DE3307771A1

DE3307771A1 - Steuerschaltung fuer einen schrittmotor

Info

Publication number: DE3307771A1
Application number: DE19833307771
Authority: DE
Inventors: Kevin Charles Plainfield Ind. Kelleher
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1982-03-05
Filing date: 1983-03-04
Publication date: 1983-09-15
Also published as: KR840004325A; IT8347797A0; GB8305459D0; GB2116385A; FR2530891A1; US4450394A; IT1167625B; JPS58163300A

Description

US-Ser.NQ. 355,101

AT: 5. März 1982 RCA 77995/Dr.Zi/Ro.

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Steuerschaltung für einen Schrittmotor.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, allgemein auf eine Steuer- und Speiseschaltung für die Statorspule eines Schrittmotors und insbesondere auf eine bipolare Speisestromversorgung der Spule mit zwei Amplituden in Abhängigkeit von der augenblicklichen Drehmomentbelastung des Motors.

Typischerweise werden Statorspulen von bipolaren Schrittmotoren mit Meßbrückenverstärkern angesteuert, die effektiv die Polarität der an der Spule anliegenden Versorgungsspannung kommutieren. Hierzu sind in diesen Schaltkreisen mindestens vier Treibertransistoren zur Ausführung der erforderlichen Schaltvorgänge erforderlieh. Zusätzlich müssen zur Änderung der Spulenstromstärke, beispielsweise bei Betrieb in einem Haltemodus - im Gegensatz zu einem Antriebmodus -, weitere Vorrichtungen zur Änderung der Steuerspannung, zur Änderung der Impedanz der Steuerschaltung oder zum Zerhacken des Steuersignals für eine Auswahl gewünschter "mittlerer" Steuerparameter usw. vorgesehen werden... Schaltungsanordnungen mit derartigen Einstellungsmöglichkeiten für den Spulenstrom komplizieren gewöhnlich das System, erhöhen seine Kosten, erfordern einen größeren Raumbedarf und verschlechtern den Energieverbrauch der Steuer- und Speiseschalturig.

Einige Schrittmotoranwendungen erfordern einen kurzzeitigen Betrieb des Motors mit hohem Drehmoment, während des größten Teils der Betriebszeit jedoch einen Schrittbetrieb bei niedriger Frequenz, so daß die von den Spulen benötigten Ströme im wesentlichen Halteströme sind. Ein Beispiel ist die Verwendung eines Schrittmotors in einem Bildplattenspieler zum Antrieb des Schlittens, der den Signalabnehmer trägt. Bei Spielbeginn soll der Schlitten zum Aufsuchen des Anfangs der bespielten Plattenspur sehr schnell bewegt werden. Die Schrittfrequenz des Motors kann dann bei 300 Schritten pro Sekunde liegen, das bedeutet eine hohe Drehmomentbelastung des Motors. Während des normalen Abspielbetriebes braucht sich der Schlitten jedoch nur langsam im Gleichlauf mit der Abtastung der Plattenspur durch den Signalabnehmer zu bewegen. Der Motor kann bei dieser Betriebsart mit einer Schrittfrequenz von ein bis zwei Schritten pro Sekunde und mit niedriger Drehmomentbelastung arbeiten.

In der Regel können sowohl.der Motor wie auch die Steuer- und Speiseschaltung für den Motor für kurze Zeitdauer mit überlast betrieben werden, ohne daß sie Schaden nehmen. So kann beispielsweise ein 6 Volt-Motor auch mit 20 Volt in Zeitspannen, die zu kurz sind, um eine Überhitzung zu bewirken, gefahren werden. Die wesentliche Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist dementsprechend der Entwurf einer Steuer- und Speiseschaltung für einen bipolaren Schrittmotor, der unter Ausnutzung der vorhin genannten Tatsache für spezielle Schrittfrequenz ein hohes Drehmoment liefert, sich durch einen niedrigen Haltestromwert auszeichnet und im Vergleich zu konventionellen Brückensteuerungsschaltungen mit ähnlichen Steuerungsverhalten weniger konstruktions- und kostenaufwendig ist.

Diese. Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Schaltung der eingangs erwähnten Art mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Gemäß einer Ausfuhrungsform der Erfindung enthält also eine Schaltungsanordnung zur Steuerung und Speisung der Statorspule eines Schrittmotors ein Schalterpaar, das einen der Spulenanschlüsse abwechselnd mit einem relativ positiven bzw. relativ negativen Versorgungspotential koppelt. Der zweite Spulenanschluß ist mit einem ersten und einem zweiten Widerstand in Reihe geschaltet, deren andere Enden mit dem relativ positiven bzw. relativ negativen Versorgungspotential verbunden sind. Der zweite Spulenanschluß ist ferner mit einem Kondensator in Reihe geschaltet, dessen anderes Ende an eines der Versorgungspotentiale angeschlossen ist.

Die Schalter werfen zur Einstellung der Flußrichtung des Spulenstromes auf bestimmte Weise geschlossen ("getaktet") .· Bei hohen Schrittfrequenzen zieht der Kondensator Strom aus dem Versorgungsanschluß über die Spule nach Masse und während alternierender Schalterphasen kehren Stromquellen (wie eine Batterie) den durch die Spule nach Masse fließenden Strom um, wobei der Spulenstrom nur durch den Steuerscheinwiderstand der Schalter und durch den Eigenwiderstand der Spule begrenzt wird. Durch die Überlastung kann der Schrittmotor relativ hohe mittlere Drehmomente abgeben. Bei niedrigen Schrittfrequenzen verhält sich der Kondensator beim Schließen eines Schalters anfänglich als Kurzschluß, der einen relativ hohen Stromimpuls über die Spule zieht. Der Spulenstrom ladet schließlich den Kondensator, was zur Reduzierung des Spannungsabfalls an der Spule und damit zu einer Reduzierung des Spulenstroms führt. Nach Aufladung des Kondensators

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fließt der gesamte weitere Spulenstrom, über einen der beiden Widerstände und wird dadurch auf den gewünschten Haltestrom begrenzt.

in den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild eines Schrittmotorspulen-Steuer- und Speiseschaltkreises gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
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Fig. 2 und 3 Schaltbilder von elektrischen Schaltkreisen zur Realisierung des Schalters S1 in Fig. 1, und

Fig. 4 und 5 Diagramme zeitlichen Verlaufes des Spulenstromes für den Schaltkreis der Fig. 1 bei Betrieb mit hoher bzw. niedriger Schrittfrequenz.

In Fig. 1 ist eine Antriebsschaltung für eine Phase eines bipolaren Schrittmotors dargestellt. Typischerweise hat diese Art von Schrittmotor zwei Phasen, daher sind zwei derartige Schaltungen zur Steuerung und Speisung des Motors erforderlich. Die beiden Phasen werden in der Regel mit einer Phasendifferenz von 90° angesteuert.

In Fig. 1 ist ein erster Anschluß 20 der Schrittmotorspule über einen 1,1 kOhm Widerstand R1 mit einer relativ positiven Versorgungsspannungsschiene 30 und über einen 1,1 kOhm Widerstand R2 mit einer relativ negativen Versorgungsspannungsschiene 40 verbunden. Ein 100 Mikrofarad Kondensator CT ist zwischen den ersten-Spulenanschluß 20 und die Versorgungsschiene 40 geschaltet. Ein zweiter Spulenanschluß ist mit dem Pol eines einpoligen Umschalters oder Wechslers S1 verbunden, dessen Kontakte wiederum mit der positiven 30 und negativen 40 Versorgungsspannungsschiene verbunden sind.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 arbeitet wie folgt: Der Eigenwiderstand der Motorspule sei 30 Ohm und ihre Induktivität 40 Millihenries. Weiterhin sei der Haltestromwert für eine spezielle Motoranwendung niedrig, beispielsweise ca. 20 mA, und am Anfang des Arbeitszyklus sei der Anschluß. 10 mit der Masse 40 verbunden und der Kondensator Cl entladen. Zur Zeit TO (Fig. 5) verbindet der Schalter S1 den Anschluß 10 mit der 20 Volt-Versorgung. Der Kondensator C1 habe eine große Kapazität und verhält sich damit für die stufenförmige Eingangsspannung an der Reihenschaltung aus Spule und Kondensator wie ein Kurzschluß nach Masse. Die zeitliche Änderung des Stromes di/dt wird zunächst durch die Induktivität L der Spule bestimmt und berechnet sich ungefähr zu di/dt »V/L. Der mögliche Maximalstrom ist näherungsweise V/R , wobei V die angelegte Spannung und der R Spulenwiderstand sind. Kurz nach Erreichen des Maximalwertes beginnt der Spulenstrom mit der Zeitkonstante τ = R C1 abzufallen, während sich der Kondensator C1 auf die

Spannung VR2/(R2+R ) auflädt, die die Spannung darstellt, welche durch den an V liegenden Widerstandspannungsteiler R und R2 im Gleichgewichtszustand am Anschluß erzeugt wird. (Da der Widerstand R1 sehr viel größer ist als R kann er bei der Bestimmung der Gleichgewichtsspannung vernachlässigt werden.) Nachdem die Gleichgewichts spannung am Anschluß 20 erreicht ist, wird der Spulenstrom im wesentlichen nur noch durch den Widerstand R2 bestimmt. Dieser Stromwert ist der Haltestrom und R2 wird so bemessen, daß sich ein ausreichender

Statorwicklungsstrom zur Fixierung des Rotors in der

jeweiligen Anwendung ergibt. In der gezeigten Schaltung ist der Haltestrom ca. 18 mA.

Es ist aus Fig. 5 ersichtlich, daß die Schaltung wegen der Stromportionalität der Leistung und wegen der in bezug

auf den Schrittzyklus nur kurzen Maximalstrombelastung nur einen relativ kleinen Leistungsverbrauch pro Schritt aufweist (d.h. 20 V χ 18 mA oder 360 mW verglichen mit ca. 13 W für kontinuierlichen Maximalstrom). 5

Für einen negativen Schritt verbindet der Schalter S1 den Anschluß 10 mit Masse und der im wesentlichen auf die positive Versorgungsspannung V aufgeladene Kondensator C1 liefert ähnlich einer Batterie zunächst Strom in der entgegengesetzten Richtung durch die Spule. Der anfängliche negative Stromimpuls erreicht eine Amplitude, die ungefähr gleich der Amplitude des vorhin beschriebenen positiven Impulses ist und mit einer Zeitkonstanten τ = R 'C1 abfällt bis die Kondensatorspannung den Gleichgewichtswert V>R /(R1 + R ) erreicht. Bei diesem Spannungswert wird der Haltestrom der Spule über den Widerstand R1, in der beschriebenen Schaltung mit einem Wert von ca. 18 mA aufrechterhalten. Aus der obigen Erlau- : terung in Verbindung mit der Schwingungsform der Fig. 5 ist ersichtlich, daß der Schaltkreis einen im wesentlichen symmetrischen, bipolaren Antriebsstrom an die Statorspule liefert.

Beim Betrieb mit hohem Drehmoment oder hoher Schrittfrequenz ist ein erheblich größerer Haltestrom als bei niedriger Schrittfrequenz erforderlich, um zu verhindern, daß durch die Trägheit der angetriebenen Motorelemente sich die Rotorpole über die Statorspulen hinaus in eine Position drehen, in der die Rotorstellung nicht präzise durch die Schrittimpulse gesteuert wird. Der hohe Haltestrom wird durch eine solche Ausgestaltung der Schaltung sichergestellt, daß die Spule mit Überspannungen betrieben wird und der Spulenstrom noch am Ende einer Schrittperiode ansteigt. Trotz der Tatsache, daß der Spulenstrom seinen Maximalwert am Ende- der Schritt-

periode nicht erreicht hat, d.h. die bei niedriger Schrittfrequenz erreichte Maximalamplitude, wird sein Wert größer als der empfohlene Spulenantriebsstrom sein. Das Umschalten vor Erreichen des Maximalstromwertes bewirkt, daß der Haltestrom tatsächlich größer als der Antriebsstrom ist, was wiederum auf eine präzisere Steuerung der Rotorstellurig hinausläuft. Es sei jedoch daran erinnert, daß, wenn Überspannungen zur Erzeugung des erforderlichen mittleren Haltestroms verwendet werden, ein Betrieb mit hoher Frequenz jedoch nicht ohne Motorüberhitzung über längere Zeitspannen erfolgen kann. Diese Betriebsart wird in Fig. 4 beispielhaft durch ein Impulsdiagramm des Spulenstroms dargestellt.

Es sei betont, daß bei Übersteuerung des Motors die Schaltungsparameter auch so gewählt werden können, daß die Spulenschaltung ihren maximalen Stromwert während einer Schrittperiode erreicht und tatsächlich genügend Zeit für einen Stromabfall bleibt. Selbst ein relativ großer Abfall während einer Schrittperiode, beispielsweise 30%, kann zugelassen werden, vorausgesetzt, daß der mittlere Strom über eine Schrittperiode für die Rotorsteuerung ausreicht, d.h. die Rotorstellung oder die Rotor-Stator-Synchronisierung bei der speziellen Schrittfrequenz sicherstellt. Es sei bemerkt, daß es Schrittfrequenzen zwischen 300 Schritten pro Sekunde und einer niedrigen Schrittrate geben kann, bei der der mittlere Haltestrom wegen der Trägheit der angetriebenen Teile zur Steuerung nicht ausreicht.

Fig. .2 zeigt einen elektronischen Schalter, der als Schalter S1 in Fig. 1 eingesetzt werden kann. Der Schaltkreis in Fig. 2 ist eine Inversionsschaltung mit in Reihe geschalteten komplementären Feldeffekttransistoren.

In diesem Schaltkreis ist ein ("selbstsperrender")

positive Versorgungsspannung und einen mit dem zweiten Spulenanschluß verbundenen Ausgang 10" geschaltet. Ein n-Kanal-Transistor N1 vom Anreicherungstyp ist zwischen die negative Versorgungsspannung und den Ausgang 10' geschaltet. Die Steuerelektroden der beiden Transistoren P1 und N1 sind mit einem Eingangsanschluß' IN für die Zuführung der Schrittsteuerimpulse verbunden. Bei Anlegen einer relativ positiven Steuerspannung an den Eingang IN leitet der Transistor N1 in Source-Schaltung und verbindet hierbei den Anschluß 10' mit der relativ negativen Versorgungsspannung über seine relativ niedrige Drain-Source-Impedanz. Umgekehrt wird bei Anlegen einer relativ niedrigen Steuerspannung an den Eingang 10' der Transistor P1 in Source-Schaltung leiten und verbindet damit den Anschluß 10' mit der positiven Versorgungsspannung über seinen relativ kleinen Drain-Source-Widerstand. Wenn die Eingangssteuerimpulse zwischen den relativ positiven und den relativ negativen Versorgungsspannungswerten schwingen, werden die beiden Transistoren abwechselnd leitend, wobei der ausgeschaltete, nichtleitende Transistor einen hohen Widerstand (10 0hm oder größer) zur Ausgangsklemme darstellt. Damit verhält sich der Schaltkreis in Fig. 2 wie ein elektronischer Wechsler (einpoliger Umschalter).

Der Schaltkreis in Fig. 3 ist ein anderer Ersatz für den Schalter S1. Bei Anlegen einer positiven Spannung an die Basis eines Transistors Q1 zieht der Transistor Q1 Strom von einer Ausgangsklemme 10" über eine Diode D1. Der durch die Diode D1 fließende Strom erzeugt einen Spannungsabfall, der an die Basis-Emitter-Elektroden eines npn-Transistors Q2 gelegt wird, wodurch der Basis-Emitter-Übergang des Transistors in Sperrrichtung vorgespannt wird und der Transistor im nichtleitenden Zustand gehalten wird. Die Kollektorspannung

des Transistors Q2 wird durch einen Widerstand R4 auf dem Wert der positiven Versorgungsspannung gehalten, wodurch auch ein pnp-Transistor Q3 gesperrt wird.

Der Transistor Q1 sperrt bei Anlegen einer negativen Spannung an seiner Basis. Die Kollektorspannung des Transistors Q1 wird auf den Wert der Versorgungsspannung durch einen Kollektorwiderstand R3, der an die positive Versorgungsspannung"angeschlossen ist, gehalten. Die hohe Spannung am Kollektor des Transistors Q1 spannt den Transistor Q2 so vor, daß dieser leitend wird und Emitterstrom an den Anschluß 10" leitet. Wenn der Transistor Q2 leitet, zieht er Basisstrom, vom pnp-Transistor Q3, womit er den Transistor Q3, der in Emitterschaltung betrieben wird, leitend macht und damit den Anschluß 10" mit der relativ positiven Versorgungsspannung über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q3 verbindet. Folglich stellt der Schaltkreis in Fig. 3 einen Wechsler dar, der durch Spannungsimpulse an der Basis des Transistors Q1 gesteuert wird.

Die Transistoren zur Verwendung in Schaltkreisen der Fig. 2 und Fig. 3 können in der Regel bezüglich ihres Leistungsverbrauches entsprechend der Antriebsbedingungen

25'. bei niedriger Schrittfrequenz ausgewählt werden. Typischerweise können solche Einrichtungen für kurze Zeitspannen ohne Schaden übersteuert und überlastet werden (z.B. für kurze Zeitspannungen beim Betrieb mit hoher Schrittfrequenz). Da die Leistungsanforderungen für Betrieb bei niedriger Schrittfrequenz nur gering sind, können die Schaltkreise aus billigen Teilen aufgebaut werden. Bei Realisierung des Schalters mit einer Anordnung gemäß Fig. 2 kann der bipolare Stromantrieb mit nur zwei Transistoren erreicht werden. Dies stellt eine

weitere Ersparnis hinsichtlich einer Reduzierung der Zahl der Schaltungsteile verglichen mit den typischen Brückenschaltungen mit vier Transistoren bei bipolaren Steuer- und Speiseschaltungen dar.

Claims

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Patentansprüche

Θ Schaltungsanordnung zur Ansteuerung und Speisung einer Motorwicklung mit einem ersten (10) und einem zweiten (20) Wicklungsanschluß, gekennzeichnet durch einen ersten (30) und einen zweiten (40) Versorgungsanschluß für die Zuführung einer relativ positiven bzw. relativ negativen Versorgungsspannung,

eine Schaltvorrichtung (S1) zum abwechselnden Koppeln des ersten Wicklungsanschlusses (10) mit dem ersten (30) und dem zweiten (40) Versorgungsanschluß,

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eine erste (R1) und eine zweite (R2) Gleichstrom-Impedanz vorrichtung, die den ersten (30) bzw. den. zweiten (40) Versorgungsanschluß mit dem zweiten Wicklungsanschluß (20) verbindet, und einen Kondensator (C1), der den zweiten Wicklungsanschluß (20) mit einem Punkt konstanten Potentials verbindet.
2.) Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Schaltvorrichtung (S1) ein einpoliger Wechsler ist, dessen Pol mit dem ersten Wicklungsanschluß (10) und dessen erster und . zweiter Kontakt mit dem ersten (30) bzw. dem zweiten (40) Versorgungsanschluß verbunden sind.
3.) Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß der Wechsler durch eine Schaltungsanordnung mit einem ersten (P1) und einem zweiten (N1) Transistor realisiert ist, deren Hauptstrompfade zwischen den ersten (30) bzw. den zweiten

(40) Versorgungsanschluß und den ersten Wicklungsanschluß (10) gekoppelt und zur alternierenden Stromleitung geschaltet sind.
4.) Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erste (R1) und die zweite (R2) Gleichstrom-Impedanzvorrichtung durch einen ersten und einen zweiten Widerstand (R1 , R2) gebildet sind.