DE3103641A1 - Verfahren zur kompensation der empfangsseitigen inpulsinterferenz vom pam- und digitalsignalen - Google Patents
Verfahren zur kompensation der empfangsseitigen inpulsinterferenz vom pam- und digitalsignalenInfo
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- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
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Description
NACiHQEREiCHT .--.
Verfahren zur Kompensation der empfangsseitigen Impulsinterferenzen von PAM- und Digitalsignalen
Bei der Übertragung von PAM oder digitalen Signalen treten lineare
Verzerrungen und rauschartige Störungen auf. Dadurch wird im Empfänger die Erkennung der Symbole verfälscht. Die Übertragungsrate
kann daher nur bis zu einer bestimmten Grenze erhöht werden, wenn die Fehlerwahrscheinlichkeit einen vorgegebenen
Wert nicht überschreiten soll.
1. Stand der Technik
Fig. 1 zeigt das prinzipielle Blockschaltbild eines PAM bzw. digitalen
Übertragungssystems (binär oder mehrstufig) einschließlich Störquelle. Am Eingang des Empfängers befindet sich ein Entzerrer
mit der Übertragungsfunktion H (f), der so dimensioniert ist, daß
die Störungen vermindert und die linearen Verzerrungen des "bertragungskanals
H1-Cf) klein gehalten werden. Da die Störungen nicht
restlos beseitigt werden können, tritt im Detektionssignal d(t) die Rauschstörung d(t) auf (d(t)=d(t)+d(t)). Die Detekion des
Signals d(t) wird vom Detektor D durchgeführt, der z.B. aus einem getakteten Schwellwertentscheider bestehen kann. Das nötige Taktsignal
liefert eine Taktgewinnungseinrichtung, die z.B. die Nulldurchgänge des Detektionssignals auswertet und aus einem Schwingkreis
oder einem PLL-Kreis bestehen kann. Verringert man die Bandbreite des Entzerrers H_(f), so kann dadurch auch die Leistung
E χ
des Detektionsstörsignals d(t) verringert werden. Gleichzeitig erhöht sich jedoch die Impulsinterferenz und erschwert damit die
Detektion. Es gibt daher eine optimale Bandbreite und eine optimale Entzerrerübertragungsfunktion, bei der die Rauschstörungen relativ
klein und die Impulsinterferenzstörungen noch nicht sehr groß sind. Eine Verbesserung der Übertragung ist möglich, wenn man die digitalen
Sendesignale mit Hilfe eines linearen Netzwerks vor der Übertragung geeignet formt. Diese lineare Vorverzerrung der Sendesignale
besitzt jedoch den Nachteil, daß sie in der Regel zu einer Erhöhung der mittleren Sendeleistung bzw. zu einer Erhöhung
seines Spitzenwertes führt.
EPO - COPY
. 2.
Prinzipielle Wirkungsweise der Erfindung
: Die vorliegende Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß das
Sendesignal vor der Übertragung durch eine gemischte lineare/ nichtlineare Einrichtung vorverzerrt wird. Die lineare Vorverzerrung
des Sendesignals hat die Aufgabe, eine Verringerung der Entzerrerbandbreite zu ermöglichen und damit zur Unterdrückung
der empfangsseitigen Störungen beizutragen. Die nachfolgende (bzw.
vorangehende oder integrierte) nichtlineare Vorverzerrung hat die Aufgabe, die mittlere Sendeleistung bzw. den Sendespitzenwert
des Sendesignals zu verkleinern. Die Kombination beider Maßnahmen ermöglicht somit eine Verringerung der Störungen und bewirkt damit
eine Erhöhung der Übertragungsqualität (geringere Fehlerwahrscheinlichkeit) . Bei gleicher Bandbreite kann man auch die
Übertragungsrate erhöhen und somit die Übertragungskanäle wirtschaftlicher ausnützen. Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild eines
digitalen Übertragungssystems mit einer kombinierten linearen und nichtlinearen Vorverzerrung. Die nichtlineare Entzerrung des gefilterten
Empfangssignals geschieht dabei in einer gesonderten Einrichtung, die auf die (lineare) Entzerrung des Empfangssignals
folgt.
3. Wirkungsweise der linearen Vorverzerrung
Zur Vereinfachung der Betrachtung soll zunächst nur die lineare Vorverzerrung betrachtet werden.
Fig. 3 zeigt den typtischen Verlauf eines Sendegrundimpulses g (t) und den daraus sich ergebenden Verlauf des Sendesignals
s(t) bei einem digitalen übertragungssystem, nach Fig. 1. Bezeichnet
man die Sendesymbolfolge mit a und den zeitlichen Sen-
B V
f; desymbolabstand mit T, so gilt für das Sendesignal:
ί ■ s(t) =
v=— °
Für das Spektrum des Sendegrundimpulses gilt:
(f). Ogs(t)
EPO-COPY
Fig. 4 zeigt den Detektionsgrundimpuls g, (t),der am Ausgang des
linearen Entzerrers auftritt, wenn an den Eingang des Übertragungskanals ein einzelner Sendesgrundimpuls g_(t) mit dem Symbol a =1
s ν
angelegtwird. Für das Spektrum des Detektionsgrundimpulses gilt:
Gd(f)· ο gd(t)
Bezeichnet man die übertragungsfunktion des Kanals mit H (f) und
die des Entzerrers mit H (f) , so folgt aus Fig. 1:
Gd(f) = HK(f) HE(f) Gs(f)
Wird das Empfangssignal zur Detektion abgetastet, so sind nur die diskreten
Vierte g, (μΤ) dieses Grundimpulses von Interesse. Der Nutzwert,
der das gesendete Symbol repräsentiert, wird mitg (o) bezeichnet.
Die Werte g, (μΤ). μ > O heißen die Nachläufer und die Vierte
g, (μΤ), μ < O die Vorläufer, sie sind die Ursache für die Impulsinterferenz.
Mit der Sendesymbolfolge a^ erhält man für den ungestörten
Anteil des Detektionssignals:
+ 00
V=-oo
Der v-te Abtastwert α(vT) besteht somit aus dem erwünschten Anteil
a g-j (0) und einem weiteren Anteil, der als Impulsinterferenz i.,
bezeichnet wird und für den gilt:
M M
μ=-Ν μ=-Ν
Für den l^-ten Abtastwert können wir somit auch schreiben:
Gl. 6 d(vT) - avgd(0) + idv = ^Z av+ygd (~μΤ)
V=-N
Da der Sender die Symbolfolge a kennt, und auch die Detektionsgrundimpulsform
als bekannt vorausgesetzt werden kann, kann er das Sendesignal so verändern, daß die empfangsseitige Impulsinterferenz
vermindert wird oder im Idealfall ganz verschwindet.
EPO - COPY
ΓNAOHOeREiQHTJ ~ * -
1
6
Dazu sendet man statt s(t) ein linear vorverzerrtes Sendesignal
s (t), dessen Abtastwerte um die sendeseitigen Impulsinterferenz-
ί V
! werte i korrigiert werden. Behalten wir die Sendergrundimpulsform
g (t) bei, so können wir das vorverzerrte Sendesignal s (t) auch mit Hilfe einer neuen Sendesymbolfolge a beschreiben. War
die ursprüngliche Sendesymbolfolge wertdiskret z.B. binär, so ist
; die vorverzerrte Sendesymbolfolge nicht mehr binär, sondern mehr-■
stufig oder wertkontinuierlich. Für das vorverzerrte Sendesignal gilt ! ' somit:
+op
Gl. 9 sv(t) =
Def. 10 a = a - i
vv ν -sv
oder: +oo +m
Gl. 11 sv(t) =2^avgs(t-vT) - ^jT* J3^g5 (t-vT)
V=—00 \)=—OQ
Für den v-ten Abtastwert des Detektionssignals bei einem derart vorverzerrten
Sendesignal gilt analog zu Gl. 6:
+M
Gl. 12 3(vT) = ^> av(v+y) gd(-uT)
Gl. 12 3(vT) = ^> av(v+y) gd(-uT)
.μ=-Ν
Und für die Impulsinterferenz des v-ten Abtastwertes gilt:
Gi. Ii xdv = -avvgd(O) +^>_ av
U=-N
Setzt man Def. 10 in diese Beziehung ein, so erhält man:
μ=-Ν
EPO - COPY _£,
Soll die empfangsseitige Impulsinterferenz total verschwinden, so muß i so gewählt werden, daß i für alle ν den Wert null annimmt.
Damit ergibt sich aus Gl. 14
Für das vorverzerrte Sendesignal erhalten wir somit aus Gl. 11 und
Gl. 15:
Gl. 16 v
Durch fortgesetzte Iteration kann man diese Gleichung nach s (t) auflösen.
Geht man jedoch von einer rückgekoppelten Struktur aus, wie sie Fig. 5 zeigt, so gelangt man auf direktem Wege zum Frequenzgang
Hg(f). Die Signale von Fig. 5 verdeutlichen, daß diese Struktur ein
vorverzerrtes Sendesignal s (t) gemäß Gl. 16 erzeugt. Für den Frequenzgang dieses Systems gilt:
Gl. 17 Hs(f) = ^JUy
r . K
Ohne Einschränkung der Allgemeinheit, läßt sich der Entzerrer gemäß
Fig. 6 in einen idealen Entzerrer mit der übertragungsfunktion 1/Hv(f) und einen Impulsformer mit der übertragungsfunktion H (f)
zerlegen. Die resultierende übertragungsfunktion von Kanal und Entzerrer ist dann ebenfalls H-(f). Daraus ergibt sich, daß das
Augenmuster der übertragung ohne Vorverzerrung durch H1Cf) bestimmt
ist. Bezeichnet man den Frequenzgang des resultierenden Systems bei einer linearen sendeseitigen Vorverzerrung mit H1 (f), so gilt für
den Frequenzgang Η_(ί) des Vorverzerrungsfilters:
H (f) H (f)
Gl. 18 Hs(f) - -φ^- bzw. HR(f) .= ^n -1
Die Übertragungsfunktionen H.(f) und H_(f) sind grundsätzlich frei
wählbar. Da H (f) ein Teil des zu realisierenden Entzerrers H„(f)
I E
ist, muß jedoch HE(f) = HI(f)/HK(f) ein realisierbares Filter ergeben
EPO - COPY
fUißerdem muß auch Hg(f) ein realisierbares Filter sein d.h.
und H1 (f) müssen so gewählt werden, daß Hj-V(f)/H_ (f) ein realisierbares
Filter ergibt.
Gl. 16 beschreibt das Sendes'ignal nach der Vorverzerrung für den
Fall, da3 die empfangsseitige Ir.pulsinterf erenz völlig verschwin
det:. Dies ist der Fall, wenn das Übertragungssystem mit Vorverzerrung
ein Nyquist Syst.em ist, d.h. die übertragungsfunktion H- der folgenden bekannten N'yquist-Bedingungen genügt:
Gl. 20 Hiv(f) = G~frT HO(f) · K = const·
Wobei für H_(f) gelten muß:
Gl. 21 ]>T H0(f- ^) = 1
4. Wirkungsweise der nichtlinearen Vorverzerrung
Zur Vereinfachung der Betrachtung soll zunächst die nichtlineare Vorverzerrung getrennt von der linearen Vorverzerrung betrachtet
werden.
Fig. 7 zeigt die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des Sendesignals
s(t) und des vorverzerrten Sendesignals s (t) zu den Abtastzeitpunkten vT. Durch die lineare sendeseitige Vorverzerrung des Sendesignals
kann, wie man an Fig. 7 erkennt, die mittlere Sendeleistung bzw. die Sendespitzenleistung vergrößert werden. Die Aufgabe
der nachgeschalteten nichtlinearen Kennlinie ist es, diese Vergrößerung
der vorverzerrten Sendespitzenamplitude auf einen kleinen Viert, z.B. auf den ursprünglichen Wert s__„, zu begrenzen (grund-
lUaX
sätzlich ist sogar eine Verkleinerung gegenüber dem ursprünglichen
Wert möglich).
Zur Verdeutlichung der Wirkungsweise wird eine binäre übertragung
betrachtet und als nichtlineare Kennlinie eine Sägezahnkennlinie' angenommen. In Fig. 8 sind die Bereiche der Augenblickswerte durch
schraffierte Balken dargestellt.
EPO - COPY
X1J-*
Überschreitet der Augenblickswert des Signals s (t) den durch die
Amplitudenbegrenzung des Sendesignals vorgegebenen Wert s (bzw.
ΓΠ.ΗΧ
unterschreitet er -s ), so wird vom Signal ein ganzzahliges
max
Vielfaches vom Wert 2 s subtrahiert (addiert). Dadurch ist
max
gewährleistet, daß das Sendesignal s(t) zu jedem Zeitpunkt die
Amplitudenbegrenzung -s < s(t) < s erfüllt.
max max
Die Amplitudenbegrenzung des Sendesignals ist z.B. wegen technischer
Randbedingungen und zur Verringerung von Nahnebensprechstörungen notwendig.
Diese nichtlineare Formung des Sendesignals hat jedoch zur Folge, daß es empfangsseitig für die beiden binären Werte O und 1 jeweils
mehrere mögliche Bereiche gibt. Da sich diese Bereiche bei geeigneter Dimensionierung der Vorverzerrung jedoch nicht überlappen,
kann durch eine mehrstufige Auswertung des Detektionssignals d(t) das Quellensignal s (t) wieder rekonstruiert werden. Wird der Sendeimpulsformer
Hc(f) geeignet gewählt, so kann das Detektionsignal
bei Abwesenheit von Störungen.nur eine bestimmte Anzahl von diskreten
Werten annehmen. Somit liegt ein quasi - impulsinterferenzfreies Übertragungssystem vor, wenn H (f) den Gl. 20 bzw. 21 genügt.
Aus dem binären Sendesignal wurde somit ein quasi mehrstufiges Empfangssignal, das mit einem mehrstufigen Detektor ausgewertet werden
kann. Schaltet man jedoch zwischen Entzerrer und Detektor eine weitere nichtlineare Kennlinie, so kann dadurch das gewöhnliche
empfangsseitige Binärsignal wiedergewonnen werden (vgl. Fig. 2). Im vorliegenden Beispiel wäre die nichtlineare Kennlinie eine zur
Sendeseite analoge Sägezahnkennlinie. Die Wirkung dieser Kennlinie entspricht einer additiven überlagerung eines Hilfssignals h(t)
mit den Symbolen ahv, so daß gilt:
+ OO
Gl. 22 h(t) = > ahvgs(t-vT)
Die Werte a, sind so zu bestimmen, daß die geforderte Amplitudennv
begrenzung bzw. Leistungsbegrenzung erhalten bleibt. Dies ist z.B.
der Fall, wenn gilt ahv ei-smax k' 0, smaxk} k, = 1,2,3 ...
Dieses Hilfssignal erzeugt ebenso wie das linear vorverzerrte Sendesignal
eine empfangsseitige Impulsinterferenz, die durch ein
sendeseitiges kompensationssignal wieder beseitigt werden muß. nT^^Gl. ■ 1 5 gilt für die Abtastwerte dieses Signals:
EPO - COPY
[NACHGEREICHT I A -*: :"
-— ■ _J J[O .: ' *..**:,
- 23 1ShV = ahv
μ=-Ν
Für die Abtastwerte des linear und nichtlinear vorverzerrten Sendesignal
s (t) erhalten wir somit:
Gl. 24 Sn(VT) = s(vT) + h(vT) - igv -
Wegen der formalen Gleichheit von Gl. 15 und Gl. 23 bzw. Def. 8
und Gl. 24 können wir die linear vorverzerrten Signalanteile mit den entsprechenden Hilfssignalanteilen h(t) zusammenfassen, so
daß gilt:
Gl. 25 Sn(VT) =2_(av+ahv)gs (t-VT) - 1
· 26
Allgemein können auf diese Weise verschiedene nichtlineare, gedächtnisbehaftete
Kennlinien (Transformationen) verwendet werden, die an die Signalquelle und die Störungen bzw. den Übertragungskanal angepaßt sind und eine Spitzenwertbegrenzung bzw. Spitzenleistungsbegrenzung
des Sendesignals ermöglichen.
Vertauscht man die nichtlineare Vorverzerrung mit der linearen Vorverzerrrung,
so gelangt man zu dem.Blockschaltbild nach Fig. 9. H (f) und Hc(f) werden nun so dimensioniert, daß die Impulsinterferenz,
so wie in Abschnitt 3 beschrieben, nahezu verschwindet. Dies hat zur Folge, daß die übertragung des Signals s (t) in das
linear entzerrte Signal e,(t) nur vom Augenblickswert des Signals abhängig ist, d.h. es gilt näherungsweise:
Gl. 27 ex(vT) = k-sv(vT)
Unter dieser Voraussetzung können wir zwischen die Signalquelle s(
und die lineare Vorverzerrung eine beliebige umkehrbare nichtlineare übertragungsfunktion (oder Transformation T) einschalten.
EPO -c"on.f BADORiGINAL
I WACHeERElCHTL
I _ JT
» Λ ■ ■·
Empfangsseitig wird die Wirkung dieser nichtlinearen übertragungsfunktion
durch eine inverse übertragungsfunktion (inverse Transformation T ) wieder kompensiert. Die Kennlinie der nichtlinearen
Vorverzerrung wird wie folgt beschrieben:
Gl. 28 Sn (t) = fv( sv( T), sv(0), sv(- T), )
Für die Kennlinie der nichtlinearen Entzerrung gilt dann:
Gl. 29 d(t)=f„(...e(uT),e(0),e(-uT))=f~1 (...e(yT),e(0),e(-yT))
r*t ν
Mit Hilfe dieser nichtlinearen übertragungsfunktion kann eine oder
mehrere der folgenden Aufgaben gelöst werden:
a) Verringerung der Amplitudenbegrenzung
b) Verringerung der Störeinflüsse
c) Verringerung der linearen und nichtlinearen Kanalverzerrungen.
Eine mögliche Übertragungskennlinie für die nichtlineare Vorverzerrung
sowie die nichtlineare Entzerrung ist die gedächtnislose Sägezahnkennlinie. Solche Kennlinien können mit einer Quantisierungskennlinie und einem Differenzverstärker gemäß Fig. 10 realisiert
werden. Am Ausgang des Quantisierers erscheint dann das Hilfssignal
h(t). Damit die von diesem Signal verursachten empfangsseitigen
Impulsinterferenzen vermindert oder kompensiert werden, benötigt auch dieses Signal gemäß Fig. 5 einen Rückkopplungszweig, in dem die
notwendigen Impulsinterferenzen erzeugt und bereits sendeseitig kompensiert werden können. Zweckmäßigerweise faßt man dabei die
beiden sendeseitigen Impulsinterferenzsignale i , und i zu einem
SJTl ν SV
einzigen zusammen. Fig. 11 veranschaulicht das dabei sich ergebende
sendeseitige kombinierte lineare/nichtlineare Vorverzerrungshetzwerk. Die empfangsseitige nichtlineare Entzerrung besteht im vorliegenden
Fall ebenfalls aus einer Sägezahnkennlinie und kann daher mit einer Quantisierungskennlinie und einem Differenzverstärker
gemäß Fig. 10 realisiert werden.
EPO - COPY
JH
Claims (9)
1. Verfahren zur Kompensation der empfangsseitigen Impulsinterferenzen
von PAM- und Digitalsignalen, dadurch gekennzeichnet, daß das Sendesignal so verändert wird, daß die empfangsseitige
Impulsinterferenz verschwindet oder vermindert wird.
2. Verfahren zur Kompensation der empfangsseitigen Impulsinterferenzen
von PAM- und Digitalsignalen nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß gemäß Fig. 2 sowohl sende- als auch
empfangsseitig eine gemischte lineare - nichtlineare Vorverzerrung
bzw. Entzerrung verwendet wird, die eine beliebige Leistungs- oder Spitzenwertbegrenzung des Sendesignals ermöglicht
3. Verfahren zur Kompensation der empfangsseitigen Impulsinterferenz
von PAI-I- und Digitalsignalen nach Anspruch 1 und 2, dadurch
gekennzeichnet, daß die nichtlineare gedächtnisbehaftete oder gedächtnislose Kennlinie (Transformation) und die lineare
Vorverzerrung getrennt ausgeführt und anschließend zu einem gemeinsamen Netzwerk vereinigt werden.
4. Verfahren zur Kompensation der empfangsseitigen Impulsinterferenzen
von PAM- und Digitalsignalen nach Anspruch 1, 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur linearen Vorverzerrung eine
Einrichtung verwendet wird, die näherungsweise oder exakt gemäß Gl.16 oder Gl. 18 instrumentiert wird.
5. Verfahren zur Kompensierung der empfangsseitigen Impulsinterferenzen
von PAM- und Digitalsignalen nach Anspruch 1, 2, 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur gemischten linearen-nichtlinearen
Vorverzerrung eine Einrichtung verwendet wird, 'deren Sendesignal gemäß Gl. 18 und Gl. 28 instrumentiert wird und/
oder zur nichtlinearen Entzerrung eine Einrichtung verwendet wird die gemäß Gl. 28 instrumentiert wird.
PO - COPY . Ä
.--..•5133641
6. Verfahren zur Kompensation der empfangsseitigen Impulsinterferenzen
von PAM- und Digitalsignalen nach Anspruch 1, 2, 3, 4 ■ und 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur linearen Vorverzerrung
ein Netzwerk verwendet wird, dessen übertragungsfunktion eine Annäherung an die übertragungsfunktion gemäß Gl. 20 und 21 darstellt
oder durch ein rückgekoppeltes Netzwerk gemäß Fig. 5 realisiert wird.
7. Verfahren zur Kompensation der empfangsseitigen Impulsinterferenzen
von PAM- und Digitalsignalen nach Anspruch 1, 2, 3, 4, 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß die nichtlineare Kennlinie
mit einer Quantisierungskennlinie gemäß Fig. 10 realisiert wire
und zu einer Vorverzerrung gemäß Fig. 11 zusammengeschaltet wir
8. Verfahren zur Kompensation der empfangsseitigen Impulsinterferenzen
von PAM- und Digitalsignalen nach Anspruch 1, 2, 3, 4, 5 und 6 dadurch gekennzeichnet, daß die nichtlineare Kennlinie
mit einer Quantisierungskennlinie gemäß Fig. 10 realisiert und
zu einem Vorverzerrungsnetzwerk gemäß Fig. 12 zusammengeschaltf wird und/oder entweder ein mehrstufiger Empfänger oder ein Entzerrernetzwerk
verwendet wird, das aus einer Quantisierungskennlinie besteht.
9. Verfahren zur Kompensation der empfangsseitigen Impulsinterferenzen
von PAM- und Digitalsignalen nach Anspruch 1, 2, 3, 4. 5, 6, 7 und 8 dadurch gekennzeichnet, daß zur kombinierten
linearen-nichtlinearen Vorverzerrung und/oder zur nichtlineare: Entzerrung ein digitales Netzwerk verwendet wird, das die in
Anspruch 1 bis 8 dargelegten Funktionen näherungsweise realisi·
EPO - COPY
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19813103641 DE3103641A1 (de) | 1981-02-04 | 1981-02-04 | Verfahren zur kompensation der empfangsseitigen inpulsinterferenz vom pam- und digitalsignalen |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19813103641 DE3103641A1 (de) | 1981-02-04 | 1981-02-04 | Verfahren zur kompensation der empfangsseitigen inpulsinterferenz vom pam- und digitalsignalen |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3103641A1 true DE3103641A1 (de) | 1982-11-11 |
Family
ID=6123951
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19813103641 Withdrawn DE3103641A1 (de) | 1981-02-04 | 1981-02-04 | Verfahren zur kompensation der empfangsseitigen inpulsinterferenz vom pam- und digitalsignalen |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3103641A1 (de) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5854812A (en) * | 1994-11-17 | 1998-12-29 | Ke Kommunikations-Elektronic Gmbh & Co. | Method of digital transmission of messages using dynamic-range-limited precoding |
DE10045981B4 (de) * | 2000-09-16 | 2006-11-23 | Phoenix Contact Gmbh & Co. Kg | Nachbarimpulsvariante Signalvorverzerrung |
-
1981
- 1981-02-04 DE DE19813103641 patent/DE3103641A1/de not_active Withdrawn
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5854812A (en) * | 1994-11-17 | 1998-12-29 | Ke Kommunikations-Elektronic Gmbh & Co. | Method of digital transmission of messages using dynamic-range-limited precoding |
DE10045981B4 (de) * | 2000-09-16 | 2006-11-23 | Phoenix Contact Gmbh & Co. Kg | Nachbarimpulsvariante Signalvorverzerrung |
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