DE3301513C3 - Oszillatorschaltung - Google Patents
OszillatorschaltungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Oszillatorschaltung.
In vielen integrierten Schaltungen wird ein Taktgeber benötigt,
an dessen Frequenzstabilität unterschiedlich hohe Anforderungen
gestellt werden. Liegt die geforderte Frequenzgenauigkeit unter 5%,
so lassen sich die vielfach verwendeten RC-Oszillatoren nur
schlecht integrieren. Durch automatische Wickelmaschinen können
nun Festinduktivitäten zu einem sehr geringen Preis mit hoher
Genauigkeit (+/-2,5% bzw. +/-5%) in ihrem Induktivitätswert
hergestellt werden. Da wegen der Beziehung f=1/2 π der
Frequenzfehler eines LC-Schwingkreises nur halb so groß wie der
Fehler der Induktivität selbst ist, können Taktgeber mit einer
Frequenzkonstanz bis zu 1% mit LC-Oszillatoren gut realisiert
werden. Der Preis für einen Schwingkreis einschließlich
Kondensator liegt bei ca. 25% des Preises für einen 32 kHz
Uhrenquarz, dessen Frequenzkonstanz von 10-5 für viele An
wendungsfälle unnötig hoch ist und dessen Schwingfrequenz nicht
den jeweiligen Erfordernissen anpaßbar ist.
In Elektor, Sep./Okt. 1970, S. 339 ist ein Hartley-Oszillator
beschrieben, bei welchem ein Parallelschwingkreis aus einer Spule
und einem Kondensator an einem Ende mit dem nichtinvertierenden
Eingang eines Differenzverstärkers verbunden ist und zwischen
dessen anderem Ende und Bezugspotential ein weiterer Kondensator
liegt. Die Spule des Parallelschwingkreises weist eine Anzapfung
auf, die mit dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers
verbunden ist.
Aus "Zweipolige Oszillatorschaltungen für Parallel- und Serienresonanz"
von Günter Peltz in Sonderdruck aus Funkschau 1971,
Heft 15, und aus "Advanced Electronic Circuits" von
Tietze/Schenk, Springer-Verlag 1978, Abschnitt 8.1.5, ist eine
Oszillatorschaltung bekannt, deren Prinzipschaltung in Fig. 1
skizziert ist.
Der Parallelschwingkreis,
bestehend aus einer anzapfungsfreien Spule und einem
Kondensator ist durch einen strichlierten Kasten mit der
Bezeichnung SK dargestellt. Er ist über einen
einzigen
Anschluß E an einem Differenzverstärker DV anschließbar.
Der Anschluß E ist mit dem nichtinvertierenden Eingang n
und über eine Stromrückführung Ir mit einem hochohmigen
Ausgang A1 des Differenzverstärkers EV verbunden. Der
invertierende Eingang i des Differenzverstärkers EV ist an
der einen Speisespannungsleitung K1 angeschlossen. An
dieser Speisespannungsleitung ist auch das andere Ende des
Parallelschwingkreises SK anzuschließen. Ferner weist der
Differenzverstärker DV einen Ausgangsanschluß A2 auf, der
zur Abnahme impulsförmiger Ausgangssignale mit der Fre
quenz des Schwingkreises SK dient.
Diese einfache Oszillatorschaltung erfordert folglich
lediglich zwei Speisespannungsleitungen K1 und K2, einen
Anschluß für den Schwingkreis, da das andere Endes des
Schwingkreises an der Speisespannungsleitung K1 ange
schlossen werden kann, und einen Ausgang A2 zur Ausgabe
der impulsförmigen Ausgangssignale. Die Schaltung kann
daher in einfacher Weise integriert werden und als Takt
generator verwendet werden.
In Fig. 2 ist die einfachste Ausführungsform einer derartigen Oszil
latorschaltung dargestellt. Wie der
Figur entnehmbar, ist ein Differenzverstärker mit zwei
Transistoren T1 und T2 gleichen Leitfähigkeitstyps vorge
sehen, deren Emitter miteinander verbunden sind und deren
gemeinsame Emitterverbindung mit dem Ausgangsanschluß A2
der Oszillatorschaltung und über eine Stromquelle 1 mit
der Speisespannungsleitung K1 verbunden ist. Das eine Ende
des Schwingkreises SK ist mit der Basis des Transistors T1
und mit dem Kollektor des Transistors T2 verbunden. Die
Basis des Transistors T2 und der Kollektor des Transistors
T1 sind mit der Speisespannungsleitung K2 verbunden. Als
Ausgang A1 für die Stromrückführung ist also der Kollektor
des Transistors T2 wirksam. Bezüglich dieses Ausganges A1
ist die Basis des Transistors T1 der nichtinvertierende
Eingang des Differenzverstärkers und die Basis des Tran
sistors T2 der invertierende Eingang. Diese Oszillator
schaltung ist ein Gleichstromverstärker mit positiver
Rückkopplung.
In Fig. 3 ist die Steuerkennlinie der in Fig. 2 gezeigten
Oszillatorschaltung dargestellt. Abzisse ist die Schwing
kreisspannung US und Ordinate der in den Schwingkreis
hineinfließende Rückführungsstrom Ir. Um den Punkt US=0
ist die Kennlinie linear und mit wachsender Schwingungs
amplitude nimmt der vom Kollektor des Transistors T2 ge
lieferte Rückführungsstrom Ir solange zu, bis der einge
speiste Rückführungsstrom Ir den konstanten Stromwert I₁
der Stromquelle 1 erreicht hat. Bei negativen Schwing
kreisspannungen wird der Transistor T1 zu Lasten des
Transistors T2 aufgesteuert, so daß der Strom Ir abnimmt.
Wird vom Schwingkreis SK der Transistor T1 soweit aufge
steuert, daß er den gesamten Strom I₁ der Stromquelle 1
übernommen hat, so ist der in den Schwingkreis fließende
Strom Ir auf 0 gesunken. Infolge dieses Kennlinienverlaufs
schwingt die Schaltung sicher an und ist in ihrer Amplitude
stabilisiert. Der Strom der Stromquelle 1 ist hierzu so
zu wählen, daß der Transistor T2 durch den periodisch mit
Energie versorgten Schwingkreis nicht bis in den über
steuerten Zustand, bei dem der Kollektorstrom in die
Basiselektrode abfließt, ausgesteuert wird.
Die Spannungsverhältnisse am Schwingkreis sollen nun an
einem Ausführungsbeispiel näher erläutert werden. Gegeben
sei eine Schwingkreisspule mit einer Induktivität von
10 mH und einem Gleichstromwiderstand von 100 Q. Gewünscht
sei eine Oszillatorfrequenz von 10 kHz. Hierzu gehört eine
Schwingkreiskapazität
von etwa 25,3 nF.
Bei 10 kHz ist der Resonanzwiderstand des Parallelschwing
kreises Z=L/(C · R)=4 kQ. Um an diesem Widerstand eine
Wechselspannung von 300 mV zu erzeugen, ist ein Wechsel
strom von
I=U/R=300 mV/4 kQ=75 µA erforderlich. Die Stromquelle
1 wird nun so eingestellt, daß die gewünschte Wechsel
spannung von 300 mV am Schwingkreis steht. Der pulsierend
in den Schwingkreis eingespeiste Strom muß einen Wechsel
stromanteil der Grundwelle von 75 µA haben. Der (Gleich)-
Strom der Stromquelle 1 muß also
I=75 · π/2 µA=117,8 µA, also etwa 120 µA betragen.
Der mittlere Gleichstromanteil des impulsförmig fließenden
Stromes Ir von etwa 60 µA verschiebt durch den Gleich
stromwiderstand der Schwingkreisspule von 100 Q die Kol
lektorspannung des Transistors T2 um
60 µA · 100 Q=6 mV.
Um ein Bedämpfen des Schwingkreises durch Transistoren im
übersteuerten Zustand zu vermeiden, müssen die Transistoren
T1 und T2 hochohmig gegen den Wechselstromwiderstand
des Schwingkreises, also im Ausführungsbeispiel gegen 4 kQ
sein. Diese Bedingung ist bei Strömen der Stromquelle 1 um
100 µA ohne weiteres erfüllt. Nachteilig kann bei einer
Integration dieser Schaltung die Übersteuerung des Tran
sistors T2 sich auswirken, weil bei gegenüber der Basis
positiven Kollektorspannungen der Substrattransistor unter
dem üblicherweise als Lateraltransistor ausgebildeten
PNP-Transistor T2 leitend werden kann.
Dieser Nachteil wird in vorteilhafter Weise dadurch ver
mieden, wenn statt der in Fig. 2 gezeigten PNP-Transistoren
T1 und T2 NPN-Transistoren bei umgepolter Betriebs
spannungsquelle und umgepolter Stromquelle 1 verwendet
werden.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, besonders
vorteilhafte Oszillatorschaltungen des vorstehend beschriebenen
Prinzips anzugeben.
Erfindungsgemäße Lösungen sind in den Patentansprüchen 1, 2 und 4
beschrieben. Die Unteransprüche enthalten vorteilhafte Ausgestaltungen
und Weiterbildungen der Erfindung.
Die erfindungsgemäßen Lösungen sind nachfolgend anhand von
Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Abbildungen noch
eingehend veranschaulicht. Dabei zeigt
Fig. 1 die Prinzipschaltung einer Oszillatorschaltung aus
dem Stand der Technik;
Fig. 2 eine einfache Ausführung der Oszillatorschaltung
nach Fig. 1;
Fig. 3 die Steuerkennlinie der Schaltung nach Fig. 2;
Fig. 4 das Ersatzschaltbild einer erfindungsgemäßen Oszillatorschaltung
in I²L-Technik;
Fig. 5 das Diffusionsprofil eines Halbleiter-Chips mit der
Schaltung nach Fig. 4;
Fig. 6 eine Oszillatorschaltung mit höherer Aussteuerbarkeit;
Fig. 7 eine Oszillatorschaltung mit Stromrückführung über
Stromspiegel;
Fig. 8 eine Oszillatorschaltung mit zwei Emitterfolgern.
Die bekannten Schaltungen nach Fig. 1 und Fig. 2 sowie die
zugehörige Steuerkennlinie in Fig. 3 sind bereits ausführlich
erläutert.
Die Fig. 4 zeigt das Ersatzschaltbild einer Oszillatoranordnung
in I²L-Technik. Bei Schaltungen in I²L-Technik steht oft nur eine
geringe Betriebsspannung oder lediglich eine Injektorleitung zur
Verfügung. Die in Fig. 4 skizzierte Schaltung nutzt den sogenannten
"Current-Hogging"-Effekt aus.
Die Schaltung entspricht im wesentlichen der in Fig. 2
gezeigten. Gleiche Bauelemente sind mit gleichen Bezugs
zeichen versehen. Die zusätzlichen Bezugszeichen werden
weiter unten anhand der Fig. 5 erläutert.
Als Stromquelle 1 dient in diesem Ausführungsbeispiel der
Transistor T6, dessen Emitter an die Injektorleitung
angeschlossen ist.
Zwischen der gemeinsamen Emitterverbindung der Tranistoren
T1 und T2 und dem Ausgang der Schaltung ist ein Dop
pelkollektortransistor T3 vorgesehen, dessen Basis mit der
gemeinsamen Emitterverbindung, dessen Emitter mit der
Speisespannungsleitung K2 verbunden ist und dessen beide
Kollektoren als Ausgänge A21 und A22 der Schaltung ver
wendbar sind. Ein weiterer Transistor T7 symbolisiert den
Injektor für den Transistor T3.
Fig. 5 zeigt die Realisierung der in Fig. 4 gezeigten
Schaltung auf einem Halbleiterchip in I²L-Technik. In
Fig. 5 ist ein Querschnitt durch die Transistoren des
Halbleiterchips dargestellt. Wie ersichtlich, ist auf
einem p-Substrat 30 eine n-Epitaxieschicht aufgebracht,
die zwischen den p⁺-Isolationen 13 und 15 mit 12, zwischen
der p⁺-Isolation 15 und der tiefen n⁺-Diffusion mit An
schluß 721 mit 62=22 und zwischen dem Anschluß 721 und
der p⁺-Isolation 311 mit 72=31 bezeichnet ist. Diese
unterschiedliche Bezeichnung der n-Schicht wurde
deshalb
gewählt, weil sie in den drei genannten Gebieten unter
schiedlichen Transistoren zugeordnet ist. Die n-Schicht 12
bildet die Basis des Transistors T1 mit Emitter-p⁺-Wanne
11 und Basisanschluß 121. Als Kollektor wirkt das Substrat
30 mit Anschluß über die p⁺-Separationen 13 und 15. Tran
sistor T1 ist also als Substrattransistor realisiert.
Im in Fig. 4 gezeigten Ersatzschaltbild der I²L-Schaltung
sind die sich entsprechenden Elektroden und Anschlüsse mit
gleichen Bezugszeichen versehen wie in Fig. 5. Vom Tran
sistor T2 ist die Emitter-p-Wanne mit 21, die zugehörige
n-Basisschicht mit 22 und die Kollektor-p-Wanne mit 23
bezeichnet. Als Basisanschluß dient die n⁺-Wanne 721, die
auch den Transistoren T6 und T7 als Basisanschluß und dem
Transistor T3 als Emitteranschluß dient.
Die als Injektorelektrode vorgesehene Emitter-p-Wanne 61
des Transistors 6 ist von einem ringförmig die Emitter-
p-Wanne 61 umschließende Kollektor-p-Wanne 63 umgeben, die
gleichzeitig Emitter-p-Wanne 21 für den Transistor T2 ist.
Ebenso ist die Emitter-p-Wanne 21 des Transistors 2 von
einem den Emitter-p-Wannenring 21 umschließender Kollek
tor-p-Wannenring 23 umgeben. Der Transistor T6 wirkt durch
diese Anordnung über Anschluß 61 als Injektor auf die
Emitter-p-Wanne 21 des Transistors T2 nach dem Current-
Hogging-Effekt (IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol.
SC-10, Okt. 1975, Seiten 348-352). Er ersetzt hier die in
Fig. 2 gezeigte Stromquelle 1, ohne eine durch eine Sepa
ration getrennte Struktur zu erfordern.
Weiter rechts in Fig. 5 ist im n-Gebiet 72 ein größeres
p-dotiertes Gebiet 32 als Basis für den Ausgangstransistor
T3 eingebracht. Es enthält zwei n⁺-Gebiete 33 für den
Ausgang A21 und 34 für den Ausgang A22. Als Emitter 31
dieses Transistors T3 dient das n-Gebiet 72 mit Anschluß
721 über die n⁺-Diffusion. Die p-Wanne 71 bildet mit der
sie umgebenden n-Schicht 72 und der p-Wanne 32 mit An
schluß 73 Emitter, Basis bzw. Kollektor des Injektortran
sistors T7. Dabei ist der Kollektor-p-Wannenanschluß 73
identisch mit dem Basisanschluß des Transistors T3.
In Fig. 6 ist eine weitere erfin
dungsgemäße Oszillatorschaltung dargestellt, bei dem die
impulsmäßige Speisung des Schwingkreises SK durch den
Strom Ir, der gleich dem Kollektorstrom des Transistors T2
ist, so erfolgt, daß der Transistor T2 im linearen Aus
steuerbereich betrieben wird. Hierzu ist das eine Ende des
Schwingkreises über eine Diode D1 mit der Basis des Tran
sistors T1 und die Basis des Transistors T1 über eine
Stromquelle 2 mit der Speisespannungsleitung K2 verbunden.
Die Basis des Transistors T2 ist über eine weitere Diode
D2 an der Speisespannungsleitung K1 angeschlossen und
zwischen Basis des Transistors T2 und der Speisespannungs
leitung K2 ist eine dritte Stromquelle 3 geschaltet.
Zwischen der gemeinsamen Emitterverbindung und dem Ausgang
A2 ist, wie in Fig. 4, ein Transistor T3 vorgesehen, des
sen Basis mit der gemeinsamen Emitterverbindung, dessen
Emitter über einen Widerstand R1 mit der Basis des Tran
sistors T2 und dessen Kollektor mit dem Ausgang A2 und
über eine Stromquelle 4 mit der Speisespannungsleitung K2
verbunden ist.
Diese Schaltung unterscheidet sich von dem der
Fig. 2 im wesentlichen durch die an den Basen der Transistoren
T1 und T2 angeschlossenen Dioden D1 und D2, die von
den Stromquellen 2 und 3 stets in Durchlaßrichtung betrieben
werden und somit das Basispotential der Transistoren
T1 und T2 um einen nahezu
konstanten Spannungsabfall an
den Dioden erhöht, womit der Aussteuerbereich der Transistoren
T1 und T2 an ihren Kollektoren vergrößert wird.
Die Schaltung des Transistors T2 zeigt, wie in einfacher
Weise die bei der Schwingkreisspeisung entstehenden Span
nungsimpulse an der gemeinsamen Emitterverbindung der
Transistoren T1 und T2 verstärkt und ausgekoppelt werden
können. Hierbei ist zu beachten, daß im Ausführungsbei
spiel der Transistor T3 vom entgegengesetzten Leitfähig
keitstyp sein muß wie die Transistoren T1 und T2.
Bei hohen Güten des Schwingkreises kann der erforderliche
Strom Ir zur Deckung der Verluste des Schwingkreises sehr
klein sein. Dadurch muß auch ein sehr kleiner Stromquel
lenstrom I₁ eingestellt werden, wodurch die Schaltung sehr
hochohmig wird und eine betriebssichere Auskopplung der
Schwingungsimpulse an der gemeinsamen Emitterverbindung
der Transistoren T1 und T2 nicht immer möglich ist.
In Fig. 7 ist eine Oszillatorschaltung ge
zeigt, bei der die Schwierigkeit dadurch behoben ist, daß
der Transistor T2 als Stromspiegeldiode ausgebildet ist.
Es sind wiederum zwei Transistoren T1 und T2 vorgesehen
vom gleichen Leitfähigkeitstyp, deren Emitter miteinander
verbunden sind und deren gemeinsame Emitterverbindung über
eine Stromquelle 1 mit der Speisespannungsleitung K2
verbunden ist. Zwischen Ausgang A2 und gemeinsamer Emit
terverbindung ist wiederum ein Transistor T3 vorgesehen,
dessen Basis mit der gemeinsamen Emitterverbindung, dessen
Emitter mit der Speisespannungsleitung K1 und dessen
Kollektor mit dem Ausgang A2 und über eine Stromquelle 4
mit der Speisespannungsleitung K2 verbunden sind.
Ferner ist die Basis des ersten Transistors T1 über den
Schwingkreis SK und die Basis des zweiten Transistors T2
direkt mit der Speisespannungsleitung K1 verbunden. Des
weiteren ist an der gemeinsamen Emitterverbindung ein
Transistor T4 mit seiner Basis angeschlossen, dessen
Emitter über einen Widerstand R2 mit der Speisespannungs
leitung K1 und dessen Kollektor mit einem, als Diode
geschalteten Transistor T51 verbunden ist. Der als Diode
geschaltete Transistor T51 ist mit seinem Emitter an der
Speisespannungsleitung K2 angeschlossen. Der mit dem
Transistor T4 verbundene Verbindungspunkt von Kollektor
und Basis des Transistors T51 liegt zusätzlich an der
Basis eines Transistors T5, dessen Emitter an der Speise
spannungsleitung K2 und dessen Kollektor an der Basis des
Transistors T1 angeschlossen sind.
Bei dieser Schaltung fließt also der Strom Ir
nicht vom Kollektor des Transistors T2 in den Schwingkreis,
sondern wird in den Transistor T4 gespiegelt und über den
weiteren, aus den Transistoren T51 und T5 bestehenden
Stromspiegel auf den Schwingkreis SK geleitet. Damit kann
der Schwingkreis über den Transistor T1 einen wesentlich
höheren Strom I₁ der Stromquelle 1 steuern, der nunmehr in
der einen Schwingungshalbwelle über den als Diode geschalteten
Transistor T2 zur Speisespannungsleitung K1 abfließen
kann. Dadurch erhält man am gemeinsamen Emitterpunkt
der Transistoren T1 und T2 eine ausreichend niederohmige
Spannungsquelle, die nicht nur den Ausgangstransistor T3
steuert, sondern auch über den durch den Widerstand R2
gegengekoppelten Transistor T4 in erforderlicher Weise
abgeschwächt werden kann. Eine weitere Abschwächung des
zur Anfachung erforderlichen Stromes Ir läßt sich auch
durch die Wahl des Flächenverhältnisses
der Stromspiegel-
Transistoren T51 und T5 in an sich bekannter Weise erzielen.
In dieser Schaltung arbeitet lediglich der Transistor T1
zeitweise mit geringer Kollektor-Emitter-Spannung. Be
grenzt man jedoch durch die Wahl des Stromes I₁ bzw. des
Widerstandes R2 die Schwingamplitude am Schwingkreis SK
auf 700-900 mVSS, so erhält man einen sehr stabilen und
gegen Toleranzen der Halbleiterparameter weitgehend un
empfindlichen Oszillator.
In Fig. 8 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfin
dungsgemäßen Oszillatorschaltung dargestellt. Dieses
Beispiel ist eine Weiterbildung der in den Fig. 6 und 7
gezeigten Ausführungsbeispiele. Hier ist zwischen der
Basis des Transistors T1 und dem Eingang E ein Transistor
T8 im Emitterfolgerschaltung geschaltet und zwischen der
Basis des Transistors T2 und der Speisespannungsleitung K1
ein weiterer Transistor T9 ebenfalls in Emitterfolger
schaltung. Ferner ist der Kollektor des Transistors T2 mit
dem Eingang eines an der Speisespannungsleitung K1 ange
schlossenen Stromspiegels verbunden, dessen als Diode
geschalteter Transistor T41 an der Basis des als Strom
spiegeltransistor vorgesehenen Transistors T4 angeschlossen
ist.
Zur Abnahme der impulsförmigen Ausgangssignale ist wieder
um der Transistor T3 vorgesehen, dessen Basis mit der
Basis des Transistors T4, dessen Emitter mit der Speise
spannungsleitung K1 und dessen Kollektor mit dem Ausgangs
anschluß A2 verbunden ist.
Durch die beiden Emitterfolgertransistoren T8 und T9 wird,
wie in Fig. 6 durch die Dioden D1 und D2, die Spannungs
differenz zwischen Emitter und Kollektor der Transistoren
T1 und T2 vergrößert, so daß es nunmehr auch möglich ist,
den Kollektorstrom des Transistors T2 über den als Diode
geschalteten Transistor T41 in den Kollektor des Tran
sistors T4 zu spiegeln und von dort über den als Diode
geschalteten Transistor T51 in den Kollektor des Tran
sistors T5, wobei über das Flächenverhältnis der Strom
spiegeltransistoren der rückgeführte Strom Ir in gewünschter
Weise abgeschwächt wird, so daß der Schwingkreis durch
den Strom Ir nicht zu stark erregt wird und die Tran
sistoren T1 und T2 des Differenzverstärkers dennoch mit
ausreichend hohem Strom betrieben werden können.
Der besondere Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltung ist
ihre Unempfindlichkeit gegenüber Änderungen der Schal
tungsparameter. Digital verwertbare Ausgangssignale erhält
man bei Schwingungsamplituden von 100 mV bis 500 mV, ohne
daß durch die Begrenzung durch die Transistoren die Fre
quenz verworfen wird.
Claims (9)
1. Oszillatorschaltung mit einem Differenzverstärker und einem
aus einer Spule und einem Kondensator bestehenden Parallel
schwingkreis, der mit einem Ende mit dem nichtinvertierenden
Eingang (n) des Differenzverstärkers verbunden ist,
wobei
- - die Spule des Parallelschwingkreises anzapfungsfrei ist,
- - der nichtinvertierende Eingang (n) des Differenzver stärkers (DV) über eine Stromrückführung (Ir) mit einem Ausgang (A1) des Differenzverstärkers verbunden ist,
- - der invertierende Eingang (i) des Differenzverstärkers (DV) an der einen Speisespannungsleitung (K1) angeschlossen ist, an der auch das andere Ende des Parallelschwingkreises (SK) anzuschließen ist,
- - der Differenzverstärker (DV) einen Ausgangsanschluß (A2) zur Abnahme impulsförmiger Ausgangssignale aufweist.
- - der Differenzverstärker (DV) einen ersten Transistor (T1) und einen zweiten Transistor (T2) gleichen Leitfähigkeits typs enthält, deren Emitter miteinander verbunden sind und deren gemeinsame Emitterverbindung über eine erste Strom quelle (1) mit der anderen Speisespannungsleitung (K2) verbunden ist,
- - die Basis des ersten Transistors (T1) der nichtinver tierende Eingang und die Basis des zweiten Transistors (T2) der invertierende Eingang des Differenzverstärkers (DV) sind und
- - als Ausgang (A1) für die Stromrückführung der Kollek tor des zweiten Transistors (T2) vorgesehen ist, so daß der Kollektor des zweiten Transistors (T2) mit der Basis des ersten Transistors (T1) direkt verbunden ist,
dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung in I²L-Technik
realisiert ist in der Form,
daß der erste Transistor (T1) als Substrat-Transistor
ausgebildet ist und der zweite
Transistor (T2) als lateraler pnp-Ringtransistor mit
einem Emitterring (21) und einem, den Emitterring
(21) umschließenden Kollektorring (23) und die Injektorleitung
(Inj) an eine innerhalb des Emitterrings
(21) vorgesehene p-Zone (61) angeschlossen
ist (Current-Hogging-Effekt) (Fig. 5).
2. Oszillatorschaltung mit einem Differenzverstärker und einem
aus einer Spule und einem Kondensator bestehenden Parallel
schwingkreis, der mit einem Ende mit dem nichtinvertierenden
Eingang (n) des Differenzverstärkers verbunden ist,
wobei
- - die Spule des Parallelschwingkreises anzapfungsfrei ist,
- - der nichtinvertierende Eingang (n) des Differenzver stärkers (DV) über eine Stromrückführung (Ir) mit einem Ausgang (A1) des Differenzverstärkers verbunden ist,
- - der invertierende Eingang (i) des Differenzverstärkers (DV) an der einen Speisespannungsleitung (K1) angeschlossen ist, an der auch das andere Ende des Parallelschwingkreises (SK) anzuschließen ist,
- - der Differenzverstärker (DV) einen Ausgangsanschluß (A2) zur Abnahme impulsförmiger Ausgangssignale aufweist,
- - der Differenzverstärker (DV) einen ersten Transistor (T1) und einen zweiten Transistor (T2) gleichen Leitfähigkeits typs enthält, deren Emitter miteinander verbunden sind und deren gemeinsame Emitterverbindung über eine erste Strom quelle (1) mit der anderen Speisespannungsleitung (K2) verbunden ist,
- - die Basis des ersten Transistors (T1) der nichtinver tierende Eingang und die Basis des zweiten Transistors (T2) der invertierende Eingang des Differenzverstärkers (DV) sind und
- - als Ausgang (A1) für die Stromrückführung der Kollek tor des zweiten Transistors (T2) vorgesehen ist, so daß der Kollektor des zweiten Transistors (T2) mit der Basis des ersten Transistors (T1) direkt verbunden ist (Fig. 2),
dadurch gekennzeichnet,
daß der eine Anschluß (E) über eine erste Diode (D1) mit der Basis des ersten Transistors (T1) und die Basis des ersten Transistors (T1) über eine zweite Stromquelle mit der anderen Speisespannungsleitung (K2) verbunden sind,
daß die Basis des zweiten Transistors (T2) über eine zweite Diode (D2) an der einen Speisespannungsleitung (K1) angeschlossen ist und zwischen Basis des zweiten Transi stors (T2) und der anderen Speisespannungsleitung (K2) eine dritte Stromquelle (3) geschaltet ist (Fig. 6).
daß der eine Anschluß (E) über eine erste Diode (D1) mit der Basis des ersten Transistors (T1) und die Basis des ersten Transistors (T1) über eine zweite Stromquelle mit der anderen Speisespannungsleitung (K2) verbunden sind,
daß die Basis des zweiten Transistors (T2) über eine zweite Diode (D2) an der einen Speisespannungsleitung (K1) angeschlossen ist und zwischen Basis des zweiten Transi stors (T2) und der anderen Speisespannungsleitung (K2) eine dritte Stromquelle (3) geschaltet ist (Fig. 6).
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß
zwischen gemeinsamer Emitterverbindung und Ausgangsanschluß
(A2) ein dritter Transistor (T3) vorgesehen ist, dessen
Basis mit der gemeinsamen Emitterverbindung, dessen Emit
ter über einen ersten Widerstand (R1) mit der Basis des
zweiten Transistors (T2) und dessen Kollektor mit dem
Ausgangsanschluß (A2) und über eine vierte Stromquelle (4)
mit der anderen Speisespannungsleitung (K2) verbunden sind
(Fig. 6).
4. Oszillatorschaltung mit einem Differenzverstärker und einem
aus einer Spule und einem Kondensator bestehenden Parallel
schwingkreis, der mit einem Ende mit dem nichtinvertierenden
Eingang (n) des Differenzverstärkers verbunden ist,
wobei
- - die Spule des Parallelschwingkreises anzapfungsfrei ist,
- - der nichtinvertierende Eingang (n) des Differenzver stärkers (DV) über eine Stromrückführung (Ir) mit einem Ausgang (A1) des Differenzverstärkers verbunden ist,
- - der invertierende Eingang (i) des Differenzverstärkers (DV) an der einen Speisespannungsleitung (K1) angeschlossen ist, an der auch das andere Ende des Parallelschwingkreises (SK) anzuschließen ist,
- - der Differenzverstärker (DV) einen Ausgangsanschluß (A2) zur Abnahme impulsförmiger Ausgangssignale aufweist,
- - der Differenzverstärker (DV) einen ersten Transistor (T1) und einen zweiten Transistor (T2) gleichen Leitfähigkeits typs enthält, deren Emitter miteinander verbunden sind und deren gemeinsame Emitterverbindung über eine erste Strom quelle (1) mit der anderen Speisespannungsleitung (K2) verbunden ist,
- - die Basis des ersten Transistors (T1) der nichtinver tierende Eingang und die Basis des zweiten Transistors (T2) der invertierende Eingang des Differenzverstärkers (DV) sind,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Kollektor des zweiten Transistors (T2) mit
der einen Speisespannungsleitung (K1) verbunden
ist und daß als Ausgang (A1) für die Stromrückführung
eine an der anderen Speisespannungsleitung
(K2) angeschlossene Stromspiegelschaltung (T51,
T5) vorgesehen ist, dessen Eingang am Kollektor
eines in Emitterschaltung geschalteten vierten
Transistors (T4) angeschlossen ist und die Basis des
vierten Transistors (T4) mit der gemeinsamen
Emitterverbindung des Differenzverstärkers verbunden
ist (Fig. 7).
5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen der Basis des ersten Transistors (T1) und dem einen Eingang (E) und zwischen der Basis des zweiten Tran sistors und der einen Speisespannungsleitung (K1) jeweils ein Transistor (T8 bzw. T9) in Emitterfolgerschaltung ge schaltet sind,
daß der Kollektor des zweiten Transistors (T2) mit dem Eingang eines an der einen Speisespannungsleitung (K1) angeschlossenen Stromspiegels (T41, T4) verbunden ist, dessen als Diode geschalteter Transistor (T41) an der Basis des als Stromspiegeltransistor vorgesehenen vierten Transistors (T4) angeschlossen ist (Fig. 8).
daß zwischen der Basis des ersten Transistors (T1) und dem einen Eingang (E) und zwischen der Basis des zweiten Tran sistors und der einen Speisespannungsleitung (K1) jeweils ein Transistor (T8 bzw. T9) in Emitterfolgerschaltung ge schaltet sind,
daß der Kollektor des zweiten Transistors (T2) mit dem Eingang eines an der einen Speisespannungsleitung (K1) angeschlossenen Stromspiegels (T41, T4) verbunden ist, dessen als Diode geschalteter Transistor (T41) an der Basis des als Stromspiegeltransistor vorgesehenen vierten Transistors (T4) angeschlossen ist (Fig. 8).
6. Schaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeich
net, daß zur Abnahme der impulsförmigen Ausgangssignale
ein dritter Transistor (T3) vorgesehen ist, dessen Basis
mit der Basis des vierten Transistors (T4), dessen Emitter
mit der einen Speisespannungsleitung (K1) und dessen Kol
lektor mit dem Ausgangsanschluß (A2) verbunden sind
(Fig. 7 und 8).
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19833301513 DE3301513C3 (de) | 1983-01-19 | 1983-01-19 | Oszillatorschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19833301513 DE3301513C3 (de) | 1983-01-19 | 1983-01-19 | Oszillatorschaltung |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3301513A1 DE3301513A1 (de) | 1984-07-19 |
DE3301513C2 DE3301513C2 (de) | 1993-12-02 |
DE3301513C3 true DE3301513C3 (de) | 1993-12-02 |
Family
ID=6188543
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19833301513 Expired - Fee Related DE3301513C3 (de) | 1983-01-19 | 1983-01-19 | Oszillatorschaltung |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3301513C3 (de) |
-
1983
- 1983-01-19 DE DE19833301513 patent/DE3301513C3/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3301513C2 (de) | 1993-12-02 |
DE3301513A1 (de) | 1984-07-19 |
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