DE3250100C2 - Prothese zum Stimulieren der Gehörnerven - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Prothese zum Stimulieren der Gehörnerven.

In den letzten Jahren wurden sogenannte Schneckenendoprothesen entwickelt, das sind "elektrische Kunstohren" mit jeweils einem in der Nähe des Ohrs zu implantierenden Teil und einem externen Teil, welches ein Mikrofon und eine Elektronik zur Ansteuerung von in dem implantierten Teil befindlichen Elektroden aufweist.

Die Elektroden stimulieren die Hörnerven, um im Gehirn einen Höreindruck hervorzurufen.

Untersuchungen haben ergeben, daß etwa fünfzehn Elektrodenstellen unabhängig voneinander stimuliert werden müssen, um ein ausreichendes Spektrum für das Sprachverständnis abzudecken. Dabei müssen nicht alle Stellen gleichzeitig stimuliert werden, zu einem beliebigen Zeitpunkt reicht die Stimulierung von etwa ein bis zwei Stellen aus.

Aus der US 4 267 410 ist eine solche Prothese bekannt, wobei sich dieser Schrift allerdings nicht entnehmen läßt, ob zu einem gegebenen Zeitpunkt nur eine der Elektroden erregt wird oder mehrere gleichzeitig. Nicht benutzte Elektroden werden freigeschaltet.

Aus der US 3 449 768 ist eine Gehörprothese bekannt, bei der mit einer Reihe von Flipflops ein Ringzähler aufgebaut ist, der zyklisch betrieben wird, wobei die einzelnen Flipflops Kanäle mit zugehörigen Elektroden bilden. Die Ausgangszustände der Flipflops legen die Erregung der Elektroden fest. Die Erregungsphasen können einander überlappen, alternativ können die Flipflops aber auch so verschaltet sein und angesteuert werden, daß jeweils nur eine einzige Elektrode erregt wird.

Aus der FR 2 383 657 ist eine Gehörprothese bekannt, bei der jeweils eine von mehreren Elektroden zu einem gegebenen Zeitpunkt einzeln erregt wird.

Ein spezielles Problem bei derartigen Gehörprothesen ist die Eigensicherheit. Es muß nämlich gewährleistet sein, daß bei einem Fehler an irgendeiner Stelle des Systems eine überstarke Stimulierung irgendeines Elektrodenpaares zuverlässig verhindert wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Prothese zum Stimulieren der Gehörnerven anzugeben, bei der eine überstarke Stimulierung irgendeiner Elektrode bzw. eines Elektrodenpaares weitestgehend verhindert wird.

Bei einer Prothese zum Stimulieren der Gehörnerven mit den Merkmalen des Anspruchs 1 wird dies dadurch erreicht, daß das Informationssignal die Form aufeinanderfolgender Pulsrahmen hat, wobei innerhalb jedes Pulsrahmens eine bestimmte Reihenfolge von Impulsen entsprechend der Reihenfolge der Elektrodenpaare vorgesehen ist. Die Elektrodenpaare werden entsprechend der Impulsfolge jedes Impulsrahmens implizit adressiert, d. h. wenn ein bestimmtes Elektrodenpaar nicht spürbar erregt werden soll, erfolgt durch den zu diesem Elektrodenpaar gehörenden Impuls lediglich eine Weiterschaltung zum nächsten Elektrodenpaar.

Wenn nun in dem von dem Detektor erfaßten Informationssignal fehlerhafte Information enthalten ist, was dadurch erkannt wird, daß das Informationssignal nicht einem vorbestimmten Format entspricht, wird die Sperreinrichtung aktiviert, so daß das Erregen der Elektroden verhindert wird.

In einer speziellen Ausführungsform erfolgt das Unterbinden der Erregung der Elektroden dadurch, daß die Elektroden kurzgeschlossen werden, wenn das Informationssignal nicht dem vorgegebenen Format entspricht. In einer speziellen Ausgestaltung der Erfindung werden sämtliche Elektroden (gemeinsam) kurzgeschlossen.

In einer Ausführungsform der Erfindung werden durch sechzehn Elektroden fünfzehn Stimulierungs- oder Reizstellen (Kanäle) gebildet. Jeder Kanal besitzt zwei Phasen. Die erste Phase ist die negative Reizphase, bei der die ausgewählte Elektrode N negativ bezüglich der benachbarten Elektrode (N+1) wird. In der zweiten, positiven Reizphase sind die Polaritäten der zwei beteiligten Elektroden umgekehrt. Während der zwei Phasen für den jeweiligen Kanal liegen die anderen, nicht ausgewählten Elektroden im offenen Zustand vor. In den übrigen Zeiten und während der Auswahl des "Kanals 0", d. h. im Rückstellzustand, sind sämtliche Elektroden miteinander verbunden. Durch das Verbinden der Elektroden wird jegliche Restladung der Elektroden abgeleitet. Das Kurzschließen der Elektroden erfolgt am Ende jedes Pulsrahmens und zu Beginn des nächstfolgenden Rahmens, um Restladungen sicher abzuleiten.

Die Daten für die Auswahl- und Erregungseinrichtung bestehen aus Signalstößen. Vorzugsweise ist ein Paar Stöße gleicher Breite für jeden Kanal vorgesehen, wobei ein Stoß in jedem Paar eine entsprechende Phase des zweiphasigen Impulses steuert. Die Breiten der zwei Impulse für jeden Kanal, der nicht stimuliert wird, sind so kurz, daß zwar ein innerer Zähler fortgeschaltet wird, eine Stimulierung jedoch nicht empfunden wird. Somit werden zur Auswahl einer spezifischen Stimulierungsstelle die ersten N-1 Stellen nacheinander mit der maximalen Abtastrate ausgewählt, wodurch der Zähler zählen kann, es folgt jedoch keine wirksame Stimulierung an den Elektroden. Nach den 2 (N-1) kurzen Stößen geben die nächsten zwei Stöße die erste und die zweite Phase für den Kanal N, wobei die Breiten dieser zwei Stöße jeweils in dem Bereich von 1-100 Mikrosekunden liegen. Diese Form der Impulsbreitenmodulation ermöglicht eine größtmögliche Auflösung, die Analogtechnik ist in diesem Fall besser als die Digitaltechnik.

Die für das Hindurchgehen durch einen Kanal ohne Stimulierung der entsprechenden Stelle erforderliche Zeit kann sich auf sechs Mikrosekunden pro Phase belaufen (wobei der Träger 4 Sekunden "ein" und 2 Sekunden "aus" ist). Somit sind 12 Mikrosekunden für das "Überspringen" eines beliebigen Kanals erforderlich, und es würden 180 Mikrosekunden erforderlich sein, um über alle 15 Kanäle zu springen. Eine derartig hohe Geschwindigkeit ermöglicht mehrere unterschiedliche Optionen für das Stimulieren der Elektroden. So sei z. B. angenommen, daß maximal drei Stellen in einem Rahmen stimuliert werden sollen. Das Überspringen von zwölf Kanälen erfordert 12 · 12 oder 144 Mikrosekunden, und die Stimulierung der drei Kanäle erfordert 600 Mikrosekunden. Wenn die Anschalt- und Abschaltzeiten für den Rahmen jeweils 50 Mikrosekunden sind, beträgt eine Rahmenlänge nur 844 Mikrosekunden. Dies ist ausreichend kurz, um die drei ausgewählten Stellen "gleichzeitig" zu stimulieren. Bei einer integrierten Schaltung würden sogar weniger als 12 Mikrosekunden erforderlich sein, um über einen Kanal zu springen.

Interessanterweise nimmt der Stimulierungsschwellenwert bei sehr kurzen Impulsen zu, wenn die zwei Phasen eines Impulses sehr eng zusammenliegen. Während der Durchführung des Arbeitsganges und dem Überspringen nicht ausgewählter Kanäle sind die zwei Phasen um einen Betrag von nur 2 Mikrosekunden getrennt. Dies stellt sicher, daß die kurzen Impulse für einen beliebigen zu überspringenden Kanal nicht zu einer feststellbaren Stimulierung führen, da der Stimulierungsschwellenwert höher als üblich ist, wenn die zwei Impulse in einem beliebigen Paar eng benachbart sind.

Unabhängig davon, ob eine oder mehrere Stellen während jedes Rahmens wirksam stimuliert werden, kann die Trägerübertragung unmittelbar nach der Einwirkung auf die letzte zu stimulierende Stelle aufhören, im Gegensatz zu einer Fortsetzung des Arbeitsganges bis durch den letzten Kanal hindurch. Wie weiter unten erläutert, stellt sich das System nach Aufhören der Impulsübertragung automatisch zurück. Zu diesem Zeitpunkt werden keine Stellen stimuliert, vielmehr sind alle Elektroden zusammen kurzgeschlossen, bis die gespeicherte Energie abgeführt worden ist, wenn dieselbe abgeführt wird, bevor eine Übertragung eines neuen Informationsrahmens beginnt. Diese Arbeitsweise ermöglicht eine große Flexibilität dahingehend, daß die Stimulierungsstrategie vollständig durch den externen Prozessor bestimmt wird. Die implantierte Vorrichtung ermöglicht viele unterschiedliche Stimulierungsformate, d. h. volle oder teilweise 15 Kanalrahmen und einzelne oder mehrfache Stellenstimulierungen pro Rahmen.

Genau so wichtig wie die Beendigung des Trägersignals ist dessen Notstop- Übertragung. Die kontinuierliche Trägerübertragung ohne Datenunterbrechungen wird als ein Rückstellsignal interpretiert. Wenn ein Fehler in dem Übertragungssystem vorliegt, ist es in diese Weise nicht möglich, einen kontinuierlichen übermäßigen Strom auf eine Elektrode zu geben. Das Feststellen eines kontinuierlichen Trägers führt zu einer Auswahl des Kanals Null und zu einem Kurzschluß aller Elektroden.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 in Verbindung mit Fig. 2 eine zu einer Prothese gehörige elektrische Schaltung,

Fig. 3 ein Impulsdiagramm, welches die Arbeitsweise der in Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltung erläutert,

Fig. 4 Einzelheiten des in Fig. 2 gezeigten Dekoders,

Fig. 5a, 5c Einzelheiten von Ausgangsstufen, die an dem unteren Ende der Fig. 2 nur angedeutet sind,

Fig. 6 zwei wahlweise Übertragungsmöglichkeiten, die im Zusammenhang mit der Schaltung nach den Fig. 1 und 2 angewandt werden können.

Der Daten/Leistungsträger besteht aus einer Reihe eng benachbarter HF-Stöße. Die Sondenspule L1 nach Fig. 1 ist durch den Kondensator C1 auf die Senderfrequenz abgestimmt. Bei der hier gezeigten Ausführungsform wird eine Trägerfrequenz von 3 MHz angewandt. Die Güte Q des Resonanzkreises ist niedrig (etwa 3).

Ein Daten/Leistungsseparator 10 besteht in der einfachsten Form aus einem Vollwellen-Brückengleichrichter mit einem Kondensator C2. Ein Spannungsstabilisator 12 erhält eine Spannung in dem Bereich von 3-4 V für den Betrieb des Systems.

In der Einheit 10 sind ebenfalls Halbwellengleichrichter vorgesehen, die das Triggersignal demodulieren und eine direkte Gruppeninformation ergeben, die zwei Schmitt-Triggern ST1 und ST2 zugeführt wird. Das von dem Schmitt-Trigger ST1 abgegebene Signal wird für das Takten des Zählers, während das System periodisch durch die 16 Kanäle hindurchgeht, für das Zurückstellen des Kanals Null und die aktiven Kanäle 1 bis 15 angewandt. Der Widerstand R1 und der Kondensator C3 bestimmen die Anstiegs- und Abfallzeiten des Signals an dem Eingang des Schmitt-Triggers ST1. Der andere Halbwellengleichrichter in dem Daten-Leistungsseparator 10 dient zum Aufladen des Kondensators C4 über den Widerstand R2. Die zugeordnete Logik ist ein Sicherheitsmerkmal, das verhindert, daß das System einen der Ausgänge in dem unwahrscheinlichen Fall erregt, daß der äußere Sender einen HF-Träger ohne Datenunterbrechungen liefert. Dies wäre ein Problem während der Kanalabtastsequenz, wenn einer der aktiven Kanäle erregt ist, oder wenn der Empfängerzähler (weiter unten beschrieben) eine Fehlzählung durchführt und ein anderer Kanal als der Kanal Null durch die Zählung zu dem Zeitpunkt wiedergegeben wird, wo der Kanal Null wiedergegeben werden sollte. In einem derartigen falschen Zustand wäre es unzweckmäßig, einen kontinuierlichen Gleichstrom einer der Elektroden zuzuführen. Trotz der Tatsache, daß der äußere Sender praktisch in allen Fällen seine eigene Sicherheitsschaltung aufweist für die Überwachung seiner Ausgangsgröße, um so das Auftreten eines derartigen Zustandes zu verhindern, ist es immer noch zweckmäßig, daß die implantierte Vorrichtung eigensicher ist.

Bei Vorliegen des HF-Trägers wird der Kondensator C4 durch den Widerstand R2 auf den Schaltschwellenwert des Schmitt-Triggers ST2 aufgeladen. Dann steigt die NODATA-Ausgangsgröße an unter Zurückstellen des Zählers und Auswahl des Kanals Null. Solange Daten übertragen werden, folgt die Ausgangsgröße des Schmitt-Triggers ST1 der Gruppe des Trägers, wobei die Gruppe (Datensignal) in der Zeichnung gezeigt ist. Jeder Impuls eines Kanalpaars besteht aus einer ansteigenden Flanke, der eine fallenden Flanke folgt. Immer wenn eine Unterbrechung in der Trägerübertragung erfolgt, d. h. Daten übertragen werden, weil das Ende eines Impulses festgestellt worden ist, fällt die Ausgangsgröße des Schmitt-Triggers ST1 ab, und die Ausgangsgröße des Wechselrichters 14 steigt an. Dies führt dazu, daß der Schmitt-Trigger ST1 leitend und der Kondensator C4 entladen wird. Solange der Träger nicht ausreichend lange übertragen wird, bleibt somit die NODATA-Ausgangsgröße des Schmitt-Triggers ST2 niedrig. Kurz nach Beginn eines Ladevorgangs aufgrund eines Datenimpulses wird der Kondensator C4 bei der Ankunft einer Datenunterbrechung, dem Ende des Impulses, wenn der Transistor FET1 leitend wird, schon wieder entladen. Lediglich dann, wenn der Träger kontinuierlich für länger als TMAX Sekunden (siehe Fig. 3) übertragen wird, steigt die NODATA-Ausgangsgröße an. Da bei der hier gezeigten erfindungsgemäßen Ausführungsform die maximale Datenimpulsbreite 100 Mikrosekunden beträgt, sollten die Komponentenwerte dergestalt ausgewählt werden, daß TMAX geringfügig größer als 100 Mikrosekunden ist.

Die Ausgangsgröße des Spannungsstabilisators 12 wird auf den Betriebsspannungsgenerator 16 beaufschlagt. Dieses Element stellt den Wert des Betriebspotentials fest. Das Signal VSENSE ist immer dann größer, wenn die Ausgangsgröße des Spannungsstabilisators den Betriebsschwellenwert übersteigt, und dieser ist größer als das für den Betrieb der Logik tatsächlich erforderliche Potential. Der Wechselrichter 18 führt dazu, daß ein Signal entgegengesetzter Polarität an dessen Ausgang (-Leitung) auftritt.

Die ersten drei Wellenformen in dem Zeitdiagramm nach Fig. 3 geben eine typische Daten/Leistungs/Übertragungssequenz, die Ausgangsgröße des Spannungsstabilisators und die Ausgangsgröße des Spannungssensors wieder. Der anfängliche Trägerstoß bringt die Schaltung auf ihren Arbeitswert.

Die Wellenform 3D gibt die Ausgangsgröße des Schmitt-Triggers ST1 wieder, die als Datentaktgeber bezeichnet wird. Im Anschluß an den Beginn der Übertragung kommen die ersten Datenunterbrechungssignale (negativer Übergang) an, die ein Impulspaar darstellen. Wie anhand der Wellenformen 3A und 3D ersichtlich, wird jeder Kanal durch zwei Impulse gleicher Breite wiedergegeben, und es liegt eine Trennung von 2 Mikrosekunden nicht nur zwischen den zwei Phasen jedes Kanalpaars, sondern ebenfalls zwischen aufeinanderfolgenden Impulspaaren vor.

Der Zähler 20 überwacht den in Betrieb befindlichen Kanal. Die Rückstellung des Zählers, zur Wiedergabe des Kanals Null (als Sicherheitsmerkmal) wird durch die -Ausgangsgröße des Tors G6 gesteuert, das abfällt. Immer wenn kontinuierliche HF länger als TMAX Sekunden empfangen worden ist, weist die NODATA- Leitung ein hohes Potential auf. Unter der Annahme, daß die - Eingangsgröße (Kanal 0) des Tors G6 hoch ist, führt das hohe Potential an der NODATA-Leitung dazu, daß die Ausgangsgröße des Tors G6 niedrig wird. Da die VSENSE-Leitung während der Datenübertragung hoch ist, wenn die -Eingangsgröße des Tors G3 niedrig wird, wird die Ausgangsgröße des Tors G3 (zurückgestellt) hoch unter Zurückstellen sowohl des Zählers 20 als auch des Flip-Flop FF1 (siehe die Wellenformen 3E, 3F und 3G). Die durch NODATA gesteuerte Rückstellung wird verhindert, wenn sich das System in dem Kanal Null befindet, indem das -Signal die Ausgangsgröße des Tors G6 hoch hält, die - Leitung ist niedrig, wenn sich das System im Kanal 0 befindet.

Wenn auch der Zähler 20 definiert, welche 16 Kanäle sich in Arbeitsfunktion befinden, weist jeder Kanal zwei Phasen auf. Die Phasen werden durch ein Flip-Flop FF1 bestimmt. Wenn das Flip-Flop zurückgestellt wird, während seine -Ausgangsgröße auf einem hohen Wert ist, befindet sich das System in Phase 2 eines Kanals. Wenn das Flip-Flop gesetzt ist und sich seine Q-Ausgangsgröße auf einem hohen Wert befindet, befindet sich das System in der Phase 1 eines Kanals. Da der -Ausgang des Flip-Flops zu dessen D-Eingang rückgekoppelt ist, führen aufeinanderfolgende Taktgeber-Eingangssignale zu einem Auslösen des Flip-Flop. Die Q- und -Ausgangsgrößen werden den Taktgebereingängen der ersten Stufe des Zählers 20 zugeführt. Als Ergebnis ergibt sich, daß immer dann, wenn das Flip-Flop kippt, bei der Phase 1 eines Kanals der Zähler fortgeschaltet wird.

Bei einer bevorzugten Übertragungsart wird die Trägerfrequenz zwischen Informationsrahmen nicht übertragen. Dies spart nicht nur Energie, sondern verhindert ebenfalls, daß das Gewebe kontinuierlich der HF-Strahlung ausgesetzt wird, wenn eine Stimulierung eigentlich nicht erforderlich ist. Während des Sprechens gibt es viele Intervalle, bei denen eine Stimulierung nicht erforderlich ist. In denjenigen Fällen, in denen der Träger nicht zwischen den Rahmen übertragen wird, wird das Ende eines Rahmens tatsächlich dadurch angezeigt, daß die VSENSE-Leitung auf einen niedrigen Wert gesetzt wird. Wenn die Trägerübertragung zwischen den Rahmen aufhört, kann die erforderliche Synchronisation dadurch erreicht werden, daß stets ein anfänglicher Trägerstoß zu Beginn jedes Rahmens vorgesehen wird. Zu Ende des anfänglichen Trägerstoßes sollte sich das System im Kanal Null, Phase 2 befinden. Nach der ersten Datenunterbrechung kann in dieser Weise die ansteigende Kante des Informationssignals auf der DATA-Leitung, die den Beginn des ersten Datenimpulses vorlegt, das Flip-Flop FF1 kippen in den Einstellzustand (Phase 1) und den Zähler fortschalten von der Wiedergabe des Kanals Null in die Wiedergabe des Kanals 1.

Es sei der erste Fall in Betracht gezogen, bei dem eine ausreichend lange Zeitspanne nach dem Aufhören der Trägerübertragung vorliegt, nicht nur für den Übergang der VSENSE-Leitung in einen niedrigen Zustand unter Anzeigen des Endes eines Rahmens, sondern ebenfalls für einen Abfall der Ausgangsgröße des Spannungsstabilisators, so daß die logischen Elemente nicht betrieben werden können. Dieser Fall ist in der Fig. 3 wiedergegeben, wobei die Ausgangsgröße des Spannungsstabilisators mit der Wellenfom 3B nach null geht, kurz nachdem die Ausgangsgröße des Spannungssensors mit der Wellenform 3C klein wird. Sobald die Ausgangsgröße der VSENSE-Leitung am Ende des Rahmens niedrig wird, arbeitet das Tor G3, und dessen Ausgangsgröße wird hoch unter Rückstellen des Zählers auf den Kanal Null. Das Flip-Flop gibt die Phase 2 wieder. Der Zähler muß auf den Kanal 0 zurückgestellt werden, so daß alle Elektroden für die Ladungsabgabe zusammen kurz geschaltet werden. Ob das System in dem Kanal Null verbleibt, hängt davon ab, ob die Ausgangsgröße des Spannungsstabilisators vor dem Beginn des nächsten Rahmens auf Null abfällt. Wenn dies der Fall ist, wird die gesamte Synchronisationsinformation verlorengehen, da das System überhaupt nicht betrieben wird, und man muß das System erneut synchronisieren auf den Beginn des nächsten Übertragungsrahmens. Dies ist der in der Fig. 3 gezeigte Fall. Der zurückgestellte Impuls am Ende der Wellenform 3F ist hier so gezeigt, daß derselbe zusammen endet mit dem Abfallen der Ausgangsgröße des Spannungsstabilisators.

Zu Beginn des nächsten Rahmens, während des Anschaltens des Trägerstoßes, wird das System erneut auf den Kanal Null, Phase 2, synchronisiert. Während des ersten Trägerstoßes baut sich allmählich die Ausgangsgröße des Spannungsstabilisators auf, wie durch die Wellenform 3D gezeigt. Während des Aufbaues wird ein ausreichendes Potential für den Betrieb der Logik abgeleitet, bevor das Potential ausreichend ist, um die VSENSE-Leitung ansteigen zu lassen. Nachdem das Potential auf einen ausreichend hohen Wert für den Betrieb der Logik aufgebaut wird, und bis die VSENSE- Leitung auf einen hohen Wert geht, ist somit die Ausgangsgröße des Tors G3 hoch unter Rückstellen des Systems im Kanal Null, Phase 2. Es ist wichtig, zu beachten, daß das Flip-Flop FF1 nicht durch das auf der DATA-Leitung auftretende Signal getastet wird. Sobald der Rückstellimpuls (3F) endet unter Hochgehen der VSENSE-Leitung, kann das Flip-Flop nicht wirksam durch das getaktet werden, was von der ansteigenden Flanke der DATA-Taktwellenform verbleibt. Somit verbleibt das System zurückgestellt im Kanal Null, Phase 2, bis nach der ersten Datenunterbrechung. An der vorderen Flanke des nächsten Impulses - der Beginn des ersten Datenimpulses - wird das Flip-Flop getaktet, so daß derselbe die Phase 1 wiedergibt, wobei der Zähler 20 weitergeschaltet wird unter Wiedergabe des Kanals 1. Somit wird das System in dem Kanal 1, Phase 1 zu Beginn des ersten Datenimpulses überführt, und die erforderliche Synchronisation ist erreicht worden.

Die ansteigende Kante der DATA-Taktwellenform tritt auf, während die RESET-Leitung sich immer noch auf einem hohen Wert befindet. Somit hat das an das Flip-Flop gelegte Taktsignal keine Wirkung auf dessen Zustand und das Flip-Flop verbleibt im zurückgestellten Zustand unter Widergabe der Phase 2. Sobald die VSEBSE-Leitung auf einen hohen Wert geht, geht die RESET-Ausgangsgröße des Tors G3 auf einen niedrigen Wert, jedoch befindet sich zu diesem Zeitpunkt die DATA-Taktleitung auf einem hohen Potential, und es ist zu spät, das Flip-Flop zu takten. Das System befindet sich wiederum im Kanal Null Phase 2, so daß im Anschluß an die erste Datenunterbrechung die vordere Kante des ersten Datenimpulses durch das System hindurch zu dem Kanal 1, Phase 1 treten kann.

Bei der zweiten weiter unten beschriebenen Übertragungsart hält die Trägerübertragung nicht zwischen den Rahmen an. Dies ermöglicht eine sofortige Stimulierungssteuerung, ohne daß man während einer Anschaltsequenz zu warten hat. In diesem Fall wird das System zwischen dem Rahmen im Kanal Null Phase 1, nicht Phase 2, im zurückgestellten Zustand gehalten. Da der Träger kontinuierlich übertragen wird, bleibt die Ausgangsgröße des Spannungsstabilisators hoch wie auf der VSEBSE-Leitung. Es liegt überhaupt kein Rückstellimpuls vor, und das System verbleibt im Kanal Null, Phase 1, da dies die Stelle ist, wo der Sender dasselbe verlassen hat. Im Anschluß an die Datenunterbrechung, die der Überführung des Systems in den Kanal Null, Phase 1, vorausging, erfolgt die Übertragung kontinuierlich, so daß, sobald das System im Kanal Null, Phase 1 ist, dasselbe dort verbleibt.

Für die richtige Synchronisation muß das System jedoch durch den Kanal Null, Phase 2, zu dem Kanal 1, Phase 1 geführt werden. Was in diesem Fall erforderlich ist, ist somit, daß ein Impuls für Kanal Null, Phase 2 erzeugt wird. Alles, was hierbei erforderlich ist, ist das Einführen einer Datenunterbrechung in dem Träger und anschließend ein kurzer Trägerstoß. Dieser Stoß wird als ein Datenimpuls behandelt und steuert die Überführung des Systems durch die Phase 2 des Kanals Null. Nach der nächsten Datenunterbrechung gibt die ankommende vordere Flanke den Beginn des ersten Datenimpulses für Kanal 1 wieder, und das System wird in der üblichen Weise zu dem Kanal 1, Phase 1, getaktet.

In einem derartigen Fall jedoch könnte die TMAX-Zeitausschaltung ein Problem bedingen, da es in der Praxis schwierig ist, die Dauer von TMAX genau zu steuern. Das System soll in dem nicht stimulierenden Kanal 0, Phase 1 zwischen den Rahmen in Gegenwart des kontinuierlichen Trägers verbleiben. Wenn der Träger länger als TMAX Sekunden vorliegt, geht die NODATA-Leitung auf einen hohen Wert. Wenn eine Rückstellung gesteuert wird, würde der Zähler und das Flip-Flop auf den Kanal 0, Phase 2 zurückgestellt werden. Um eine derartige Rückstellung und einen Verlust der Synchronisation zu vermeiden, ist der -Eingang des Tors G6 vorgesehen. Wenn sich das System im Kanal 0 befindet, verbleibt selbst dann, wenn die NODATA-Leitung auf einen hohen Wert geht, um das Vorliegen einer kontinuierlichen HF anzuzeigen, weil der -Eingang sich auf einem niedrigen Wert befindet, der NODATA-Ausgang bei einem hohen Wert, so daß ein Rückstellimpuls nicht erzeugt wird.

Es gibt keinen Anlaß zur Besorgnis bezüglich des Vorliegens einer übermäßigen Stimulierung, während der Träger in dem Kanal 0 vorliegt, da alle Elektroden zu diesem Zeitpunkt kurzgeschlossen sind. Der einzige Zeitpunkt, bei dem das eigensichere Merkmal des Systems erforderlich ist, liegt dann vor, wenn ein kontinuierlicher Träger vorhanden ist und sich das System in einem anderen Kanal als dem Kanal 0 befindet. Zu diesem Zeitpunkt befindet sich der -Eingang des Tors G6 bei einem hohen Wert und die - Ausgangsgröße kann so erzeugt werden, daß sich eine Steuerung einer Rückstellung ergibt, wenn der Träger länger als TMAX Sekunden vorliegt. Diese Art der Rückstellung ist in den Wellenformen 3E, 3F und 3G gezeigt. Es wird hierbei angenommen, daß der kontinuierliche Träger empfangen wird, während das System in dem Kanal 5 arbeitet (siehe Wellenform 30), und das -Signal wird erzeugt für die Steuerung einer Rückstellung, wobei das System in den Kanal 0, Phase 2, überführt wird (Q-Ausgang des Flip-Flops FF1 befindet sich auf einem niedrigen Wert).

Das System ist in dem Übertragungsformat so flexibel, daß absichtlich "gesteuerte Fehler"-Zustände dieser Art tatsächlich dazu angewandt werden können, um die Rahmen zu trennen. Wie in Fig. 3 gezeigt, kann ein Rahmen einfach dadurch beendet werden, daß der Träger für TMAX Sekunden übertragen wird, ohne daß eine Datenunterbrechung erfolgt, und im Anschluß hieran erfolgt eine Rückstellung, und der Arbeitsvorgang beginnt mit dem Kanal 1, Phase 1 nach der nächsten Datenunterbrechung. Eine derartige Arbeitsweise ist jedoch nicht bevorzugt, da der letzte bearbeitete Kanal in dem Rahmen für TMAX Sekunden stimuliert werden muß.

Zusätzlich zu der Funktion eines Filters für die Energiezufuhr besitzt der Kondensator C2 die zusätzliche Funktion eines Feststellens des Abstellens. Das VSENSE-Signal ist bisher so beschrieben worden, daß dasselbe die Rückstellung des Zählers zu Beginn jeder Rahmenübertragung (Anschalten) und zu Ende jeder Rahmenübertragung (Abschalten) steuert. Eine derartige Synchronisation ist notwendig, wenn eine intermittierende Übertragung angewandt wird. Es wird ein Rahmen der Information nur dann übertragen, wenn die Stimulierung erforderlich ist, und zwischen den Rahmen erfolgt keine Übertragung. Ein abgeschalteter Zustand wird durch den Sensor 16 festgestellt, der feststellt, daß das Potential parallel zu dem Kondensator C2 unter einen Schwellenwert abgefallen ist. Wenn die Übertragung aufhört, entlädt sich der Kondensator C2 durch jeden Widerstand, der sodann parallel zu den Ausgängen des Spannungsstabilisators 12 geschaltet ist.

Die Zeitkonstante muß dergestalt sein, daß der Kondensator nicht bis zu einem Punkt entladen wird, bei dem die VSENSE-Leitung einen niedrigen Wert während der normalen zwei Mikrosekundentrennung zwischen den Impulsen annimmt. Ansonsten würden Abschaltzustände über die gesamte Zeit hin festgestellt werden. Andererseits sollte der Kondensator in nicht zu langer Zeit entladen werden, da möglichst schnell ein echter abgeschalteter Zustand festgestellt werden sollte, so daß das System sich zurückstellen kann, wobei alle Elektroden zusammen kurzgeschlossen sind. Damit der Kondensator C2 als verläßlicher Zeitgeber arbeitet, muß eine parallele Last vorgesehen werden, so daß er mit einer vorherbestimmten Zeitkonstante entladen werden kann. Die Funktion der Tore G4 und G5 und des Transistors FET2 besteht darin den Lastwiderstand R3 in die Schaltung einzuordnen, so daß der Kondensator C2 sich über diesen und den Spannungsstabilisator entladen kann, sobald eine Abschaltung erforderlich ist.

Eine derartige Abschaltung ist immer dann erforderlich, wenn der Träger aufhört, z. B. bei einer Datenunterbrechung oder zu Ende eines Rahmens. In einem derartigen Fall wird der -Leitungseingang des Tors G4 auf einen hohen Pegel gebracht, so daß ein Eingang des Tors G5 bei einem niedrigen Pegel gehalten wird. Sobald die Trägerübertragung aufhört, befindet sich der Ausgang des Sensors 16 noch bei einem hohen Pegel und somit befindet sich der -Eingang des Tors G5 ebenfalls auf einem niedrigen Pegel. Wenn beide Eingänge des Tors sich auf einem niedrigen Pegel befinden, befindet sich der Ausgang desselben auf einem hohen Pegel, der Transistor FET2 leitet und der Lastwiderstand R3 wird in die Schaltung gekoppelt, so daß der Kondensator C2 als ein verläßlicher Zeitgeber arbeiten kann. Nach einem "Zeit aus" (über die maximale Impulslücke hinaus) nimmt die VSENSE-Leitung einen niedrigen Pegel an, und das Tor G3 erzeugt einen Rückstellimpuls.

Sobald der Ausgang des Sensors 16 einen niedrigen Pegel und die -Leitung einen hohen Pegel annimmt, wird der Transistor FET2 nichtleitend. Wenn es auch nicht wesentlich ist, die Ladung an dem Kondensator C2 zwischen den Rahmen aufrechtzuerhalten, ist es zweckmäßig, daß dieselbe wenigstens kurzzeitig nach dem Rückstellen des Systems vorliegt, d. h. daß das Potential ausreichend hoch bleibt, um die Logik zu betreiben. Nach Rückstellen des Systems werden die Elektroden miteinander kurzgeschlossen und verbleiben in diesem Zustand lange genug, um eine Ladungserholung zu ermöglichen.

Selbst während des Abtastens der Kanäle 1-15 arbeitet der Kondensator C2 als ein Zeitgeber dergestalt, daß das System zurückgestellt und die Elektroden kurzgeschlossen werden können, falls sich dies als notwendig erweist. Während des aktiven Kanalabtastens dienen die miteinander verbundenen Elektroden (unabhängig davon, welches Paar erregt wird) als Lastwiderstände. Nur wenn keine miteinander verbundenen Elektroden vorliegen, muß der Widerstand R3 in die Schaltung gebracht werden. Dies tritt während einer Datenunterbrechung ein. Zwischen aufeinanderfolgenden Impulspaaren zwischen den zwei Impulsen jedes Paars sind alle Elektroden offen. Die Funktion des -Eingangs des Tors G3 besteht darin, den Widerstand R3 zu einem derartigen Zeitpunkt in die Schaltung zu bringen. Wenn das System jedoch in dem Kanal 0 arbeitet, liegen ebenfalls keine angeschlossenen Elektroden vor. In diesem Fall sollte somit ebenfalls der Widerstand R3 in die Schaltung gebracht werden. Zu einem derartigen Zeitpunkt weist die CH0-Leitung einen hohen Wert auf unter Erregen des zweiten Eingangs des Tors G4. Wenn sich dieser Eingang auf einem hohen Wert befindet, steuert derselbe die Überführung des Transistors FET2 in den leitenden Zustand, wie dies ebenfalls durch das hohe Potential an dem -Eingang erfolgt.

Es ist zu beachten, daß bei einer Ausführungsform auf einem einzigen Chip die Impedanz R3 aus einer aktiven Vorrichtung in Form eines Lastwiderstandes besteht.

Bisher sind die das Rückstellen des Zählers 20 steuernden Signale beschrieben worden. Der Zähler hat 16 Zustände, wobei der erste den Kurzschluß aller Elektroden steuert. Jeder der anderen 15 Zustände steuert die Beaufschlagung eines zweiphasigen Impulses auf ein entsprechendes Elektrodenpaar. Wie der Zähler die Auswahl eines speziellen Elektrodenpaars oder das Kurzschließen aller derselben steuert und wie die Breiten jedes Paares der Elektrodenimpulse durch die Breiten eines Paares der Datenimpulse in dem übertragenen Signal gesteuert wird, wird nachfolgend beschrieben. Im Zusammenhang mit der entsprechenden Schaltung erscheint es zweckmäßig, weiterhin die zwei weiter oben erläuterten Übertragungsarten in Betracht zu ziehen, die in den Fig. 6A und 6B wiedergegeben sind. Ein Verständnis für die Übertragungsarten zeigt die große Flexibilität des Systems und die Art und Weise, in der die Prothese stark unterschiedliche Stimulierungsstrategien und Übertragungsarten ermöglicht. Bei dieser Ausführungsform nach der Fig. 6A wird der Träger nicht zwischen Rahmen übertragen, und während jedes Rahmens wird lediglich eine einzige Stelle stimuliert. Zu Ende jedes Rahmens geht die VSENSE-Leitung auf einen niedrigen Wert, und es wird ein Rückstellimpuls erzeugt. Dies führt dazu, daß der Zähler 20 zurückgestellt wird unter Auswahl des Kanals 0, und das Flip-Flop FET1 wird auf Phase 2 zurückgestellt.

Zu Beginn des nächsten Rahmens kann gegebenenfalls eine ausreichende Ladung auf dem Kondensator 2 für den Betrieb der Logik verblieben sein. Wie jedoch weiter oben beschrieben, beläßt der anfängliche Trägerstoß entweder das System im Kanal 0, Phase 2, wenn es sich dort befunden hat, d. h. die Logik wird immer noch betrieben oder er überführt das System in diesen gleichen Zustand durch Steuern der Rückstellung; d. h. die Logik ist noch nicht in Betrieb. In der Fig. 6A ist der anfängliche Trägerstoß gezeigt, wie er den Zustand "0, " - Kanal 0, Phase 2 steuert.

Wie in der Fig. 3A gezeigt, liegt zu Ende der anfänglichen Periode der Trägerübertragung eine Datenunterbrechung von 2 Mikrosekunden vor, an die sich die vordere Flanke des ersten Datenimpulses anschließt. An der aufsteigenden Kante dieses Impulses wird das Flip-Flop FF1 getaktet. Da dessen -Ausgang, der sich während der Phase 2 auf einem hohen Wert befindet, an den D-Eingang rückgekoppelt wird, nimmt nunmehr der Q-Ausgang einen hohen Wert an, während der -Ausgang einen niedrigen Wert annimmt; nunmehr wird die Phase 1 wiedergegeben. Die positive Flanke an dem CK-Eingang des Zählers 20 und die negative Flanke an dem -Eingang führen dazu, daß der Zähler in den Kanal 1 fortgeschaltet wird. Nach dem ersten Impuls des Kanals 1 liegt eine Datenunterbrechung vor, an die sich die ansteigende Flanke des zweiten Impulses des Kanals 1 anschließt. Das Flip-Flop wird wiederum getaktet. Dessen Polaritätssignale schalten den Zähler 20 nicht weiter. Der Zähler wird lediglich fortgeschaltet, wenn die ansteigende Flanke des ersten Impulses in dem zweiten Paar der Datenimpulse vorliegt.

Wie anhand der Wellenform 3G gezeigt, verbleibt während des anfänglichen Teils der Übertragung das Flip-Flop FF1 zurückgestellt, und der Q-Ausgang verbleibt auf einem niedrigen Wert. Die anfängliche Stufe der DATA-Taktleitung taktet das Flip-Flop nicht. Lediglich nach der Übertragung nach dem Anschalten, wenn der Kondensator C2 aufgeladen wird, wird das Flip-Flop zu Beginn des ersten Datenimpulses getaktet. Der Zähler 20 wird zu Beginn jedes Paares der Datenimpulse fortgeschaltet, wenn das Flip-Flop zur Wiedergabe der Phase 2 gekippt wird.

Während das System zurückgestellt wird, befindet sich die - Leitung auf einem niedrigen Wert, und ein Eingang jedes der Tore G1 und G2 wird auf einem niedrigen Wert gehalten. Somit werden die beiden Leitungen und auf einem hohen Wert gehalten, wie dies die Wellenformen 3H und 3I zeigen. An der vorderen Flanke des ersten Datenimpulses jedoch wird das Flip-Flop getaktet, und der Q-Ausgang nimmt einen hohen Wert an. Sobald der Zähler den Kanal 1 fortschaltet, geht der -Ausgang des Dekoders 22 auf einen hohen Wert, und der -Ausgang geht auf einen niedrigen Wert. Keines der Tore G1 und G2 wird nun durch die -Leitung außer Funktion gesetzt. Es liegt noch eine niedrige Eingangsgröße an dem Tor G2, da der -Ausgang des Flip-Flops sich bei einem niedrigen Wert befindet. Das Tor G1 ist jedoch nun in Funktion gesetzt, da dessen Eingang mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops, das sich auf einem hohen Wert befindet, verbunden ist. Der dritte Eingang jedes der Tore G1 und G2 ist mit der DATA-Leitung verbunden. Es ergibt sich somit, daß während des ersten Impulses des ersten Paares der Datenimpulse sich der Ausgang des Tors G1 bei einem niedrigen Wert für die Dauer des Impulses befindet. Dies ist in der Wellenform 3H gezeigt. Während der Datenunterbrechung zwischen den zwei Impulsen in dem ersten Paar befinden sich die Ausgänge der Tore G1 und G2 beide bei einem hohen Wert, da sich die DATA-Leitung bei einem niedrigen Wert befindet. Die vordere Flanke des zweiten Impulses in dem ersten Paar taktet jedoch wiederum das Flip-Flop, so daß nunmehr das Tor G2 und nicht das Tor G1 in Funktion gesetzt ist. Bei Vorliegen eines hohen Wertes auf der DATA-Leitung ist es der -Ausgang, der einen niedrigen Wert annimmt und bei demselben während des zweiten Impulses in dem ersten Paar verbleibt. Da die zwei Impulse in jedem Paar die gleiche Breite bei der hier gezeigten erfindungsgemäßen Ausführungsform aufweisen, ist der erste Impuls in den beiden - und -Wellenformen so gezeigt, daß diese die gleiche Breite besitzen. Beide Impulse treten auf, während der -Ausgang des Dekoders 22 sich bei einem niedrigen Wert befindet, wiedergegeben durch die Wellenform 3K. (Die Wellenformen 3J-3O zeigen lediglich, daß zu einem beliebigen Zeitpunkt eine Einwirkung auf den Kanal erfolgt, während das CH0- Signal "real" ist, in dem System werden keine CH1-CH5-Signale erzeugt.)

Sobald jedes Paar der Datenimpulse eintrifft, durchläuft das Flip-Flop einen Arbeitsgang, und der Zähler wird fortgeschaltet. Für jede Zählung weist jede unterschiedliche Ausgangsgröße einen niedrigen Wert für die Dauer des übertragenen Impulspaars auf - von dem Beginn des ersten Impulses in dem Paar bis zum Beginn des ersten Impulses in dem nächsten Paar - jedoch weisen die - und -Ausgangsgrößen einen niedrigen Wert nur für die Dauer der entsprechenden zwei Impulse auf. Die Fig. 3 zeigt die Art und Weise, in der aufeinanderfolgende Stellen stimuliert werden; die Dauer jeder Stimulierung hängt von den Breiten der zwei Impulse in dem entsprechenden Paar ab. Die Fig. 6A zeigt das System in Phase 2 des Kanals 0 zu Beginn der Rahmenübertragung. Bei dem gezeigten Übertragungsformat sind die zwei Impulse in jedem der Kanäle 1 bis 6 sehr kurz (die Impulsbreiten nach Fig. 3 und 6 sind unterschiedlich). Obgleich die - und -Leitungen auf einen niedrigen Wert gehen und die Stellenstimulierung steuern, ist die Stimulierung so kurz, daß dieselbe nicht wahrgenommen wird. Die unwirksamen Stimulierungen sind in der Zeichnung durch senkrechte Liniensegmente für jeden der Impulse wiedergegeben.

Zu Beginn des siebenten Datenimpulspaars erfolgt der gleiche Vorgang, wenn der -Ausgang des Dekoders 22 einen niedrigen Wert annimmt. Jedoch sind die zwei Impulse in diesem Paar breiter. Nach der Fig. 6A ist der erste Impuls so gezeigt, daß derselbe negativ und der zweite positiv ist, lediglich zu dem Zweck, daß die zwei Stimulierungen entgegengesetzte Polarität besitzen.

Bei der Übertragungsart nach der Fig. 6A wird lediglich ein Kanal während jedes Rahmens stimuliert, und die Trägerübertragung hört plötzlich zu Ende des zweiten dem Kanal zugeordneten Impulses auf. Das System wird nicht durch Kanäle hindurchgeführt, die keiner Stimulierung im Anschluß an den Kanal bedürfen, der stimuliert werden soll. Die Hindurchführung durch die Kanäle, die keiner Stimulierung bedürfen, tritt lediglich für diejenigen ein, die bei einem niedrigeren Wert in dem Kanal liegen, der der Stimulierung bedarf (um zu dem gewünschten Kanal zu zählen). Wie in der Fig. 6A gezeigt, wird, sobald die Übertragung aufhört, der Widerstand R3 in die Schaltung gebracht, da sich die -Leitung bei einem hohen Wert befindet, während die -Leitung sich bei einem niedrigen Wert befindet. Der Kondensator C2 wird durch den Widerstand entladen, bis die VSENSE-Leitung einen niedrigen Wert annimmt. Zu diesem Zeitpunkt wird ein Rückstellimpuls erzeugt, und das System in dem Kanal 0, Phase 2 zurückgestellt, wie in der Fig. 6A gezeigt, und es erfolgt ebenfalls zu Ende der CH0-Wellenform der Fig. 3J. Wie weiter oben beschrieben, ist in der Fig. 3 die Ausgangswellenform des Spannungsstabilisators so gezeigt, daß dieselbe relativ schnell nach Aufhören der Übertragung abklingt. In einem derartigen Fall nimmt die RESET-Leitung einen hohen Wert zu Ende des Rahmens an, wenn die VSENSE-Leitung auf einen niedrigen Wert geht. Die RESET-Leitung geht auf einen hohen Wert wiederum zu Beginn des nächsten Rahmens. Wenn andererseits der nächste Rahmen beginnt, bevor die Ausgangsgröße des Spannungsstabilisators so weit abgefallen ist, daß die VSENSE-Leitung einen hohen Wert annimmt, bleibt die RESET-Ausgangsgröße des Tors G3 zwischen den Rahmen hoch. Vom Betriebsstandpunkt aus ist es jedoch unerheblich, ob das System im Kanal 0, Phase 2 zwischen den Rahmen gehalten oder in diesem Zustand zu Beginn jedes Rahmens gebracht wird. Wichtig ist, daß zwischen den Rahmen, wenn das System immer noch betrieben wird, der Zähler zurückgestellt werden sollte.

Die Wellenform nach der Fig. 6A zeigt die Rückstellung in Kanal 0 Phase 2 nach der C2/R3-Zeitkonstanten. Der zweite in dieser Wellenform wiedergegebene Rahmen zeigt eine ähnliche Arbeitsphase, hierbei wird jedoch der Kanal 11 anstelle des Kanals 7 stimuliert. In jeder anderen Hinsicht ist die Arbeitsweise die gleiche.

Bei der Übertragungsart nach der Fig. 6B können nicht nur mehrere Kanäle in einem einzigen Rahmen stimuliert werden, sondern das System wird durch alle 15 Kanäle während jedes Rahmens geführt - selbst durch die Kanäle an dem Ende - und zwar nach dem letzten Kanal, der einer Stimulierung bedarf. Auch wird der Träger übertragen, wenn eine Stimulierung nicht erforderlich ist. Unter der Annahme, daß sich das System zunächst im Kanal 0, Phase 2, befindet, ist die Arbeitsweise die gleiche wie für die Übertragungsart nach der Fig. 6A beschrieben, und zwar durch den Kanal 7.

Anstelle eines Beendens des Rahmens an dieser Stelle werden die Kanäle 8 bis 13 schnell durch die Arbeitsgänge geführt, und im Anschluß hieran wird in der erforderlichen Weise der Kanal 14 stimuliert. Es erfolgt sodann ein schneller Durchgang durch den Kanal 15. Im Anschluß an die Datenunterbrechung nach dem zweiten 4-Mikrosekunden-Datenimpuls in dem dem Kanal 15 zugeordneten Paar wird wiederum der Träger übertragen. Es wird kein Rückstellimpuls erzeugt, da die VSENSE-Leitung einen niedrigen Wert annimmt. Vielmehr wird der Zähler von dem Zustand 15 zu dem Zustand 0 überführt, und das Flip-Flop taktet in der üblichen Weise, so daß der Kanal 0, Phase 1 (nicht Phase 2) wiedergegeben wird.

Die Breite des Impulses, der verbleibt, während das System im Kanal 0, Phase 1 ist, kann beliebig gewählt werden, und dies wird angegeben durch die Bezeichnung "wahlweiser Traeger". Wenn der Träger weiter andauert, geht die VSENSE-Leitung auf einen niedrigen Wert. Eine kurze Unterbrechung vor dem nächsten Rahmen, an die sich ein Trägerstoß anschließt, führt zu einem Kippen des Flip- Flops FF1 in die Phase 2, wie in der Fig. 6B gezeigt. Zu Ende dieses ersten Stoßes beginnt eine Datenunterbrechung, an die sich ein Datenimpuls anschließt und das Arbeiten des Systems in dem Kanal 1, Phase 1. Wenn andererseits der Träger nicht kontinuierlich zwischen den Rahmen übertragen wird und eine lange Unterbrechung zwischen den Rahmen vorliegt, wird das System in der üblichen Weise zurückgestellt, wenn die VSENSE-Leitung einen niedrigen Wert annimmt. Wenn die Unterbrechung ausreichend lang ist, dergestalt, daß alle Energie verlorengeht, stellt der Trägerstoß zu Beginn des nächsten Rahmens das System in dem Kanal 0, Phase 2, sicher, so daß der Datenimpuls das Arbeiten in dem Kanal 1, Phase 1 steuert.

Es sei jedoch angenommen, daß die Unterbrechung ausreichend lang ist, um eine VSENSE-Leitung auf einen niedrigen Wert gehen zu lassen (eine Rückstellbedingung), jedoch nicht ausreichend lang ist, um die Energie für die logischen Elemente abzuschalten. Das System wird in den Kanal 0, Phase 2 gebracht. Da die RESET-Leitung einen hohen Wert beibehält, wie weiter im Zusammenhang mit den Wellenformen nach der Fig. 3 erläutert, beläßt der anfängliche Trägerstoß zu Beginn des nächsten Rahmens das System im Kanal 0, Phase 2, so daß sich die richtige Arbeitsfolge ergibt. Letztlich sei der Fall betrachtet, bei dem die Logik bis zum Beginn des nächsten Rahmens mit Energie versorgt wird, wobei sich das System im Kanal 0, Phase 1, befindet, jedoch der Träger länger als TMAX Sekunden zwischen den Rahmen übertragen wird. Wenn TMAX erlauben würde, eine Rückstellung im Kanal 0, Phase 2, zu steuern, und da die Trägerunterbrechung vor dem nächsten Rahmen typischerweise nicht ausreichend lang ist, um die VSENSE-Leitung auf einen niedrigen Wert gehen zu lassen (um das System zurückgestellt in Kanal 0, Phase 2 zum Beginn des nächsten Rahmens zu bringen), würde sich die RESET-Leitung zu Beginn des nächsten Rahmens bei einem niedrigen Wert befinden, und der anfängliche Trägerstoß würde das System zu Kanal 1, Phase 1 führen, bevor ein Schritt des nächsten Datenimpulses, und somit ein Verlust der Synchronisation eintritt. Aus diesem Grund verhindert die -Eingangsgröße des Tors G6 eine TMAX-Rückstellung, wenn sich das System im Kanal 0 befindet. Das System verbleibt im Kanal 0, Phase 1 - selbst wenn TMAX vorbei ist - und zu Beginn des nächsten Rahmens wird dasselbe in der erforderlichen Weise durch Phase 2 geführt.

Man sieht somit, daß die maximale Flexibilität erzielt wird, da die Prothese unabhängig davon richtig arbeitet, wie groß die Länge der Trägerübertragung zwischen den Rahmen ist.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 1 und 2 ist bereits beschrieben worden, wie das Flip-Flop FF1 getaktet wird und wie das Schalten des Flip-Flops von der Wiedergabe von der Phase 2 in die Wiedergabe der Phase 1 das Fortschalten des Zählers 20 steuert. Der Zähler als solcher weist herkömmliche Bauart mit vier Stufen auf. Die letzte signifikante Stufe führt dazu, daß deren A-Ausgang sich bei einem niedrigen Wert und der -Ausgang auf einem hohen Wert befindet, wenn derselbe eine 0 wiedergibt, und der A-Ausgang befindet sich auf einem hohen und der -Ausgang auf einem niedrigen Wert, wenn derselbe eine 1 wiedergibt.

Ähnliches gilt auch für die drei anderen Stufen. Der 4-Bit-zu-16-Leitungen-Dekoder 22 weist herkömmliche Bauart auf. Eine Schaltung des Dekoders ist in der Fig. 4 wiedergegeben.

Es ist ebenfalls beschrieben worden, wie die Tore G1 und G2 die - und -Ausgänge so steuern, daß sich dieselben auf einem hohen Wert befinden, wenn das System im Kanal 0 ist (-Leitung auf niedrigem Wert) und wie diese Tore in die Lage versetzt werden, nur dann zu arbeiten, wenn der Dekoder 22 einen der Kanäle 1 bis 15 wiedergibt. Welches der zwei Tore seinen Ausgangswert niedrig macht, hängt von dem Zustand des Flip-Flops FF1 ab, und das Ausgangssignal des Tors geht nach niedrig, solange wie der entsprechende Datenimpuls empfangen wird. Die Schaltung an dem unteren Ende der Fig. 2 ist lediglich symbolisch. Es sind 16 Ausgangskreise für das Erregen der 16 Elektroden E1-E16 gezeigt. Aufeinanderfolgende Paare dieser Elektroden definieren 15 Stimulierungsstellen. Alle 16 Elektroden werden zusammen kurzgeschlossen, wobei die CH0-Leitung sich auf einem hohen Wert befindet (Kanal 0), und aus diesem Grund ist die Leitung mit jedem der 16 Ausgangskreise verbunden. Jedes Paar der Ausgangskreise ist mit einem entsprechenden der -- Ausgänge des Dekoders 22 verbunden, so daß ein Paar der Ausgangskreise erregt werden kann, wenn jeder Kanal in Funktion ist. Es ist zu beachten, daß mit Ausnahme der ersten und letzten Ausgangskreise jeder Ausgangskreis mit zwei Dekoderausgängen verbunden ist, da alle Elektroden E2-E15 bei den Stimulierungen an zwei verschiedenen Stellen mitwirken. Lediglich die den Elektroden E1 und E16 zugeordneten Ausgangskreise sind entsprechenden einzelnen Stimulierungsstellen zugeordnet. Die - und -Ausgänge sind ebenfalls mit jedem der Ausgangskreise verbunden, da es die Breite des Impulses auf jede dieser Leitungen ist, die tatsächlich die Länge des Betriebs eines Paares der Ausgangskreise steuert. Die Ausgangskreise in dem Paar, das in Funktion ist, weisen relative Polaritäten auf in Abhängigkeit von welcher Leitung und sich auf einem niedrigen Wert befindet, d. h. die Phase des erzeugten zweiphasigen Impulses.

Die Fig. 5A zeigt einen beliebigen (den Nten) der den Elektroden EN zugeordneten Ausgangskreise. Der Schaltkreis weist fünf Eingänge auf. Der erste ist ein Eingang, der den Kanal 0, die CH0-Leitung in Fig. 2 wiedergibt. Diese Leitung befindet sich auf einem hohen Wert immer dann, wenn der Kanal 0 ausgewählt ist. In der Zeichnung gemäß Fig. 5A ist der gezeigte Ausgangskreis dem Kanal N zugeordnet. Somit sind die zwei in diesem Kreis von dem Dekoder 22 ausgehenden, verbundenen Eingänge die - und -Ausgänge des Dekoders. Unter Bezugnahme auf die Fig. 2 sieht man, daß eine beliebige Elektrode EN für den Betrieb ausgewählt wird, wenn die Dekoderausgänge und auf einen niedrigen Wert gehen. Die letzten zwei Eingänge sind die - und -Leitungen, die allen Elektrodentreibern gemeinsam sind. Die Ausgangsstufe der Schaltung besteht aus einem Paar komplimentärer FET-Transistoren 54, 56, die parallel zu der Stromzuführung geschaltet sind. An der Verbindungsstelle der zwei Transistoren besteht eine Verbindung mit der Elektrode EN.

Wenn sich das System im Kanal 0 befindet, befindet sich die - Leitung auf einem niedrigen Wert und zwingt die Ausgänge der Tore G1 und G2 auf einen hohen Wert. Nachdem somit die - und - Leitungen sich beide bei einem hohen Wert befinden, befinden sich die Ausgänge aller der Tore 40, 42, 44 und 46 auf einem niedrigen Wert. Da beide Eingänge des Tors 50 sich auf einem niedrigen Wert befinden, befindet sich der Ausgang auf einem hohen Wert und der Ausgang des Inverters 52 auf einem niedrigen Wert. Somit verbleibt der Transistor 56 im nichtleitenden Zustand. Wenn auch zwei der Eingänge der Tore 48 ebenfalls auf einem niedrigen Wert liegen, befindet sich der Eingang des Kanals 0 (die CH0-Leitung nach Fig. 2) auf einem hohen Wert, und somit der Ausgang des Tores 48 auf einem niedrigen Wert unter Halten des Transistors 54 im leitenden Zustand. Somit wird die Elektrode EN durch ihren entsprechenden Transistor 54 auf die positive Stromzuführungsleitung zusammen mit allen anderen Elektroden geschaltet - der erforderliche Vorgang im Kanal 0. Durch Kurzschließen aller Elektroden, wenn keine Stelle zu stimulieren ist, erübrigen sich auch die ansonsten üblichen Wechselstrom-Kopplungskondensatoren zum Verhindern der reinen Ladungsabgabe und Nullstellen der Elektrodenpolarisationsströme.

Wenn ein anderer Kanal in Funktion ist, kann der Eingang des Kanals 0 ignoriert werden, da sich derselbe bei einem niedrigen Wert befindet und keine Wirkung auf das Tor 48 hat.

Zwischen den zwei Impulsen in jedem Paar oder dem letzten Impuls eines Paares und dem ersten des nächsten befinden sich beide Leitungen und auf einem hohen Potential, da ein Eingang jedes der Tore G1 und G2 mit der DATA-Leitung verbunden ist, die sich immer auf einem niedrigen Potential befindet, wenn eine Datenunterbrechung erfolgt. Wenigstens ein Eingang jedes der Tore 40, 42, 44 und 46 befindet sich auf hohem Potential, und die Ausgänge aller Tore auf niedrigem Potential. Alle Eingänge zu den Toren 48 und 50 befinden sich somit auf niedrigem Potential. Als Ergebnis hiervon befindet sich der Ausgang des Tors 48 auf hohem und der Ausgang des Inverters 52 auf niedrigem Potential. Beide Transistoren 54 und 56 werden nichtleitend gehalten, so daß die Elektrode EN ungeerdet ist. Dies ist erstrebenswert während jeder Datenunterbrechnung, wenn sich das System nicht in dem Kanal 0 befindet. Es ist ebenfalls der Grund für das Schalten des Widerstandes R3 (Fig. 1) in die Schaltung zu diesem Zeitpunkt, da keine andere Lastimpedanz vorhanden ist, die parallel zu dem Kondensator C2 geschaltet ist und es demselben ermöglichen würde, als ein verläßlicher Zeitgeber zu arbeiten.

Wenn eine Elektrode EN nicht eine der zwei bei der Stimulierung an einer Stelle wirksam werdenden ist, deren entsprechender Kanal durch den Kanal 20 wiedergegeben wird, dann befinden sich beide Eingänge und der Schaltung nach der Fig. 5A auf einem hohen Potential. Obgleich einer der Eingänge und zu einem niedrigen Potential gehen kann, ist einer der Eingänge und mit einem Eingang jeder der Tore 40 und 42, 44 und 46 verbunden. Nachdem ein Eingang jedes Tors auf einem hohen Potential gehalten wird, ist die Arbeitsweise die gleiche, wie wenn die - und - Leitungen einen Eingang jedes Tors ein hohes Potential halten. Die zwei Ausgangstransistoren leiten nicht und die entsprechende Elektrode wirkt bei der Stimulierung nicht mit.

Es sei nun angenommen, daß die Stelle N stimuliert werden soll. Während der ersten Phase sollte die Elektrode EN mit der negativen Seite der Spannungszuführung (wenn die Leitung sich bei einem niedrigen Potential befindet) und während der zweiten Phase mit der positiven Seite der Spannungszuführung (wenn sich die Leitung auf einem niedrigen Potential befindet) verbunden sein, um so zur Bildung eines zweiphasigen Impulses zu führen. Wenn die Stelle N stimuliert wird, befindet sich der Eingang auf einem niedrigen Potential. Während der Phase 1 befinden sich beide Eingänge des Tors 46 auf einem niedrigen Potential und der Ausgang desselben auf einem hohen Potential. Der Ausgang des Tors 50 befindet sich somit auf einem niedrigen Potential und der Ausgang des Inverters 52 auf einem hohen Potential, und weiterhin wird der Transistor 56 leitend gehalten. Der -Eingang des Tors 40 liegt auf einem hohen Potential und der -Eingang des Tors 42 auf einem hohen Potential, so daß sich beide Torausgänge auf einem niedrigen Potential befinden. Der Ausgang des Tors 48 befindet sich somit auf einem hohen Potential und der Transistor 54 wird nichtleitend gehalten. Lediglich der Transistor 56 leitet unter Verbinden der Elektrode EN mit der negativen Seite der Spannungszuführung. Während der Phase 2 des gleichen Kanals befinden sich der -Eingang des Tors 46 und der -Eingang des Tors 44 auf einem hohen Potential, beide Torausgänge auf einem niedrigen Potential und der Ausgang des Tors 50 auf einem hohen Potential. Der Ausgang des Inverters 52 befindet sich auf einem niedrigen Potential, so daß der Transistor 56 nichtleitend gehalten wird. Während der Ausgang des Tors 42 sich auf einem niedrigen Potential befindet, da dessen -Eingang auf einem hohen Potential liegt, befindet sich der Ausgang des Tors 40 nun auf einem hohen Potential, da beide Eingänge und desselben auf einem niedrigen Potential liegen. Der Ausgang des Tors 48 hat somit ein niedriges Potential und steuert den Transistor 54 leitend. Somit wird die Elektrode EN mit der positiven Seite der Spannungszuführung verbunden.

Sobald der vorangehende Kanal ausgewählt wird, muß der entgegengesetzte Arbeitsvorgang eintreten. Während der Phase 1 sollte die Elektrode EN mit der positiven Seite der Spannungszuführung gekoppelt sein, und während der Phase 2 sollte dieselbe mit der negativen Seite der Spannungszuführung gekoppelt sein. Wenn der Eingang sich auf einem hohen Potential befindet, befinden sich die Ausgänge der Tore 40 und 46 auf einem niedrigen Potential, und dieselben können ignoriert werden. Während der Phase befindet sich der -Eingang auf einem hohen Potential, und der Ausgang des Tors 44 auf einem niedrigen Potential zusammen mit dem Ausgang des Tors 46, und der Ausgang des Tors 50 auf einem hohen Potential, wobei der Transistor 56 im nichtleitenden Zustand gehalten wird. Da jedoch beide Eingänge des Tors 42 sich auf einem niedrigen Potential befinden, steht dessen Ausgang auf einem hohen Potential und steuert den Transistor 54 leitend. Umgekehrt gilt, daß während der Phase 2 die zwei Eingänge des Tors 44 sich auf einem niedrigen Potential befinden und der Ausgang des Tors 50 auf ein niedriges Potential geführt wird, so daß der Transistor 56 und nicht der Transistor 54 leitet, wobei die Elektrode EN mit der negativen Seite des Spannungszuführers verbunden wird.

Fig. 5B zeigt die Ausgangsstufe für die Elektrode E1. Diese Elektrode muß nur während des Kanals 1 ausgewählt werden. Während der Phase 1 dieses Kanals sollte die Elektrode EN mit der negativen Seite der Spannungszuführung und während der Phase 2 mit der positiven Seite derselben verbunden sein. (Während beider Phasen steuert die der Elektrode E2 zugeordnete Ausgangsschaltung entgegengesetzte Polaritätsverbindungen.) In Kanal 0 befindet sich der Eingang des Tors 64 auf einem hohen Potential, so daß dessen Ausgang auf einem niedrigen Potential liegt unter Leitendhalten des Transistors 66. Die Elektrode E1 ist durch den Transistor mit der positiven Seite des Spannungszuführers kurzgeschaltet, mit der alle anderen Elektroden gleichzeitig verbunden sind. Da der -Eingang in Kanal 0 auf einem hohen Potential liegt, liegt der Ausgang des Tors 62 auf einem niedrigen Potential, so daß der Transistor 68 nichtleitend bleibt. Bei dem Arbeiten in einem beliebigen anderen Kanal als dem Kanal 1 befindet sich der Eingang dieses Kanals 1 auf einem hohen Potential. Der Ausgang des Tors 62 befindet sich auf einem niedrigen Potential und hält den Transistor 68 nichtleitend. Der Ausgang des Tors 60 befindet sich auf einem niedrigen Potential, zusammen mit dem Eingang des Kanals 0 und der Ausgang des Tors 64 auf einem hohen Potential und hält den Transistor 66 nichtleitend. Zwischen Impulsen sind beide Leitungen und bei einem hohen Potential, so daß die Ausgänge der Tore 60 und 62 sich auf einem niedrigen Potential befinden. Die zwei Eingänge des Tors 64 befinden sich beide auf einem niedrigen Potential, der Ausgang desselben auf einem hohen Potential und hält den Transistor 66 nichtleitend. Da der Ausgang des Tors 62 sich auf einem niedrigen Potential befindet, wird der Transistor 68 im nichtleitenden Zustand gehalten, und die Elektrode E1 verbleibt in der erforderlichen Weise ungeerdet.

Wenn jedoch der Kanal 1 ausgewählt wird, befindet sich der -Eingang auf einem niedrigen Potential. Während der Phase 1 befindet sich der -Eingang auf einem niedrigen Potential. Da beide Eingänge des Tors 62 sich auf einem niedrigen Potential befinden, weist der Ausgang desselben ein hohes Potential auf und steuert den Transistor 68 leitend. Da der -Eingang auf einem hohen Potential liegt, ist der Ausgang des Tors 60 auf einem niedrigen Potential, so daß der Transistor 60 nichtleitend bleibt. Umgekehrt steht während der Phase 2 des Kanals 1 der Ausgang des Tors 60 auf einem hohen Potential, während der Ausgang des Tors 62 auf einem niedrigen Potential steht, so daß der Transistor 66 und nicht der Transistor 68 leitet.

Die Fig. 5C zeigt die der Elektrode E16 zugeordnete Ausgangsstufe. In Kanal 0 steht der Eingang des Tors 74 auf einem hohen Potential, so daß dessen Ausgang auf einem niedrigen Potential steht und den Transistor 76 leitend hält. Da der -Eingang auf einem hohen Potential steht, steht der Ausgang des Tors 72 auf einem niedrigen Potential und hält den Transistor 78 nichtleitend. Zwischen Datenimpulsen befinden sich die - und -Leitungen beide auf einem hohen Potential, so daß die Ausgänge der Tore 70 und 72 beide auf einem niedrigen Potential stehen, wodurch beide Ausgangstransistoren im nichtleitenden Zustand gehalten werden. In jedem aktiven Kanal, außer dem Kanal 15, steht der -Eingang auf einem hohen Potential, so daß die Ausgänge beider Tore 70 und 72 auf einem niedrigen Potential stehen. Der auf einem niedrigen Potential stehende Ausgang des Tors 72 hält den Transistor 78 im nichtleitenden Zustand, und da beide Eingänge der Tore 74 auf einem niedrigen Potential stehen, steht der Ausgang desselben auf einem hohen Potential und hält den Transistor 76 im nichtleitenden Zustand.

In dem Kanal 15 jedoch befindet sich der -Eingang auf einem niedrigen Potential und hat keine Wirkung auf die Tore 70 und 72. Während der Phase 1 des Kanals 15 befindet sich der -Eingang auf einem niedrigen Potential, und da beide Eingänge des Tors 70 sich auf einem niedrigen Potential befinden, weist der Ausgang desselben ein hohes Potential auf und hält den Transistor 76 leitend. Da der - und -Eingang auf einem hohen Potential liegt, steht der Ausgang des Tors 72 auf einem niedrigen Potential und hält den Transistor 78 im nichtleitenden Zustand. Dies entspricht den Erfordernissen, da der 16. Ausgangskreis, der lediglich im Kanal 15 ausgewählt wird, die Elektrode E16 während der Phase 1 mit der positiven Spannungszuführung verbinden muß. Während der Phase 2 des Kanals 15 stehen beide Eingänge des Tors 72 auf einem niedrigen Potential und der Ausgang desselben auf einem hohen Potential. Der Transistor 78 leitet nun unter Verbinden der Elektrode E16 mit der negativen Seite der Spannungszuführung. Da der -Eingang auf einem hohen Potential steht, steht der Ausgang des Tors 70 auf einem niedrigen Potential und hält den Transistor 76 im nichtleitenden Zustand.

Während die hier gezeigte erfindungsgemäße Ausführungsform so vorgesehen ist, daß lediglich die Impulsbreite verändert wird, ist man sich dessen bewußt, daß es vorteilhaft sein kann, ebenfalls eine Form von Impulsamplitudensteuerung gleichzeitig oder alternativ anzuwenden, um die Impulsintensität zu steuern.

Der Erfindungsgegenstand ist in gleicher Weise anwendbar auf Systeme, bei denen eine Impulsamplitudensteuerung oder andere Steuerung angewandt wird und entweder als solche oder im Zusammenhang mit einer Pulsbreitensteuerung. Ein derartiges System würde immer noch eine Anzahl Elektroden in etwa gleich der Anzahl der Stimulierungszellen verwenden, wobei zweiphasige Impulse ausgebildet werden durch Umschalten der Polaritäten eines Elektrodenpaars an jeder Stelle, und Elektrodenpaare würden immer noch entsprechende Stimulierungsstellen definieren, wobei wenigstens praktisch alle Elektroden in jeweils zwei verschiedenen Paaren zusammengefaßt sind. Es ist ebenfalls möglich, daß jede Elektrode in jedem der drei oder mehr verschiedenen Paare vorliegt. Die Stimulierungssequenz würde nur noch nacheinander erfolgen, wobei lediglich eine einzige Stelle zu einem bestimmten diskreten Zeitpunkt stimuliert wird, obgleich "gleichzeitige" Stimulierungen wahrgenommen werden, wenn die Kanalschaltung ausreichend schnell erfolgt. In ähnlicher Weise würde für eine vereinfachte Arbeitsweise des Systems durch alle Kanäle und den Kanal, der der zu stimulierenden Stelle zugeordnet ist, hindurchführen, und das schnelle Hindurchführen durch die unteren Kanäle führt zu Stimulierungen, die nicht wahrnehmbar sind. Es können die gleichen Übertragungsformate angewandt werden, und es können die gleichen Rückstell- und Sicherheitsmerkmale vorgesehen werden.

Sollte die einzige Steuerung über die Impulsamplitude erfolgen, kann immer noch das Impulsbreiten-Modulationsverfahren angewandt werden. Es kann eine Impulsamplitude dadurch abgeleitet werden, daß eine analoge Arbeitsweise für das Integrieren jedes Impulses herangezogen wird, oder es kann ein zusätzlicher Zähler vorgesehen werden für das Messen der Dauer jedes empfangenen Impulses und Umwandeln desselben in eine Amplitude. So kann z. B. die Anzahl der in jedem Impuls vorliegenden Trägerphasen gezählt werden. Der abschließende Zählwert würde sodann für das Einstellen der Amplitude angewandt werden.

Der Erfindungsgegenstand kann ebenfalls bei Systemen angewandt werden, die sowohl die Impulsbreite als auch die Impulsamplitude steuern. In einem derartigen Fall könnten die zwei Impulse in jedem Kanal nicht direkt unterschiedliche Phasen in dem entsprechenden zweiphasigen Impuls steuern. Vielmehr kann die Breite des ersten Impulses in jedem Kanal eine Stimulierungsimpulsbreite wiedergeben, und die Breite des zweiten Impulses in jedem Kanal kann die Stimulierungsimpulsamplitude wiedergeben. Beide Werte würden gespeichert werden, und nur nach der Übertragung der zwei Kanalimpulse würde der zweiphasige Stimulierungsimpuls durch die Prothese erzeugt werden, wobei die zwei Hälften des Impulses entgegengesetzte Polaritäten, jedoch gleiche Amplitude und Breite besitzen, und zwar in Abhängigkeit von den zwei gespeicherten Werten für den entsprechenden Kanal. Wahlweise kann die in dem Kanal 0 wiedergegebene Information für das Einstellen der Amplitude aller Impulse angewandt werden, die während des darauffolgenden Rahmens erzeugt werden.

Claims (3)

1. Prothese zum Stimulieren der Gehörnerven, umfassend die Merkmale:

• - eine Mehrzahl von Elektroden (E1-E16), die einander paarweise zugeordnet sind,
• - eine Detektoreinrichtung (L1, C1) zum Erfassen eines gesendeten Informationssignals,
• - wobei das Informationssignal die Form aufeinanderfolgender Pulsrahmen hat, von denen jeder die für die einzelnen Elektrodenpaare in einer vorbestimmten Folge erforderlichen Stimulierungsintensitäten festlegt,
• - eine Auswahl- und Erregungseinrichtung (22, 21), die ansprechend auf die Detektoreinrichtung zu jeder gegebenen Zeit höchstens ein einzelnes Elektrodenpaar auswählt und erregt, jedoch entsprechend der Reihenfolge von Impulsen in einem Pulsrahmen des Informationssignals alle Elektrodenpaare auswählt und sie mit der jeweils erforderlichen Stimulierungsintensität erregt,
• - eine Sperreinrichtung (ST2, GG), die das Erregen sämtlicher Elektroden zu verhindern vermag,
• - eine Einrichtung (10), die feststellt, wann das erfaßte Informationssignal nicht einem vorbestimmten Format entspricht, und
• - eine auf den Betrieb der Feststelleinrichtung ansprechende Einrichtung (C4), die die Sperreinrichtung aktiviert, wenn das Informationssignal nicht dem vorgegebenen Format entspricht.

2. Prothese nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sperreinrichtung (ST2, GG) die Elektroden kurzschließt, wenn das Informationssignal nicht dem gegebenen Format entspricht.

3. Prothese nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum Neusynchronisieren der Auswahl- und Erregungseinrichtung mit aufeinanderfolgenden Informationssignal-Pulsrahmen dann, wenn das Informationssignal nicht dem vorgegebenen Format entspricht.