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Beschreibung
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"Elektronische Abtasthalteschaltung" Die Erfindung betrifft eine elektronische
Abtasthalteschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
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Durch den enormen Fortschritt bei der monolithischen Integration elektronischer
Schaltungen dringt die digitale Signalverarbeitung in immer weitere Bereiche der
Elektronik vor. Dabei ist ein Trend zu immer höheren Frequenzen zu beobachten, wobei
die Vorteile der Digitaltechnik auch im Hochfrequenzbereich zum Einsatz kommen.
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Die Schnittstelle zwischen einem analogen Eingangssignal und dem digitalen
Verarbeitungsteil wird von einem Analog-Digital-Umsetzer gebildet, an den insbesondere
bei
der Datenerfassung im HF-Bereich hohe Anforderungen hinsichtlich
Schnelligkeit und Genauigkeit gestellt werden. Zur Realisierung schneller und genauer
Analog-Digital-Umsetzer werden Abtasthalteschaltungen benötigt, die dem zu digitalisierenden
Signal laufend Proben entnehmen. Diese Signalproben, die einem Augenblickswert des
Eingangssignals entsprechen, werden in der Abtasthalteschaltung so lange auf im
wesentlichen konstanter Größe gehalten, bis die Analog-Digital-Umsetzung abgeschlossen
ist.
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Abtasthalteschaltungen können auf vielfältige Weise realisiert werden.
Gemeinsam ist allen, daß ein Haltekondensator über einen Schalter vom abzutastenden
Signal aufgeladen und der Augenblickswert der Kondensatorspannung beim Öffnen des
Schalters im Kondensator gespeichert und festgehalten wird. Diese Haltespannung
am Kondensator wird zur Auswertung hochohmig abgenommen.
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Es ist vorgeschlagen worden, Schalter und Haltekondensator in den
Rückkopplungszweig eines Operationsverstärkers einzubauen, wodurch die hohe Genauigkeit
rückgekoppelter Operationsverstärker erreicht wird. Die Schnelligkeit einer derartigen
Schaltung wird vom Operationsverstärker bestimmt und ist oft unzureichend. Eine
wesentliche Steigerung der Schnelligkeit wird durch den Verzicht auf eine Rückkopplung
erreicht. Dies geht dann allerdings zu Lasten der Genauigkeit und des Aussteuerbereiches
der Abtasthalteschaltung.
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Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine gattungsgemäße Abtasthalteschaltung
anzugeben, die in einer möglichst
kleinen Zeitspanne einen möglichst
genauen Augenblickswert erzeugt, der insbesondere für einen schnell arbeitenden
Analog-Digital-Umsetzer geeignet ist.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch die im kennzeichnenden
Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale.
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Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen
entnehmbar.
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Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen unter
Bezugnahme auf schematische Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen: FIG. 1 ein schematisches
Blockbild zur Erläuterung der Erfindung; FIG. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel;
FIG. 3 ein Diagramm zur Erläuterung des Ausführungsbeispieles gemäß FIG. 2; FIG.
4 ein zweites Ausführungsbeispiel; FIG. 5 ein Diagramm zur Erläuterung des Ausführungsbeispieles
gemäß FIG. 4; FIG. 6 Ausführungsbeispiele von Pufferverstärkern.
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und FIG. 7
Die Erfindung beruht auf der überraschenden
Erkenntnis, daß die Schnelligkeit und die Genauigkeit einer Abtasthalteschaltung
wesentlich größer wird, wenn möglichst geringe Signalpegelunterschiede an den Schaltern
auftreten, die den zeitlichen Wechsel zwischen Abtastphase und Haltephase bewirken.
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FIG. 1 zeigt schematisch eine erfindungsgemäße schnelle und genaue
Abtasthalteschaltung. Außer Signalquelle UO mit dem Quellwiderstand RI, dem Haltekondensator
CH, den Schaltern S1 und S2, die gegenphasig geschaltet werden, ist ein Pufferverstärker
V1 vorhanden, durch den die Kondensatorspannung UCH über den Schalter S2 an den
Eingang E gelegt werden kann. Der Pufferverstärker V1 hat eine Spannungsverstärkung
von eins, einen hochohmigen Signaleingang V10 und einen niederohmigen Signalausgang
V11. Der Haltekondensator CH wird von der Signalquelle UO über den ersten Schalter
S1 in der Abtastphase aufgeladen.
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Dabei ist der erste Schalter S1 geschlossen und der zweite Schalter
S2 offen. In der Haltephase, Schalter S1 offen und Schalter S2 geschlossen, wird
die Kondensatorspannung TUCH, auch Haltespannung genannt, über den Pufferverstärker
V1 und den Schalter S2 an den Eingang E der Schaltung gegeben, so daß die Spannung
UE während der Haltephase im wesentlichen konstant bleibt und damit auch die am
ersten Schalter S1 anliegende Spannung. Voraussetzung dafür ist, daß der Ausgangswiderstand
des Pufferverstärkers V1 wesentlich kleiner ist als der Quellwiderstand RI. Durch
die Rückführung der Haltespannung an den Eingang E wird erreicht, daß zwischen den
Anschlüssen S10 und S11 des Schalters S1 während der Haltephase kein störender Potentialunterschied
auftritt. Dadurch werden Ausgleichs-
und/oder Umladeströme infolge
einer kapazitiven Kopplung über den gesperrten Schalter S welche einen Fehler A
UCH in der Haltespannung verursachen, wirksam vermieden.
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An dem niederohmigen Ausgang A ist die Ausgangsspannung UA vorhanden.
Diese kann z.B. in binäre Spannungswerte umgesetzt werden durch eine nicht dargestellte
weitere Schaltung.
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FIG. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem die Schalter S1, S2
(FIG. 1) als Brückenschaltungen B1, B2 von Halbleiterbauelementen, z.B. Schottky-Dioden,
ausgebildet sind. Dabei entspricht die Brückenschaltung B1 dem Schalter S1 und die
Brückenschaltung B2 dem Schalter Die vier Stromquellen I1 bis 14 steuern die Brückenschaltungen
gegenphasig auf und zu, wenn, gemäß FIG. 3, die Ströme der Stromquellen I1, 14 gleich
sind. Diese sind gegenphasig zu den untereinander gleichen Strömen der Stromquellen
12 und 13. Die Signalquelle UO ist mit dem gemeinsamen Eingang 20 der beiden Brückenschaltungen
B1, B2 verbunden. Am Ausgang 30 der Brückenschaltung liegt der Haltekondensator
CH. Der Ausgang 10 der Brückenschaltung B2 wird vom Pufferverstärker V1 mit der
Kondensatorspannung UCH angesteuert Dadurch bleibt während der Haltephase die Spannung
an dem Ausgang 10 und damit auch am Eingang 20 nahezu konstant. Ein störendes Übersprechen
über die Sperrschichtkapazitäten der gesperrten Brücke B1 auf den Ausgang A wird
dadurch vermieden.
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Ein Vorteil dieser Schaltung mit einer sogenannten
mitlaufenden
Brückenspannung ist der größere Aussteuerbereich im Vergleich zu einer Schaltung,
bei der der Ausgang 10 der Brückenschaltung B2 an Masse liegt. Liegt der Ausgang
10 an Masse, so ist in nachteiliger Weise lediglich ein Aussteuerbereich von i 2UF
vorhanden. Dabei ist UF die Diodenflußspannung. Diese nachteilige Begrenzung beruht
darauf, daß die Dioden der Brückenschaltung B2 bei einem einem Wert von - 2UF leitend
werden, wenn der Ausgang 10 an Masse liegt. Läuft jedoch die Spannung am Ausgang
10 mit der Kondensatorspannung UCH mit, so bleibt die Brückenschaltung B2 in der
Abtastphase immer gesperrt. Die erfindungsgemäße Abtasthalteschaltung hat eine erhöhte
Genauigkeit, da ein Fehler DUCH in der Halteschaltung vermieden wird und einen gesteigerten
Aussteuerbereich wegen der mitlaufenden Brückenspannung am Ausgang 10.
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Außerdem ist eine größere Schnelligkeit vorhanden im Vergleich zu
einer Abtasthalteschaltung mit Rückkopplung durch einen Operationsverstärker.
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Die Erfindung ist nicht auf die Verwendung von Schottky-Dioden-Brücken
beschränkt, sondern ist nach dem allgemeinen Prinzipschaltbild der FIG. 1 auch auf
eine andersartige Realisierung der Schalter S1, S2 anwendbar. Beispielsweise können
diese Schalter mit Feldeffekttransistoren realisiert werden.
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FIG. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem die Stromquellen I1
bis 14 mit Hilfe von komplementären Differenzverstärkern verwirklicht sind. Dabei
bilden die Transistoren T1, T2 einen PNP-Differenzverstärker und die Transistoren
T3, T4 den dazu komplementären NPN-Differenzverstärker. Die Emitterströme IE1, 1E2
sind im wesentlichen gleich groß. Die Taktsignale UT1, UT3 sind gegenphasig zu den
Taktsignalen UT2, UT4.
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Der in FIG. 5 schematisch dargestellte Verlauf der Taktsignale ist
dabei symmetrisch zu der Basisspannung, die zu dem Arbeitspunkt der Transistoren
gehört. Gemäß FIG. 4 sind neben dem Pufferverstärker V1 noch zwei weitere Pufferverstärker
V2, V3 vorhanden.Dabei dient der Pufferverstärker V3 als Puffer zwischen dem Haltekondensator
CH und dem Ausgang A. Der Signaleingang des Pufferverstärkers V1 kann entweder,
wie in FIG. 4 dargestellt, am Ausgang A angeschlossen werden, oder alternativ dazu
unmittelbar am Haltekondensator CH. Der Pufferverstärker V2 liefert einen genügenden
Ladestrom für eine kurze Aufladezeit des Haltekondensators CH. Die Brückenschaltung
B2 und der Pufferverstärker V2 werden parallel angesteuert von dem Eingangssignal
UE. Die Änderung AUE der Spannung UE in der Haltephase (#UE soll für ein vernachlässigbares
Übersprechen möglichst klein sein) wird bestimmt vom Verhältnis Quellwiderstand
RI zu Ausgangswiderstand des Pufferverstärkers V1. Dieses Verhältnis ist möglichst
groß gewählt. Da durch den Pufferverstärker V2 die Ladezeit des Haltekondensators
CH vom Quellwiderstand RI nahezu unabhängig ist und da der Pufferverstärker V2 einen
hochohmigen Signaleingang besitzt, kann der Quellwiderstand RI hochohmig sein. Dadurch
verringert sich während der Haltephase der Strom über die Brückenscaltung B2 zum
Signalausgang des Pufferverstärkers V1. Es ist möglich, auf den Pufferverstärker
V3 (FIG. 4) zu verzichten. In diesem Falle wird das Ausgangssignal UA am Signalausgang
des Pufferverstärkers V1 abgenommen.
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Die FIG. 6 und 7 zeigen Ausführungsbeispiele für Pufferverstärker
V1 bis V3, die Feldeffekttransistoren in Source-Folger-Schaltung enthalten.
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FIG. 6 zeigt eine solche Schaltung, bei der ein Spannungs-Offset zwischen
Eingang E und Ausgang A durch eine geeignete Anzahl von Diodenflußspannungen (Dioden
D1 bis Dn) und durch die Wahl des Sourcestromes über den Source-Widerstand R5 kompensiert
wird. Bei einer Schaltung gemäß FIG. 7 wird durch den Einsatz eines zweiten, zum
Transistor T1 identischen Transistors T2 der Offset selbsttätig ausgeglichen, wenn
die Source-Widerstände R51 und R52 gleich groß sind. Da durch den Source-Widerstand
R51 der Ausgangswiderstand des Pufferverstärkers erhöht wird, können die Widerstände
R51 und RS2 auch entfallen, falls die Vergrößerung des Ausgangswiderstandes nachteilig
ist.
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Werden als Transistoren GaAs-Feldeffekttransistoren mit Schottky-Dioden-Gate
verwendet, so können damit Pufferverstärker mit einer hohen Bandbreite realisiert
werden.
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In den Figuren 6 und 7 bezeichnen Uss bzw. UDD die Source-bzw. Drain-Versorgungsspannung
der Feldeffekttransistoren T1, T2, die die Anschlüsse S, G, D (Source, Gate, Drain)
besitzen.