DE3446399C2 - Monolithisch integrierbare Schaltung mit einer Darlington-Endstufe zur Umschaltsteuerung von induktiven Lasten - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine monolitisch integrierbare Schaltung zur Umschaltsteuerung von induktiven Lasten, insbesondere eine Steuerschaltung mit einer Darlington-Endstufe, die zum Steuern von Relais, Solenoiden und Motoren für den Gleichstrombetrieb dient.

Derartige Schaltungen zur Umschaltsteuerung haben im allgemei­ nen einen Leistungsendtransistor, der in Reihe mit der indukti­ ven Last zwischen die beiden Pole einer Speisespannungsquelle geschaltet ist und der mittels eines Steuersignals an der Basis alternativ von einem Zustand hoher Spannung und niedrigem Strom auf einen Zustand niedriger Spannung und hohem Strom gesteuert wird.

Im ersten Zustand ist der Transistor zwischen den Emitter- und Kollektoranschlüssen praktisch ein offener Schaltkreis (ausgeschaltete Zustand oder "off"-Zustand) und im zweiten Fall ein Kurzschluß (leitender Zustand oder "on"-Stellung), wo­ bei er einen Stromfluß durch die Last entweder verhindert oder gestattet.

Bekanntlich ist die Betriebsweise eines Transistors, der sich immer mehr dem Betrieb eines idealen Schalters nähert, eine sol­ che, bei der der Transistor im geschlossenen Zustand in Sätti­ gung arbeitet und im geöffneten Zustand gesperrt ist.

Allerdings ist in diesem Fall die maximal mögliche Kommutations­ frequenz des Transistors während der Obergangsphase vom Sätti­ gungsbetrieb zum Sperrbetrieb ("turn-off") im wesentlichen durch die Wirkungen der Ladungsspeicherung beschränkt, die wäh­ rend der leitenden Phase stattgefunden hat. Der Kollektorbe­ reich von Leistungstransistoren, der dick ist und einen hohen spezifischen Widerstand hat, um die hohen Sperrspannungen auf­ nehmen zu können, hat nämlich einen verhältnismäßig langen Ab­ schaltübergang mit einer Phase, bei der einem Anstieg der Kol­ lektor-Emitter-Spannung nicht eine Verringerung des Kollektor­ stroms entspricht, welcher für ein bestimmtes Zeitintervall noch konstant bleibt.

Diese Phase liegt dann vor, wenn der Transistor mehr Energie verbraucht, obwohl keine für den Betrieb nutzbare Phase vor­ liegt. Wenn dann die mit der Endstufe verbundene Last induktiv ist, erhöht die gegenelektromotorische Kraft, die aufgrund der durch die Umschaltung der Endstufe verursachten Änderung des diese durch­ fließenden Stromes induziert wird, sprunghaft die Kollek­ tor-Emitter-Spannung des Transistors in der Abschaltphase, je­ doch noch während des leitenden Zustandes, über die Speisespan­ nung hinaus, wodurch in diesem Transistor das Maximum an Ver­ lustleistung mit häufig zerstörenden Wirkungen hervorgerufen wird.

Eine Verringerung der Abschaltzeit ist daher vorteilhaft sowohl für die Vergrößerung der maximal möglichen Umschaltfrequenz als auch für die Verbesserung der Effizienz der Steuerschaltung vom energetischen Gesichtspunkt gesehen, wodurch die Zeiten ver­ kürzt werden, in denen sich der Betrieb des Leistungsend­ transistors von demjenigen eines idealen Schalters entfernt.

Die am häufigsten angewendete, schaltungstechnische Lösung zur Verringerung der Umschaltzeiten eines Leistungstransistors, der im leitenden Zustand im Sättigungsbereich arbeitet, besteht da­ rin, mit der Basis dieses Transistors ein Schaltungsmittel nied­ riger Impedanz zu verbinden, das während des Abschaltbefehls des gesättigten Transistors einen raschen Abflug der in diesem gespeicherten Ladungen gestattet.

Dieses Schaltungsmittel kann ganz einfach aus einem Transistor bestehen, der in Gegenphase zu dem abzuschaltenden Transistor gesteuert wird, so daß ein Strom zum Abziehen von Ladungen aus dessen Basis hervorgerufen wird. Dieser Transistor wird mit sei­ nen Kollektor- und Emitter-Anschlüssen zwischen die Basis des abzuschaltenden Leistungstransistors und die Last oder zwischen diese Basis und den mit der Last verbundenen Pol der Speisespan­ nungsquelle geschaltet.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist beispielsweise aus der Druckschrift DE-A1-28 11 149 bekannt, wobei der Transistor jedoch zwischen die Basis des leistungstransistors und Masse geschaltet ist.

Im ersten Fall ist die Effektivität beim Abziehen von Ladun­ gen nicht sehr groß, weil am Transistor für das Abziehen der La­ dungen nur eine begrenzte Kollektor-Emitter-Spannung anliegt, und trotzdem werden bis zum vollständigen Abschalten Ladungen abgezogen.

Im zweiten Fall hingegen arbeitet der Transistor zum Abziehen von Ladungen zu Beginn mit besserem Wirkungsgrad, weil die an ihm anliegende Kollektor-Emitter-Spannung größer ist. Das Abzie­ hen der Ladungen wird jedoch vor dem vollständigen Abschalten des Endtransistors unterbrochen, wenn die Last induktiv ist. In einer induktiven Last wird nämlich beim Abschalten eine gegene­ lektromotorische Kraft induziert, die eine Absenkung der Poten­ tialpegel am Endtransistor, mit dem die Last verbunden ist, un­ ter den Potentialpegel des negativen Pols der Versorgungsquelle erzeugt. Wenn daher der Emitter zum Abziehen von Ladungen mit diesem Pol verbunden ist, wird er in Sperrichtung vorgespannt und hört auf, Ladungen abzuziehen. Um eine mögliche Stromrückfüh­ rung zu verhindern, muß außerdem zwischen die beiden Transisto­ ren eine Diode geschaltet werden.

Um in einer Steuerschaltung für induktive Lasten eine größere Umschaltgeschwindigkeit zu erzielen, ist es daher günstig, die beiden zuvor erläuterten Systeme zu koppeln, indem zwei geson­ derte Transistoren zum Abziehen von Ladungen verwendet werden, bei denen der Emitter des einen mit dem negativen Pol der Ver­ sorgungsquelle und der Emitter des anderen mit dem Ausgangsan­ schluß verbunden sind, wie das beispielsweise in der DE-OS 33 09 212 der Anmelderin beschrieben und dargestellt ist.

Auf diese Weise ist das Abziehen von Ladungen aus dem gesättig­ ten Transistor beim Abschalten anfangs sehr wirkungsvoll und setzt sich bis zum vollständigen Abschalten fort.

Diese Lösung bringt jedoch größere schaltungstechnische Schwie­ rigkeit mit sich, denn sie erfordert Schaltungsmittel für die Vorspannung und die Steuerung sowie größere Integrationsflä­ chen, weshalb die Herstellungskosten größer werden.

Das Gesagte gilt auch für die Steuerschaltungen, bei denen der Leistungsendtransistor in der aktiven Zone seines Betriebsberei­ ches gehalten wird, jedoch von einem Transistor umschaltungsmä­ ßig gesteuert wird, der im leitenden Zustand im Sättigungbe­ reich arbeitet: Für eine schnellere Umschaltung muß daher mit der Basis des zuletzt genannten Transistors ein Transistor oder auch zwei Transistoren für das Abziehen der Ladungen in der zu­ erst genannten Art verbunden werden, um die Ladungsverarmung zu beschleunigen.

Das trifft beispielsweise zu auf Schaltungen zur Umschaltsteu­ erung, von denen die Erfindung ausgeht und die eine Darling­ ton-Endstufe haben, die aus einem Leistungsendtransistor, der in der aktiven Zone arbeitet, und seinem Steuertransistor, der im Sättigungsbereich arbeitet, besteht, wobei die beiden Tran­ sistoren mit ihren Kollektoren verbunden sind, in Kollektorschaltung.

Im allgemeinen werden NPN-Transistoren wegen ihrer Umschaltei­ genschaften verwendet.

Derartige Schaltungen zur Umschaltsteuerung werden für besonde­ re Anwendungsfälle eingesetzt, bei denen es darauf ankommt, die Ruhe-Versorgungsenergieaufnahme der Schaltung zu minimieren, wo­ bei die genannte Energieaufnahme den bedeutendsten Anteil des Gesamtbedarfs während der verschiedenen Betriebsphasen bildet.

Eine Darlington-Endstufe hat in der Tat eine geringe Ruheaufnah­ me, die kleiner ist als diejenige anderer Endstufen, da die Stromverstärkung der Darlington-Endstufe ziemlich hoch ist.

Wenn auch eine Darlington-Stufe für den Betrieb eine minimale Spannung erfordert, die gleich der Basis-Emitter-Spannung plus einer Kollektor-Emitter-Spannung bei Sättigung ist und die ei­ nen höheren Verlust an nutzbarer Spannung verursacht, so ist doch die­ ser Spannungsverlust bezüglich des Wertes der normalerweise ver­ wendeten Speisespannungen für die Versorgung der Schaltungen zur Umschaltsteuerung induktiver Lasten prozentual nicht bedeu­ tend.

Im übrigen hat eine Darlington-Endstufe, insbesondere dann, wenn sie aus NPN-Transistoren besteht, erhebliche Vorteile we­ gen ihrer Integration und kann im Vergleich zu einem einzigen Endtransistor gleicher Leistung, der bei Sättigung arbeitet, schneller in Umschaltung gesteuert werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine monolithisch in­ tegrierbare Schaltung mit einer Darlington-Endstufe zur Um­ schaltsteuerung induktiver Lasten zu schaffen, die eine erhöhte Umschaltgeschwindigkeit hat und im Vergleich zu bekannten Schal­ tungen wirtschaftlicher hergestellt werden kann.

Diese Aufgabe wird bei einer Schaltung der angegebenen Gattung erfindungsgemäß durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 ge­ löst.

Eine vorteilhafte Weiterbildung ergibt sich aus dem Unteran­ spruch.

Die Erfindung ist nachstehend an einem Ausführungsbeispiel er­ läutert, das in der Zeichnung dargestellt ist. Diese zeigt teil­ weise in Blockdarstellung das Schaltschema einer Schaltung zur Umschaltsteuerung induktiver Lasten gemäß der Erfindung.

Das in der Figur dargestellte Schaltschema einer Steuerschal­ tung gemäß der Erfindung zeigt eine Endstufe in Darlington-An­ ordnung mit zwei bipolaren NPN-Transistoren T1 und T2, von de­ nen der zweite Transistor T2 der Leistungsendtransistor und der erste Transistor T1 dessen Steuertransistor ist.

Der Emitter des Endtransistors T2, dessen Kollektor mit dem po­ sitiven Pol +V_CC einer Speisespannungsquelle verbunden ist, bil­ det den Ausgangsanschluß der Schaltung, an den die kommutations­ mäßig zu steuernde, induktive Last angeschlossen wird. Diese in­ duktive Last, die durch einen Widerstand R_L und eine damit in Reihe geschaltete Induktivität L dargestellt ist, ist zwischen diesen Ausgangsanschluß und den negativen Pol der Spannungsquel­ le geschaltet, welcher die Masse der Schaltung bilden kann.

Parallel zu R_L und L ist außerhalb der Schaltung eine Rücklauf­ diode D_E geschaltet, die bekanntlich erforderlich ist wegen der induktiven Last, der nach dem Abschalten des Endtransistors der für den Umschalt- bzw. Kommutations-Übergang erforderliche Strom zugeführt werden muß.

Die Basis des Transistors T2 ist mit dem Emitter des Tran­ sistors T1 verbunden, dessen Kollektor ebenfalls an den positi­ ven Pol +V_CC angeschlossen ist.

Die Basis des Transistors T1 ist über ein Steuerschaltung die in der Figur durch einen Block C dargestellt ist, mit einer Umschaltsignalquelle verbunden, die durch den Block SW darge­ stellt ist. Der Transistor T1 und damit auch der Transistor T2 werden in Abhängigkeit dieser Signale zur Umschaltung gesteu­ ert.

An die Basis des Transistors T1 ist der Kollektor eines dritten bipolaren NPN-Transistors T_S angeschlossen, dessen Basis eben­ falls mit der Steuerschaltung C verbunden ist, von der der Transistor T_S in Gegenphase zum Transistor T1 leitend gesteuert wird.

In der Figur ist an den Basen der Transistoren T1 und T_S eine Signalform gezeichnet, die das Umschaltsteuersignal repräsen­ tiert, das den Basen dieser Transistoren zugeführt wird.

Mit dem Emitter des Transistors T_S sind die Anoden einer ersten Diode D1 und einer zweiten Diode D2 verbunden, deren Kathoden mit dem negativen Pol -V_CC der Speisespannungsquelle bzw. mit dem Emitter des Leistungsendtransistors T2 verbunden sind.

Nachstehend wird die Funktion der dargestellten Schaltung erläu­ tert.

Während des leitenden Zustandes der Transistoren T1 und T2 der Darlington-Endstufe wird der Transistor T_S durch die Steuer­ schaltung C abgeschaltet gehalten.

Wenn aufgrund eines Umschaltsignales der Umschaltsignalquelle SW die Steuerschaltung C die Abschaltung des Transistors T1 und damit auch des Transistors T2 steuert, steuert sie gleich­ zeitig die Einschaltung des Transistors T_S, der sofort einen Strom zum Abziehen von Ladungen von der Basis des noch im Sättigungs­ zustand befindlichen Transistors T1 festlegt, wodurch der Ab­ schaltübergang beschleunigt wird.

Wie bereits erwähnt, ist es leichter, eine Darlington-Endstufe abzuschalten als einen einzigen Endtransistor mit gleicher Lei­ stung, weil in einer Darlington-Schaltung der Steuertransistor, der bei Sättigung arbeitet, verhältnismäßig kleine Abmessungen hat und damit die Anhäufung von Ladungen in diesem begrenzt ist.

Aus diesem Grund kann der Transistor T_S im Vergleich zu Ladungsabzieh­ transistoren, die für einen einzigen, bei Sättigung arbei­ tenden Leistungsendtransistor verwendet werden, kleinere Abmes­ sungen haben. Beim Abschalten wird zunächst der Strom, der von der Basis des Transistors T1 über den Transistor T_S fließt, über die Diode D1 zu Masse entladen. Wegen der an der indukti­ ven Last L induzierten, gegenelektromotorischen Kraft ergibt sich jedoch während der Umschaltung ein Absinken des Potential­ pegels des Emitters des Transistors T2 unter den Potentialpegel des negativen Pols der Speisespannungsquelle, so daß auch die Emitter- und Basis- Potentiale von T1 unter diesen Potentialpe­ gel absinken.

Jetzt gelangt die Diode D1 in Sperrvorspannung und kann nicht mehr leiten; gleichzeitig gelangt jedoch die Diode D2, in Durchlaßvorspannung, über die der Emitterstrom des Transistors T_S (über die Last L und R_L) zum negativen Pol -V_CC fließen kann, bis der Transistor T1 voll­ ständig abgeschaltet ist.

Die Tatsache, daß der Strom zum Abziehen der Ladungen zur Last fließt, ist keineswegs ein Nachteil, da er einen Anteil des Stromes bilden kann, der für die induktive Last während ihres normalen Abschaltüberganges erforderlich ist, wodurch eine vor­ teilhafte Reduzierung der Abmessungen der Rücklaufdiode D_E mög­ lich ist.

Aus Vorstehendem ergibt sich, daß eine Schaltung zur Umschalt­ steuerung gemäß der Erfindung mit einer Darlington-Endstufe ne­ ben einer erhöhten Umschaltgeschwindigkeit auch eine beträchtli­ che Schaltungsvereinfachung sowie eine wirksame Verringerung der gesamten Integrationsfläche im Vergleich mit bekannten Schaltungen gestattet. Außerdem kann die Steuerschaltung aus­ schließlich mit NPN-Transistoren verwirklicht werden, die so­ wohl aus technologischer Sicht als auch aufgrund der Eigenschaf­ ten der Umschaltgeschwindigkeit vorteilhaft sind.

Ein zusätzlicher, jedoch nicht weniger wichtiger Vorteil der in der Figur angedeuteten Schaltungsanordnung besteht darin, daß der Transistor T_S auch von einer geringeren Spannung als derje­ nigen der Endstufe versorgt werden kann, woraus sich eine Er­ sparnis an Versorgungsenergie ergibt.

Über das beschriebene und dargestellte Ausführungsbeispiel der Erfindung hinaus sind zahlreiche Varianten möglich, ohne den Er­ findungsgedanken zu verlassen.

So kann beispielsweise die beschriebene Steuerschaltung in ei­ ner größeren Steuerschaltung enthalten sein, beispielswei­ se einer Steuerschaltung für induktive Lasten, die mit einer Gegentakt-Endstufe arbeitet.

Auch kann man zum günstigen Zeitpunkt ein Abschalten der Dar­ lington-Endstufe mit den in der bereits erwähnten Patentanmel­ dung der Anmelderin erläuterten Mitteln und Maßnahmen durchfüh­ ren, bei der die Schaltungsmittel zum Abziehen von Ladungen nur für eine bestimmte Zeit vom Beginn des Abschaltens der Endstufe an aktiviert werden, um Verzögerungen bei einer nachfolgenden Neueinschaltung zu vermeiden.

Claims (2)

1. Monolithisch integrierbare Schaltung zur Um­ schaltsteuerung induktiver Lasten (L), umfas­ send:

• (a) eine Darlington-Endstufe mit einem ersten Transistor (T1) und einem zweiten Tran­ sistor (T2), sowie mit einem dritten Transistor (T_S), von denen jeder einen ersten Anschluß, einen zweiten Anschluß und einen Steueranschluß aufweist und die allesamt vom selben Leitfähigkeitstyp sind,
• (b) wobei der erste Anschluß des ersten Tran­ sistors (T1) mit dem Steueranschluß des zweiten Transistors (T2) verbunden ist,
• (c) wobei der Steueranschluß des ersten Tran­ sistors (T1) mit einer Steuerschaltung (C) verbunden ist, die an eine Umschalt­ signalquelle (SW) angeschlossen ist, in Abhängigkeit von deren Signal die Steuer­ schaltung (C) den ersten Transistor (T1) und den zweiten Transistor (T2) umschal­ tend steuert,
• (d) wobei der Steueranschluß des dritten Transistors (T_S) mit der Steuerschaltung (C) verbunden ist, die diesen Transistor in Gegenphase zum ersten Transistor (T1) leitend steuert,
• (e) wobei der zweite Anschluß des ersten Transistors (T1) und der zweite Anschluß des zweiten Transistors (T2) mit dem ersten Pol (+V_CC) einer Speisespannungs­ quelle verbunden ist, und
• (f) wobei der erste Anschluß des dritten Transistors (T_S) über eine erste Diode (D1) mit dem zweiten Pol (-V_CC) der Speisespannungsquelle und über eine zweite Diode (D2) mit dem ersten An­ schluß des zweiten Transistors (T2) ver­ bunden ist und der zweite Anschluß des dritten Transistors (T_S) an den Steueran­ schluß des ersten Transistors (T1) ange­ schlossen ist, und
• (g) wobei eine induktive Last (L, R_L) zwischen den zweiten Pol (-V_CC) der Speisespan­ nungsquelle und den ersten Anschluß des zweiten Transistors (T2) geschaltet ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der erste Transistor (T1), der zweite Transistor (T2) und der dritte Tran­ sistor (T_S) bipolare Transistoren sind, von denen der erste Anschluß der Emitter, der Steueranschluß die Basis und der zweite An­ schluß der Kollektor ist.