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Diodenbrücken-Wechselschalter insbesondere für schnelle-
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Abtast-Halte-Schaltungen Die Erfindung betrifft einen Diodenbrücken-Wechselschalter
nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
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Für die digitale Signalweiterverarbeitung analoger Breitband-(HF)-Signale
sind entsprechend schnelle und genaue Analog-/Digital-Umsetzer unumgänglich. Unter
der damit verbundenen Digitalisierung von kontinuierlichen Zeitfunktionen x(t) versteht
man ihre Zerlegung in eine bestimmte Zahlenfolge z (n) Dazu sind sm wesentlichen
zwei Operationen nötig, Signalabtastung und Amplitudenquantisierung. Durch die Abtastung
von X(t) wird eine Folge von analogen Abtastwerten x(n) gewonnen (Zeitquantisierung).
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Diese Werte werden anschließend amplitudenquantisiert, 4. h. durch
Größen z(,) aus einem endlichen Wertevorrat angenähert. Die technische Signalabtastung
und analoge Signalzwischenspeicherung erfolgt in der Regel vor der
eigentlichen
Quantisierung durch den A/D-Umsetzer in einer ge-sonderten Schaltung, dem Abtasthaltekreis.
Hierbei bedingt der verwendete elektronische Schalter mit seiner Aussteuerungsstufe
innerhalb des Abtasthaltekreises maßgeblich die erreichbare Geschwindigkeit und
Genauigkeit des Abtastvorganges und somit die der gesamten, nachfolgenden A/D-Umsetzung.
Erfahrungsgemäß hat sich nun gezeigt, daß für schnelle Abtasthaltekreise vor allem
Schottky-Diodenbrücken als elektronische Schalter von Vorteil sind.
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Aus der DE-OS 29 19 627 geht hervor, daß elektronische Wechselschalter
mit zwei Schottky-Diodenbrücken einschließlich der Treiberstufen innerhalb eines
Faltverstärkerkonzeptes vorteilhaft eingesetzt werden können. Die Verwendung eines
solchen elektronischen Schalters in einer Abtasthalteschaltung ist aus der deutschen
Patentanmeldung P 32 09 188.5 bekannt. Diese bekannten Schottky-Diodenwechselschalter
weisen, insbesondere bei der Anwendung zur schnellen Signalabtastung und Signalzwischenspeicherung
(Abtasthaltekreise), einige wesentliche Einschränkungen der Signalerfassungszeichten
taq (Aquisition-Time) auf und damit auch bei der Signalverarbeitungsbandbreite BA
und der Verarbeitungsgenauigkeit S.
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Die Aussteuerbarkeit des Schalters durch den Eingangs strom JE und
durch die Eingangsspannung UE bezüglich eines durch die Dimensionierung der Treiberstufen
gegebenen Arbeitspunktes UO, ist bei Stromaussteuerung durch den maximalen Brückenstrom
JSmax J Emax| C ß Smaxl O
und damit eine erhebliche Steigerung der
Signalverarbeitungsgeschwindigkeit bei gleichzeitig hoher Genauigkeit für Abtastschaltungen
und Abtasthaltekreise zu ermöglichen.
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Die Erfindung ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet. Die weiteren
Ansprüche beinhalten vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung.
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Das Prinzip der Erfindung, dargestellt in FIG. 1, eines sehr schnellen
elektronischen Wechselschalters mit zwei komplementären Stromdifferenzschaltstufen
S1, S2 und S3, 54 für den statischen Schaltstrom JO und zwei komplementären 'Strom-Impuls-Zellen"
i und 2 für einen dynamischen Impulsstrom Jp(t) ermöglicht sowohl Spannungen als
auch Ströme innerhalb eines großen Aussteuerbereiches potentialbezogen als auch
potentialfrei zu schalten. So sind mit der parallelen Schaltungsanordnung von zwei
gegensinnig gepolten Schottky-Diodenbrücken Bi und B2 in "Graetz-Schaltung" Schaltzeiten
t < 400 ps zu erreichen.
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5 Hierbei dienen die Stromschaltstufen Si, S2 und S3, S4 mit den
ebenfalls komplementären Konstantstromquellen Qi und Q2 als Stromumkehrstufe zur
Lieferung des Stromanteils JO am Schaltstrom JS(t) Der restliche Anteil des Schaltstroms
JS(t) wird jeweils zu Beginn des Einschaltvorganges der entsprechenden Diodenbrücke
B1 bzw. B2 kurzzeitig von den beiden komplementären Strom-Impuls-Zellen 1 und 2
bereitgestellt. Damit kann eine dynamische Erhöhung des Schaltstromes JS(t)6 JP(t)
und
bei Spannungsaussteuerung durch die Diodendurchlaßspannung UD der einzelnen Dioden
von den Diodenbrücken |#UEmax| < 2.UD festgelegt. Mittels geeigneter Schaltungskonzepte,
z. B.
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bei Abtasthaltekreisen mit mitlaufenden Brückenschaltspannungen, kann
die Spannungsaussteuerung des Schalters | #UEmax| teilweise erheblich gesteigert
werden. Dagegen ist seine Stromaussteuerung über I EJEmaxI fJO nicht durch äußere
schaltungstechnische Maßnahmen zu bewirken. Im Falle der schnellen Abtasthaltekreise
sind infolge des Ladevorganges am Haltekondensator CH durch den endlichen Brückenstrom
IJS I die Signalerfassungszeiten taq zu taq > | #UEmax| .CH | JSmax| gegeben.
Da die Abtastphase tA, die im wesentlichen die Signalerfassungszeit taq beinhaltet,
zusammen mit der Haltephase tH die Abtastperiode TA bestimmt, wird die Verarbeitungsbandbreite
BA 1 J0 BA < ---- # -----------2taq 2| #UEmax|.CH unter anderem auch durch den
maximalen Brückenschaltstrom Smax maßgeblich eingeschränkt.
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Die Aufgabe der Erfindung ist es nun, diese Unzulänglichkelte der
bekannten Diodenbrücken-Wechselschalter, hervorgerufen durch den begrenzten Schaltstrom
|JSmax| = J0 mit geringem schaltungstechnischen Aufwand zu beseitigen
Bei
den Ausführungsformen 1 und 2, FIG. 3 bzw. 4, ist der Aufwand an komplementären
Konstantstromquellen Q1 und Q2 auf ein Minimum reduziert. Deshalb sind diese beiden
Ausführungsformen besonders günstig als diskrete oder hybride Schaltungen zu realisieren.
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Die beiden zueinander komplementären Strom-Impuls-Zellen werden hier
durch RC-gekoppelte Transistordifferenzstufen aus den Transistoren T3, T4 und T7
, T8 gebildet. Die galvanische Gegentaktansteuerung von den Kollektoren der Schalttransistoren
T1, T2 bzw. T5, T6 erfolgt über ohmsche Spannungsteiler mit den Widerständen RK,
Ro und die dynamische Gegentaktansteuerung (differenziertes Signal) durch die Kondensatoren
C an die Basen der Transistoren T3, T4 und T7, T8. Anstatt hier bei den Transistordifferenzstufen
T3, T4 bzw. T7, T8 gemeinsame Emitterstromquellen vorzusehen, wird aus Aufwands
gründen jeweils nur ein Emitterwiderstand RE eingesetzt. Die Dioden Dl, D2 bzw.
D3, D4 dienen zur Sperrspannungsbegrenzung von UBE zwischen den Basen und Emittern
der entsprechenden Transistoren im Schaltbetrieb und verringern somit beträchtlich
die Ausschaltzeiten t der Transistoren T3, T4 bzw.
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aus T7, T8.
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Dagegen werden bei der Ausführungsform 2, FIG. 4, durch zusätzliche
komplementäre Transistor-Emitterfolger T9, T10 bzw. Til, T12 die Einschaltzeiten
tein der Strom-Impuls-Zellen-Transistoren T3, T4 und T7, T8 erheblich verkürzt.
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Außerdem vermindert sich hier die kapazitive Belastung an den Kollektoren
der Schalttransistoren Tl, T2 und T5, T6, was wiederum zur Verringerung der Schaltzeiten
t der 5 Diodenbrücken B1 und B2 beiträgt. Durch die Dimensionierung der Widerstände
RK, R01 RE und der Kondensatoren C
durch den Impulsstrom Jp(t)
um das Mehrfache des Grundstromes JO erreicht werden. Mit QP1 und Qp2 sind die komplementären
Stromquellen für die Strom-Impuls-Zellen bezeichnet. Die durch den Impulsstrom Jp(t)
hervorgerufen vorübergehende Verringerung des differentiellen Durchlaßwiderstandes
rD(t) der entsprechenden Brücke B1 oder B2 im jeweiligen Einschaltmoment ermöglicht
bei der Verwendung des Schalters in Abtasthaltekreisen und ähnlichen Abtastschaltungen
das erwünschte schnellere Umladen der Speicherkondensatoren CH. Hierbei werden die
Diodenbrücken B1 und B2 nur dynamisch mit einem erhöhten Schaltstrom belastet. Der
statische Schaltstrom JO bleibt unverändert klein im Verhältnis zum Impulsstrom
Damit muß auch keine nennenswerte Steigerung der Verlustleistung des Schalters mit
"Strom-Impuls-Zellen" gegenüber demjenigen ohne "Strom-Impuls-Zellen" gegeben sein.
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In FIG. 1 sind mit El, E2 bzw. Al, A2 die Eingänge bzw.
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Ausgänge für zu schaltende Signale bezeichnet.
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FIG. 2 zeigt in a) den Umlauf des Abtasttaktes T ; in b) die Brückenschaltspannungen
UBi und UB2 an den Brücken B1 bzw. B2; in c) die Brückenschaltströme J51 und J52
bei den unten beschriebenen Ausführungsformen 1 und 2; in d) die Brückenschaltströme
bei den unten beschriebenen Ausführungsformen 3 und 4.
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Für die technische Realisierung des erfindungsgemäßen Schottky-Diodenwechselschalters
mit verringertem, dynamischen Schalterdurchlaßwiderstand rD(t) bieten sich vier
verschiedene Ausführungsformen in ungesättigter, bipolarer Transistorschaltungstechnik
an, die im folgenden anhand der Figuren näher erläutert werden.
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besteht darin, daß bei Ausführungsform 3 die Strom-Impuls-Zellen vollständig
in den Kollektorstromkreisen der Schalttransistoren T1, T2 bzw. T5, T6 liegen, dagegen
bei Ausführungsform 4 die Ansteuerung der Transistoren T3, T4 bzw. T7, T8 in den
Emitterstromkreisen der entsprechenden Schalttransistoren erfolgt.
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Dementsprechend ergeben sich auch Unterschiede im benötigten Ansteuerungspegel
des Abtasttaktes TA bzw. TA Ausführungsform 3 kommt mit ECL-Pegel und kleinen Schaltpegeln
aus. Dagegen benötigt Ausführungsform 4 infolge der ohmschen Gegenkopplung durch
die gemeinsamen Emitterwiderstände R der Transistoren T1, T2 bzw. T5, T6 einen höheren
Schaltpegel (Größenordnung: TTL-Pegel). In der praktischen Anwendung kann durch
eine entsprechende Dimensionierung der Widerstände R bei Ausführungsform 4 der Aussteuerungsgrad
der Schalttransistoren und Strom-Impuls-Zellen-Transistoren für die Transistorschaltzeiten
nach FIG. 2 optimiert werden. Damit zeichnet sich Ausführungsform 4 durch die geringste
kapazitive Belastung, bedingt durch die Transistorkapazitäten der angeschlossenen
Transistoren an den Stromeinspeisungspunkten der Brückenschaltströme J51 bzw. J52
in die Diodenbrücken B1 und B2 aus.
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Eine typische Anwendung der Erfindung in einem sehr schnellen Abtasthaltekreis
mit mitlaufender Brückenschaltspannung für Abtastfrequenzen fAz A 100 MHz, für die
die vier Ausführungsformen der Erfindung gleichermaßen geeignet sind, wird in FIG.
7 aufgezeigt. Eine genauere Beschreibung dieser äußeren Beschaltung ist der deutschen
Patentanmeldung P 32 09 188.5 zu entnehmen.
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können die gewünschten dynamischen Brückenschaltströme JSi und JS2'
FIG. 2c), optimal für die Schaltzeiten und Stromaus steuerungen der Schottky-Diodenbrücken
B1 und B2 eingestellt werden.
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Im Gegensatz zu den Ausführungsformen i und 2 sind die Ausführungsformen
3 und 4, FIG. 5 bzw. 6, besonders gut zur technischen Realisierung in einer monolithischen
Bipolartechnologie geeignet. Hierbei werden, soweit möglich, passive Schaltungselemente
(Widerstände, Kondensatoren) durch aktive Elemente (Transistoren, Dioden) ersetzt.
Dies führt dann zu einer echt ungesättigten und damit sehr schnellen Transistorschaltungstechnik
(Strom-Modus-Technik) mit mehreren aktiven Konstantstromquellen, die teilweise aufwandsgünstig
mit Stromspiegeln kombiniert werden können.
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Ebenfalls bilden hier die Transistoren T3, T4 und T7, T8 die beiden
komplementären Strom-Impuls-Zellen. Doch sind hier die Basen dieser Transistoren
direkt galvanisch bei Ausführungsform 3, FIG. 5, mit den entsprechenden Kollektoren
und bei Ausführungsform 4, FIG. 6, mit den entsprechenden Emittern der Schalttransistoren
T1, T2 und T5, T6 verbunden. Die Dioden Dl', D2', D3', D4' der Ausführungsform 3
sind Spannungsreferenz- bzw. Zenerdioden und dienen nur dazu, die Transistoren T3,
T4, T7, T8 mit ausreichender Kollektor-Basis-Betriebsspannung zu versorgen. Außerdem
stellen die kapazitive Emitterkopplung durch die Kondensatoren C' der Strom-Impuls-Zellen-Transistoren
T3, T4 und T7, T8 sowie die jeweils paarweise getrennten Emitterstromquellen Qp1
, QP1 bzw. Qp2 X QP2 zur Lieferung der dynamischen Impulsströme Jp(t)' FIG.
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2d), die besonderen Merkmale dieser Ausführungsformen dar.
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Ein Unterschied zwischen den Ausführungsformen 3 und 4
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L e e r s e i t e -