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Schaltungsanordnung zur Trägerrückgewinnung
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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Trägerrückgewinnung
bei trägerfrequenter Video- oder Datenübertragungssystemen mit Restseitenbandmodulation,
bei der mit einem Trägerfrequenzsignal ein in Phase und Amplitude definierter Trägerrest
übertragen wird und trägernahe Frequenzen stark bedämpft sind, und mit einem Mischer,
dem außer dem Trägerfrequenzsignal ein Trägersignal zugeführt ist.
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In der deutschen Patentschrift 22 21 892 ist eine Schaltungsanordnung
zur Trägerrückgewinnung bei trägerfrequenten Video- und Datenübertragungssystemen
beschrieben.
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Voraussetzung zur Rückgewinnung eines phasenstarren Trägersignals
ist die Bedämpfung der trägernahen Frequenzen vor der Übertragung. Diese Bedämpfung
wird nach der empfangsseitigen Demodulation wieder rückgängig gemacht. Um empfangsseitig
ein einwandfreies Trägersignal rückgewinnen zu können, ist das schmalbandige Herausfiltern
der Trägerfrequenz notwendig.
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Das Trägerfrequenzsignal umfaßt beispielsweise das Frequenzband zwischen
10 und 17 MHz. Die Trägerfrequenz liegt bei 11 MHz. Ein geeignetes schmalbandiges
Bandfilter zum Herausfiltern der Trägerfrequenz ist kaum oder nur mit erheblichem
Aufwand zu realisieren.
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In der angegebenen Patentschrift wird daher das Trägerfrequenzsignal
zunächst in zwei niederfrequentere Signale herabgemischt, dann gefiltert und anschließend
wieder in die ursprüngliche Frequenzlage zurückgemischt.
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Nach Addition und Filterung der so gewonnenen Modulationssignale ergibt
sich hieraus die Trägerfrequenz.
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Diese wird benötigt, um in einem Mischer das Trägerfrequenzsignal
wieder in die ursprüngliche Basislage umzusetzen.
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Die in der angegebenen Patentschrift beschriebene Schaltungsanordnung
benötigt einen erheblichen Schaltungsaufwand. Wegen Verkopplungen im Schaltungsaufbau
bereitet die technische Realisierung außerdem erhebliche Schwierigkeiten.
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Es ist die Aufgabe dieser Erfindung, eine einfach zu realisierende
Schaltungsanordnung zur Trägerrücgewinnung anzugeben.
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Ausgehend vom einleitend beschriebenen Stand der Technik wird diese
Aufgabe dadurch gelöst, daß das Trägerfrequenzsignal einem Modulator zugeführt ist,
dessen Ausgang über ein Filter mit dem Steuereingang eines steuerbaren Träger-Oszillators
verbunden ist, dessen Ausgang mit einem Trägersignaleingang des Mischers und mit
dem Eingang eines Phasenschiebers verbunden ist, der an seinem Ausgang ein gegenüber
dem Träger des Trägerfrequenzbandes um 90 Grad phasenverschobenes Trägersignal abgibt,
das einem zweiten Eingang des Modulators zugeführt ist.
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Bei dieser Lösung wird das zur Demodulation des Trägerfrequenzsignals
benötigte Trägersignal in einem Träger-Oszillator erzeugt. Eine Regelschaltung sorgt
dafür, daß das Trägersignal dem Mischer mit der richtigen Frequenz und Phasenlage
zugeführt wird. An die Stelle einer aufwendigen Trägerrückgewinnung ist ein weniger
aufwendiger Regelkreis getreten. Dieser Regelkreis muß selbstverständlich weitgehend
temperaturunabhängig und alterungsbeständig sein. Auch bei schwankender Amplitudes
des Trägerfrequenzsignals oder sogar bei kurzzeitigem Ausfall dieses Signals soll
sich die Oszillatorfrequenz nicht oder nur minimal ändern.
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Es ist zweckmäßig, daß ein aktiver Modulator mit einem zwei Transistoren
enthaltenden Differenzverstärker vorgesehen ist, deren Kollektorwiderständen Siebkondensatoren
parallel geschaltet sind.
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Sind der im Trägerfrequenzsignal vorhandene Träger und das dem Modulator
ebenfalls zugeführte Trägersignal um exakt 90 Grad versetzt, so ergeben diese Frequenzen
am Ausgang des Modulators keinen Gleichspannungsanteil.
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Sind diese Frequenzen dagegen nicht exakt um 90 Grad versetzt, so
ergibt sich eine oft als Richtspannung bezeichnete Gleichspannung. Da alle anderen
Mischprodukte zur Steuerung des Träger-Oszillators unerwünscht sind, müssen sie
weggefiltert werden. Diese Siebung beginnt bereits im Modulator selbst durch die
parallel zu den Kollektorwiderständen liegenden Siebkondensatoren.
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Selbstverständlich können auch andere Modulatoren, beispielsweise
passive Modulatoren, verwendet werden.
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Es ist vorteilhaft, daß als Filter ein mit einem Operationsverstärker
realisierter Integrator vorgesehen ist, dessen Integrationskondensator eine Serienschaltung
eines Widerstandes une eines dritten Kondensators, die eine große Zeitkonstante
aufweist, parallelgeschaltet sind.
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Durch den.Integrator wird vermieden, daß der Regelkreis einen Proportionalanteil
aufweist. Bei Ausfall des Trägerfrequenzsignals würde sich aber trotzdem - auch
bei noch so optimaler Dimensionierung der Regelschleife die Ausgangsspannung des
Integrators und damit die Frequenz des Träger-Oszillators ändern. Dieser Änderung
wirkt die Serienschaltung des Widerstandes mit dem dritten Kondensator entgegen.
Diese Anordnung hat eine extrem hohe Zeitkonstante und bewirkt, daß sich die Frequenz
des Träger-Oszillators bei kurzzeitiger Unterbrechung des Trägerfrequenzsignals
nur sehr wenig ändert.
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Es ist zweckmäßig, daß ein mit einem zweiten Differenzverstärker aufgebauter
Phasenschieber vorgesehen ist, dessen einem Verstärkereingang das Eingangssignal
über einen ohmschen Spannungsteiler zugeführt wird und dessen anderem Verstärkereingang
das Eingangssignal über einen aus einem ohmschen Widerstand und einem einstellbaren
Kondensator bestehenden Spannungsteiler zugeführt wird.
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Mit Hilfe des Phasenschiebers wird der Regelkreis so eingestellt,
daß dem Mischer das Trägersignal phasengerecht zugeführt wird. Die Einstellung kann
mit Hilfe eines Trimm-Kondensators oder durch Einlöten entsprechender Fest-Kondensatoren
in der Schaltung des Phasenschiebers erfolgen. Ebenso ist eine Einstellung durch
Trimmpotentiometer möglich. Hierbei muß jedoch die Temperaturstabilität der Schaltungsanordnung
besonders beachtet werden. Der Regelkreis sorgt dafür, daß das Trägersignal gegenüber
dem Trägeranteil des Trägerfrequenzsignals um 90 Grad phasenverschoben ist.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand eines Blockschaltbildes
und mehrerer Schaltungen näher zu~ erläutert.
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Es zeigen Fig. 1 das Prinzipschaltbild der Schaltungsanordnung, Fig.
2 einen Modulator, Fig. 3 einen Integrator, Fig. 4 einen Phasenschieber, Fig. 5
einen Trägeroszillator und Fig. 6 einen dem Integrator nachgeschalteten Spannungsbegrenzer.
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Der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung wird über einen Eingang
E ein Trägerfrequenzsignal TF zugeführt.
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Der Eingang E ist mit dem Eingang eines Mischers i# verbunden, an
dessen Ausgang A das Trägerfrequenzsignal,
im allgemeinen ein Video-Signal
,in der Basislage abgegeben wird. Der Eingang E ist ebenfalls mit dem Eingang eines
Modulators M2 verbunden, der zu einer Phasenregelschleife gehört und außerdem die
Reihenschaltung eines Filters FI, eines Träger-Oszillators OS und eines Phasenschiebers
PS enthält, dessen Ausgang mit einem zweiten Eingang des Modulators M2 verbunden
ist. Ein vom Träger-Oszillator abgegebenes Trägersignal wird dem Mischer M1 über
seinen Trägersignaleingang zur Frequenzumsetzung zugeführt. Mit Hilfe von Prüfzeilen,
die im Trägerfrequenzsignal enthalten sind, wird der Phasenschieber PS so eingestellt,
daß am Ausgang des Mischers ein optimales Trägerfrequenzsignal bzw. Videosignal
abgegeben wird. Der Träger-Oszillator schwingt dann mit der richtigen Frequenz und
Phasenlage und die Phase zwischen dem Trägersignal TS und dem im Trägerfrequenzsignal
vorhandenen Träger beträgt dann an#den-Eingängen des Modulators M2 exakt 90 Grad.
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Der in Fig. 2 dargestellte aktive Modulator enthält einen aus zwei
Transistoren Tr1 und Tr2 bestehenden Differenzverstärker mit einer aus einem dritten
Transistor Tr3 bestehenden Stromquelle. Der Emitter des dritten Transistors Tr3
ist über seinen Emitterwiderstand RED an ein negatives Potential -U angeschaltet.
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Die Basis des dritten Transistors Tr3 ist über einen Koppelkondensator
Cl an einen Eingang E3 angeschlossen.
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Der Kollektor des dritten Transistors ist mit den zusammengeschalteten
Emittern der Transistoren Tr1 und Tr2 verbunden. Die Basis des ersten Transistors
ist mit El bezeichnet, der Kollektor mit Al. Der Kollektor ist über einen Kollektorwiderstand
RC1 an ein positives Potential +U angeschlossen. Parallel zu diesem Kollektorwiderstand
liegt ein erster Siebkondensator CC1. Entsprechend ist der Kollektor des zweiten-Transistors
Tr2 über einen zweiten Kollektorwiderstand RC2 und einen zweiten Siebkondensator
CC2 ebenfalls an das positive Potential +U angeschaltet. Die Basis und der Kollektor
des zweiten
Transistors sind mit E2 bzw. A2 bezeichnet. Unwichtige
Details der Schaltung, wie Spannungsteiler zur Festlegung der Arbeitspunkte, sind
in diesem Prinzipschaltbild weggelassen, um eine bessere Ubersichtlichkeit zu gewährleisten.
Die Kollektorwiderstände müssen exakt gleich sein, oder es muß eine Abgleichmöglichkeit
vorgesehen werden.
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An den Eingängen El und E2 des Differenzverstärkers liegen gegenpolige
Signale an, die vom Phasenschieber PS geliefert werden. Die Transistoren Trl, Tr2
des Differenzverstärkers sind daher wechselweise gesperrt oder völlig durchgeschaltet.
Das Trägerfrequenzsignal liegt am Eingang E3 an und steuert somit über den Transistor
Tr3 die Amplitude der an den Ausgängen Al und A2 abgegebenen Signale. Durch die
Siebkondensatoren CC1 und CC2 werden höherfrequente Modulationsprodukte bereits
weggefiltert.
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Als Filter ist ein Integrator (Fig. 3) vorgesehen, der mit einem Operationsverstärker
OP realisiert ist. Ein erster Eingang E4 ist über einen ersten Widerstand Rl mit
dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbunden. Der Ausgang A3 des
Operationsverstärkers ist über einen Integrationskondensator C2 auf den invertierenden
Eingang rückgekoppelt. Parallel zu diesem Kondensator liegt die Reihenschaltung
eines hochohmigen Widerstandes R3 und eines dritten Kondensators C3. Der nichtinvertierende
Eingang des Operationsverstärkers ist über einen zweiten Widerstand R2 mit einem
zweiten Eingang ES des Integrators verbunden. Die beiden Eingänge sind an die beiden
Ausgänge Al und A2 des Modulators M2 angeschlossen.
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Die am Ausgang A3 des Integrators anliegende Spannung steuert den
Träger-Oszillator OS. Fällt das Trägerfrequenzsignal aus, so wird sich die Ausgangsspannung
des Integrators ändern. Die Reihenschaltung des dritten
Widerstandes
R3 und des dritten Kondensators C3 sorgt dafür, daß eine Änderung nur extrem langsam
erfolgen kann. Als Dimensionierungsbeispiel weisen die Widerstände R1 und R2 jeweils
100 KQ auf, der Integrationskondensator C2 beträgt 200 pF und die Reihenschaltung
R3, C3 weist 1,8 MQ und 0,1 {t F auf.
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Der Phasenschieber PS ist ebenfalls mit Hilfe eines Differenzverstärkers
realisiert. Dieser enthält die Transistoren Tr4, Tr5, deren Emitter zusammengeschaltet
sind und über eine Konstantstromquelle K an das negative Potential -U angeschaltet
sind. Die Basisanschlüsse der Transistoren Tr4 und Tr5 bilden die Verstärkereingänge
und sind mit E6 bzw. 37 bezeichnet, die Kollektorwiderstände mit RC4 und RC5, die
Kollektoranschlüsse mit A4 und A5.
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Der Signaleingang des Phasenschiebers ist mit E8 bezeichnet. Dieser
Eingang ist über einen vierten Widerstand R4 mit dem Basisanschluß E6 des vierten
Transistors Tr4 verbunden. Ein einstellbarer vierter Kondensator C4 ist vom Basisanschluß
E6 nach Masse geschaltet. Der Signaleingang 38 ist außerdem über einen ohmschen
Spannungsteiler R5, R6 an den Basisanschluß E7 des fünften Transistors Tr5 angeschlossen.
Der Widerstand R6 ist durch einen sechsten Kondensator C6, der allein der Gleichstromentkopplung
dient, an Masse angeschaltet.
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Durch das am Signaleingang E8 anliegende sinusförmige Trägersignal
werden die Transistoren Tr4 und Tr5 durchgeschaltet oder gesperrt. Durch die unterschiedlich
aufgebauten Basisspannungsteiler ergibt sich zwischen den Basisanschlüssen E6 und
E7 stets eine konstante Spannung, die durch variieren der Größe des vierten Kondensators
C4 in weiten Bereichen (max. 0-180 Grad) in der Phasenlage geändert werden kann.
Die Transistoren Tr4 und Tr5 werden so stark durchgesteuert, daß an den Ausgängen
A4 und AS eine Rechteckspannung entsteht. Es ist nicht notwendig, die Grundwelle
herauszufiltern. Die
Kollektoranschlüsse A4 und AS können direkt
mit den Eingängen El und E2 des Modulators verbunden werden.
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Der Träger-Oszillator OS (Fig.5) bietet keine großen Besonderheiten.
Er besteht aus einem Transistor Tr6> der in Kollektorschaltung betrieben wird,
Der Kollektor ist direkt an das positive Potential +U angeschaltet, während der
Emitter über einen neunten Widerstand R9 an Masse geschaltet ist. Der Emitter bildet
gleichzeitig den Ausgang A6 der Schaltung. Der Schwingkreis besteht aus einem Quarz
Q mit einem in Reihe liegenden Ziehkondensator CQ und zwei weiteren Kondensatoren
C9 und C10, die zu der Anordnung von Quarz und Ziehkondensator parallel geschaltet
sind. Der Verbindungspunkt der Kondensatoren C9 und C10 ist mit dem Emitter des
Transistors Tr6 verbunden. Der andere Anschluß des Kondensators C9 ist mit der Basis
des Transistors verbunden, der zweite Anschluß des Kondensators C10 ist ebenfalls
an Masse geschaltet. Diese Schaltungsanordnung stellt somit einen Colpitts-Oszillator
dar. Die Frequenzänderung erfolgt durch eine Kapazitätsdiode DC, die über einen
Koppelkondensator C7 parallel zum Ziehkondensator CQ liegt.
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Die Kapazitätsänderung erfolgt über eine Gleichspannung, die -über
einen neunten Eingang E9 und einen ohmschen Spannungsteiler R7, R8 an die Kapazitätsdiode
DC angelegt wird. Durch Änderung der Diodenkapazität erfolgt eine Änderung der Oszillatorfrequenz.
Der Eingang E9 kann direkt an den Ausgang AD des Integrators angeschaltet werden.
Die Grundwelle des Quarzes wird durch den Serienschwingkreis LO, CO der parallel
zu C10 liegt, unterdrückt. Der Oszillator schwingt mit der dreifachen Grundwelle.
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In Fig. 6 ist ein Spannungsbegrenzer dargestellt, dessen Ausgang A7
an den Ausgang des Integrators angeschlossen wird. Der Spannungsbegrenzer enthält
zwei in Serie geschaltete komplementäre Transistoren Tr7 und Tr8. Der
Emitter
des pnp-Transistors Tr7 ist über einen Widerstand RIO an das positive Potential
+U angeschlossen, der Kollektor ist mit dem Kollektor des npn-Transistors Tr8 verbunden,
dessen Emitter über einen elften Widerstand R11 an das negative Potential -U angeschaltet
ist.
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Der Emitter des siebten Transistors Tr7 ist über die Reihenschaltung
zweier Widerstände R12 und R13 mit dem Ausgang A7 verbunden; ebenso ist der Emitter
des achten Transistors Tr8 über die Reihenschaltung von zwei Widerständen R14 und
R15 mit dem Ausgang A7 verbunden. Parallel zum Widerstand R13 liegt eine erste Diode
D1, deren Anode an A7 angeschlossen ist>und parallel zum Widerstand R15 eine
zweite Diodd D2, deren Kathode an A7 liegt. Die Basis des Transistors Tr7 ist mit
einer ersten Vergleichsspannung UB1, die Basis des achten Transistors Tr8 mit einer
zweiten Vergleichsspannung U132 verbunden. Der Anschlußpunkt A8 ist mit dem Ausgang
A2 des Integrators verbunden. Bewegt sich die Spannung am Ausgang des Integrators,
d.h. am Anschlußpunkt A7 innerhalb eines zugelassenen Bereichs, so sind die Transistoren
gesperrt und der Begrenzer hat, da die Widerstände R13 und R15 hochohmig sind, praktisch
keinen Einfluß. Erst wenn die Ausgangsspannung von ihrem Sollbereich abweicht, wird
einer der Transistoren Tr7 oder Tr8 leitend und begrenzt den Ausgangsspannungsbereich
des Integrators. Damit ist dafür gesorgt, daß die Frequenz des Träger-Oszillator
bei Ausfall des Trägerfrequenzsignals nicht allzuweit von ihrer Sollage abweicht.
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Es sind natürlich auch einfachere Begrenzerschaltungen einsetzbar.
Diese Begrenzerschaltung macht sich bei Normalbetrieb nicht bemerkbar, undes erfolgt
ein sanfter Begrenzereinsatz.
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6 Patentansprüche 6 Figuren
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