DE2932877C2

DE2932877C2 -

Info

Publication number: DE2932877C2
Application number: DE2932877A
Authority: DE
Inventors: Johannes Otto Eindhoven Nl Voorman
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1978-08-22
Filing date: 1979-08-14
Publication date: 1987-08-27
Also published as: FR2434516B1; US4264975A; GB2031671B; JPS5528700A; FR2434516A1; CA1143013A; GB2031671A; DE2932877A1; NL7808637A

Description

A. Hintergrund der Erfindung A(1). Gebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger für frequenzmodulierte Signale mit zwei Phasenquadraturempfangskanälen mit je einem Synchrondemodulator mit einem daran angeschlossenen Tiefpaßfilter und Differenziermitteln sowie Multipliziermitteln, in denen das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters jedes Kanals den Multipliziermitteln des anderen Kanals zugeführt wird und die Differenziermittel jedes Kanals das differenzierte Ausgangssignal des Tiefpaßfilters den Multipliziermitteln zuführen und Differenzerzeugermittel vorhanden sind zum Bilden der Differenz zwischen den Ausgangssignalen der Multipliziermittel der zwei Empfangskanäle.

Die Signalfilterung in einem derartigen Empfänger wird von den Tiefpaßfiltern durchgeführt und ist dadurch nicht von der Trägerfrequenz der empfangenen Signale abhängig. Die Arbeitsfrequenz des Empfängers wird durch die Frequenz des Bezugssignals bestimmt.

Derartige Empfänger können beispielsweise für Datenübertragung über Fernsprechleitungen durch FSK verwendet werden.

A(2). Beschreibung des Standes der Technik

Ein Empfänger der oben genannten Art ist aus der US-PS 35 68 067 bekannt. Jeder Kanal enthält einen Synchrondemodulator, dem ein Tiefpaßfilter und ein Differentiator nachgeschaltet ist. Das Ausgangssignal jedes der Tiefpaßfilter wird mit dem differenzierten Ausgangssignal des Filters des anderen Kanals multipliziert. Die Ausgangssignale der Multiplizierer werden voneinander subtrahiert. Das Ausgangssignal, das dann entsteht, ist dem Frequenzunterschied zwischen dem empfangenen Signal und dem Bezugssignal, das den synchronen Demodulator zugeführt wird, proportional.

Das Fehlen eines abgestimmten Eingangsfilters hat auch Nachteile. An erster Stelle macht dies die Verwendung eines Begrenzers in der Eingangsstufe des Empfängers unmöglich. Harmonische von niederfrequenteren Kanälen, die in die Nähe der Bezugsfrequenz gelangen, würden dann auch empfangen werden, was unerwünscht ist. Außerdem können starke Nachbarkanäle einen gewünschten schwächeren Kanal wegdrücken (der Begrenzer begünstigt den stärkeren Kanal). An zweiter Stelle machen Harmonische des Bezugssignals auch Empfang auf anderen Frequenzen möglich. Dieser Nachteil läßt sich dadurch verringern, daß für das Bezugssginal eine sehr reine (mit einem niedrigen Harmonischen-Inhalt) sinusförmige Schwingung verwendet wird.

Das Fehlen eines Begrenzers macht sich insbesondere bei Verbindungen mit einem sich stark ändernden oder mit einem unbekannten Signalpegel besonders spürbar. Die Zuverlässigkeit des Signalempfanges wird dann beeinträchtigt.

Aus der NL-OS 78 00 249 ist ein Empfänger der oben genannten Art bekannt, in dem die zwei Quadraturkanäle Steuerverstärker enthalten, deren Verstärkungen über einen Fehlersignalverstärker gesteuert werden, der durch die Summe der Quadrate der Ausgangssignale der Steuerverstärker gespeist wird. Hinter den Steuerverstärkern entstehen dann Signale mit einer geregelten Amplitude. Bei einer derartigen automatischen Amplituden- bzw- Lautstärkenregelung, AVR, wird der Amplitudenbereich verringert, aber es bleiben Amplitudenänderungen, während aus Stabilitätsgründen die Regelgeschwindigkeit beschränkt ist.

B. Zusammenfassung der Erfindung

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, die Zuverlässigkeit des Signalempfängers unter wechselnden Empfangsumständen zu erhöhen. Die Aufgabe dabei ist es, einen Empfänger zu schaffen, dessen Ausgangssignal eine reine Abbildung der Frequenzabweichung im Eingangssignal und nicht von Amplitudenänderungen über einen großen dynamischen Bereich abhängig ist, trotz des Fehlens eines Begrenzers.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß Teilermittel vorhanden sind zum Teilen der Amplitude der Signale, die von den Empfangskanälen zum Ausgang der Differenzerzeugungsmittel fließen durch einen Teilungsfaktor, der mindestens annähernd der Summe der Quadrate der Ausgangssignale der Tiefpaßfilter proportional ist.

Für sehr schwache Eingangssignale wird es vorteilhaft sein, den Teilungsfaktor durch eine Konstante ungleich Null zu ersetzen, so daß nicht gegebenenfalls durch Null oder durch eine sehr geringe Zahl geteilt werden muß.

C. Kurze Beschreibung der Figuren

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Empfängers.

Die übrigen Figuren zeigen Ausbildungsformen unterschiedlicher Schaltungstypen, die im Blockschaltbild nach Fig. 1 durch die Bezeichnungen A, B, C, D und E angegeben sind.

Fig. 2 zeigt einen Eingangskreis zum Aufteilen eines Signals in zwei Anteile.

Fig. 3 zeigt einen Stromrichtungskreis.

Fig. 4 zeigt einen Kreis zur Bestimmung der Quadratwurzel aus der Summe der Quadrate.

Fig. 5 zeigt einen Multiplizierer, der mit einem Teil des Kreises C nach Fig. 4 zusammenarbeitet.

Fig. 6 zeigt einen Differenzerzeuger, der mit einem Teil des Kreises C nach Fig. 4 zusammenarbeitet.

Fig. 7 zeigt den Schaltplan der Multiplizierer, die in den Kombinationen der Kreise C und D und C und E verwendet werden.

D. Beschreibung des Ausführungsbeispieles

Der Empfänger nach Fig. 1 enthält zwei Phasenquadraturempfangskanäle, die als P-Kanal und Q-Kanal bezeichnet werden und in der Figur mit den Bezugszeichen P und Q versehen sind.

Der Eingang 1 des Empfängers ist an die Synchrondemodulatoren 2 und 3 des P-Kanals und des Q-Kanals angeschlossen. Ein Bezugssignal, das von einem Bezugssignalgenerator 4 herrührt, wird dem Synchrondemodulator 2 unmittelbar und dem Synchrondemodulator 3 mit einer durch einen Phasenverschieber 5 erzeugten relativen Phasenverschiebung von 90° zugeführt.

Die Synchrondemodulatoren bzw. Mischstufen 2 und 3 enden bei den Tiefpaßfiltern 6 und 7. Diese Filter liefern an den Ausgängen 6-1 und 7-1 ein gefiltertes Eingangssignal und liefern an den Ausgängen 6-2 und 7-2 ein Signal, das dem zeitlichen Differentialquotienten (d/dt) des Ausgangssignals an den oben genannten Ausgängen entspricht. Das Signal an den Ausgängen 6-1 und 7-1 wird durch s und t bezeichnet und das Signal an den Ausgängen 6-2 und 7-2 durch und .

Die Ausgänge der Filter 6 und 7 sind an die Klasse-AB- Eingangssufen 8, 9, 10 und 11 angeschlossen, die die Typenbezeichnung A tragen und in Fig. 2 detailliert dargestellt sind. In einer derartigen Eingangsstufe wird ein Eingangssignal x in zwei Anteile x ₊ und x _- aufgeteilt, so daß

x = x ₊-x _- und

x ₊ · x _- = I²₀,

wobei I₀ ein Transistoreinstellstrom ist, der einen relativ geringen Wert aufweisen kann. Für große Signalwerte x²»I₀² ist x ₊ nahezu gleich dem positiven Teil des Eingangssignals und x _- nahezu gleich dem negativen Teil desselben.

Die Signalaufteilung erfolgt durch die Transistoren 31 und 32, die an den Emitterelektroden durch das Eingangssignal gesteuert werden. Der Operationsverstärker 33, dessen nicht invertierender Eingang an eine Bezugsspannung V₀ angeschlossen ist, hält den Eingang der Eingangsstufe auf der Bezugsspannung. Dadurch wird gewährleistet, daß es von den Eingangsstufen 8, 9, 10 und 11 auf die Filter 6 und 7 keine Rückwirkung gibt.

Die Transistoren 34 und 35, die vom Strom I₀ der Konstantstromquelle 36 durchströmt werden, bilden zwei Basis- Emitterübergänge in Reihenschaltung parallel zur Reihenschaltung aus den Basis-Emitterübergängen der Transistoren 31 und 32. Diese Konfiguration führt zu einem Ring aus vier Basis-Emitter-Übergängen, von denen zwei in der einen Richtung und zwei in der entgegengesetzten Richtung gepolt sind. Die Wirkungsweise derselben entspricht der des Ringes aus den vier Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren 81, 82, 83 und 84 nach Fig. 7, die auf bekannte Weise zu der nachfolgenden Beziehung führt:

J₁ · J₃ = J₂ · J₄,

wobei J die Ströme durch die (identischen) Transistoren mit derselben Temperatur darstellt. In Fig. 2 führt der Ring aus vier Basis-Emitter-Übergängen zu der Beziehung:

x ₊ · x _- = I²₀.

Die Filter 6 und 7 sind identische Filter und können beispielsweise als aktive RC-Filter ausgebildet sein. In der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform enthalten die Filter am Ausgang einen rückgepolten Operationsverstärker 6-3 und 7-3, der eine parallele RC-Schaltung 6-4 und 7-4 ansteuert. Die anderen Seiten des Widerstandes und des Kondensators werden durch die Eingangschaltung vom A-Typ auf einer Bezugsspannung gehalten, wie obenstehend beschrieben wurde. Der Strom durch den Kondensator wird dann dem Differentialquotienten des Stromes durch den Widerstand entsprechen unter der Voraussetzung, daß das RC-Produkt gleich eins ist.

Eine Schaltungsanordnung wie die in Fig. 2 dargestellt ist, liefert an den beiden Ausgängen Ausgangssignale, die entgegengesetzte Stromrichtungen aufweisen. Zum Verbinden derartiger Schaltungen mit anderen Schaltungen kann es notwendig sein, die Stromrichtung eines der Ausgänge umzukehren. Im Schaltplan nach Fig. 1 sind dazu Schaltungsanordnungen mit der Typenbezeichnung B angegeben, die in Fig. 3 detailliert dargestellt sind. Der als Diode geschaltete Transistor 37, der mit dem Transistor 38 in Reihe liegt, ist als Bezugsspannungsquelle für den Transistor 39 wirksam. Letzterer ist mit dem als Diode geschalteten Transistor 40 in Reihe geschaltet, der dafür sorgt, daß die Kollektorpotentiale der Transistoren 37 und 39 gleich sind (early effect). In dieser Schaltungsanordnung wird die Stromrichtung von der Eingangsklemme zur Ausgangsklemme umgekehrt.

Die Ausgangssignale der Eingangsschaltungen 8, 9, 10 und 11 werden gegebenenfalls nach Umkehrung der Stromrichtung in den Stromumkehrkreisen 12, 13, 14 und 15 den Multiplizierern 16 und 17 zugeführt, die die Typenbezeichnung D tragen und in Fig. 5 detailliert dargestellt sind.

Die Ausgangssignale s _-, s ₊, t _- und t ₊ auf ihrem Weg zu den Multiplizierern 16 und 17 gehen durch den Kreis 18 mit der Typenbezeichnung C, der in Fig. 4 detailliert dargestellt ist.

Der Kreis C enthält für jedes der Eingangssignale einen Transistor 41, 42, 43, 44 und ein Paar in Reihe geschalteter Dioden 45, 46; 47, 48; 49, 50; 51, 52. Die Transistoren haben eine gemeinsame Emitterleitung mit einer darin aufgenommenen Diode 53. Wenn alle Emitteroberflächen gleich sind, wird der Strom durch die Diode 53 einen Wert a aufweisen, der der Beziehung:

und für große Signalwerte der Amplitude des Ausgangssignals der Tiefpaßfilter 6 und 7 entspricht.

Die wirkliche Amplitude a′ wird wie folgt ausgedrückt:

Diese Funktion ist dadurch verwirklicht worden, daß die Summe der Kollektorströme der Transistoren 41, 42, 43, 44 (mittels des Stromumkehrkreises 54) und der Strom I₀ der Schaltungsanordnung mit den Dioden 55, 56 und 57 und den Transistoren 58 und 59 zugeführt wird. Der Kollektorstrom des Transistors 59 weist den Wert a′/2 auf. Die Wirkungsweise liegt der Multiplizierwirkung im Ring aus den Dioden 55, 56 und 57 und dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 59 und der Verteilung in gleiche Teile des Stromes I₀ über die Dioden 55 und 56 und des Stromes des Kreises 54 über die Diode 55 und den Transistor 58 zugrunde. Das Signal a′/2, das am Ausgang 18-1 des Kreises 18 auftritt, kann als Überwachungs(Monitor)signal benutzt werden.

Das Signal a wird den Multiplizierern 16 und 17 zugeführt.

Der Multiplizierer 16 bildet die Glieder des Produktes:

· t = ( ₊- _-) · (t ₊-t _-)

und teilt zusammen mit dem Kreis C jedes der Glieder durch den Amplitudenfaktor a.

Der Multiplizierer 17 bildet die Glieder des Produktes:

s · = (s ₊-s _-) ( ₊- _-)

und teilt zusammen mit dem Kreis C die Glieder durch den Amplitudenfaktor a.

Die in Fig. 5 dargestellte Schaltungsanordnung vom Typ D stellt den Multiplizierer 16 dar, wobei x durch und y durch t ersetzt ist bzw. den Multiplizierer 17, wobei x durch und y durch s ersetzt ist.

Der Kreis D enthält für jedes der Eingangssignale y ₊ und y _- ein Transistorpaar 60, 61 und 62, 63, die an ihrer Basis gesteuert werden. Weiterhin sind für die Eingangssignale x ₊ bzw. x _- die Transistoren 64 bzw. 65 vorgesehen, die mittels der Diode 66 und des Transistors 67 bzw. mittels der Diode 68 und des Transistors 69 gesteuert werden und die Kollektorströme x ₊ und x _- führen. Die Basiselektroden der Transistoren 64 und 65 schließen sich an die Diode 53 des Kreises C (Fig. 4) an, führen also das Signal a. Durch den Signalweg vom Emitter eines der Transistoren 60, 61, 62 und 63 über dessen Basis zum Eingang und von dort zum entsprechenden Ausgang des Kreises C (Fig. 4) und dann über eine der Dioden 46, 48, 50 und 52 und daraufhin über die Diode 53 und schließlich über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 65 zurück zum Anfangspunkt wird ein Ring aus vier Dioden und Basis- Emitter-Übergängen durchlaufen. Die Wirkungsweise dieses Ringes entspricht der des Ringes der Basis-Emitter-Übergänge nach Fig. 7. Insgesamt gibt es vier derartige Ringe entsprechend den vier Ausgängen des Kreises D, und in jedem Ring führt der betreffende Transistor 60, 61, 62 oder 63 einen Strom, dessen Wert in der Figur beim betreffenden Ausgang angegeben ist.

Eine Leitung 19 fügt die Ausgangssignale der Multiplizierer 16 und 17 zusammen, die im Ausdruck

mit einem positiven Vorzeichen auftreten und die Leitung 20 fügt die übrigen Ausgangssignale zusammen.

Mittels der Umkehrkreise 21 und 22 werden die Signale der Leitungen 19 und 20 dem positiven Eingang bzw. negativen Eingang des Differenzerzeugers 23 zugeführt; der die Typenbezeichnung E trägt und in Fig. 6 detailliert dargestellt ist.

Dem Differenzerzeuger 23 werden zugleich das Signal a und ein Signal I₁ des Kreises 18 zugeführt. Zusammen mit dem Kreis 18 bildet der Differenzerzeuger 23 aus den zugeführten Singnalen ein Ausgangssignal am Ausgang 24 entsprechend dem Ausdruck:

wobei ϕ=ϕ (t) die Phase des Eingangssignals des Empfängers darstellt und ω₀ die Frequenz des Bezugssignals des Oszillators 4. Der Faktor I₁ ist ein von Null abweichender Normungsfaktor. Wenn das Eingangssignal ein frequenzmodulierter Träger ist, dessen Phase entsprechend dem nachfolgenden Ausdruck variiert:

ϕ (t) = ω₀t + ψ (t),

wird am Ausgang 24 ein Signal erhalten entsprechend dem nachfolgenden Ausdruck:

Das Ausgangssignal des Empfängers ist von der Amplitude des Eingangssignals über einen großen dynamischen Bereich (größer als 50 dB) unabhängig; dieser Bereich kann dadurch verwirklicht werden, daß alle Schaltungsanordnungen in der Klasse AB ausgebildet werden.

In Fig. 6 ist x das Signal der Leitung 20 und y das Signal der Leitung 19. Der Kreis E enthält für jedes der Signale x und y einen Transistor 70 und 71, die mittels der Transistoren 72, 73 und 74, 75 so gesteuert werden, daß sie Kollektorströme mit den Werten x und y führen. Für das Eingangssignal L₁ ist ein Paar von Transistoren 76, 77 vorhanden, die über einen Umkehrkreis 78 miteinander gekoppelt sind.

Das Signal I₁ rührt vom Kreis C (Fig. 4) her. Dieser Kreis enthält eine Konstantstromquelle 79, die den Strom I₁ liefert und einen Transistor 80, der gesteuert durch den Transistor 81 - den Strom I₁ führt.

Von der Basis des Transistors 76 im Kreis E (Fig. 6) führt ein Stromkreis zum Eingang des Signals I₁ und von dort zum gleichnamigen Ausgang des Kreises C (Fig. 4) und dann über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 80 und daraufhin über die Diode 53 zum Ausgang für das Signal a und zurück zum gleichnamigen Eingang des Kreises E und dann über die Basis-Emitter-Übergang des Transistors 71 und weiter über den Emitter-Basis-Übergang des Transistors 76 zurück zum Anfangspunkt. In diesem Stromkreis wird ein Ring aus vier Dioden und Basis-Emitter-Übergängen durchlaufen. Die Wirkungsweise entspricht der des Ringes aus vier Basis- Emitter-Übergängen nach Fig. 7. Im vorliegenden Fall führt der Transistor 76 einen Strom, dessen Wert durch den nachfolgenden Ausdruck gegeben wird:

Auf entsprechende Weise führt ein Stromkreis über die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 77 und 70 (Fig. 6) und den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 80 und die Diode 53 (Fig. 4). Dies führt zu einem Strom durch den Transistor 77 entsprechend dem folgenden Ausdruck:

Der Ausgang des Kreises E führt den Unterschied des Stromes durch die Transistoren 76 und 77 entsprechend dem nachfolgenden Ausdruck:

der nach Substituenten der Signalwerte an den Leitungen 19 und 20 für y und x zu dem oben genannten Ausdruck führt für das Signal am Ausgang 24 des Empfängers.

Claims

1. Empfänger für frequenzmodulierte Signale mit zwei Phasenquadraturempfangskanälen (P, Q ) mit je einem Synchrondemodulator (2, 3) mit einem daran angeschlossenen Tiefpaßfilter (6, 7) und Differenziermitteln (6-4, 7-4) sowie Multipliziermitteln (16, 17), in denen das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters jedes Kanals den Multipliziermitteln des anderen Kanals zugeführt wird und die Differenziermittel jedes Kanals das differenzierte Ausgangssignal des Tiefpaßfilters den Multipliziermitteln zuführen und Differenzerzeugermittel (23) vorhanden sind zum Bilden der Differenz zwischen den Ausgangssignalen der Multipliziermittel (16, 17) der zwei Empfangskanäle, dadurch gekennzeichnet, daß Teilermittel vorhanden sind zum Teilen der Amplitude der Signale (s, t, , ), die von den Empfangskanälen (P, Q ) zum Ausgang der Differenzerzeugungsmittel (23) fließen durch einen Teilungsfaktor (a²), der mindestens annähernd der Summe der Quadrate der Ausgangssignale der Tiefpaßfilter (6, 7) proportional ist.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilermittel über zwei Stufen (16, 23; 17, 23) aufgeteilt sind, wobei in jeder Stufe das Signal des Empfangskanals (P, Q ) durch die Quadratwurzel (a) aus dem Teilungsfaktor (a²) geteilt wird.

3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jede Stufe des Teilers Mittel enthält zum Erzeugen eines Stromes, dessen Wert dem Quotienten aus dem Produkt der Werte zweier anderer Ströme (y, J₁ bzw. x, J₁) mit dem Wert eines vierten Stromes (a) entspricht, wobei der Wert (a) des vierten Stromes in jeder Stufe der Quadratwurzel aus dem Teilungsfaktor (a²) entsprechend gewählt ist.