DE3308973A1

DE3308973A1 - Fluessigstandsmesssystem

Info

Publication number: DE3308973A1
Application number: DE19833308973
Authority: DE
Inventors: Peter Winchester Hamphsire Clinton
Original assignee: Smiths Group PLC
Current assignee: Smiths Group PLC
Priority date: 1982-03-29
Filing date: 1983-03-14
Publication date: 1983-09-29
Also published as: SE8301685D0; US4525792A; SE457829B; SE8301685L; IT1161026B; FR2524141A1; DE3308973C2; FR2524141B1; IT8320255A0

Description

Flüssigstandsmeßsystem

Die Erfindung betrifft ein Flüssigstandsmeßsystem mit einem in die Flüssigkeit eintauchenden kapazitiven Sensor, einer Stromquelle, die an den Sensor ein Wechselstromsignal anlegt, der Sensor in Abhängigkeit der Eintauchtiefe des Sensors in die Flüssigkeit ein Ausgangssignal erzeugt, das einer Meßeinheit zugeführt wird, wobei der Sensor einen Kondensator und mindestens ein Gleichrichterbauteil umfaßt, das mit dem Kondensator verbunden ist.

Bei kapazitiven Flüssigstandsmeßsystemen wird die Füllstandshöhe bestimmt durch Veränderungen der Kapazität eines in die Flüssigkeit eintauchenden Kondensators. Der Kondensator weist zwei Platten auf, welche durch einen Luftspalt voneinander getrennt sind, wobei die Kapazität davon abhängig ist, welcher Anteil der Kondensatorplatten

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in die Flüssigkeit eintaucht. Dem Kondensator wird an einer Platte ein Wechselstromsignal zugeführt und ein Ausgangssignal von der anderen Platte abgegriffen, das nach Gleichrichtung einer Meßeinheit zugeführt wird.

Die Dioden, welche zur Gleichrichtung des Ausgangssignals des Kondensators verwendet werden, sind in die Flüssigkeit eingetaucht und damit Temperaturänderungen der Flüssigkeit unterworfen, üblicherweise weisen derartige Dioden einen Temperaturkoeffizienten von -2mV/°C auf. Da der Spannungsabfall über die Dioden das der Meßeinheit zugeführte Signal beeinflussen, ist es üblicherweise notwendig, diesen Temperaturdrift zu kompensieren. Eine Temperaturkompensation kann erreicht werden durch Verwendung eines Temperatursensors, der nahe den Dioden angeordnet ist und durch Kenntnis des Temperaturkoeffizienten der Dioden.

Diese Art der Kompensation hat den Nachteil, daß zusätzliche Bauteile notwendig sind, welche die Komplexität der Schaltung erhöhen und deren Zuverlässigkeit vermindern.

Es besteht die Aufgabe, das Flüssigstandsmeßsystem der eingangs genannten Art so zu verbessern, daß zur Beseitigung des Temperaturdrifts zusätzliche Bauteile nicht erforderlich sind und die Zuverlässigkeit des Systems erhöht wird.

Gelöst wird diese Aufgabe mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruches 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen entnehmbar.

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Ein AusfUhrungsbeispiel wird nachfolgend anhand der Zeichnungen näher erläutert, welche ein Flüssigstandsmeßsystem für ein Flugzeug wiedergeben. Es zeigen:

Fig. 1 den schaltungstechnischen Aufbau des Systems und

Fig. 2 eine Darstellung der Arbeitsweise eines Teils dieses Systems.

Das Flüssigstandsmeßsystem der Figur 1 zum Messen der Füllstandshöhe eines Kraftstofftanks umfaßt einen kapazitiven Sensor 1, eine Stromquelle 2, die ein Wechselstromsignal dem Sensor 1 zuführt und eine Meßeinheit 3, die ein Gleichstromausgangssignal der Anzeigevorrichtung 4 zuführt in Übereinstimmung mit Änderungen am Ausgang des Sensors 1.

Der Sensor 1 ist in einem Kraftstofftank 5 des Flugzeugs angeordnet und umfaßt einen Kondensator 6, der im Tank so angeordnet ist, daß er in den Kraftstoff 10 des Tanks eintaucht. Der Kondensator 6 ist bekannten Aufbaus und besteht aus zwei parallelen Platten oder zwei zueinander konzentrischen Rohren, die durch einen Luftspalt voneinander getrennt sind, der von Kraftstoff ausgefüllt wird in Abhängigkeit der Füllstandshöhe im Tank 5. In Abhängigkeit der Füllstandshöhe verändert sich der Kapazitätswert des Kondensators und diese Änderungen der Kapazität dienen zum Messen der Füllstandshöhe.

Der Sensor 1 umfaßt zwei zueinander identische Dioden 7 und 8. Die Diode 7 ist mit ihrer Anode mit einer Platte des Kondensators 6 verbunden, während die Kathode an Masse

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liegt. Die andere Diode 8 ist mit ihrer Kathode mit der gleichen Kondensatorplatte verbunden und liegt mit ihrer Anode an der Leitung 11 an, die zur Meßeinheit 3 führt. Die andere Platte des Kondensators 6 ist über die Leitung 9 mit der Stromquelle 2 verbunden.

Die Stromquelle 2 umfaßt eine Spannungsquelle 20 und einen Konverter 21. Die Spannungsquelle 20 ist beispielsweise entsprechend der GB OS 20 34 051 aufgebaut und erzeugt eine Ausgangsspannung konstanter Frequenz. Die Spannungsquelle 20 umfaßt einen Sinusoszillator 22, dessen Ausgangsspannung eine Spitzenamplitude von V_p aufweist, die bestimmt wird durch die Größe der über die Eingangsleitung 23 zugeführten Gleichstromspeisespannung Vj. Der Ausgang des Oszillators 22 ist verbunden mit dem Eingang eines Diodenschaltkreises 24, welcher eine Gleichstromausgangsspannung Von erzeugt, welche proportional ist dem Produkt der Spitzenspannung V_p und der Frequenz f des Oszillators 22. Der Diodenschaltkreis 24 umfaßt einen Referenzkondensator 25 und zwei Dioden 26 und 27, die identisch sind mit den Dioden 7 und 8 des Sensors 1. Die erste Diode 26 ist mit ihrer Anode verbunden mit einer Seite des Kondensators 25 und liegt mit ihrer Kathode an Masse. Die zweite Diode 27 ist mit ihrer Kathode mit der gleichen Seite des Kondensators 25 verbunden und liegt mit der Anode am negativen Eingang eines Strom-Spannungskonverters 28, Der Strom-Spannungskonverter 28 weist einen Rückkopplungswiderstand 29 und parallel dazu einen Kondensator 30 auf, die zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang geschaltet sind. Der positive Eingang des Konverters liegt an Masse. Die Ausgangsspannung Vrjp des Diodenschaltkreises 24 wird bestimmt

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durch die Gleichung

(I) V_Dp = 2(V_p-V_D)fC_RR_R

wobei C_R die Kapazität des Bezugskondensators 25, R_R den Widerstand des Rückkopplungswiderstands 29 darstellt.

Die Ausgangsspannung Vg_p wird über die Leitung 31 einem Eingang eines Spannungskomparators 32 zugeführt, an dessen anderem Eingang eine Bezugsspannung V_R anliegt. Der Spannungskomparator 32 führt dem Oszillator die Eingangsspannung Vj zu und arbeitet so, daß seine beiden Eingangswerte, d.h. Vrjp und V_R konstant gehalten werden. Sinkt der Wert von V_Qp unter den Wert V_R ab, dann wird der Ausgang Vj entsprechend angehoben, wodurch die Spannung V_p am Ausgang des Oszillators 22 anwächst, was zu einem Anwachsen des Werts von Vp_p führt, bis dieser Wert gleich V_R ist. Da Vqp proportional f und dem Wert von (V_p-V_D) ist, führen irgendwelche Änderungen der Werte von V_p oder f zu einer entsprechenden Änderung des Werts von V_Dp. Änderungen der Werte V_p oder f ergeben sich beispielsweise infolge eines Temperaturdrifts des Oszillators 22. Änderungen des Werts von V_Dp werden kompensiert durch Einstellen des Werts von V_p. Das Produkt aus Spannung und Frequenz (V_p-V_D)f wird deshalb konstant gehalten. Die Spannungsquelle 20 kann auch dazu unterschiedlich gebaut sein.

Die Spannung V_p wird dem Konverter 21 zugeführt, der einen Transformator 210 umfaßt. Die Spannung V_p liegt an der Primärwicklung dieses Transformators 210 an und erzeugt über den Sekundärwicklungen eine Spannung V<-, die an der Leitung

• · W · · V · I

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9 anliegt. Der Konverter 21 umfaßt weiterhin einen Schalter 211, über den die Leitung 9 mit einem Abgriff der Sekundärwicklung verbindbar ist. Bei Verbindung der Leitung 9 mit dem Mittenabgriff wird die an der Leitung 9 anliegende Spannung um den Faktor X vermindert. Der Schalter 211 wird gesteuert durch Signale der Meßeinheit 3, welche über die Leitung 310 zugeführt werden.

Die Meßeinheit 3 umfaßt einen Prozessor 300, dessen Arbeitsweise schematisch in Fig. 2 dargestellt ist. Wenn der Schalter 211 in seiner Normallage ist, dann liegt die Leitung 9 an der vollen Sekundärwicklung an. Die Spannung beträgt dann V_s, welche am kapazitiven Sensor 1 anliegt und dort in der Leitung 11 einen Ausgangsstrom I, erzeugt, der dem Prozessor 300 zugeführt wird.

Dieser Strom I, richtet sich nach der Gleichung

(II) I₁ = fC2(V_s-V_D)

wobei Vn der Spannungsabfall über der Diode 8 ist.

Wenn der Schalter 211 die Leitung mit dem Abgriff des Transformators 210 verbindet, dann beträgt die am Sensor 1 anliegende Spannung V<-/X. Demgemäß wird dem Prozessor 300 ein Strom Ip zugeführt, der sich nach folgender Gleichung richtet

(III) I₉ = fC2

ft *· «t » rt *■

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Aus den Gleichungen II und III ergibt sich, daß (IV)

vorausgesetzt, daß die Speisespannung V<- und der Faktor X bekannt sind, dann kann der Spannungsabfall über die Diode errechnet werden aus den beiden Stromwerten I, und 1^.

Gemäß Figur 2 wird die Errechnung von Vp ausgeführt vom Block 301, dem die Augenblickswerte von I, längs der Leitung 11 und von Ip vom Speicher 302 zugeführt werden. Der Wert von V_s wird dem Block 301 über die Leitung 9' zugeführt. Der Block 301 steuert auch den Schalter 211 durch Signale über die Leitung 310.

Der Wert des Kondensators 6 ergibt sich aus der Gleichung II unter Verwendung des Werts von V_Q wie folgt

I₁

(V) C = i

2f(V_s-V_D)

Diese Ausrechnung wird gemäß Figur 2 durchgeführt im Block 303. Aus dem Wert der Kapazität C kann die Höhe h der Flüssigkeit im Tank 5 bestimmt werden bei Kenntnis, wie sich diese Kapazität verändert über die Länge der Sonde des Sensors hinweg. Diese Ausrechnung wird ausgeführt im Block 304.

Der Kondensator 6 kann der Form des Tanks 5 angepaßt sein, d.h. seine Kapazität kann sich über seine Länge hinweg unproportional verändern, indem die Fläche der Platten und/oder

- 10 -

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ihr gegenseitiger Abstand sich verändert, so daß ein linearer Bezug mit dem Volumen des Tanks hergestellt wird. Alternativ dazu kann der Prozessor bei 305 ein Modell des Tanks speichern, so daß das Volumen bei einer bestimmten Füllstandshöhe errechnet werden kann. Der Prozessor 300 kann auch ein Ausgangssignal erzeugen, welches dem Gewicht der Flüssigkeit im Tank entspricht, wenn das spezifische Gewicht der Flüssigkeit bekannt ist.

Die Dichte bzw. das spezifische Gewicht D kann abgeleitet werden aus der Näherungsgleichung

(VI) D ex (K-1)/(1+O.4K), wobei K die die Elektrizitätskonstante ist.

Die Temperatur T des Kraftstoffes wird erhalten durch den Spannungsabfall V_Q über die Diode 8, da der Temperaturkoeffizient der Diode bekannt ist. Zu diesem Zweck wird dem Block 306 vom Block 301 der Wert V_Q zugeführt, der den Wert T ausgibt.

Die Frequenz, mit welcher die Bestimmung des Werts Vq erforderlich ist, hängt ab mit der speziellen Anwendung des FlUssigstandsmeßsystems. Ändert sich die Temperatur der Flüssigkeit häufig, dann ist es erforderlich, den Wert von Vq öfters zu bestimmen. Ist das Meßsystem in ein Flugzeug eingebaut, dann genügt es, wenn Vq einmal pro Minute bestimmt wird. Daher verbindet der Schalter 211 die Leitung 9 für die meiste Zeit mit der vollen Sekundärwicklung des Transformators 210. Lediglich gelegentlich erfolgt ein Um-

- 11 -

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schalten auf dem Abgriff dieser Wicklung. Es ist hierbei nicht wichtig, um welchen Faktor X die Spannung reduziert wird. Es genügt vielmehr, den Wert des Faktors X genau zu kennen. Die Sekundärwicklung kann beispielsweise in der Mitte angezapft sein, wodurch die Spannung auf die Hälfte vermindert wird, d.h. X=2. Es ist nicht erforderlich, daß der Konverter 21 einen Transformator umfaßt. Es genügt beispielsweise eine Teilerschaltung bekannter Bauart.

Claims

Ansprüche

FlUssigstandsmeßsystem mit einem in die Flüssigkeit eintauchenden kapazitiven Sensor, einer Stromquelle, die an den Sensor ein Wechselstromsignal anlegt, der Sensor in Abhängigkeit der Eintauchtiefe des Sensors in die Flüssigkeit ein Ausgangssignal erzeugt, das einer Meßeinheit zugeführt wird, wobei der Sensor einen Kondensator und mindestens ein Gleichrichterbauteil umfaßt, das mit dem Kondensator verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle (2) das dem Sensor (1) zugeführte Signal zwischen zwei Werten schaltet und das die Meßeinheit (3) jeweils den Spannungsabfall über das Gleichrichterbauteil (8) erfaßt, wenn das Signal seinen ersten und seinen zweiten Wert aufweist*
2. FlUssigstandsmeßsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Gleichrichterbauteil eine Diode (8) ist.
3. FlUssigstandsmeßsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle (2) einen Transformator (210) umfaßt, daß das dem Sensor (1) zugeführte Wechselstromsignal von der Sekundärwicklung des Transformators (210) abgegriffen wird und daß die Stromquelle einen Schalter (211) aufweist, der den Sensor (1) zwischen zwei verschiedenen Abgriffen der Sekundärwicklung schaltet.

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4. Flüssigstandsmeßsystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung am einen Abgriff im wesentlichen gleich der Hälfte der Spannung am anderen Abgriff ist.
5. Flüssigstandsmeßsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Umschalten der Stromquelle (2) zwischen dem ersten und zweiten Wert des Wechselstromsignals von der Meßeinheit (3) gesteuert wird.
6. Flüssigstandsmeßsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle (2) das Produkt seiner Ausgangsspannung (V_p% und seine Frequenz (f) für jeden der beiden Werte des Wechselstromsignals im wesentlichen konstant hält.
7. Flüssigstandsmeßsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßeinheit (3) einen Speicher (302) aufweist, der eine Anzeige der Werte vom Ausgang des Sensors (1) speichert, wenn dem Sensor (1) ein Eingangssignal eines der beiden Werte zugeführt wird.
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