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Die Erfindung bezieht sich auf eine Phasenregelschleife für digitale Signale, insbesondere PCM-Signale, die aus einem in seiner Frequenz nachsteuerbaren Oszillator, einem wenigstens zwei eingangsseitige Kippstufen und eine ausgangsseitige Kippstufe aufweisenden Phasendiskriminator, dessen einem Eingang die von den Impulsflanken des digitalen Signals abgeleitete Impulsfolge und dessen anderem Eingang die Oszillatorschwingung zugeführt sind und einem den Ausgang des Phasendiskriminators mit dem Frequenzsteuereingang des Oszillators verbindenden Schleifenfilter besteht.
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Phasenregelschleifen dieser Art spielen in der Nachrichtentechnik eine wichtige Rolle. Die Phasenregelschleife hat dabei die Aufgabe, die empfangsseitige Taktphase auf die Phase der ankommenden Nachricht zu synchronisieren. Da nicht alle digitalen Nachrichtenzeichen eine Phaseninformation in Form einer Bitflanke enthalten, ist der regenerierte Takt mit Jitter behaftet. Dieser nachrichtenabhängige Jitter kann zwar durch Verkleinern der Schleifenbandbreite herabgesetzt werden, doch verringert sich dadurch gleichzeitig der Fangbereich der Schleife, was wiederum große Anforderungen an die Konstanz der Freilauffrequenz des zu regelnden Oszillators voraussetzt. Aus diesem Grunde werden in Phasenregelschleifen für die Taktgenerierung meist Quarzoszillatoren verwendet. Darüberhinaus ist es hier erforderlich, entweder für den Fangvorgang das Schleifenfilter auf eine größere Schleifenbandbreite umschaltbar zu gestalten, oder eine Wobbeleinrichtung für die Oszillatorfrequenz vorzusehen.
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Eine umschaltbare Schleifenfilteranordnung einerseits oder eine Wobbeleinrichtung andererseits bedeuten einen relativ großen Aufwand für eine solche Phasenregelschleife. Um diesem Aufwand zu entgehen, sind Schaltungen entwickelt worden, die sowohl frequenzsensitive als auch phasensensitive Eigenschaften haben.
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Schaltungen dieser Art sind beispielsweise durch die Literaturstellen "Electronic Design" H. 6, March 15., 1978, S. 84-87 und EDN (1976) 20. 9., S. 55-59 bekannt. Diese bekannten Schaltungen sind jedoch nicht geeignet für die Verarbeitung von digitalen Zufallsfolgen, wie sie beispielsweise PCM-Signale darstellen, weil sie Impulspausen als Frequenzabweichungen deuten.
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Eine frequenzsensitive Phasenregelschleife, die auch die Verarbeitung von digitalen Zufallsfolgen ermöglicht, ist weiterhin durch die Literaturstelle "Bellisio, J. A.: A new phase locked timing recovery method for digital regenerators. Int. Conf. Communications Record, Philadelphia, Juni 1976, S. 10-16" bekannt geworden. Diese Stellung weist jedoch einen erheblichen technischen Aufwand insofern auf, als hier von einem Phasen- und einem Frequenzkomparator in einer Art Brückenschaltung Gebrauch gemacht wird.
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Weiterhin ist durch die Literaturstelle DE 31 30 156 A1 ein frequenzsensitiver Phasenkomparator bekannt, der mit drei bistabilen Kippstufen und einem Gatter aufgebaut ist. Diese einfache Schaltung kann jedoch nur dann einwandfrei arbeiten, wenn das ankommende digitale Signal, auf das der Oszillator frequenz- und phasenmäßig nachgeregelt werden soll, keine Unregelmäßigkeiten (Impulsausfall) in seiner Periodizität aufweist.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für eine auch digitale Zufallsfolgen einwandfrei verarbeitende frequenzsensitive Phasenregelschleife eine weitere Lösung anzugeben, die mit einem relativ geringen technischen Aufwand auskommt.
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Diese Aufgabe wird ausgehend von einer Phasenregelschleife der eingangs erwähnten Art gemäß der Erfindung durch die im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.
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Für die Ableitung der in der Schaltung des Phasendiskriminators nach der Erfindung erforderlichen, um gegenseitig 90° phasenverschobenen Oszillatorschwingungen mit der Taktfrequenz ist es vorteilhaft, für die Bemessung der Phasenregelschleife von den Merkmalen des Patentanspruchs 2 Gebrauch zu machen.
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Anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels soll die Erfindung im folgenden noch näher erläutert werden.
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In der Zeichnung bedeuten
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Fig. 1 das Blockschaltbild der frequenzsensitiven Phasenregelschleife nach der Erfindung,
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Fig. 2 das Blockschaltbild des Phasendiskriminators nach Fig. 1,
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Fig. 3 eine Variante der eingangsseitigen Verzweigung des Phasendiskriminators nach Fig. 2,
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Fig. 4 erste, die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 2 erläuternde Impulszeitdiagramme,
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Fig. 5 zweite, die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 2 erläuternde Impulszeitdiagramme.
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Das Blockschaltbild nach Fig. 1 weist einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO auf, dessen Ausgangssignal dem Eingang e des Phasendiskriminators Ph zugeführt wird. Der Phasendiskriminator Ph besteht eingangsseitig aus der Verzweigung VZ mit dem Ausgang für den Takt T und dem sich daran anschließenden Auswerter AW mit dem zweiten Eingang für das digitale Signal DS und dem Ausgang a. Der Ausgang a des Phasendiskriminators Ph ist über das als Tiefpaß TP ausgebildete Schleifenfilter mit dem Frequenzsteuereingang des Oszillators VCO verbunden.
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Wie das Blockschaltbild des Phasendiskriminators Ph nach Fig. 2 zeigt, besteht die Verzweigung VZ in einfacher Weise aus einer Leitungsverzweigung, über die das am Eingang e anliegende Oszillatorsignal einmal direkt und zum anderen Mal über das eine Phasenverschiebung um 90° bewirkende Zeitverzögerungsglied Z jeweils dem Signaleingang einer als D-Flip-Flop ausgebildeten bistabilen Kippschaltung FF 1 und FF 2 auf der Eingangsseite der Auswerteschaltung AW zugeführt wird. Am Takteingang der beiden bistabilen Kippschaltungen FF 1 und FF 2 liegt das die Bezugsimpulsfolge darstellende digitale Signal DS an. Dieses digitale Signal stellt eine Impulsfolge dar, die aus den positiven Impulsflanken des empfangenen digitalen Signals mit Zufallscharakter abgeleitet ist.
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Die Auswerteschaltung AW weist weiterhin zwei UND-Gatter U 1 und U 2 auf, die ausgangsseitig jeweils mit einem Eingang der bistabilen Kippschaltung FF 3 verbunden sind. Der Ausgang der bistabilen Kippschaltung FF 3 bildet den Ausgang a des Phasendiskriminators Ph. Je ein Eingang der UND-Gatter U 1 und U 2 ist mit dem Ausgang der bistabilen Kippschaltung FF 2 verbunden. Der andere Eingang des UND-Gatters U 1 ist mit dem Ausgang der bistabilen Kippschaltung FF 1 über das Differenzierglied D 1 verbunden. In gleicher Weise ist der Ausgang der bistabilen Kippschaltung FF 1 über die Hintereinanderschaltung des Inverters In 2 und des Differenzierglieds D 2 mit dem anderen Eingang des UND-Gatters U 2 verbunden.
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Die in Fig. 3 dargestellte Variante der Verzweigung VZ stellt gleichsam eine digitale Lösung für die Ableitung der beiden um 90° gegeneinander versetzten, die Taktfrequenz ft aufweisenden Oszillatorschwingungen dar. Dies setzt voraus, daß der spannungsgesteuerte Oszillator VCO über die Regelschleife auf praktisch die zweifache Frequenz fb der Impulsfolge des digitalen Signals DS geregelt wird. Die Ableitung der um 90° phasenverschobenen Oszillatorschwingungen mit der Taktfrequenz ft erfolgt hier mit zwei weiteren bistabilen Kippschaltungen FF 10 und FF 20, die ebenfalls als D-Flip-Flops ausgeführt sind. Das Oszillatorsignal mit der zweifachen Taktfrequenz ft wird dem Takteingang der bistabilen Kippschaltung FF 10 über den Inverter In 1 und dem Takteingang der bistabilen Kippschaltung FF 20 unmittelbar zugeführt. Weiterhin sind die Signaleingänge der beiden bistabilen Kippschaltungen mit dem Ausgang der bistabilen Kippschaltung FF 20 verbunden.
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Die Wirkungsweise des Phasendiskriminators Ph nach Fig. 2, unter Berücksichtigung der Variante für die Verzweigung VZ nach Fig. 3, soll nun anhand der Impulszeitdiagramme nach den Fig. 4 und 5 näher beschrieben werden.
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In den Impulszeitdiagrammen nach den Fig. 4 und 5 sind jeweils die Amplitude A des jeweiligen Spannungsverlaufs über der Zeit t dargestellt. Die einzelnen Impulszeit -diagrammbezeichnungen a1, a2, a3 DS a5, a6, a7, a8 und a9 in den Fig. 4 und 5 entsprechen den in den Fig. 2 und 3 angegebenen Stellen der Schaltung, an denen die in den Impulszeitdiagrammen dargestellten Spannungsverläufe auftreten.
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Die Impulszeitdiagramme nach Fig. 4 gehen davon aus, daß die Taktfrequenz ft größer ist als die der Bitrate entsprechenden Impulsfolgefrequenz fb des digitalen Signals DS. Das Impulszeitdiagramm a1 zeigt die vom spannungsgesteuerten Oszillator VCO erzeugte Oszillatorschwingung mit der zweifachen Taktfrequenz ft. Diese Oszillatorschwingung wird in der bistabilen Kippschaltung FF 20 durch zwei geteilt. Die auf diese Weise erhaltene Impulsfolge a2 mit der Taktfrequenz ft wird dem Vorbereitungseingang der bistabilen Kippschaltung FF 2 und weiterhin dem Signaleingang der bistabilen Kippschaltung FF 10 zugeführt, an deren Takteingang die Oszillatorschwingung mit der zweifachen Taktfrequenz ft über den Inverter In 1 ansteht. Die am Ausgang der bistabilen Kippschaltung FF 10 auftretende Impulsfolge a3 mit der Taktfrequenz ft ist gegenüber der Impulsfolge a2 um 90° phasenverschoben.
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Das Impulszeitdiagramm DS zeigt das digitale Signal an den Takteingängen, der bistabilen Kippschaltungen FF 1 und FF 2. Diese liefern an ihren Ausgängen, solange die Phasenregelschleife noch nicht eingerastet hat, also solange ft > fb ist, zwei um 90° gegeneinander phasenverschobene Impulsfolgen, deren Frequenz Δ f = /ft-fb/ beträgt. Da die UND-Gatter U 1 und U 2 nur dann ausgangsseitig einen Impuls abgeben, wenn an ihren beiden Eingängen eine einer binären Eins entsprechende Spannung anliegt, kann eine Umsteuerung der bistabilen Kippschaltung FF 3 nur in dem Zeitintervall auftreten, in dem der Ausgang der bistabilen Kippschaltung FF 2 entsprechend dem Impulszeitdiagramm a6 einen positiven Wert aufweist. In dem Zeitpunkt, in dem die Impulsfolge a5 von ihrem niedrigen auf ihren hohen Spannungswert übergeht, entsteht somit am Ausgang des UND-Gatters U 1 ein Schaltimpuls entsprechend dem Diagramm a7, der die bistabile Kippschaltung FF 3, sofern sie am Ausgang a nicht den niedrigen Pegel aufweist, in ihren anderen Schaltzustand überführt.
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Wie die Diagramme a5 und a7 in den unterbrochenen Linien andeuten, kann die Anstiegsflanke der Rechteckimpulsfolge im Impulszeitdiagramm a5 und damit auch der Schaltimpuls im Impulszeitdiagramm a7 um ein oder zwei Impulsperioden des digitalen Signals DS später auftreten. Dies ist dann der Fall, wenn das digitale Signal DS, wie ebenfalls in unterbrochener Linie angedeutet ist, in dem Zeitpunkt, in dem ein Impuls des digitalen Signals DS zum ersten Mal einen positiven Wert der Impulsfolge a3 abtasten würde, ausfällt. Damit wird deutlich, daß die vorliegende Schaltung das Fehlen von Impulsen im digitalen Signal DS nicht als Frequenzabweichung wertet. Die Ansteuerung der bistabilen Kippstufe FF 3 erfolgt lediglich um ein oder zwei Impulsperioden des digitalen Signals DS verzögert. Solange ft > fb ist, kann das UND-Gatter U 2 nicht ansprechen, weil durch die Inversion der Impulsfolge a5 im Inverter In 2 die Ansprechbedingungen für das UND-Gatter U 2 nur dann erfüllt sind, wenn bei positivem Pegel des Impulszeitdiagramms a6 das Impulszeitdiagramm a5 einen Übergang vom hohen auf den niedrigen Wert, also eine abfallende Flanke, aufweist. Dies ist nur gegeben, wenn, wie die Fig. 4 entsprechenden Impulszeitdiagramme nach Fig. 5 zeigen, der Fall vorliegt, daß ft > fb ist. Hier bewirken dann im Ausgang des UND-Gatters U 2 auftretende Schaltimpulse entsprechend dem Impulszeitdiagramm a8 ein Umschalten der bistabilen Kippschaltung FF 3 (Impulszeitdiagramm a9). Der höhere Pegelspannungswert am Ausgang a regelt nunmehr den spannungsgesteuerten Oszillator VCO in Richtung auf eine Erhöhung der zweifachen Taktfrequenz ft bis zum Einrasten. Da die Impulszeitdiagramme der Fig. 5 denen der Fig. 4 entsprechen, bedarf es hierzu keiner weiteren Erläuterungen.
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Im gerasteten Zustand der Phasenregelschleife geht die Rechteckimpulsfolge nach dem Impulszeitdiagramm a6 in den Fig. 4 und 5 mit dem höheren Spannungswert in eine Gleichspannung über. Die Rechteckspannung a5 dagegen bleibt bestehen. Bei jeder auftretenden Impulsflanke wird die bistabile Kippschaltung FF 3 neu gesetzt, so daß die Regelung des spannungsgesteuerten Oszillators VCO ständig geringfügig um die Sollphase herum hin und her geregelt wird. Da bei der erfindungsgemäßen Schaltung die Breite des Schleifenfilters relativ klein bemessen werden kann, ohne daß dadurch die frequenzsensitiven Eigenschaften der Phasenregelschleife beeinträchtigt werden, kann dieser Jitter für praktische Anwendungsfälle ausreichend klein gehalten werden.