, CS0, usw. verbindet eine unerregte Wicklung mit dem Eingang des integrierenden Verstärkers, und zwar mit einer Polari­ tät, die zu der der vorhergehenden Verbindung entgegenge­ setzt ist (d. h. mit Sternpunktverbindung an der Klemme 152 bei geraden Zählwerten und an der Klemme 151 bei ungeraden Zählwerten).

Fig. 3 zeigt die Wicklungsstufenwahl, die durch die Ein­ gangsgatterschaltung in Abhängigkeit von den Zählerzustän­ den getroffen wird. Während CS0 sind beide Wicklungsstufen B und C erregt; deshalb wird die Wicklungsstufe A, die un­ erregt ist, über das Gatter U62 abgefühlt. Während CS1 sind beide Wicklungsstufen A und C erregt; deshalb wird die Wicklungsstufe B über das Gatter U68 abgefühlt. Während CS2 sind beide Wicklungsstufen A und B erregt; deshalb wird die Wicklungsstufe C über das Gatter U70 abgefühlt. Während CS3 sind die Wicklungsstufen B und C erregt; deshalb wird die Wicklungsstufe A über das Übertragungsgatter U64 abge­ fühlt. Während CS5 sind die Wicklungsstufen A und B erregt; deshalb wird die Wicklungsstufe C über das Gatter U72 abge­ fühlt.

INTEGRIERENDER TRANSKONDUKTANZVERSTÄRKER 141

Der integrierende Transkonduktanzverstärker ist in den Fig. 5A, 5B, 5C und 5D dargestellt. Fig. 5A zeigt alle aktiven Schaltungselemente des Verstärkers ohne die Widerstände in der Verstärkerstromsenke, in die die Offset-Ströme gelei­ tet werden, um den Nullabgleich des Verstärkers vorzunehmen. Die Fig. 5B, 5C und 5D dienen zur Erläuterung der Arbeits­ weise des Steilheitsverstärkers, wobei das Schwergewicht auf diejenigen Maßnahmen gelegt ist, die zur Stabilisierung der Verstärkersteilheit oder -transkonduktanz dienen. Die Stromsenkenwiderstände R3, R4 sind Teil der Darstellung in Fig. 5B, wobei nicht die Offseteinrichtung dargestellt ist, die für den Nullabgleich des Verstärkers benutzt wird. Darüber hinaus sind zur Vervollständigung des Steilheits­ verstärkers die Verbindungen VA und VN mit einer repräsen­ tativen Motorfeldwicklungsstufe (A) verbunden über zwei geeignete Paare von Spannungsteilungswiderständen und über zwei Übertragungsgatter mit den Eingängen 151, 152 des Steilheitsverstärkers gezeigt. Die Masseverbindungsschal­ tung der Teilerschaltung, die die Dioden CR2, CR3 und den Kondensator C3 enthält, ist in Fig. 5B ebenfalls gezeigt.

Gemäß der Darstellung in Fig. 5A besteht der integrierende Transkonduktanzverstärker aus den Transistoren Q1 bis Q11; Q16, Q17; Q18 und Q23 bis Q29 und den Widerständen R1 bis R8. Der Verstärker besteht hauptsächlich aus einer Differenz­ eingangsstufe (Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6), einem ersten Strom­ spiegel (Q10, Q11), der mit einem Ausgang (Q5) der Diffe­ renzeingangsstufe verbunden ist; einem zweiten Stromspiegel (Q16, Q17), der mit dem anderen Ausgang (Q6) der Differenz­ eingangsstufe verbunden ist; einem Puffer Q24 in Gate- Schaltung, der den Ausgang des ersten Stromspiegels mit einem eine hohe Ausgangsimpedanz aufweisenden, invertieren­ den Stromspiegel Q26-Q29 verbindet; und einem Puffer Q25 in Gate-Schaltung, der mit dem Ausgang des zweiten Strom­ spiegels verbunden ist. Das Eingangssignal wird an die posi­ tive (152) und an die negative (151) Eingangsklemme der Differenzeingangsstufe (Q5, Q6) angelegt, wobei der posi­ tive Eingang als derjenige definiert ist, der die obere Ausgangsvorrichtung (Q27) ansteuert, und wobei der negative Eingang die untere Ausgangsvorrichtung (Q25) ansteuert. Das Ausgangssignal des invertierenden Stromspiegels (Q26-Q29) er­ scheint an dem Drainanschluß des Transistors Q27, und das Ausgangs­ signal des Puffers Q25 erscheint an dem Drainanschluß von Q25. Die Drainanschlüsse der in Gegentaktschaltung angeord­ neten Transistoren Q27, Q25 bilden die Ausgangsklemme 153 des integrierenden Transkonduktanzverstärkers.

Die fünf Transistoren Q7, Q8, Q9, Q18 und Q23 steuern den integrierenden Verstärker während des Nullabgleiches und während des Rücksetzens des Kondensators. Die Transistoren Q7 und Q8 bilden eine Einrichtung zum Kurzschließen des Differenzeinganges des integrierenden Verstärkers während der Nullung und während des Rücksetzens des Kondensators C5. Sie werden während des Reset-1-Impulses wirksam. Die Transistoren Q9, Q18 und Q23 bilden die Einrichtung, die ein schnelles Rücksetzen des Kondensators C5 bewirkt, nach­ dem die Nullung abgeschlossen ist. Während des Reset-2- Impulses sperrt der Transistor Q9 die Stromsenke Q10, Q11; Q18 sperrt die Stromsenke Q16, Q17; während Q23 den oberen Stromspiegel Q26-Q29 freigibt, um den gewünschten Ladestrom über Q27 zuzuführen.

Die Eingangsdifferenzverstärkerstufe des Transkonduktanzverstär­ kers besteht aus den in Differenzschaltung angeordneten P-Kanal-Transistoren Q5 und Q6. Das Eingangssignal an der positiven Klemme 152 wird an den Gate-Anschluß von Q5 ange­ legt, und das Eingangssignal an der negativen Eingangsklem­ me 151 wird an den Gateanschluß von Q6 angelegt. Der Source­ anschluß von Q5 ist über einen gegenkoppelnden 2000 Ω-Wider­ stand R1 an den Drainanschluß des P-Kanal-Transistors Q4 für die Stromzufuhr zu Q5 angeschlossen. Der Sourcean­ schluß von Q6 ist über einen gegenkoppelnden 2000 Ω-Wider­ stand R2 an den Drainanschluß von Q4 für die Stromversor­ gung von Q6 angeschlossen. Die Widerstände R1 und R2 bewir­ ken eine Stromreihenrückkopplung zur Stabilisierung der Verstärkersteilheit oder -transkonduktanz, wie in Fig. 5D symbolisch dargestellt.

Die Transistoren Q1, Q2, Q3 und Q4 geben einen festen Strom (typisch 250 µA) an die Sourceanschlüsse der Transistoren Q5 und Q6 ab. Der N-Kanal-Transistor Q1 und der P-Kanal- Transistor Q2, die in Reihe geschaltet sind, sind Stromre­ ferenzen, welche den Ausgangsstrom der Stromquelle festle­ gen. Der Sourceanschluß des Transistors Q2 ist mit Vdd verbunden, und sein Drainanschluß ist mit dem Drainanschluß des Transistors Q1 verbunden. Der Drainanschluß und der Gateanschluß von Q2 sind miteinander verbunden. Der Source­ anschluß von Q1 ist mit der IC-Masse verbunden, und der Gateanschluß von Q1 ist mit Vdd verbunden, um den leiten­ den Zustand in dem in Reihe geschalteten Transistorpaar Q1, Q2 festzulegen. Die gewählte Gate-Geometrie von 200/4 (Gatebreite zu Gatelänge) für Q2 und von 4/4 für Q1 ergibt einen Strom von typisch 250 µA in Q1 und Q2. Der Ausgangs- P-Kanal-Transistor Q3 des Stromspiegels, dessen Sourcean­ schluß mit Vdd verbunden ist, ist an seinem Gateanschluß mit dem Gateanschluß von Q2 verbunden. Der Transistor Q3, der eine ähnliche Geometrie (200/4) wie Q2 hat, wird auf einer Gate-Source-Spannung gehalten, die gleich der von Q2 ist, und ist bestrebt, einen Ausgangsstrom "zu spiegeln", der gleich dem Strom in der Referenz an seinem Drainanschluß ist. Der Drainanschluß von Q3 ist mit dem Sourceanschluß des Stromquellenpuffer-P-Kanal-Transistors Q4 verbunden. Der Transistor Q4 ist groß ausgelegt (500/4), um eine nie­ drige Drain-Source-Sättigungsspannung zu erzielen, und sein Gateanschluß liegt an einer 5,8-V-Referenzspannung (die durch mehrere in Reihe geschaltete Transistoren gebildet wird), welche so eingestellt ist, daß sich der leitende Zustand in Q4 ergibt. Der Ausgangsstrom der Stromquelle (Q1-Q4) erscheint an dem Drainanschluß des Puffer-Tran­ sistors Q4, der wie bereits erwähnt vorgesehen ist, um die Transistoren Q5 und Q6 der Differenzeingangsstufe mit Strom (250 µA) zu versorgen.

Die Signalspannung, die zwischen die Gateanschlüsse von Q5 und Q6 angelegt wird, erzeugt zwei Ausgangssignalströme an den Drainanschlüssen von Q5 bzw. Q6. Der Gateanschluß von Q5 kann wie erwähnt als der Eingang des positiven "Ka­ nals" des Steilheitsverstärkers angesehen werden, da er das Leiten des Ausgangstransistors Q27 steuert. Das Leiten von Q27, welcher der obere Teil des Gegentaktausgangspaares ist "liefert" Strom von der positiven Versorgungsklemme (Vdd) zu der Last. Aus ähnlichen Gründen kann der Gatean­ schluß von Q6 als der Eingang des negativen Kanals des Ver­ stärkers angesehen werden, da er das Leiten von Q25 steuert, welcher Strom von der Last zu(Vss) an der IC-Masse "zieht".

Der Signalstrom, der an dem Drainanschluß von Q5 erscheint, wird zu dem Drainanschluß des N-Kanal-Transistors Q10 ge­ leitet, der Eingangsstromreferenz des ersten Stromspiegels (Q10, Q11) in dem positiven Kanal. Der Sourceanschluß von Q10 ist über einen angezapften 2000-Ohm-Widerstand R3 (am besten in Fig. 7 gezeigt) mit der IC-Masse verbunden. Der Gateanschluß von Q10 ist mit dem Drainanschluß des Transi­ stors Q10 verbunden. Die Konfiguration dient zum Bilden eines Reihenvorspannungsstroms von ungefähr 125 µA in Q10 (die Hälfte des Q-Ausgangsstroms) und in Q5. Der Gatean­ schluß von Q10 ist mit dem Gateanschluß des Spiegelausgangs- N-Kanal-Transistors Q11 verbunden, dessen Sourceanschluß über einen angezapften 2000-Ohm-Widerstand R4 (am besten in Fig. 7 gezeigt) mit der IC-Masse verbunden ist. Das Er­ scheinen eines Signalstroms in Q10 erzeugt einen nahezu gleichen spiegelbildlichen Signalausgangsstrom in dem Spiegelausgangstransistor Q11. Die Stromübertragungsgenauig­ keit des Spiegels ist zum Teil auf die Größe der gegenkop­ pelnden Widerstände R3 und R4 zurückzuführen.

Der Signalstrom, der an dem Drainanschluß von Q6 erscheint, wird dem Drainanschluß des N-Kanal-Transistors Q16 zuge­ führt, der Eingangsstromreferenz des zweiten Stromspiegels in dem negativen Kanal. Der Sourceanschluß von Q16 ist über einen 2000 Ω-Widerstand R5 mit der IC-Masse verbunden. Der Gateanschluß von Q16 ist mit dem Drainanschluß von Q16 verbunden. Die Konfiguration dient zum Bilden eines Reihen­ vorspannungsstroms von ungefähr 125 µA in Q16 (der Hälfte des Q4-Stroms) und in Q6. Der Gateanschluß von Q16 ist mit dem Gateanschluß des Spiegelausgangs-N-Kanal-Transistors Q17 verbunden, dessen Sourceanschluß über einen 2000-Ohm- Widerstand R5 mit der IC-Masse verbunden ist. Das Erschei­ nen eines Signalstroms in Q16 erzeugt einen nahezu gleichen Spiegelsignalausgangsstrom in dem Spiegelausgangstransi­ stor Q17. Die Stromübertragungsgenauigkeit des Spiegels ist zum Teil auf die Größe der gegenkoppelnden Widerstände R5 und R6 zurückzuführen.

Der Ausgangsstrom, der an dem Drainanschluß des Transi­ stors Q11 in dem ersten Stromspiegel in dem positiven Ka­ nal erscheint, wird dem Sourceanschluß des groß ausgelegten (500/4) N-Kanal-Puffertransistors Q24 zugeführt. Der Gate­ anschluß von Q24 ist mit einer Referenzspannungsquelle von 3,2 V verbunden. Der Ausgangsstrom des Puffertransistors Q24 wird von dem Drainanschluß von Q24 zu dem Eingang des polaritätsinvertierenden Stromspiegels Q26-Q29 geleitet, von welchem ein Teil des Verstärkerausgangssignals abge­ nommen wird. Die Gate-Schaltung von Q24 hält ein Strom­ übertragungsverhältnis von genau eins zwischen dem Source­ anschluß von Q24, der auf Gleichheit mit dem Ausgangsstrom des ersten Stromspiegels Q11 gehalten wird, und dem Strom an dem Drainanschluß von Q24, in den der Strom aus dem po­ laritätsinvertierenden Stromspiegel gezogen wird, aufrecht.

Der Ausgangsstrom, der an dem Drainanschluß des Transistors Q17 in dem zweiten Stromspiegel in dem negativen Kanal er­ scheint, wird dem Sourceanschluß des groß ausgelegten (500/4) N-Kanal-Puffer- und -ausgangstransistors Q25 zuge­ leitet. Der Gateanschluß von Q25 ist zu der Referenzspan­ nungsquelle von 3,2 V zurückgeführt, die er sich mit dem Gateanschluß von Q24 teilt. Der Ausgangsstrom des Puffer­ transistors von Q25 gelangt von der Ausgangsklemme 153 des integrierenden Verstärkers aus in den Drainanschluß von Q25. Die Gate-Schaltung von Q25 hält das Stromübertragungsver­ hältnis zwischen dem Sourceanschluß von Q25, welcher auf Gleichheit mit dem Ausgangsstrom des zweiten Stromspiegels Q17 gehalten wird und dem Strom an dem Drainanschluß von Q25, der mit der Ausgangsklemme 153 des integrierenden Ver­ stärkers verbunden ist, genau auf eins.

Der Ausgangsstrom, der an dem Drainanschluß des Puffer­ transistors Q24 in dem positiven Kanal erscheint, wird dem Eingang des modifizierten Wilson-Stromspiegels zugelei­ tet, in welchem die Transistoren Q26 bis Q29 benutzt wer­ den. Diese Transistoren sind alle P-Kanal-Vorrichtungen mit 200/4 Geometrie. Der Spiegel, der ein Stromübertragungsver­ hältnis hat, das eins sehr eng angenähert ist, invertiert die Signalstromrichtung und weist eine hohe Ausgangsimpe­ danz auf. Der Drainanschluß von Q24 ist mit dem Gatean­ schluß des P-Kanal-Transistors Q27 verbunden, dessen Drain­ anschluß mit der Verstärkerausgangsklemme 153 verbunden ist. Der Drainanschluß von Q24 ist außerdem mit dem Gatean­ schluß des P-Kanal-Transistors Q26 verbunden, dessen Gate und Drain miteinander verbunden sind. Der Transistor Q27 ist mit dem P-Kanal-Transistor Q29 in Reihe geschaltet. Der Sourceanschluß von Q27 ist mit dem Drainanschluß von Q29 verbunden, wobei der Sourceanschluß von Q29 über den 3000 Ω-Widerstand R8 mit der Versorgungsspannung Vdd verbun­ den ist und wobei Gate und Drain von Q29 miteinander ver­ bunden sind. Durch diese Verbindungen wird erzwungen, daß der Strom in Q29 gleich dem Strom in Q27 ist. Weiter ist der Gateanschluß des P-Kanal-Transistors Q28 mit dem Gate­ anschluß von Q29 verbunden, und sein Sourceanschluß ist über den 3000 Ω-Widerstand R7 mit der Versorgungsspannung Vdd verbunden. Durch diese Verbindungen ist Q28 bestrebt, den Strom in Q29 widerzuspiegeln. Der Spiegel wird durch die Verbindung des Drainanschlusses von Q28 mit dem Source­ anschluß von Q26 vervollständigt. Die Reihenschaltung von Q24, Q26 und Q28 erzwingt, daß der Strom in allen drei Transistoren gleich dem P-Kanal-Signalstrom in Q24 ist. Das Ergebnis der vorstehenden 4-Transistor-Schaltung ist, daß der P-Kanal-Signalstrom von dem Drainanschluß von Q24 mit invertierter Polarität zu dem Transistor Q27 übertragen wird, wo er von derartiger Polarität ist, daß Strom von Vdd zu der Ausgangsklemme 153 geliefert wird.

Die Transkonduktanzverstärkerausgangsstufe kann ebenfalls als zwei Stromquellen (Q26-Q29; und Q16, Q17, Q25) in Gegentaktschaltung mit dem Ausgangstransistor Q27, der bestrebt ist, Strom von einer Quelle auf Vdd-Potential zu der Aus­ gangsklemme zu liefern, und dem Ausgangstransistor Q25, der bestrebt ist, Strom von der Ausgangsklemme der IC- Masse wegzuziehen, aufgefaßt werden. Die Folge der Reihen­ schaltung der beiden Stromquellen ist, daß die Ausgangs­ spannung erst definiert ist, wenn eine stromaustauschende Last mit der Verstärkerausgangsklemme verbunden worden ist. In dem Fall, in welchem die Schaltungslast das Gate eines Feldeffekttransistors ist, das vernachlässigbaren Strom aufnimmt, wird jedwede geringfügige Asymmetrie in der Strom­ verstärkung oder jedes Gleichstromungleichgewicht zwischen dem positiven und dem negativen Kanal bewirken, daß das Ausgangspotential entweder zu der durch Vdd oder zu der durch Vss bestimmten Grenze geht. Wenn die Last eine rela­ tiv niedrige Impedanz im Verhältnis zu der Ausgangsimpedanz des Verstärkers hat, wie beispielsweise ein relativ "großer Kondensator, der mit einer relativ "kurzen" Zeitkonstante arbeitet, und wenn weiter angenommen wird, daß die Ein­ gangsimpedanz des Verstärkers relativ zu der Quellenimpe­ danz groß ist (was bei Feldeffekttransistoren der Fall ist) dann wird der Transkonduktanzverstärker in der natürlichen Be­ triebsart betrieben und der Ausgangsstrom ist etwa gleich der Eingangsspannung mal dem Entwurfsgegenwirkleitwert (Transkonduktanz) des Verstärkers. Weiter kann angenommen werden, daß die Differenzeingangsstufe und die drei Strom­ spiegel eine große Abhängigkeit von verarbeiteten Wider­ ständen statt von Gm-abhängigen Parametern allein haben, um das Gm der Anfangsstufe festzulegen und Gleichheit in den Stromverhältnissen der folgenden Stromspiegel aufrecht­ zuerhalten. Die Ungewißheit in dem Verstärker-Gm kann um einen Faktor reduziert werden, der größer als zwei ist, in­ dem die angegebenen Parameter benutzt werden. Diese Maßnah­ men auf der IC haben ein genaues Verstärker-Gm ergeben, durch das die Notwendigkeit einer Kompensation außerhalb der integrierten Schaltung vermieden wird.

Zusammenpassende Paare von Widerständen, die in den Ver­ stärkerspiegeln benutzt werden, werden implementiert, in­ dem interdigital angeordnete Polysiliciumtunnel benutzt werden, die auf dem herkömmlichen Gate-Array leicht verfüg­ bar sind. Diese Tunnel werden in einer Spalte zwischen den Eingang/Ausgang-Zellen und dem Körper des Array angeordnet. In einer kundenspezifischen IC-Auslegung würden diese Wider­ stände hergestellt werden, indem Polysilicium in einer Interdigitationsanordnung benutzt wird. Dieser Prozeß ver­ bessert die Verhältnisanpassung der einzelnen Widerstände und verbessert die Genauigkeit des Stromspiegels.

Außerdem sind auf der IC Einrichtungen vorgesehen zum Kompen­ sieren jedes Ungleichgewichts zwischen den positiven und negativen Kanälen des Transkonduktanzverstärkers (d. h. die Auto­ null-Schaltung 143).

Die fünf Transistoren Q7, Q8, Q9, Q18 und Q23, die weiter oben erwähnt sind, steuern den integrierenden Verstärker während des Nullabgleichs und des Rücksetzens des Konden­ sators C5. Die Transistoren Q7 und Q8 sind zwei N-Kanal- Vorrichtungen mit 100/4-Geometrie, deren Drainanschlüsse mit den Verstärkereingangsklemmen 151 bzw. 152 verbunden sind und deren Sourceanschlüsse gemeinsam mit einer Refe­ renzspannung von 3 V (Vref 1) verbunden sind. Die Gatean­ schlüsse von Q7 und Q8 sind miteinander verbunden zum Anle­ gen der Reset-1-Wellenform, die aus der Komparatorschaltung (D16 Q) verfügbar ist. Sie schließen den Differenzeingang kurz und halten beide Kanäle auf einem normalen Wert des Leitens, wenn der Reset-1-Impuls auf H ist, um den Verstär­ ker zu nullen und um das Rücksetzen des Kondensators C5 zu erleichtern.

Die Transistoren Q9, Q18 und Q23 sind so ausgelegt, daß sie einen hohen Ausgangsstrom während des Rücksetzens des Kondensators C5 unter der Steuerung der Reset-2-Wellenform erzeugen. Die Transistoren Q9 und Q18 sind zwei N-Kanal- Vorrichtungen mit 200/4 Geometrie. Der Drainanschluß des Transistors Q9 ist mit den Gateanschlüssen der Transisto­ ren Q10, Q11 in dem ersten Stromspiegel verbunden, und sein Sourceanschluß ist mit der IC-Masse verbunden. Der Drainan­ schluß des Transistors Q18 ist mit den Gateanschlüssen der Transistoren Q16 und Q17 in dem zweiten Stromspiegel ver­ bunden und sein Sourceanschluß ist mit der IC-Masse verbun­ den. Der Transistor Q23 ist eine N-Kanal-Vorrichtung mit 4/10 Geometrie, und sein Drainanschluß ist mit den Gatean­ schlüssen der Transistoren Q26 und Q27 des invertierenden Stromspiegels verbunden, während sein Sourceanschluß mit der IC-Masse verbunden ist. Die Gateanschlüsse der Transi­ storen Q9, Q18 und Q23 sind zum Anlegen der Reset-2-Wellen­ form, die aus der Komparatorschaltung verfügbar ist, mit­ einander verbunden. Wenn die Transistoren Q9 und Q18 lei­ tend sind, beispielsweise durch das Anliegen der Reset-2- Wellenform, werden die Gates der Stromspiegel Q10, Q11 und Q16, Q17 auf einem Potential nahe dem IC-Massepotential gehalten und die Ausgangssenkenströme sind abgeschaltet. Wenn der Transistor Q23 leitend ist, beispielsweise durch Anliegen der Reset-2-Wellenform, ist der obere Stromspie­ gel eingeschaltet, und es wird ein großer Strom über den Transistor Q27 zum Rücksetzen des Kondensators C5 verfüg­ bar.

KOMPARATORSCHALTUNG 142

Die Komparatorschaltung 142 empfängt den Ausgangsstrom aus dem integrierenden Transkonduktanzverstärker 141, "integriert" diesen Strom in dem integrierenden Kondensator C5 und be­ stimmt durch Messen der Änderung in der Spannung auf dem Kondensator durch Vergleiche mit inneren Referenzspannun­ gen den Kommutierungszeitpunkt. Der Verstärkerausgangsstrom ist, wie weiter oben erwähnt, zu der Gegen-EMK (oder Span­ nung) proportional, die in der unerregten Wicklung indu­ ziert wird. Wenn diese Spannung ab der Läuferreferenzposi­ tion, wo die Spannung die Richtung umkehrt oder null ist, integriert wird, kann ein genaues Maß der tatsächlichen Läuferposition in bezug auf die Referenzposition erzielt werden. Da der Verstärker einen Ausgangsstrom erzeugt, der zur Eingangsspannung proportional ist, ist eine Integra­ tion des Verstärkerausgangsstroms gleich einer Integration der Spannung (unter der Annahme geeigneter Grenzwerte der Integration). Die Komparatorschaltung 142 erzeugt einen Ausgangsimpuls (Reset 1), wenn die gemessene Spannungsände­ rung den korrekten Wert erreicht hat, und bewirkt die Kom­ mutierung. Darüber hinaus wird die Komparatorschaltung in Zusammenwirkung mit der Autonull-Schaltung 143 benutzt, um die Korrektur des Ungleichgewichts in dem Integrierverstär­ ker abzufühlen. Bei dem Nullabgleich des Integrierverstär­ kers, der einmal bei jeder Kommutierung in der hier be­ schriebenen Anordnung erfolgt, wird ein Offset-Strom inkre­ mentiert, bis der Ausgangsstrom des Steilheitsverstärkers die Richtung umkehrt (durch null geht). Wenn das erfolgt, erzeugt die Komparatorschaltung einen Ausgangsimpuls (Reset 2), der den Nullabgleichprozeß beendigt, das "Rück­ setzen" des integrierenden Kondensators C5 bewirkt und die Zeitsteuerung für das nächste Kommutierungsereignis wieder in Gang setzt.

Die Komparatorschaltung 142, die die vorgenannten Funktio­ nen bei der Zeitsteuerung der Kommutierung und bei dem Verstärkernullabgleich erfüllt, besteht aus einem Übertra­ gungsgatter U85 mit zugeordnetem Inverter U84, drei Kompa­ ratoren COM 1-3, denen jeweils ein Hysteresegatter U79-U81 nachgeschaltet ist, zwei Flipflops D16, D17, und einem NOR- Gatter U83.

Die Komparatorschaltung 142 ist folgendermaßen geschaltet. Die Ausgangsklemme 153 des integrierenden Verstärkers ist mit der Signaleingangsklemme des Übertragungsgatters U85 und mit dem negativen Eingang des Komparators COM 3 verbun­ den. Das Übertragungsgatter ist eine bidirektionale Vor­ richtung, die aus zwei komplementären Feldeffekttransisto­ ren besteht, welche parallel geschaltet sind, und entgegen­ gesetzt gerichtete Steuerspannungen an den Steuerklemmen erfordert. Die Steuerspannung für U85 wird von der Auto­ null-Schaltung (D7 Q) geliefert und uninvertiert an eine Steuerklemme und invertiert mittels des Inverters U84 an die andere Steuerklemme angelegt. Der Signalausgang des Übertragungsgatters U85 ist mit dem Anschlußfleck P1 zur Verbindung mit dem integrierenden Kondensator C5, mit der positiven Eingangsklemme des Komparators COM 1 und mit der negativen Eingangsklemme des Komparators COM 2 verbunden.

Die einzelnen Komparatoren, die die Spannung auf dem Kon­ densator C5 und/oder an dem Verstärkerausgang überwachen, sind COM 1, der Rücksetzkomparator, der das Kondensator­ rücksetzen beendigt; COM 2, die Vergleichseinrichtung für die Zeitsteuerung des Kommutierungszeitpunkts; und COM 3, der Nullungskomparator.

Die Eingänge der drei Komparatoren COM 1-3 sind folgender­ maßen geschaltet. Der positive Eingang von COM 1 ist mit dem Signalausgang des Übertragungsgatters U85 und über den Anschlußfleck P1 mit dem integrierenden Kondensator C5 ver­ bunden. Der negative Eingang vom COM 2 ist außerdem mit dem Signalausgang des Übertragungsgatters U85 und mit dem inte­ grierenden Kondensator C5 verbunden. Der negative Eingang von COM 1 ist mit der hohen (z. B. 6,5 V) Referenzspannung Vref 4 verbunden. Der positive Eingang von COM 2 ist mit der niedrigen (z. B. 3,0 V) Referenzspannung Vref 3 verbun­ den. Diese Referenzspannungen (Vref 4 und Vref 3) legen die Spannungsdifferenz fest, um die der Kondensator C5 entladen wird, um den Kommutierungsgrad ab der Wicklungsspannung null zeitlich zu steuern. Der Verstärkerausgang 153 ist mit dem negativen Eingang des Komparators COM 3 verbunden. Der positive Eingang von COM 3 ist mit einer einen Zwischenwert (z. B. 5,5 V) aufweisenden Referenzspannu 71183 00070 552 001000280000000200012000285917107200040 0002003420560 00004 71064ng Vref 2 verbun­ den. Der Komparator COM 3 fühlt die Ausgangsspannung des integrierenden Verstärkers während der Nullung ab (wenn der integrierende Verstärker von dem integrierenden Konden­ sator getrennt ist) und stellt fest, wann die Ausgangsspannung des integrierenden Verstärkers von dem Sättigungswert Vdd auf Vss absinkt, um den Nullabgleich zu beenden.

Die Ausgangssignale der Komparatoren COM 1-3 werden an die Hysteresegatter U79-U81, die Flipflops D16 und D17 und das NOR-Gatter U83 der Komparatorschaltung folgendermaßen ange­ legt. Das Ausgangssignal des Komparators COM 1 wird über das invertierende Hysteresegatter U79 an die Rücksetzklemme R des Flipflops D16 angelegt. Das Ausgangssignal des Kompa­ rators COM 2 wird über das invertierende Hysteresegatter U80 an die Taktklemmen C der Flipflops D16 und D17 ange­ legt. Beide Flipflops D16 und D17 sind so ausgelegt, daß sie an der negativgehenden Flanke einer Taktwellenform triggern. Das Ausgangssignal des Komparators COM 3 wird über das nichtinvertierende Hysteresegatter U81 an die Rücksetzklemme R des Flipflops D17 und an die Autonull- Schaltung 143 (D7; D-Eingang) angelegt. Das Ausgangssignal von U81 ist mit "Nullsetz"-Wellenform bezeichnet. Es wird benutzt, um zu signalisieren, daß das Verstärkerausgangs­ signal, das anfänglich durch die Autonull-Schaltung auf maximalen Offset eingestellt ist, von Vref 2 an dem Eingang auf COM 3 angestiegen und nun bereit ist, den anfänglichen Offset zu dekrementieren, und zwar in Richtung auf irgend­ einen kleineren Wert, der erforderlich ist, um einen Null­ abgleich zu erzielen. Die Dateneingänge D von D16 und D17 liegen beide an Vdd. Die Setzklemmen S von D16 und D17 sind mit POR 150 verbunden (POR-Ausgangssignal von U120). Das Q-Ausgangssignal des Flipflops D16, das mit "Reset 1" be­ zeichnet ist, ist eine Wellenform, die an dem Modulo-6- Zähler 144 (D1-D3 C Eingänge), an der Eingangsgatterschal­ tung 140 (U55, U56, U73-U78), an dem integrierenden Steil­ heitsverstärker 141 (Q7, Q7) und an der Steuerlogik 145 (U13) anliegt. Der Q-Ausgang von D16 ist mit einem Eingang des NOR-Gatters U83 verbunden. Das NOR-Gatter U83 macht eine NOR-Verknüpfung des "Nullausgang"-Signals der Autonull- Schaltung 143 (D7; Q) mit (D16; Q), um die "Reset 2"-Wel­ lenform zu erzeugen, die an den integrierenden Verstärker 141 (Q9, Q18, Q23) angelegt wird. Das D17; Q-Ausgangssignal, das als "Nulltakt" (Null CLK)-Wellenform bezeichnet ist, wird an die Autonull-Schaltung 143 an dem Eingang des In­ verters U92 angelegt. Das Ausgangssignal von U92 (inver­ tiertes Nulltakt-Signal) wird an den C-Eingang von D6 und an die R-Eingänge von D7-D12 angelegt. Die Nulltakt-Wellen­ form setzt die Flipflops D7-D12 zurück und hält sie bis zur Beendigung des Nulltaktintervalls, das endet, wenn das Verstärkerausgangssignal Vref 2 übersteigt und bereit ist, in Richtung auf einen Nullabgleich zu dekrementieren.

Die Arbeitsweise der Komparatorschaltung ist in Fig. 8 dar­ gestellt. Die Kommutierungsperiode variiert von 17 bis 170 ms in Abhängigkeit von der Motordrehzahl. Die Kondensator­ integrationsperiode beginnt, wenn die Spannung an dem Aus­ gang des integrierenden Verstärkers Vref 4 (den Schwellen­ wert von COM 1) übersteigt und das Rücksetzen des Konden­ sators C5 abgeschlossen ist. Das Übertragungsgatter U85 wurde 3 bis 5 ms früher leitend, was gestattete, mit dem Rücksetzen zu beginnen. Wenn U85 leitend ist, ist der Aus­ gang des integrierenden Verstärkers 141 mit dem integrie­ renden Kondensator C5, mit dem positiven und dem negativen Eingang der Komparatoren COM 1 bzw. COM 2 verbunden.

Das Übertragungsgatter U85 wird eingeschaltet, wenn das Rücksetzen des Kondensators C5 am Schluß der Nullung er­ folgt. Das Übertragungsgatter U85 bleibt während der Perio­ de leitend, während der die Kondensatorintegration erfolgt, und ist während der Verstärkernullung nichtleitend (Nullaus­ gang-Wellenform: D7, Q auf H). Das Gatter U85 wird nicht­ leitend, wenn der Komparator COM 2 signalisiert, daß die Spannung an dem Kondensator C5 unter Vref 3 abgefallen ist, was bewirkt, daß der Reset-1-Impuls erzeugt und mit dem Nullabgleich des Verstärkers begonnen wird.

Während des Verstärkernullabgleichs (Nullausgang D7 Q auf H) ist der Ausgang des integrierenden Verstärkers 141 durch das Übertragungsgatter U85 von dem integrierenden Kondensator C5 und von dem positiven und dem negativen Eingang der Komparatoren COM 1 bzw. COM 2 getrennt, der Verstärkerausgang bleibt aber mit dem Komparator COM 3 ver­ bunden. Während der Nullung (im folgenden erläutert) wird der integrierende Verstärker am Anfang so angesteuert, daß der Ausgang auf H geht. Der Abgleichprozeß dekrementiert den Offset bis zu dem Punkt, wo eine Stromumkehr an dem Ausgang des integrierenden Verstärkers erfolgt, was be­ wirkt, daß die Verstärkerausgangsspannung plötzlich in Richtung auf Vss abfällt. Der Abfall wird bei Vref 2 durch COM 3 aufgehalten, der einen Impuls erzeugt, wenn der Null­ abgleich erreicht ist, der die Nullabgleichsequenz bei dem nächsten 20 kHz-Taktimpuls beendet. Das Übertragungsgatter U85 verbindet außerdem wieder den integrierenden Kondensa­ tor mit demselben Taktimpuls von 20 kHz und das Aufladungs- "Rücksetzen"(-Reset) des Kondensators C5 in Richtung auf Vdd beginnt. Die Dauer der Nullungsperiode ist in Abhängig­ keit von dem Verstärkerungleichgewicht variabel. Der maxi­ male Zählwert, der in der hier beschriebenen Ausführungs­ form verfügbar ist, gestattet 32 Zählungen bei der Taktfre­ frequenz von 20 kHz oder ungefähr 1,5 ms für eine maximale Dauer zum Nullabgleichen. Wenn eine Rücksetzzeit von etwa 5 ms angenommen wird, kann der Nullabgleich bei einem Motor der angegebenen Konstruktion erfolgen, der mit 20-200 U/min dreht, was ein Intervall von 17 bis 170 ms zwischen den Kommutierungen gestattet.

Die Wellenform nach Fig. 8 veranschaulicht sowohl den unge­ fähren Zeitmaßstab (für eine schnelle Drehung) als auch die ungefähren Werte der kritischen Spannungen in dem Kommutie­ rungszeitsteuer- und Nullabgleichprozeß. Die Spannung von Vref 4 ist etwas kleiner eingestellt als die Versorgungs­ spannung Vdd minus einem Schwellenwertabfall plus "ein Vds Ein" (d. h. Vds, das für Ids = 0 auftritt). Die Spannung von Vref 4 wird nahe bei, aber etwas unter der oberen Sätti­ gungsspannung des Steilheitsverstärkers eingestellt. Die Spannung von Vref 4 sollte klein genug sein, um sicherzu­ stellen, daß die Verstärkersättigungsspannung größer als dieser Wert ist. Das Verstärkerausgangssignal wird durch das positive Gegen-EMK-Signal, das während dieser Zeit auf­ tritt, in die positive Sättigung gezwungen. Ein Fehler in den Kommutierungsgraden kann auftreten, wenn die Gegen-EMK den Steilheitsverstärker vor dem Nulldurchgang der Gegen- EMK nicht sättigt und der Kondensator nicht beginnt, sich ab einer vollen Aufladung zu entladen. Der typische Wert für ein Vdd von 9,0 V ist 6,5 V für Vref 4.

Die Referenzspannung Vref 3 ist etwas willkürlich und wird so gewählt, daß sie beträchtlich unter Vdd/2 liegt. Die Spannung von Vref 3 sollte oberhalb der negativen Sätti­ gungsspannung des Verstärkers bleiben. Ein typischer Wert für Vref 3 ist 3 V.

Der Wert von Vref 2 wird unter dem Wert von Vref 4 gewählt, der genaue Wert ist aber unkritisch. Vref 2 wird gewählt, um das Ende des Nullabgleichprozesses zu signalisieren. Da der Verstärker 141 von dem Kondensator C5 während des Null­ abgleichs getrennt ist, ist die Belastung des Verstärkers sehr gering, und die Verstärkerausgangsspannung fällt sehr schnell ab, nachdem der Nullpunkt durchquert worden ist. Das Nullungsintervall wird durch 20-kHz-Takt-Zählungen zeitgesteuert. Eine zu niedrige Einstellung von Vref 2 kann das Auftreten zusätzlicher Zählungen nach der Nullung ge­ statten, wodurch die Genauigkeit der Nullung verringert wird. Ein akzeptabler Wert für Vref 2 ist etwa 5,5 V.

Ein vollständigeres Verständnis der Komparatorschaltung 142 erfordert eine Betrachtung der Zeitsteuerdiagramme in Fig. 12A, die die bereits beschriebenen Ausgangssignale der Kom­ paratoren COM 1-3 zeigt, und zwar in einem Zeitmaßstab, der groß genug ist, um die einzelnen 20-kHz-Taktimpulse zu zeigen, wobei angenommen ist, daß eine Nullungsprozedur nur wenige Inkremente erfordert. Die Nullsetzwellenform ist abwechselnd das COM-3-Ausgangssignal. Die Zeichnung zeigt außerdem die 20-kHz-Taktimpulse, das Nulltaktsignal (D17 Q), das Nullausgangssignal (D7 Q), das während der Nullung auf H ist; die Reset-2-Wellenform (U83-Ausgangs­ signal), die während des Rücksetzens des Kondensators C5 auf H ist; und die Reset-1-Wellenform (D16 Q), die während der Nullung und des Rücksetzens des Kondensators C5 auf H ist.

Die Betrachtung von Fig. 12A beginnt ab dem Kommutierungs­ zeitpunkt, in welchem der Komparator COM 2 auf H geht (wenn die Spannung an C5 unter die 3 V an Vref 3 abfällt), das Ausgangssignal des Komparators COM 2 auf H geht und das Ausgangssignal von U80 auf L geht. Wenn beide D-Eingän­ ge von D16 und D17 durch die Vdd-Verbindung auf H sind, werden durch die negativgehende Flanke des Ausgangssignals von U80 die Q-Ausgänge von D16 und D17 auf H getaktet. Der Q-Ausgang von D16 liefert die Reset-1-Wellenform zu dem Modulo-6-Zähler 144 und der Eingangsgatterschaltung 140. Der Q-Ausgang von D17 (NULL CLK) ist über den Inverter U92 mit dem C-Eingang von D6 und mit den R-Eingängen von D7 und von dem Zähler D8-D12 verbunden. Wenn die Null- Takt-Wellenform NULL CLK auf H geht, gehen Q1 bis Q5 auf L und Q1 bis Q5 gehen auf H. Die Flipflops setzen S5 bis S8 auf H und setzen S1 bis S4 auf L, und zwar über die Gatter U99-U106. Dadurch wird, wie erläutert werden wird, das Ausgangssignal (152) des integrierenden Verstärkers gezwun­ gen vom L-Zustand beginnend bei Vref 3 (z. B. 3 V) in Rich­ tung auf den H-Zustand (6,5 V) zu schwingen, was in Fig. 8 gezeigt ist.

Die Null-Takt-Wellenform, die auf H geht, setzt außerdem das Flipflop D7 zurück (Q auf L), das seinerseits das Gatter U85 sperrt, welches den integrierenden Verstärker 141 von dem integrierenden Kondensator C5 trennt, was den Beginn der Autonullungssequenz gestattet.

Wenn die Spannung an dem Ausgang 152 des integrierenden Ver­ stärkers über Vref 2 (5,5 V), vgl. Fig. 8, ansteigt, geht das Ausgangssignal COM 3 (U81) auf L, wodurch D17 rückgesetzt (Q auf L) und der erzwungene Rücksetzzustand der Autonull-Schaltung beseitigt und mit dem Autonullungspro­ zeß begonnen wird (der im folgenden behandelt wird). Wenn das Ausgangssignal von U92 auf H geht, wird das Flipflop D6 durch seine positivgehende Flanke gesetzt. Dadurch wird U93 freigegeben, was dem Taktsignal gestattet, den Zähler D8-D12 zu erreichen.

Wenn das Dekrementieren ein Abwärtsschwingen in dem Ver­ stärkerausgangssignal (vgl. Fig. 8) unter Vref 2 an dem Eingang von COM 3 bewirkt, ist ein Abgleich erkannt worden und der Nullungsprozeß wird beendet. Das Ausgangssignal von COM 3 (U81) und die Nullsetzwellenform gehen auf H. Das bewirkt, daß der D-Eingang an D7 auf H geht. Das Takt­ eingangssignal an D7 wird an den Ausgang von U93 angelegt, welches den 20-kHz-Takt (CLK) mit dem Ausgangssignal von D6 (nun auf H) NAND-verknüpft. Wenn der nächste 20-kHz-Im­ puls erscheint, nachdem D7; D auf H gegangen ist; wird D7 durch U93 getaktet, und der Nullausgang (D7 Q) geht auf L. Die unmittelbare Auswirkung dieses L-Ausgangssignals (D7 Q) ist, daß das Übertragungsgatter U85 freigegeben wird. Dieses verbindet den integrierenden Verstärker mit C5. Gleichzeitig mit D16, Q auf L und D7, Q auf L geht das NOR-Gatter U83 auf L, wodurch der Reset-2-Impuls eingelei­ tet wird. Wenn D7, Q auf L geht, wird D6 rückgesetzt (Q auf L). Dadurch wird U93 gesperrt und das Taktsignal von dem Zähler entfernt, wodurch der Zählerstand auf seinem gegen­ wärtigen Wert "eingefroren" wird.

Wenn Reset 2 auf H geht, beginnt der integrierende Ver­ stärker über Q9, Q18 und Q23, Ladestrom zum Rücksetzen von C5 zu liefern. Der Kondensator lädt sich auf, bis Vref 4 an dem Eingang von C1 überschritten wird (vgl. Fig. 8). Wenn COM 1 auf H geht (in etwa 4 ms), geht D16, Q auf H, und Reset 2 wird ebenfalls beendet, wodurch das Rück­ setzen von C5 unterbrochen wird und die Kondensatorintegrations­ periode beginnt.

Im Falle eines beträchtlichen Ungleichgewichts außerhalb des IC, zum Beispiel aufgrund von Fehlern in den Wider­ standsverhältnissen der Widerstandsteilerschaltung 125, sollte eine Entladungseinrichtung für C5 vorhanden sein, um zu verhindern, daß dieses Ungleichgewicht das Ausführen von aufeinanderfolgenden Anlaufkommutierungen des Motors aufhält und den Anlauf verhindert. Der NPN-Transistor Q92, dessen Kollektor mit dem Anschlußfleck P1 verbunden ist, dessen Emitter über den 240K-Widerstand R41 zur Masse zu­ rückgeführt ist und dessen Basis mit dem Schaltungspunkt 129 verbunden ist, um eine Vorwärtsvorspannung zu erzeu­ gen, ist die bevorzugte Entladungseinrichtung. Ein Wider­ stand könnte benutzt werden (ungefähr 2 Megaohm), er hätte aber den Nachteil, daß er einen relativ kleinen Strom nahe dem unteren Schwellenwert von Vref 3 (2,5 bis 3 V) hat. Der Stromfehler, der in dem Single-In-Line- oder "SIP"- Gehäuse der Widerstandsschaltung 125 erzeugt wird, könnte bis zu 2 µA betragen, was genug wäre, um die Schaltung am zuverlässigen Anlaufen oder Starten zu hindern.

Die Transistorstromquelle, die hier vorgesehen ist, hat denselben mittleren Strom wie der Strom, der erzeugt wird, wenn die Auslösespannung erreicht wird, und sollte immer in der Lage sein (1) den Fehler in der SIP-Gehäuse-Wider­ standsschaltung zu überwinden und (2) eine Kommutierungs­ periode von mehr als 0,2 s für ein gutes Anlaufverhalten zur Verfügung zu stellen. Der Strom wird auf wenigstens 2,5 µA eingestellt, was eine Kommutierungsperiode von 0,3+ s ergibt, und zwar mit dem angegebenen 0,15-µF-Kondensator C5, und einen Spielraum über dem 2-µA-SIP-Fehler.

Die obere Grenze für den Stromabfluß beträgt ungefähr 3,5 µA, weil das eine Anlaufperiode von 0,2 s ergibt, welches die kleinste zulässige Periode ist, um ein glattes Anlauf­ verhalten zu garantieren. Die untere Grenze für den Strom­ abfluß beträgt ungefähr 2 µA, welche durch den Stromfehler aufgrund der SIP-Widerstand-Toleranz eingestellt wird.

Der Offset-Fehler bei der Kommutierungszeitsteuerung, der durch die Stromquelle Q92 verursacht wird, wird bei mittle­ ren und hohen Drehzahlen vernachlässigbar.

DIE AUTONULL-SCHALTUNG 143

Die Autonull-Schaltung dient zum Nullabgleichen oder Nullen des integrierenden Transkonduktanzverstärkers 141, um jeden Feh­ ler in der Zeitsteuerung des Kommutierungszeitpunktes zu beseitigen, der auf den Verstärkereingangssignal-Offset zurückzuführen ist, und um das Motoranlaufverhalten zu ver­ bessern. Gemäß der Darstellung in Fig. 8 ist die Autonul­ lungsschaltung nach dem Kommutierungszeitpunkt wirksam.

Der Kommutierungszeitpunkt tritt auf, wenn die Spannung an dem Kondensator C5 unter Vref 3, die an COM 2 anliegt, abfällt, was bewirkt, daß D16 Q, an welchem die Reset-1- Wellenform gewonnen wird, auf H geht und daß die Null-Takt- Wellenform, die an D17 Q gewonnen wird, auf H geht.

Wenn die Reset-1-Wellenform auf H geht, werden die Schalter Q7 und Q8 an dem Eingang des integrierenden Verstärkers eingeschaltet, so daß sie jede Differenzeingangsspannung an dem Gateanschluß der Eingangstransistoren Q5 und Q6 kurzschließen. Gleichzeitig werden die Gateanschlüsse der beiden Transistoren Q5 und Q6 auf die Referenzspannung von 3 V zurückgebracht (Vref 1), die so gewählt ist, daß sie gleich einem mittleren Wert der Verstärkergleichtaktspan­ nung über dem normalen Betriebsbereich ist.

Die Nulltaktwellenform NULL CLK aus D17 Q wird an die Auto­ null-Schaltung angelegt. Sie bewirkt, daß D7 Q die Nullaus­ gang-Wellenform erzeugt, die zu dem Eingang des Übertra­ gungsgatters U85 rückgekoppelt wird, wodurch sie das Gatter sperrt und den Ausgang des integrierenden Verstärkers von dem Kondensator C5 und von den Komparatoren COM 1 und COM 2 trennt.

Die Nulltaktwellenform aus D17 Q setzt außerdem die Auto­ null-Schaltung zurück und hält sie in einem vorbestimmten Anfangszustand, in welchem ein maximaler Offset (+12 µA) dem integrierenden Verstärker zugeführt und abgefühlt wird, um eine gewährleistete Stromversorgung an dem Verstärker­ ausgang zu erzeugen.

Durch diese drei Ereignisse beginnt die Ausgangsspannung des Verstärkers, die vorher auf 3 V ist, anzusteigen, und, wenn sie 5,5 V bei Vref 2 übersteigt, erzeugt COM 3 einen L-Zustand in der Nullsetzwellenform. Der L-Zustand in der Nullsetzwellenform ist von einem L-Zustand in der Nulltaktwellenform an D17 Q begleitet. Dadurch wird die Autonull-Schaltung ab ihrem Anfangszustand freigegeben und das Drekrementieren des Offset an dem Verstärkereingang ge­ stattet. Das Drekrementieren erfolgt mit der Frequenz von 20 kHz des Taktsignals, das an dem Eingang des Gatters U93 anliegt. Wenn die Ausgangsspannung des Verstärkers unter Vref 2 abfällt, ist der Abgleich erreicht.

Bei dem nächsten Taktimpuls geht die Nullausgangswellen­ form (D7 Q) auf L, wodurch das Übertragungsgatter U85 frei­ gegeben und die Erzeugung des Reset-2-Impulses bewirkt wird, der, wie weiter oben erwähnt, den integrierenden Ver­ stärker in die Betriebsart maximaler Stromzufuhr (150 µA) zum Aufladen des Kondensators C5 versetzt. Wenn die obere Referenzspannung Vref von 6,5 V durchquert wird, enden so­ wohl Reset 1 als auch Reset 2, und die nächste Kondensator­ integrationsperiode beginnt.

Die Autonull-Schaltung 143 ist in Fig. 7 dargestellt. Sie enthält die Widerstandselemente (R3, R4) eines modifizier­ ten Stromspiegels (Q10, Q11), der sich in einem Kanal des zwei Kanäle aufweisenden, integrierenden Differenzeingangs­ steilheitsverstärkers 141 befindet. Der Stromspiegel ist durch das Vorsehen einer Einrichtung zum Hervorrufen eines digital gesteuerten Offset-Stroms (S1-S8, Q65-Q68), durch einen Zähler (D8-D12) zum Erzielen eines großen anfäng­ lichen Offset-Stroms mit anschließendem geordnetem Dekre­ mentieren des Offset-Stroms auf den gewünschten Endwert, wobei der Zähler außerdem den dekrementierten Endzustand speichert, durch einen Decoder (U99-U106) zum Umsetzen des Zählerzustands in geeignete Offset-Strom-Einstellungen und durch eine Steuerlogik modifiziert, die die Schnittstelle mit der übrigen Steuer-IC bildet, um den Nullabgleichprozeß einzuleiten und den Prozeß zu beenden, wenn ein Nullab­ gleich in dem Verstärkerausgangssignal erzeugt worden ist.

Der digital gesteuerte Stromspiegel besteht aus einem er­ sten Satz von vier digital skalierten Widerständen R3A, R3B, R3C und R3D und aus einem zweiten Satz von vier digi­ tal skalierten Widerständen R4A, R4B, R4C und R4D; aus einem ersten Satz von vier N-Kanal-Transistorschaltern S8- S5, der dem ersten Satz von Widerständen R3A-D zugeordnet ist, aus einem zweiten Satz von vier N-Kanal-Schaltern S4- S1, der dem zweiten Satz von Widerständen zugeordnet ist; aus einem Satz von vier P-Kanal-Stromquellentransistoren Q68-Q65, die jeweils der Stromversorgung eines Schalters in jedem Schaltersatz dienen; und aus einer Stromreferenz aus Transistoren Q59-Q64 für die Stromquellen Q65-Q68.

Die Elemente der dekrementierenden Stromsenke sind folgen­ dermaßen miteinander verbunden. Die Widerstände R3A, R3B und R3C und R3D sind in der angegebenen Reihenfolge zwi­ schen dem Sourceanschluß des Referenztransistors Q10 in dem Stromspiegel Q10, Q11 und der IC-Masse in Reihe ge­ schaltet, während die Widerstände R4A, R4B, R4C und R4D in der angegebenen Reihenfolge zwischen dem Sourceanschluß des Ausgangstransistors Q11 in dem Stromspiegel und der IC-Mas­ se in Reihe geschaltet sind. Die "A"-Widerstände haben eine Größe von 4 Einheiten, zum Beispiel 1000 Ω; die "B"-Wider­ stände haben eine Größe von 2 Einheiten, zum Beispiel 500 Ω; und die "C" und "D" Widerstände haben eine Größe von 1 Ein­ heit, zum Beispiel 250 Ω.

Eine Stromquelle ist vorgesehen zur Stromzufuhr über einen ersten Transistorschalter zu jeder Anzapfung an R3 oder über einen zweiten Transistorschalter zu einer entsprechen­ den Anzapfung an R4. Beginnend an den Anzapfungen oberhalb R3D und R4D hat die Stromquelle Q65 ihren Sourceanschluß mit Vdd und ihren Drainanschluß gemeinsam mit dem Drainan­ schluß des Transistorschalters S5, dessen Sourceanschluß mit dem Reihenwiderstand R3 über R3D verbunden ist, und mit dem Drainanschluß des Transistorschalter S1 verbunden, dessen Sourceanschluß mit seinem Reihenwiderstand R4 ober­ halb von R4D verbunden ist. Der Sourceanschluß der Strom­ quelle Q66 ist mit Vdd verbunden, und ihr Drainanschluß ist gemeinsam mit dem Drainanschluß des Transistorschalters S6, dessen Sourceanschluß mit dem Reihenwiderstand R3 oberhalb von R3C verbunden ist, und mit dem Drainanschluß des Tran­ sistorschalters S2 verbunden, dessen Sourceanschluß mit dem Reihenwiderstand R4 oberhalb von R4C verbunden ist. Der Sourceanschluß der Stromquelle Q67 ist mit Vdd verbunden, und ihr Drainanschluß ist gemeinsam mit dem Drainanschluß des Transistorschalters S7, dessen Sourceanschluß mit dem Reihenwiderstand R3 oberhalb von R3B verbunden ist, und mit dem Drainanschluß des Transistorschalters S3 verbunden, dessen Sourceanschluß mit dem Reihenwiderstand R4 oberhalb von R4B verbunden ist. Der Sourceanschluß der Stromquelle Q68 ist mit Vdd verbunden, und ihr Drainanschluß ist gemein­ sam mit dem Drainanschluß des Transistorschalters S8, dessen Sourceanschluß mit dem Reihenwiderstand R3 oberhalb von R3A verbunden ist, und mit dem Drainanschluß des Transistor­ schalters S4 verbunden, dessen Sourceanschluß mit dem Rei­ henwiderstand R4 oberhalb von R4A verbunden ist.

Die Stromquellen Q65-Q68 haben eine 45/12-Geometrie und vier Gateanschlüsse, die mit einer gemeinsamen Stromrefe­ renz verbunden sind, welche die Transistoren Q69-Q64 ent­ hält. Die Stromreferenztransistoren sind in zwei Reihenzwei­ ge geschaltet. Der Sourceanschluß des P-Kanal-Transistors Q59 ist mit Vdd verbunden und sein Drainanschluß ist mit dem Drain- und dem Gateanschluß des N-Kanal-Transistors Q61 verbunden. Der Sourceanschluß von Q61 ist mit dem Drain- und mit dem Gateanschluß des N-Kanal-Transistors Q62 verbunden. Der Sourceanschluß von Q62 ist mit dem Drain- und dem Gateanschluß des N-Kanal-Transistors Q63 verbunden, dessen Sourceanschluß mit der IC-Masse verbun­ den ist. Der Transistor Q59 hat eine 4/40 Geometrie, wäh­ rend die Transistoren Q61-Q63 eine 25/4 Geometrie haben. Der zweite Reihenzweig in der Stromreferenz enthält einen P-Kanal-Transistor Q64, dessen Sourceanschluß mit Vdd ver­ bunden ist und dessen Gate- und Drainanschluß miteinander und mit dem Drainanschluß des N-Kanal-Transistors Q60 ver­ bunden sind. Der Sourceanschluß von Q60 ist mit der IC- Masse verbunden, und sein Gateanschluß ist mit der Verbin­ dung zwischen Q59 und Q61 verbunden. Die Anordnung ergibt einen Strom von etwa 18 µA in der Stromreferenz und wegen des Geometrieverhältnisses Ströme von etwa 6 µA in jeder der Stromquellen Q68-Q65.

Ein Strom-Offset zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangs­ strom in dem Stromspiegel Q10, Q11 des integrierenden Ver­ stärkers wird durch die Einstellungen der Schalter S1 bis S8 erzielt. Die Gate-Masse-Spannung des Transistors Q11 wird gleich der Gate-Masse-Spannung von Q10 gehalten. Wenn sämtliche Schalter S1-S8 abgeschaltet sind und wenn ange­ nommen wird, daß die Widerstände R3 und R4 gleich sind, dann wird der Strom in Q11 genau den Strom in Q10 wider­ spiegeln. Wenn jedoch ein Strom von 6 µA in einen Teil von R3 eingeleitet wird (z. B. R3D durch Leiten des Schalters S5), wird in Q10 ein kleiner Anstieg der Gate-Masse-Span­ nung auftreten, und der Stromanstieg sollte einen gleichen Spannungsabfall in R4 bewirken. Da R3D 1/8 des Gesamtwider­ stands von R3 ausmacht, der gleich R4 ist, erzeugt der durch Q65 in R3D eingegebene Strom von 6 µA einen positiven Offset von ungefähr 6/8 µA in dem Ausgangsstrom des Spiegels. Wenn sämtliche Schalter S5 bis S8 leitend sind, kann ein posi­ tiver Offset von ungefähr 12 µA in dem Ausgangsstrom in Q11 in bezug auf den Eingangsstrom in Q10 erwartet werden.

Wenn die Schalter S4 bis S1 betätigt sind, während angenom­ men wird, daß die Schalter S8 bis S5 offen sind, dann wird der Ausgangsstrom im Verhältnis zu dem Eingangsstrom um vergleichbare Dekremente verringert: 6/8 µA, wenn S1 lei­ tend ist, und um einen negativen Offset von ungefähr 12 µA, wenn S1-S4 alle leitend sind. Das Ergebnis ist, daß sich ein Steuerbereich von ungefähr 24 µA für den Nullabgleich des Verstärkers ergibt.

Die unmittelbare Steuerung der Zustände der Schalter S1-S8, die den Offset-Strom in dem Stromspiegel steuern, erfolgt durch den fünfstufigen Zähler D8-D12 und durch den Decoder, der aus acht NOR-Gattern U99-U106 besteht, die die Aus­ gangsstufen des Zählers mit den Gateanschlüssen der einzel­ nen Schalter verbinden. Der Zähler wird seinerseits durch die Steuerlogik gesteuert, die die Gatter U92-U94 und die Flipflops D6 und D7 enthält. Das Dekrementieren des Zählers erfolgt mit der Taktfrequenz von 20 kHz des Oszillators 147.

Die Schalter, der Zähler, der Decoder und die Steuerlogik der Autonull-Schaltung sind miteinander verbunden und tau­ schen Steuerwellenformen aus, und zwar auf folgende Weise. Die beiden Steuerwellenformen, die an die Autonull-Schal­ tung angelegt werden, sind die Nulltaktwellenform NULL CLK aus D17 Q und die Nullsetzwellenform aus dem Komparator COM 3 (d. h. U81), welche sich beide in der Komparatorschal­ tung 142 befinden. Die Nulltaktwellenform wird an den Ein­ gang des Inverters U92 angelegt, dessen Ausgang mit dem C- Eingang des Flipflops D6 und mit dem R-Eingang des Flipflops D7 sowie mit den R-Eingängen des Zählers D8-D12 verbunden ist. Der D-Eingang des Flipflops D6 ist mit Vdd verbunden. Das Q-Ausgangssignal von D6 und die 20-kHz-Taktwellenform CLK aus dem Oszillator 147 werden jeweils an einen der bei­ den Eingänge des NAND-Gatters U93 angelegt. Das Ausgangs­ signal des NAND-Gatters U93 wird direkt an den C-Eingang von D7 und nach Inversion durch den Inverter U94 an den C- Eingang von D8, dem ersten Flipflop in dem fünfstufigen Zähler, angelegt.

Die Nullsetzwellenform wird an den D-Eingang des Flipflops D7 angelegt. Das Q-Ausgangssignal von D7 wird an den R-Eingang von D6 angelegt. Die Nullausgangswellenform der Autonull- Schaltung, die auf das Erkennen eines Nullabgleichs durch den Komparator COM 3 in der Komparatorschaltung anspricht, wird von D7 Q abgegeben.

In dem fünfstufigen Zähler wird der Zählwert weiterbewegt, indem der Q1-Ausgang von D8 mit dem C-Eingang von D9 ver­ bunden wird. Ebenso wird der Q2-Ausgang von D9 mit dem C- Eingang von D10 verbunden; der Q3-Ausgang von D10 wird mit dem C-Eingang von D11 verbunden, und der Q4-Ausgang von D11 wird mit dem C-Eingang von D12 verbunden. Außerdem sind an dem Zähler die D- und Q1-Klemmen von D8 ebenso wie die D- und Q-Klemmen von D9 verbunden. Ebenso sind die D- und Q3-Klemmen von D10 verbunden, die D- und Q4-Klemmen von D11 sind verbunden, und die D- und Q5-Klemmen von D12 sind ver­ bunden.

Die acht NOR-Gatter U99-U106 bilden den Decoder, der die Zustände des Zählers D8-D12 in geeignete Einstellungen der Schalter S1-S8 zum Erzielen des gewünschten Offset-Stroms umwandelt. Die vier NOR-Gatter U103 bis U106 verbinden die Eingänge Q1 bis Q5 mit den Schaltern S5-S8. Das NOR-Gatter U103 hat einen Eingang, der mit Q1 verbunden ist, einen Eingang, der mit Q5 verbunden ist, und einen Ausgang, der mit dem Gateanschluß von S5 verbunden ist. Das NOR-Gatter U104 hat einen mit Q2 verbundenen Eingang und einen mit Q5 verbundenen Eingang, und der Ausgang von U104 ist mit dem Gateanschluß von S6 verbunden. Ebenso ist ein Eingang des NOR-Gatters U105 mit Q3 und ein Eingang mit Q5 verbunden, und der Ausgang von U105 ist mit dem Gateanschluß von S7 verbunden. Ebenso ist ein Eingang des NOR-Gatters U106 mit Q4 und ein Eingang mit Q5 verbunden, und der Ausgang von U106 ist mit dem Gateanschluß von S8 verbunden. Wenn Q5 auf L ist, sind die NOR-Gatter U103, U106 freigegeben, so daß ein L-Zustand an irgendeiner der Q1-Q4 Zählerklemmen ein H-Signal an dem Ausgang des geeigneten NOR-Gatters erzeugen und den geeigneten Schalter S5-S8 einschalten wird.

Die vier NOR-Gatter U99 bis U102 verbinden die Ausgänge Q1 bis Q5 des Zählers mit den Schaltern S1-S4. Das NOR-Gatter U99 hat einen Eingang, der mit Q1 verbunden ist, einen Eingang, der mit Q5 verbunden ist und sein Ausgang ist mit dem Gateanschluß von S1 verbunden. Das NOR-Gatter 100 hat einen mit Q2 verbundenen Eingang und einen mit Q5 verbunde­ nen Eingang, und der Ausgang von U100 ist mit dem Gatean­ schluß von S2 verbunden. Ebenso ist ein Eingang des NOR- Gatters U101 mit Q3 und ein Eingang mit Q5 verbunden, und der Ausgang von U101 ist mit dem Gateanschluß von S3 ver­ bunden. Ebenso ist ein Eingang des NOR-Gatters U102 mit Q4 und ein Eingang mit Q5 verbunden und der Ausgang von U102 ist mit dem Gateanschluß von S4 verbunden. Wenn Q5 auf L ist, sind die NOR-Gatter U99-U102 freigegeben, so daß ein L-Signal an irgendeiner der Zählerklemmen Q1-Q4 ein H-Sig­ nal an dem Ausgang des geeigneten NOR-Gatters erzeugen und den geeigneten Schalter S1-S4 einschalten wird.

Das Rücksetzen des Zählers erzeugt einen maximalen positi­ ven Offset-Strom (12 µA) in den Stromspiegeln durch anfäng­ liches Einschalten der Schalter S5 bis S8 und Ausschalten der Schalter S1 bis S4. Die Auswirkung des "Taktens" des Stroms ab einem Rücksetzzustand des Zählers besteht darin, daß der maximale positive Offset-Strom in Dekrementen von 3/4 µA über den Offset-Strom von null dekrementiert wird, bis sämtliche Schalter S5 bis S8 abgeschaltet sind, und dann zu zunehmend negativeren Offset-Strömen, bis ein maxi­ maler negativer Offset-Strom (12 µA) erzeugt wird, wenn die Schalter S5 bis S8 ausgeschaltet und die Schalter S1 bis S4 eingeschaltet sind.

Der Zustand der Schalter und der Offset-Ströme, die sich aus dem Rücksetzen des Zählers und dem anschließenden Dekrementieren ergeben, können folgendermaßen erläutert wer­ den. Die erste Zählerstufe D8 ist den Schaltern S1 und S5 niedrigsten (ersten) Ranges zugeordnet. Die zweite Zähler­ stufe D9 ist den Schaltern S2 und S4 zweiten Ranges zugeord­ net. Die dritte Zählerstufe D9 ist den Schaltern S3 und S7 dritten Ranges zugeordnet. Die vierte Zählerstufe ist den Schaltern S4 und S8 vierten Ranges zugeordnet.

Wenn der Zähler D8-D12 rückgesetzt wird, werden die Aus­ gänge Q1-Q5 auf null gesetzt und die Ausgänge Q1-Q5 sind auf H. Unter diesen Bedingungen sind die Schalter S1-S4 of­ fen und die Schalter S5-58 sind geschlossen. Demgemäß wird ein maximaler positiver Offset-Strom (12 µA) in dem Aus­ gangsstrom des Stromspiegels Q10, Q11 verursacht (und das Ausgangssignal des integrierenden Steilheitsverstärkers geht auf H). Wenn der Zähler nun von dem C-Eingang von D8 aus periodisch getaktet wird, wobei die Stufen Q1-Q4 am An­ fang auf null sind, wird der erste Taktimpuls (nach der Übertragung zu Q1) bewirken, daß die erste Stufe des Zäh­ lers auf H geht, wodurch S5 abgeschaltet und ein Dekrement oder Abwärtsschritt von 6/8 µA in dem Offset-Strom erzeugt wird. Der Zählerzustand ist 00001. Der nächste Taktimpuls wird einen L-Zustand an Q1 und einen H-Zustand an Q2 erzeu­ gen. Dadurch wird der Schalter S5 wieder eingeschaltet und der Schalter S6 abgeschaltet, wodurch ein Abwärtsschritt oder Dekrement in dem Strom von 1,5 µA verursacht wird. Der Zählerzustand ist 00010. Dieser Prozeß wird für 16 Zählun­ gen fortgesetzt, bis sämtliche Schalter S1-S5 abgeschaltet sind und der Zählerzustand 01111 ist.

Der Übergang auf einen negativen Offset-Strom erfolgt an diesem Punkt in der Zählung. Bei der nächsten Zählung geht Q5 auf H, wodurch die Gatter U103 bis U106 gesperrt werden, und der Zählerzustand, der sich an den Q1- bis Q5-Ausgängen darstellt, ist 10000. Bei demselben Zählerstand von 10000 geht Q5 (komplementär zu Q5) auf L, wodurch die Gatter U99 bis U102 freigegeben werden, so daß weitere Zählungen fortschreitend die Schalter S1 bis S4 einschalten. Bei demsel­ ben Zählerstand 01111, der sich an den Ausgängen Q1 bis Q5 zeigt, sind die Schalter S5 bis S8 abgeschaltet. Bei der nächsten Zählung wird der Zählerzustand 01110, was sich an den Ausgängen Q1 bis Q5 zeigt, und der Schalter S1 wird eingeschaltet. Die Zählung geht nun wie zuvor weiter, bis sämtliche Schalter S1-S4 eingeschaltet worden sind, wobei ein maximaler negativer Offset-Strom von 12 µA erzeugt wird und der Zählerstand, der sich an den Ausgängen Q1 bis Q5 zeigt, ist 00000. Im normalen Betrieb hört die Zählung an irgendeinem Punkt in der Zählsequenz auf, wenn ein Null­ abgleich festgestellt wird, der das Zählen zwischen dem maximalen positiven Offset-Strom und dem maximalen negati­ ven Offset-Strom anhält.

Wenn angenommen wird, daß der Komparator COM 2 auf H ge­ gangen ist, um dem Kommutierungszeitpunkt zu signalisieren, geht D16 Q, an welchem die Reset-1-Wellenform erscheint, auf H. Die Reset-1-Wellenform schließt das Differenzein­ gangssignal an dem Eingang des integrierenden Steilheits­ verstärkers kurz, wodurch dieser bereitgemacht wird, mit dem Nullungsprozeß zu beginnen. Ebenfalls getaktet durch das Ausgangssignal von COM 2 geht D16 Q, an welchem die Nulltaktwellenform erscheint, auf H. Die Nulltaktwellenform wird über den Inverter U92 an den Takteingang von D6, an die Rücksetzeingänge von D7 und die Zählerstufen D8 bis D12 angelegt.

Das D-Eingangssignal an D7, das mit dem Ausgang von COM 3 (d. h. U81) verbunden ist, ist auf H gewesen, da das Ver­ stärkerausgangssignal unter 5,5 V abfiel. Daher erzeugt die Nulltaktwellenform an dem Rücksetzeingang von D7 ein H- Signal an dem Ausgang D7 Q, an welchem die Nullausgangswel­ lenform erscheint. Die Nullausgangswellenform wird zu einem Eingang des NOR-Gatters U83 und zu dem Steuereingang des Übertragungsgatters U85 rückgekoppelt. Während keine Ände­ rung an dem NOR-Gatter U83 erfolgt, wird das Übertragungsgatter gesperrt, und der Ausgang des integrierenden Ver­ stärkers ist nun von dem integrierenden Kondensator C5 und von den Eingängen der Komparatoren COM 1 und COM 2 getrennt. Der Verstärkerausgang ist nun für den Nullabgleich bereit.

Wenn die Nulltaktwellenform auf H ist, wird der Zähler rückge­ setzt und in einem Rücksetzzustand gehalten, in welchem ein maximaler positiver Offset-Strom erzeugt wird. An die­ sem Punkt wird das Differenzverstärkereingangssignal kurz­ geschlossen, ein maximaler positiver Offset-Strom wird in den Eingang eingegeben und das Verstärkerausgangssignal, das von dem Kondensator C5 getrennt ist, wird an den Kompa­ rator COM 3 angelegt, und der Zähler (D8-D12) wird rückge­ setzt, wodurch der Offset-Strom auf dem Maximalwert gehal­ ten wird. Die Ausgangsspannung des Verstärkers, die nahe bei 3 V bei der Kommutierung war, beginnt anzusteigen. Wenn die Verstärkerausgangsspannung 5,5 V übersteigt, geht COM 3 auf L, wodurch D17 Q rückgesetzt wird (d. h. Q auf L geht), und die Nulltaktwellenform, die an D17 Q erscheint, geht auf L. Die Nulltaktwellenform, die über U92 angelegt und auf einen H-Zustand invertiert wird, gibt D7 frei und gibt den Zähler D8 bis D12 frei, was dem Zähler gestattet, seinen Zählerstand in einer Richtung zu inkrementieren, um den Offset-Strom zu verringern und zwar immer dann, wenn 20-kHz-Taktimpulse geliefert werden.

Mittlerweile sind die 20-kHz-Taktimpulse aus dem Oszillator 147 an einen Eingang des NAND-Gatters U93 angelegt worden, dessen anderer Eingang mit dem Q-Ausgang von D6 verbunden ist. Der Q-Ausgang von D6 ging auf H, als D7 rückgesetzt wurde, wodurch das NAND-Gatter U93 freigegeben wurde und die Taktimpulse direkt an den C-Eingang von D7 und, nach Inversion in U94, als invertierte Taktimpulse an den C-Ein­ gang der Zähler D8-D12 angelegt wurden. Das Inkrementieren kann nun von statten gehen.

Der Zähler fährt fort, den Strom-Offset mit der Taktfre­ quenz von 20 kHz zu verringern, und der Komparator COM 3, an den das Verstärkerausgangssignal angelegt wird, fühlt einen Abfall in der Verstärkerausgangsspannung ab. Wenn die Spannung unter 5,5 V (Vref 2) abfällt, geht die Nullsetz­ wellenform (Ausgangssignal an COM 3) auf H, wodurch ein H- Signal an den D-Eingang von D7 angelegt wird. Bei der nächsten positivgehenden Flanke des 20-kHz-Taktimpulses (CLK) aus U93, der an dem C-Eingang von D7 anliegt, geht D7 Q, der die Nullausgangswellenform liefert, auf L. Wenn D7 Q auf L geht, setzt er D6 zurück (D6 Q geht auf L.) Dadurch wird U93 gesperrt und daran gehindert, Taktimpulse an D7 und D8 anzulegen. Das Ausgangssignal von U93, das nun auf H ist, wird durch Anlegen eines L-Signals an einem Eingang ge­ zwungen, auf H zu bleiben. Dadurch wird außerdem der Takt­ impuls von D8 gezwungen, auf L zu bleiben, wodurch eine weitere positivgehende Flanke daran gehindert wird, zu er­ scheinen, was gewährleistet, daß der Zählerzustand auf dem Wert "eingefroren" wird, der sich aus dem soeben erkannten Nullabgleich ergeben hat.

Die Inversion in U94 verzögert das Ansprechen von D8 um ungefähr 300 ns relativ zu dem Ansprechen von D7. Diese In­ version bewirkt, daß die positivgehende Taktflanke der CLK- Wellenform, die an D7 abgegeben wird, etwa 300 ns erscheint, bevor die positivgehende Taktflanke der CLK-Wellenform an D8 angelegt wird. (Die Differenz ist auf die Breite des schmalen Teils der CLK-Wellenformen zurückzuführen. Der Taktimpuls hat ein Tastverhältnis von weniger als 1%.)

Die Nullausgangswellenform (D7 Q), die auf L gegangen ist, wird an das Übertragungsgatter U85 und an das NOR-Gatter U83 angelegt. U85 ist nun freigegeben und verbindet wieder den Ausgang des integrierenden Verstärkers mit C5 und mit den Komparatoren COM 1 und COM 2. Gleichzeitig geht U83, an dessen Eingang zwei L-Signale anliegen (D17 Q auf L, und D7 Q auf L) auf H, wodurch der Reset-2-Impuls erzeugt wird. Der Reset-2-Impuls schaltet den oberen Ausgangsteil(Q27) des Verstärkers 141 ein, und mit der Verbindung, die über U85 zu dem Kondensator hergestellt wird, erfolgt das Rück­ setzen des Kondensators gemäß der Darstellung in Fig. 8. Wenn der Komparator COM 1 erkennt, das Vref 4 überschritten wird, beginnt wieder die nächste Kondensatorkommutierungs­ periode.

MODULO-6-ZÄHLER 144

Der Modulo-6-Zähler ist ein reversibler Zähler, der einen Zählwert der Läuferkommutierungsereignisse und der Läufer­ position aufrechterhält, so daß die Wicklungsabfühlse­ quenz und die Wicklungserregungssequenz Schritt halten. Der Modulo-6-Zähler zählt ständig mit einer 6-Zustands-Folge von Erregungszuständen wiederholt auf 6, und jeder Zähler­ zustand entspricht einem der sechs Erregungszustände, die in Fig. 3 dargestellt sind. Die Vorwärtssequenz und die Rückwärtssequenz sind beide dargestellt, wie weiter oben erwähnt. Das Ereignis, das den Zähler weiterschaltet, ist die Erzeugung des Reset-1-Impulses aus D16, Q in dem Kommu­ tierungszeitpunkt. Ein Ausgangssignal des Zählers (die Signale zum Wählen der unerregten Wicklung) wird in Form eines eindeutigen Zustands in einer von sechs sequentiellen Positionen über eine 6-Leiter-Verbindung an die Freigabe­ gatter U73-U78 der Eingangsgatterschaltung 140 angelegt. Ein weiteres Ausgangssignal des Zählers befaßt sich mit zwei Zustandskombinationen und bewirkt, wenn es an die Steuerlogik 145 angelegt wird, daß die Signale zum Wählen der erregten Wicklungen gebildet werden, um zwei Wicklungen in der in Fig. 3 dargestellten Schrittsequenz gemeinsam zu erregen. Ein drittes Ausgangssignal des Zählers ist das "niedrigstwertige Bit" (B0; D1Q), das benutzt wird, um den Richtungssinn der Sternpunktwicklungsverbindung mit der Eingangstorschaltung (U55, U56) in Synchronismus mit den an U73-U78 angelegten Torsteuerwellenformen zu invertieren. Zu den Steuersignalen, die an den Modulo-6-Zähler angelegt werden, gehören eine Vorwärtswellenform aus der Vorwärts/­ Rückwärts-Logik 149 (U112) und eine Netz-Ein-Reset-Wellen­ form (POR; U120).

DIE STEUERLOGIK 145

Die Steuerlogik 145 empfängt die Zeitsteuerinformation aus dem Modulo-6-Zähler an den Ausgängen der Gatter U30-U35 und wandelt diese Information in eine Kollektion von Wellenfor­ men um, die zum Anlegen an die Ausgangstreiber 146 auf der IC zum Anlegen an die drei Leistungsschalter 122, 123 und 124 auf der gedruckten Schaltkarte geeignet sind. Die Steuerlogik wird durch eine erste Verbindung mit der Kom­ paratorschaltung 142 für das Ansprechen auf die (Reset) Wellenform (D16 Q) zeitgesteuert, um die Kommutierung der Schalter 122, 123 und 124 in den Kommutierungszeitpunkten zu bewirken. Die Steuerlogik wird für eine Vorwärts- oder eine Rückwärtssequenz durch zwei Verbindungen mit der Vor­ wärts/Rückwärts-Logik 149 (U112 Vorwärts, U111 Rückwärts) gesteuert. Das Ausgangssignal PWM aus dem Pulsbreitenmodu­ lator 148 wird an die Steuerlogik angelegt, um die Aus­ gangstreiberwellenformen, die an die Ausgangstreiber ange­ legt werden, zu modifizieren und so die Steuerung des den Motorwicklungen zugeführten Stroms zu gestatten. Das nie­ drigstwertige Bit B0 wird durch eine Verbindung mit dem Modulo-6-Zähler 144 (D1 Q) zur weiteren Benutzung in Ver­ bindung mit der Leistungssteuerung abgefühlt.

Die Ausgangswellenformen der Steuerlogik 145 sind die sechs Wellenformen AT, AB, BT, BB, CT und CB, die in Fig. 3 unten dargestellt sind. Diese Wellenformen, deren Sequenzen durch Betätigung der Wandsteuervorrichtung 105 oder des Vorwärts/Rückwärts-Schalters S1 auf der gedruckten Schalt­ karte (Fig. 2) umgekehrt werden, bewirken die Vorwärts- oder die Rückwärtsdrehung des Motors. Ebenso veranschau­ lichen die linierten Teile der Ausgangswellenformen dieje­ nigen Perioden, während denen die betreffenden Ausgangs­ schalter einer Tastverhältnissteuerung durch Betätigung der Wandsteuervorrichtung oder des Potentiometers R40 un­ terliegen können, das sich ebenfalls auf der gedruckten Schaltkarte (Fig. 2) zur Einstellung der Motordrehzahl be­ findet.

AUSGANGSTREIBER 146

Die Steuer-IC hat an ihrem Ausgang sechs gesonderte Aus­ gangspufferverstärker TOBA, BOBA, TOBB, BOBB, TOBC und BOBC, welche mit den Ausgangsanschlußflecken P7, P8, P10, P9, P11 bzw. P12 verbunden sind. Die Buchstabenbezeichnungen haben eine codierte Bedeutung, die ersten beiden Buchstaben geben an, ob eine geschaltete Verbindung zwischen den Wick­ lungsstufen und B+ oder Massepotential herzustellen ist; "TO" für "top" oder oben bedeutet eine Verbindung mit dem Potential B+, während "BO" für "bottom" oder unten eine Verbindung mit Massepotential bedeutet. Das dritte "B" be­ deutet Pufferverstärker. Der vierte Buchstabe A, B oder C gib an, ob eine Verbindung mit der Wicklungsstufe A, B oder C herzustellen ist. Die Ausgangsschaltwellenformen, die durch die Puffer erzeugt werden (in der bereits angegebenen Reihenfolge), sind AT, AB, BT, BB, CT und CB. Hier bedeutet der Anfangsbuchstabe die Wicklungsstufe, und der letzte Buchstabe gibt an, ob sie für eine Lastverbindung mit B+ oder für eine Verbindung mit Massepotential bestimmt ist. Die Ausgangsschaltwellenformen sind die in Fig. 3 darge­ stellten unteren sechs Wellenformen. Die Wellenformen mit einem "T" am Ende geben an, daß sie mit der Basis von Q82 in dem Schalter A oder mit dessen Gegenstück in den Schal­ tern B oder C zur Verbindung mit dem Potential B+ zu ver­ binden sind. Die Wellenformen mit dem Buchstaben "B" am Ende geben an, daß sie mit dem Gateanschluß von Q91 in dem Schalter A zu verbinden sind oder mit dessen Gegenstück in dem Schalter B oder C zur Verbindung mit Massepotential. Die leitenden Perioden, die in den oberen und unteren Schaltern erzeugt werden, entsprechen den H-Zuständen in den Wellenformen, wobei die vertikalen Linien den Tastver­ hältnisbetrieb angeben, wie weiter oben erläutert.

OSZILLATOR 147 UND PULSBREITENMODULATOR 148

Der Oszillator 147 wird für zwei Zwecke auf der Steuer-IC benutzt. Im Betrieb der Autonull-Schaltung steuert das Oszillatorausgangssignal die Zählgeschwindigkeit, die zum Dekrementieren des Offsetstroms beim Nullabgleich des Ver­ stärkers 141 benutzt wird. Der Oszillator 147 und der Puls­ breitenmodulator 148 sind gemeinsam an der Einstellung der Drehzahl des Ventilatormotors beteiligt. Der Motor mit elektronischem Kommutator ist so ausgelegt, daß er mit einer Drehzahl arbeitet, die durch die Stärke des dem Motor zugeführten elektrischen Stroms bestimmt wird. Wenn mehr elektrischer Strom zugeführt wird, dreht sich der Motor mit einer höheren Drehzahl, und wenn weniger elek­ trischer Strom zugeführt wird, dreht sich der Motor mit einer niedrigeren Drehzahl. In der hier beschriebenen Aus­ führungsform unterliegt die Stärke des dem Ventilatormotor zugeführten Stroms der Steuerung von ungefähr 100% bis weniger als 1% der maximalen Leistung. Dieser Bereich der Leistungs- oder Stromeinstellung ergibt wenigstens einen 200 : 10-U/min-Drehzahlbereich. Die Wellenformen AT, AB, BT, BB, CT und CB, die in Fig. 3 dargestellt sind, veranschau­ lichen die tastverhältnisgesteuerte Erregung der Motorwick­ lungen. Die Erzeugung dieser Wellenformen auf der Basis der Zufuhr einer pulsbreitenmodulierten Wellenform aus dem Pulsbreitenmodulator 148 ist in Verbindung mit der Steuer­ logik 145 und den Ausgangstreibern 146 beschrieben worden. Die Beschreibung hier befaßt sich mit dem Oszillator 147 und mit dem Pulsbreitenmodulator 148 im Zusammenhang mit der Erzeugung dieser Wellenform, was eine Kombination dar­ stellt, die den breiten Bereich der hier angestrebten Mo­ tordrehzahl erleichtert.

DIE VORWÄRTS/RÜCKWÄRTS-LOGIK 149

Die Vorwärts/Rückwärts- oder Richtungssteuerlogik 149 spricht auf die Einstellung des Vorwärts/Rückwärts-Schalters S1 an, der mit dem Anschlußfleck P16 auf der IC verbunden ist, und auf eine gesteuerte Verringerung in der Versorgung B+, wel­ che durch die Motordrehzahlsteuervorrichtung an der Wand beeinflußt wird. Eine Inversion im Logikzustand des Aus­ gangssignals der Vorwärts/Rückwärts-Logik 149 bewirkt eine Inversion in der Zählsequenz und eine Drehrichtungsumkehr des Motors.

NETZ-EIN-RESET-SCHALTUNG 150

Die Netz-Ein-Reset- oder Schutzschaltung 150 fühlt Vdd ab, wenn sie ansteigt, nachdem der Strom zum erstenmal einge­ schaltet worden ist (d. h. "Netz Ein"), und hält gewisse Teile der Logik in einem Anfangszustand (d. h. "Reset"), bis das Erscheinen einer ausreichenden Spannung Vdd gewährlei­ stet, daß die Logik gültig ist. Sie erfüllt eine ähnliche Funktion nach dem Abschalten des Stroms. Wenn der Strom eingeschaltet wird, legt sie auch den Anfangsbetrieb fest, der aus der Nullung des Verstärkers 141 vor dessen Verwen­ dung zur Integrationszeitsteuerung besteht.

Darüber hinaus verhindert die POR-Schaltung 150 die Zufuhr von Strom zu den Motorwicklungen, bis andere Teile der Steuer-IC richtig initialisiert worden sind und zum Erfül­ len der normalen Steuerfunktionen bereit sind. Die hier be­ schriebene POR-Schaltung erfüllt ihre Funktion mit dem Hin­ zufügen eines externen Anschlußflecks und erfordert nicht das Vorsehen eines zusätzlichen Kondensators.

Die Analog- und Digitalteile der POR-Schaltung 150 sind in Fig. 11A dargestellt. Die Eingangsspannungen an dem Kompa­ rator (COM 8 der POR-Schaltung), die den Betrieb der POR- Schaltung auf die Erhöhung der Spannung Vdd beim Einschal­ ten hin veranschaulichen, sind in Fig. 11B dargestellt. Die Wellenformen, die aus der POR-Schaltung 150 gewonnen wer­ den, sind in den Fig. 3, 12A und 12B gezeigt.

Die Netz-Ein-Reset-Schaltung 150 hält einen anfänglichen Rücksetz- oder Resetzustand mittels der POR-Wellenform auf den Anfangswert der Spannung Vdd hin aufrecht. Die POR- Wellenform wird inaktiv, wenn die Spannung Vdd den gewünsch­ ten Schwellenwert (d. h. 7 V) übersteigt. Die POR-Wellenform wird an die Setzeingänge der Flipflops D16, D17 der Kompara­ torschaltung 142, an die Rücksetz- oder Reseteingänge der Flipflops D1, D2 und D3 (zum Gewährleisten eines Anfangs­ zustands 000) in dem Kommutierungszähler und an den Rücksetz- oder Reseteingang von D15 der Vorwärts/Rückwärts-Lo­ gik 149 angelegt, um eine Rückkehr zu dem Zustand (Vorwärts oder Rückwärts) zu gewährleisten, der durch die Position von S1 festgelegt ist. Das D17Q-Ausgangssignal wird über U92 an D7 angelegt, und D7 Q öffnet das Gatter U85, wo­ durch der Verstärker 141 von dem Kondensator C5 getrennt wird. Wenn der Verstärker nach dem Nullabgleich wieder an­ geschlossen wird, wird ein beträchtlicher (6 µA) Strom (IST) in R4A-D des integrierenden Verstärkers mit derar­ tigem Richtungssinn eingegeben, daß eine Entladung des Kon­ densators C5 über das Gatter U85 unter den Schwellenwert (3 Volt) des Komparators COM 2 bewirkt wird. Dieser Strom, der während jeder der vier anschließenden Nullungen unter­ brochen wird, hindert den Verstärker daran, in einem Vdd- gesättigten Zustand beim Einschalten "hängenzubleiben", er ist aber nicht so groß, daß er das Rücksetzen des Kondensa­ tors C5 stören könnte.

Der Vdd-Abfühlteil der POR-Schaltung 150 enthält die Tran­ sistoren Q52-Q59, den Komparator COM 8 und das nichtinver­ tierende Hysteresegatter U120. Die positive Klemme des Komparators ist mit einer ersten Reihenschaltung verbunden, die die Diode D1 und die N-Kanal-Transistoren Q58 und Q59 enthält. Die negative Klemme des Komparators COM 8 ist mit einer zweiten Reihenschaltung verbunden, die die P-Kanal- Transistoren Q52-Q57 enthält.

In der ersten Reihenschaltung ist die Anode von D1 mit der Quelle der Vdd-Potentiale verbunden, und die Katode ist mit dem Gate- und dem Drainanschluß des 500/4-Geometrie aufwei­ senden N-Kanal-Transistors Q58 verbunden. Der Sourcean­ schluß und der Körper von Q58 sind miteinander und mit dem Drainanschluß des 4/40-Geometrie aufweisenden N-Kanal- Transistors Q59 verbunden. Diese drei Verbindungen sind mit der positiven Eingangsklemme des Komparators COM 8 verbun­ den. Der Sourceanschluß von Q59 ist mit der IC-Masse ver­ bunden. Der Gateanschluß von Q59 ist mit der Vdd-Quelle verbunden. Die vorgenannten Verbindungen legen ein Poten­ tial an die positive Eingangsklemme des Komparators COM 8 an, das gleich der Augenblicksspannung Vdd minus einer Konstanten ist, die gleich dem Spannungsabfall in der Diode D1 und dem Spannungsabfall in Q58 ist. Dies sind ungefähr 1,4 Volt.

Die negative Eingangsklemme des Komparators COM 8 ist mit einer zweiten Reihenschaltung verbunden, in der die Stei­ gung ein fester Bruchteil (K < 1) der Spannung Vdd ist und mit Hysterese geliefert wird, um einen positiven Betrieb der POR-Schaltung zu gewährleisten. Der mit 10/6-Geometrie versehene P-Kanal-Transistor Q52 ist an seinem Drainan­ schluß mit dem Sourceanschluß des Transistors Q54 verbunden. Der Drainanschluß des mit 100/4-Geometrie versehenen P- Kanal-Transistors Q54 ist mit dem Sourceanschluß von Q55 verbunden. Gate und Drain des mit 25/4-Geometrie versehenen P-Kanal-Transistors Q55 sind miteinander verbunden, und die beiden Elektroden sind mit der Sourceelektrode von Q56 ver­ bunden. Gate und Drain des mit 25/4-Geometrie versehenen P-Kanal-Transistors Q56 sind miteinander verbunden und die beiden Elektroden sind mit der Sourceelektrode von Q57 ver­ bunden. Gate und Drain des mit 25/4-Geometrie versehenen P-Kanal-Transistors Q57 sind mit der IC-Masse verbunden. Der Sourceanschluß des mit 20/6-Geometrie versehenen P- Kanal-Transistors Q53 ist mit Vdd verbunden. Der Gate- und der Drainanschluß von Q53 sind miteinander und mit dem Gate­ anschluß von Q52, mit dem Drainanschluß von Q54 und mit der negativen Eingangsklemme von COM 8 verbunden. Die Ausgangs­ klemme von COM 8 ist mit dem Gateanschluß von Q54 verbun­ den, um Hysterese hervorzurufen.

Die Ausgangsklemme des Komparators COM 8 ist mit der Ein­ gangsklemme des nichtinvertierenden Hysteresegatters U120 verbunden. Die POR-Ausgangswellenform wird dem Ausgang von U120 entnommen.

Bei Erregung erreicht das Ausgangssignal des Komparators COM 8 einen logischen "L"-Wert, nachdem Vdd mehrere Volt überschreitet, und bleibt auf diesem Wert, bis der Auslö­ sepunkt kommt (bei einer Spannung Vdd von etwa 7 Volt).

Gemäß Fig. 11B kommt der Auslösepunkt des Komparators COM 8, wenn die Spannungen an seinem positiven und seinem negativen Eingang sich schneiden. In diesem Punkt geht die POR-Wellenform in einen inaktiven H-Zustand. Die Spannung dieses Schnittpunktes ist so gewählt, daß sie ein Wert ist, der der Logik in der Digitalschaltungsanordnung der IC ge­ stattet, gültig zu werden, und der Analogschaltungsanord­ nung, insbesondere der am Nullabgleich beteiligten, wirksam zu werden. Diese Spannung wird auf ungefähr 7 Volt für eine Aufwärtsänderung der Spannung Vdd und auf 6,5 Volt für eine Abwärtsänderung der Spannung Vdd als Ergebnis des Vorsehens der Hysterese eingestellt.

Der vorgenannte Auslösepunkt wird durch zwei unabhängige Variable bestimmt, die die Reihenschaltungen kennzeichnen, welche der positiven bzw. der negativen Eingangsklemme des Komparators COM 8 zugeordnet sind. Die erste Variable ist der Spannungsoffset, der sich durch die Diode D1 und durch Q58 in der ersten Reihenschaltung an der positiven Eingangs­ klemme des Komparators ergibt, wobei angenommen wird, daß die Steigung der resultierenden Eingangsspannung als Funk­ tion von Vdd unitär ist. Die zweite unabhängige Variable ist das Spannungsteilungsverhältnis der zweiten Reihenschal­ tung, die mit der negativen Eingangsklemme des Komparators COM 8 verbunden ist und von der angenommen wird, daß sie wie ein einfacher ohmscher Spannungsteiler wirkt. Der Bruch­ teil K hat einen Wert von 0,8 für einen Abschnitt bei etwa 7 Volt. Diese Werte sind Näherungswerte, und es ist ein be­ trächtlicher Spielraum zu erwarten.

Die Hysterese wird durch die Ausgangsverbindung des COM 8 mit dem Gateanschluß von Q54 geschaffen. Wenn der Ausgang von COM 8 auf L ist, ist Q54 leitend, und ebenso ist der mit ihm in Reihe liegende Q52 leitend. Somit wird Strom den Transistoren Q55, Q56 und Q57 über beide Transistoren Q52 und Q54 in einem Zweig und über den Transistor Q53 in dem anderen Zweig zugeführt. Wenn der Ausgang des Komparators COM 8 auf H geht, werden Q54 und Q52 gesperrt, so daß sie Strom parallel mit Q53 leiten, und die Spannung an dem ne­ gativen Eingang des Komparators COM 8 fällt von 5,53 auf 5,41 V oder um 120 mV, was eine niedrigere Konduktanz be­ deutet. Die Änderung in dem Vdd-Schwellenwert beträgt unge­ fähr 1/2 Volt und gewährleistet eine positive Umschaltung.

Die Ausgangsschaltungsanordnung der POR-Schaltung 150 spricht sowohl auf den Zustand der Spannung Vdd an, der an dem Komparator COM 8 abgefühlt wird, als auch auf den Zu­ stand der anderen Schaltungen auf der IC, die durch die POR-Schaltung veranlaßt werden, eine vorbereitende Reihe von simulierten Kommutierungen zu durchlaufen. Die Ausgangs­ schaltungsanordnung der POR-Schaltung besteht aus dem SR- Flipflop U118, U119, dem NOR-Gatter U86, den drei NOR-Gat­ tern U115, U116, 0117 und den Transistoren Q69 und S9. Die Zähldauer von fünf Kommutierungen der IST- und der I-Start- POR-Wellenformen wird von einer Verbindung von U115, U116 mit U25, U29 des Kommutierungszählers 144 aus gesteuert. Die Verbindung von U118, U119 mit U86 und von U86 mit D7Q der Autonull-Schaltung 143 bewirkt, daß die IST-Wellenform bis nach der ersten Nullung verzögert und für die nächsten vier Nullungen unterbrochen wird. Die Schaltung ist fol­ gendermaßen aufgebaut.

Das SR-Flipflop besteht aus zwei jeweils zwei Klemmen auf­ weisenden NAND-Gattern U118 und U119, wobei der R-Eingang auf den Modulo-6-Zähler und auf die Vorwärts/Rückwärts- Logik und der S-Eingang auf den Zustand der Spannung Vdd (COM 8, U120) anspricht. Die Ausgänge der beiden NOR-Gatter U115 und U116 sind mit dem Eingang des zwei Eingänge auf­ weisenden NOR-Gatters U117 verbunden. Ein Eingang des zwei Eingänge aufweisenden NOR-Gatters U115 ist mit dem CS5- Ausgang des Modulo-6-Zählers verbunden, und der andere Ein­ gang von U115 ist mit D14 Q der Vorwärts/Rückwärts-Logik verbunden. Ein Eingang des zwei Eingangsklemmen aufweisen­ den NOR-Gatters U116 ist mit dem Modulo-6-Zähler zum Anle­ gen der CS1-Wellenform verbunden. Der andere Eingang von U116 ist mit dem Ausgang D14 Q der Vorwärts/Rückwärts- Logik verbunden. Die beiden Ausgänge der NOR-Gatter U115 und U116 sind mit dem einen bzw. dem anderen Eingang des NOR-Gatters U117 verbunden. Der Ausgang von U117 ist mit dem R-Eingang des Flipflops verbunden. Der Setzeingang S des Flipflops an dem Eingang von U119 ist mit dem Ausgang des Hysteresegatters U120 verbunden.

Die NAND-Gatter U118 und U119 haben kreuzweise verbundene Ausgänge, von denen der Q-Ausgang mit einem Eingang von U-86 und mit dem Ausgangstreiber 146 verbunden ist. Das Q-Ausgangssignal des Flipflops, das an dem Ausgang von U119 erscheint, wird an den anderen Eingang von U118 ange­ legt. Das Q-Ausgangssignal des Flipflops, das an dem Aus­ gang von U118 erscheint, wird an den anderen Eingang von U119 angelegt. Das Q-Ausgangssignal des Flipflops ist dann mit einem Eingang des zwei Eingänge aufweisenden NOR-Gat­ ters U86 verbunden. Der andere Eingang von U86 ist mit D7 Q in der Autonull-Schaltung 142 zum Anlegen der Nullaus­ gangswellenform verbunden. Der Ausgang des NOR-Gatters U86 ist mit dem Gateanschluß des N-Kanal-Transistors S9 ver­ bunden, dessen Sourceanschluß mit dem Widerstand R4A-D in der Autonull-Schaltung verbunden ist. Der Drainanschluß von S9 ist mit dem Drainanschluß des P-Kanal-Transistors Q69 verbunden, dessen Sourceanschluß mit Vdd und dessen Gateanschluß mit Vref 8 in der Autonull-Schaltung verbun­ den ist.

Das Leiten des Schalters S9 gestattet einem Strom von 6 µA, von der Stromquelle Q69 zu R4A-D zu fließen. Der Transistor Q69 ist ein P-Kanal-Transistor mit 45/12-Geometrie, dessen Sourceanschluß mit Vdd und dessen Drainanschluß mit dem Drainanschluß des Transistorschalters S9 verbunden ist. Der Transistorschalter S9, eine N-Kanal-Vorrichtung mit 45/4- Geometrie, ist an seinem Sourceanschluß mit der oberen Klemme von R4A-D zur Rückführung auf die IC-Masse verbun­ den. Der Gateanschluß von S9 ist mit dem Ausgang von U86 verbunden. Der Gateanschluß von Q69 ist mit der Spannungs­ referenz Vref 8 in der Autonull-Schaltung verbunden, die so eingestellt wird, daß ein Strom (IST) von 6 µA zu dem Widerstand R4A-D in der Autonull-Schaltung fließt. Der Strom IST bewirkt, daß ein negativer Ausgangsstrom dersel­ ben Stromstärke an dem Ausgang des integrierenden Verstär­ kers auftritt, und gewährleistet die Entladung des Konden­ sators C5, falls eine Tendenz des Verstärkers 141 vorhanden sein sollte, bei einer positiven Sättigung während dieser Anlaufperiode hängenzubleiben.

Der gesamte Netz-Ein-Reset-Prozeß läuft auf folgende Weise ab. Die Wellenformen größter Relevanz sind diejenigen, die in Fig. 12B angegeben sind. Es wird angenommen, daß das Ausgangssignal des Komparators COM 8 unmittelbar bei dem Einschalten des Stroms auf L ist (und sobald wie jede an­ dere geschützte Schaltungsanordnung aktiv ist). Das Aus­ gangssignal von U120, dessen Eingang mit COM 8 verbunden ist, bleibt auf L, und die POR-Wellenform ist in ihrem ak­ tiven L-Zustand und hält die Komparatorschaltung 142, den Modulo-6-Zähler 144 und die Vorwärts/Rückwärts-Logik 149 in den geeigneten Anfangszuständen. Die Flipflops D16 und D17 der Komparatorschaltung 142 werden gesetzt (Q auf H) und liefern ein "falsches" Kommutierungssignal, welches be­ wirkt, daß die Rücksetzwellenform und die Nulltaktwellen­ form auf H sind. Die Flipflops D1, D2, D3 des Modulo-6-Zäh­ lers 144 werden auf den 000-Zustand rückgesetzt (Qs auf L) und das Flipflop D15 der Vorwärts/Rückwärts-Logik 149 wird in einen Zustand zurückgebracht, der der Einstellung des Vorwärts/Rückwärts-Schalters S1 entspricht.

Eine weitere Konsequenz eines gültigen L-Zustands an dem Ausgang des Komparators COM 8 ist, daß die Ausgangstreiber 146 unmittelbar nach dem Einschalten gesperrt werden. Diese Bedingung setzt voraus, daß das S-Eingangssignal von U119 auf L ist, daß das Flipflop (U118, U119) gesetzt ist (Q-Ausgang auf L). Das L-Ausgangssignal an Q des Flipflops erzeugt einen L-Zustand an den unteren Ausgangstreibern BOBA, BOBB und BOBC in 146, wodurch die Erregung der Motor­ wicklungsstufen verhindert wird. Diese Treiber bleiben ge­ sperrt, solange das Flipflop U118, U119 gesetzt ist.

Eine weitere Konsequenz eines L-Signals an dem Ausgang von COM 8 ist, daß ein negativer Offset-Strom IST dem Wider­ stand R4A-D in der Autonull-Schaltung zugeführt wird, mit dem beabsichtigt wird, das Entladen des Kondensators C5 des integrierenden Verstärkers unter den Schwellenwert von 3 V des Komparators COM 2 zu erleichtern, wenn er durch U85 angeschlossen wird, um den Kondensator C5 rückzusetzen und aufzuladen. Das L-Signal an dem Q-Ausgang des Schwellen­ werts des Flipflops (U118, U119) wird außerdem an einen Eingang des NOR-Gatters U86 angelegt, welches ein H-Signal an dem anderen Eingang aufgrund der Nullausgangswellenform hat. Das Ausgangssignal von U86 ist deshalb auf L, was be­ wirkt, daß der Transistorschalter S9 abgeschaltet bleibt, bis die Anfangsautonullperioden (und die nächsten vier) vorüber sind. Die Autonullperiode ist als das Intervall definiert, das zwischen dem Augenblick, in welchem die Nulltaktwellenform auf H geht (beim Einschalten des Stroms), und dem Zeitpunkt liegt, in welchem die Nullausgangswellen­ form auf L geht.

Während der Fortsetzung des aktiven L-Zustands der POR- Wellenform werden die oben angegebenen Zustände aufrecht­ erhalten. Darüber hinaus wird der Kondensator C5, der den Zustand der Komparatoren COM 1, COM 2 und COM 3 beeinflußt, am Beginn der Erregung normal entladen und für die Dauer des aktiven L-Zustands der POR-Wellenform vermutlich nicht nennenswert aufgeladen. Während dieser Zeit ist der Konden­ sator C5 von dem Verstärkerausgang getrennt, da U85 offen ist, weil die Nullausgangswellenform auf H ist. Sobald die Spannung Vda 4 oder 5 Volt übersteigt und der Verstärker aktiv wird, schwingt sein Ausgangssignal auf den positiven Sättigungsgrenzwert, da die Autonull-Schaltung ihm nun den maximalen positiven Offset-Strom liefert (IST Aus). Das wird bewirken, daß die Nullsetzwellenform auf L geht und auf L bleibt, bis die POR-Wellenform auf H geht und ein Nullabgleich erkannt wird.

Wenn die POR-Wellenform in einen inaktiven H-Zustand geht, werden die erzwungenen Setz- und Rücksetzsignale beseitigt, und der Modulo-6-Zähler und die Autonull-Schaltung können frei in einer herkömmlicheren, sich wiederholenden Weise für die nächsten vier Perioden arbeiten.

Nachdem die Anfangsautonullperiode abgeschlossen ist (Null­ ausgangswellenform auf L), schaltet S9 ein und liefert den Strom IST zu dem Widerstand R4A-D. Bezüglich des Modulo-6- Zählers wird die CS5-Wellenform mit dem Ausgangssignal an D14 Q aus der Vorwärts/Rückwärts-Logik NOR-verknüpft (U115), das in der Rückwärtsrichtung auf H ist, wodurch U115 ge­ sperrt wird. Die CS1-Wellenform wird mit dem Ausgangssignal an D14 Q NOR-verknüpft (U116). Wenn die Vorwärts/Rückwärts- Logik in Vorwärtsrichtung arbeitet, dann ist das Ausgangs­ signal an D14 Q auf H, wodurch U116 gesperrt wird. Wenn die Vorwärts/Rückwärts-Logik in Rückwärtsrichtung arbeitet, dann ist D14 Q auf H, U115 wird gesperrt und U116 wird freigegeben. Am Anfang ist CS0 aktiv, und CS5 geht auf H. Das gilt für fünf Zählungen, bis CS5 auf L geht. Wenn CS5 auf L geht, geht das Ausgangssignal von U115 auf H, wo­ durch das Ausgangssignal von U117 auf L gebracht wird, das Flipflop U118, U119 rückgesetzt und der Strom IST ausge­ schaltet wird.

Die Addition von IST gewährleistet, daß der Verstärker- Offset-Strom während der Zeit, bevor sich die Spannung Vdd stabilisiert hat, negativ bleibt. Die ähnliche POR-Aus­ gangswellenform I-Start, die eine Dauer von fünf Kommu­ tierungszählungen hat, während des Nullabgleichs aber nicht unterbrochen wird, wird zugeführt, um die Zufuhr von Strom zu dem Motor zu verhindern, bis fünf Kommutierungen stattgefunden haben.

Die Schutzschaltung gibt der Autonull-Schaltung fünf Zäh­ lungen zum Stabilisieren und gewährleistet einen ausrei­ chenden (negativen) Integrationsstrom zum Entladen des Zeitsteuerkondensators C5, falls der Verstärker in diesem Intervall zur Sättigung driften sollte.

Die Schutzschaltung arbeitet für die Steuerschaltung und die Leistungsschalter und betätigt, wie weiter oben erwähnt, beide während der Stromeinschaltung und der Stromabschal­ tung.

Beim Einschalten (POR aktiv) ist der Verstärker 141 von dem integrierenden Kondensator C5 aufgrund des H-Signals an D7 Q getrennt. Der Nullabgleich des Verstärkers wird einge­ leitet, wenn POR in einen inaktiven Zustand geht. Nach dem Nullabgleich wird der Verstärker zum erstenmal mit C5 ver­ bunden. Die Schaltung gewährleistet so, daß der Nullab­ gleich erfolgt, wenn POR inaktiv wird, und daß dem Ver­ stärker erst gestattet wird, die Zeitsteuerung zu beein­ flussen, wenn sein Nullabgleich erfolgt ist.

Die Erfindung ist hauptsächlich mit verfügbaren Null- oder Sternpunktsanschlüssen an den Wicklungsstufen des Motors benutzt worden. Die verfügbare Null- oder Stern­ punktsverbindung ist nicht zwingend notwendig, es kann nämlich statt ihr ein künstlicher Null- oder Sternpunkt benutzt werden. Im allgemeinen sind die Forderungen an den künstlichen Nullpunkt, daß die Umschaltung gemäß den Wicklungsstufenerregungssequenzen erfolgt und daß eine Widerstands- oder Reaktanzmatrix die tatsächlichen Wick­ lungen ersetzt. Der künstliche Nullpunkt sollte das System nicht verschlechtern und muß auf demselben Genauig­ keitsniveau wie die anderen Elemente des System ansprechen.

Der Transkonduktanzverstärker mit inten­ siver verteilter Gegenkopplung und Selbstabgleich ist für eine maximal integrierte Motorsteuerschaltung gut ge­ eignet, da er ein Minimum an externen Schaltungskomponen­ ten und an externen Präzisionswiderständen erfordert und eine extrem niedrige Verlustleistung hat. Die Verlust­ leistung auf der IC beträgt typisch 18 mW und auf der Steuerschaltung typisch 0,3 bis 1 W. Die sich ergebende Motorsteuerschaltung stellt somit eine beträchtliche Verbes­ serung der Leistungsfähigkeit gegenüber bekannten, nicht­ integrierten elektronischen Kommutierungsschaltungen dar, die außerdem eine beträchtliche Kostensenkung mit sich bringt.

Claims (22)

1. Anordnung zum Steuern eines elektronisch kommutierten Gleichstrommotors (120), der einen Dauermagnetläufer und einen Ständer mit mindestens drei im Stern geschalteten Phasenwicklungen (A, B, C) aufweist, an die eine Gleich­ spannung (B+) in einer vorgewählten Folge angelegt wird derart, dass jeweils eine Phasenwicklung unerregt bleibt, mit
einer Erfassungseinrichtung (140) für die Gegen-EMK einer unerregten Phasenwicklung (A, B, C),
einem Verstärker, der die Gegen-EMK in ein dazu pro­ portionales Ausgangssignal umwandelt,
einer Integrierungseinrichtung, die das Ausgangssignal des Verstärkers in eine Ausgangsspannung umwandelt, die zum Integral der Gegen-EMK proportional ist,
einem ersten Komparator (COM 2) zum Erzeugen eines Kommutierungssignals (RESET 1), wenn die Höhe der Ausgangs­ spannung der Integriereinrichtung gleich ist einer internen Referenzgleichspannung (V REF 3),
einer Rücksetzeinrichtung zum Rücksetzen der Inte­ griereinrichtung (C5) nach jeder Kommutierung auf einen für die nachfolgende Integrationsperiode geeigneten Ausgangszu­ stand,
gekennzeichnet durch
einen Transkonduktanzverstärker (141) als Verstärker, dessen Ausgangsstrom einem Kondensator (C5) als Inte­ griereinrichtung zugeführt ist,
eine Einrichtung (143), die nach jeder Kommutierung und vor dem Rücksetzen der Integriereinrichtung einen den Nullabgleich des Transkonduktanzverstärkers (141) bewirken­ den Offset-Strom einstellt und bis zum nächsten Nullab­ gleich aufrechterhält,
einen zweiten Komparator (COM 3) zum Erfassen des Nullabgleichs, der nach dem Nullabgleich ein Steuersignal (RESET 2) bewirkt, das den Transkonduktanzverstärker (141) veranlasst, einen Ladestrom an den Kondensator (C5) zum Rücksetzen auf den Ausgangszustand abzugeben, und
einen dritten Komparator (COM 1), dessen Ausgangs­ signal das Rücksetzen beendet und die nächste Integration­ speriode beginnt, wenn die Spannung am Kondensator (C5) die Höhe einer weiteren internen Referenzgleichspannung (V REF 4) erreicht.

2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Transkonduktanzverstärker (141) zwei Eingänge (151, 152) aufweist, von welchen ein Eingang mit einer un­ erregten Phasenwicklung (A, B, C) und der andere Eingang mit einer Spannung verbindbar ist, die zu der an einem Nullanschluß (128) äquivalent ist, wobei der Transkonduk­ tanzverstärker die Differenzspannung, die zwischen der unerregten Phasenwicklung (A, B, C) und dem Nullanschluß (128) auftritt, in einen entsprechenden Ausgangsstrom umwandelt.

3. Steuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass
der Transkonduktanzverstärker (141) eine zwei Transi­ storen aufweisende Differenzverstärkerstufe (Q5, Q6) auf­ weist, deren Eingänge die Transistorsteuerelektroden sind, wobei die Stufe die Transkonduktanz des Verstärkers be­ stimmt, und
dass eine Stromreihenrückkopplung (R1, R2) vorgesehen ist, die zwei Widerstände enthält, von denen einer mit der gemeinsamen Elektrode eines Transistors der Stufe in Reihe und der andere mit der gemeinsamen Elektrode des anderen Transistors der Stufe in Reihe geschaltet ist, um die Transkonduktanz zu stabilisieren.

4. Steuerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass
der Transkonduktanzverstärker (141) wenigstens zwei Stufen enthält, von denen die Eingangsstufe (Q5, Q6) der Differenzverstärker ist, und
dass die dem Differenzverstärker nachgeschaltete(n) Stufe(n) eine Stromverstärkung von im wesentlichen eins aufweist (aufweisen).

5. Steuerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Transkonduktanzverstärker (141) weiter einen er­ sten und einen zweiten Stromspiegel (Q10, Q11; Q16, Q17) enthält, wobei der Ausgangsstrom des ersten Transistors (Q5) in der Eingangsstufe dem ersten Stromspiegel und der Ausgangsstrom des zweiten Transistors (Q6) in der Eingangs­ stufe dem zweiten Stromspiegel zugeführt wird.

6. Steuerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass
der Transkonduktanzverstärker (141) einen ersten und einen zweiten Pufferverstärker (Q24; Q25) und einen drit­ ten, polaritätsinvertierenden Stromspiegel (Q26-Q29) ent­ hält; wobei der erste Pufferverstärker (Q24) einen dritten Transistor enthält, dessen Steuerelektrode in Gateschaltung angeordnet ist, dessen erste Hauptelektrode mit dem Ausgang des ersten Stromspiegels (Q10, Q11) und dessen zweite Haup­ telektrode mit dem Eingang des polaritätsinvertierenden Stromspiegels (Q26-Q29) verbunden ist;
wobei der zweite Pufferverstärker einen vierten Tran­ sistor (Q25) enthält, dessen Steuerelektrode in Gateschal­ tung angeordnet ist und dessen erste Hauptelektrode mit dem Ausgang des zweiten Stromspiegels (Q16, Q17) verbunden ist, und
wobei der dritte Stromspiegel (Q26-Q29) einen fünften oder Ausgangstransistor (Q27) enthält, dessen Steuerelek­ trode mit der zweiten Hauptelektrode des vierten Transi­ stors und dessen erste Hauptelektrode mit der zweiten Haup­ telektrode des dritten Transistors verbunden ist, wobei der vierte und der fünfte Transistor (Q25, Q27) so geschaltet sind, dass sie einen Gegentaktausgang (152) bilden, welchem der Ausgangsstrom entweder zugeführt oder entzogen wird.

7. Steuerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass
jeder Stromspiegel (Q10, Q11; Q16, Q17; Q26-Q29) we­ nigstens eine erste und eine zweite Festkörpervorrichtung, von denen die zweite Festkörpervorrichtung ein Transistor ist und die erste Festkörpervorrichtung einen Spannungsab­ fall aufweist, der ungefähr gleich dem an dem Eingang der zweiten Vorrichtung ist, und einen ersten sowie einen zwei­ ten Widerstand (R3, R4; R5, R6) enthält,
eine erste Referenzreihenschaltung, die die erste Festkörpervorrichtung und den ersten Widerstand (R3, R4) enthält, und zwar in Parallelschaltung zu einer zweiten stromspiegelnden Reihenschaltung, die den Eingang der zwei­ ten Festkörpervorrichtung in Reihenschaltung mit dem zwei­ ten Widerstand (R5, R6) enthält.

8. Steuerschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und der zweite Widerstand (R3, R4; R5, R6) der Stromspiegel so gewählt sind, dass sich zur größeren Genauigkeit in der Stromübertragungsfunktion der Spiegel eine beträchtliche negative Rückkopplung ergibt.

9. Steuerschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Transistoren (Q5, Q6) des Transkonduktanzverstär­ kers (141) Feldeffekttransistoren sind, damit große Ver­ stärkereingangs- und -ausgangsimpedanzen erzielt werden.

10. Steuerschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Transkonduktanzverstärker (141) ein Teil einer mo­ nolithischen integrierten Schaltung (121) ist, dass die Transistoren, die Stromreihenrückkopplungswiderstände (R1, R2) und die Stromspiegelwiderstände (R3, R6) einen Teil derselben bilden und dass die Werte der Widerstände kleine­ re Veränderungen aufweisen als die Werte der Transkonduk­ tanzen der zugeordneten Transistoren, um die Transkonduk­ tanz des Verstärkers (141) zu stabilisieren.

11. Steuerschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass
eine Gleichspannungsversorgung (R23, C2, CR1) niedri­ ger Spannung vorgesehen ist, die für den Betrieb der mono­ lithischen integrierten Schaltung (121) geeignet ist, wobei die Spannung der Gleichspannungsversorgung (R23, C2, CR1) sich mit einer endlichen Geschwindigkeit ändert, wenn der Steuerschaltung Strom zugeführt wird oder deren Stromver­ sorgung abgeschaltet wird; und
dass eine Schutzschaltung (150) vorgesehen ist, die ein Ausgangssignal auf die Spannung der Gleichspannungsver­ sorgung (R23, C2, CR1) niedriger Spannung hin erzeugt, um wenigstens einen Teil der Steuerschaltung in einem inakti­ ven Zustand zu halten, wenn die Spannung unter einem Wert ist, wenn der Strom eingeschaltet wird, oder unter einem zweiten Wert, wenn der Strom abgeschaltet wird, und wenn die Spannung den ersten Wert überschritten hat, wenn der Strom eingeschaltet wird, um den Schaltungsteil in einem vorbestimmten Anfangszustand zu versetzen,
wobei die Spannungswerte so eingestellt sind, dass der normale Schaltungsbetrieb bei Versorgungsspannungen gewähr­ leistet ist, die diese Werte übersteigen.

12. Steuerschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Schutzschaltung (150) bei Beendigung des Ausgangs­ signals den Schaltungsteil in einen Zustand zum Nullabglei­ chen des Transkonduktanzverstärkers (141) versetzt, um das Gleichgewicht des Ausgangsstroms des Verstärkers vor der Integration zu gewährleisten.

13. Steuerschaltung nach Anspruch einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zum Nullabgleich die Einrichtung (143) eine Einrich­ tung zum Inkrementieren des Offset-Stroms des Stromspiegels auf einen Wert enthält, der ein Ungleichgewicht in dem Aus­ gangsstrom des Transkonduktanzverstärkers (141) korrigiert, und zum Aufrechterhalten des korrigierenden Offset-Stroms, bis der Nullabgleich wieder erfolgt.

14. Steuerschaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass
die Nullabgleicheinrichtung (143) enthält:
eine Einrichtung (Q1-Q5) zum Nullen der Differenzeingangs­ spannung, die an den Eingängen des Transkonduktanzverstär­ kers (141) anliegt, und zum Festlegen eines gewünschten Ausgangsstromwertes in dem ersten und in dem zweiten Tran­ sistor der Eingangsstufe (Q5, Q6),
eine Verstärkerausgangsschalteinrichtung (S1-S8, U85) zum Trennen des Ausgangs des Transkonduktanzverstärkers (141) von der Integriereinrichtung (C5) während des Nullab­ gleichintervalls, und
einen Nullabgleichkomparator (COM 3), der mit dem Aus­ gang des Transkonduktanzverstärkers (141) verbunden ist, zum Erkennen einer Änderung in dem Sinn des Ausgangsstroms, wenn der Verstärker abgeglichen wird, um den Inkrementie­ rungsvorgang zu benden und das Rücksetzen der Integrierein­ richtung (C5) einzuleiten.

15. Steuerschaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Offset-Strom-Inkrementierungseinrichtung enthält:
eine Einrichtung (147) zum Bereitstellen eines Taktsignals, das eine Periode hat, die im Verhältnis zu der Kommutie­ rungsperiode kurz ist, und
einen Nullungszähler (D8-D12), der mit der Geschwin­ digkeit des Taktsignals zählt, wobei der Zustand des Nul­ lungszählers die Summe der Inkremente des Offset-Stroms steuert, und wobei der Nullungszähler anschließend an das Zählen während des Nullabgleichs auf das Zeitsteuersignal hin voreingestellt wird, wodurch der Offset-Strom auf den Abgleich hin eingestellt wird, bis ein Nullabgleich durch den Nullungskomparator (COM 3) erkannt wird.

16. Steuerschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Schutzschaltung (150) bei Beendigung des aktiven Ausgangssignals, wenn der Strom eingeschaltet wird, den Schaltungsteil in einen Zustand zum Nullabgleichen des Ver­ stärkers (141) versetzt, um den Abgleich des Ausgangsstroms des Transkonduktanzverstärkers (141) vor der Integration von dessen Ausgangsstrom zu gewährleisten.

17. Steuerschaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass
die Schutzschaltung (150) während des aktiven Aus­ gangssignals den Nullungszähler (D8-D12) voreinstellt und bei Beendigung des aktiven Ausgangssignals, wenn der Strom eingeschaltet wird, den Schaltungsteil in einen Zustand zum Nullabgleichen des Verstärkers (141) versetzt, wobei der Nullabgleichzustand beinhaltet:
Aktivierung der Nullungseinrichtung an dem Eingang des Transkonduktanzverstärkers (141), Aktivierung der Verstär­ kerausgangsschalteinrichtung (S1-S8, U85) zum Trennen und Auslösen des Nullungzählers (D8-D12).

18. Steuerschaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Schutzschaltung (150) enthält:
eine Einrichtung (COM 8) zum Bewirken eines Anlauf-Offsets in dem Ausgangsstrom des Transkonduktanzverstärkers (141), um die Integration des Ausgangsstroms auf eine Spannung zu gewährleisten, die zur Erzeugung des Kommutierungszeitsteu­ ersignals ausreicht, wobei der Anlauf-Offset-Strom, mit Ausnahme während des Nullabgleichintervalls oder der Null­ abgleichintervalle, sich über eine ausreichende Zeitspanne erstreckt, nachdem die Stromzufuhr eingeschaltet worden ist, um das Stabilisieren der Steuerschaltung zu gestatten.

19. Steuerschaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Anlauf-Offset nach dem Einschalten des Stroms für wenigstens eine Kommutierungsperiode andauert.

20. Verfahren zum Steuern eines elektronisch kommutierten Gleichstrommotors (120), der einen Dauermagnetläufer und einen Ständer mit mindestens drei im Stern geschalteten Phasenwicklungen (A, B, C) aufweist, an die eine Gleich­ spannung (B+) in einer vorgewählten Folge angelegt wird derart, dass jeweils eine Phasenwicklung unerregt bleibt, mit den Verfahrensschritten:
Erfassen einer Gegen-EMK einer unerregten Phasenwick­ lung (A, B, C),
Umwandeln der Gegen-EMK in ein dazu proportionales Ausgangssignal,
Umwandeln des Ausgangssignals mittels einer Inte­ griereinrichtung in eine Ausgangsspannung, die zum Integral der Gegen-EMK proportional ist,
Erzeugen eines Kommutierungssignals (RESET 1), wenn die Höhe der Ausgangsspannung gleich einer internen Refe­ renzspannung (V REF 3) ist, und
Rücksetzung der Integriereinrichtung (C5) nach jeder Kommutierung auf einen für die nachfolgende Integrationspe­ riode geeigneten Ausgangszustand,
gekennzeichnet durch die Verfahrensschritte:
Zuführen eines Ausgangsstroms eines Transkonduktanz­ verstärkers (141) zu einem als Integriereinrichtung dienen­ den Kondensator (C5),
Einstellen eines den Nullabgleich des Transkonduktanz­ verstärkers (141) bewirkenden Offset-Stroms nach jeder Kom­ mutierung und vor dem Rücksetzen der Integriereinrichtung, und Aufrechterhalten des Offset-Stroms bis zum nächsten Nullabgleich,
Erfassen des Nullabgleichs und Ausgabe eines Steuersi­ gnals (RESET 2) nach dem Nullabgleich, das den Transkonduk­ tanzverstärker (141) veranlasst, einen Ladestrom an den Kondensator (C5) zum Rücksetzen auf den Ausgangszustand ab­ zugeben, und
Bilden eines Steuerungssignals, das das Rücksetzen be­ endet und die nächste Integrationsperiode beginnt, wenn die Spannung am Kondensator (C5) die Höhe einer weiteren inter­ nen Referenzgleichspannung (V REF 4) erreicht.

21. Verfahren nach Anspruch 20, ferner gekennzeichnet durch den Verfahrensschritt des Umwandelns der Referenzspan­ nung, die in der unerregten Phasenwicklung (A, B, C) auf­ tritt, in einen entsprechenden Ausgangsstrom mittels des zwei Eingänge (151, 152) aufweisenden Transkonduktanzver­ stärkers (141), wobei ein Eingang mit einer unerregten Pha­ senwicklung (A, B, C) und der andere Eingang mit einer Spannung verbunden ist, die zu der an einem Nullanschluss (128) anliegenden Spannung äquivalent ist.

22. Verfahren nach Anspruch 20, ferner gekennzeichnet durch die Schritte des Nullabgleichens eines Verstärkers bei dem Ein­ schalten des Stroms für eine Steuerschaltung vor dem Ein­ schalten des Stroms für den elektronisch kommutierten Gleichstrommotor, und des Zuführens eines Stroms zu dem elektronisch kommutierten Gleichstrommotor nach einer Ver­ zögerung auf ein nächstes oder ein folgendes Zeitsteuersi­ gnal, wobei die Verzögerung derart gewählt wird, dass der Steuerschaltung eine ausreichende Zeit zur Stabilisierung verbleibt.