DE3045178C2 - Zündzeitpunktsteuerung für Brennkraftmaschinen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Zündzeitpunktsteuerung für Brennkraftmaschinen, wie sie im Oberbegriff des Patentanspruchs I angegeben ist.

Beim Betriebe einer Brennkraftmaschine ist es im Interesse einer Erhöhung von deren Leistung erwünscht.

den Zündzeitpunkt so früh wie möglich zu legen. Eine derartige Vorverstellung des Zündzcitpunktcs findet

γ, jedoch eine Grenze dadurch, daß bei zu starker Frühzündung Klopferscheinungen in der Brennkraftmaschine auftreten, die deren Lebensdauer unzuträglich sind. Das Auftreten derartiger Klopfcrschcinungen muß also mit Sicherheit verhindert werden.

Eine Vorrichtung zur Zündzeitpunktsteuerung für Brennkraftmaschinen, die diesem Gesichtspunkt Rechnung tragen soll, ist aus der DE-OS 28 32 594 bekannt. Bei dieser bekannten und in der eingangs erwähnten Art b<> gebauten Zündzeitpunktsteuerung hai das Bezugssignal für den das Steuerglied beeinflussenden Kompaialiii stets einen festen Wert. Mit einem derartigen festen Bezugsweri ist es aber naturgemäß nicht möglich. Änderungen in den Bctriebsbcdingugnen für die Brennkraftmaschine Rechnung zu tragen.

Ganz analog liegen die Verhältnisse auch bei zwei weiteren bekannten und in der DE-OS 26 59 239 bzw. der DE-OS 29 17 412 beschriebenen Zündzeitpunktsteucrungen. Auch bei diesen bekannten Einrichtungen wird für b5 die Berücksichtigung von Klopferscheinungen zum Zv/ecke von deren Vermeidung nur auf diese Klopfcrschcinungen selbst bzw. auf dafür vorgegebene Grenzwerte abgestellt, ohne daß die sonstigen Betriebsbedingungen für die Brennkraftmaschine Berücksichtigung finden.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Zündzeitpunktsteuerung der eingangs erwähnten Art

so auszubilden, daß sie eine erhöhte Genauigkeit für die Klopfsignalerkennung ermöglicht, wobei insbesondere ein über den gesamten möglichen Drehzahlbereich der Brennkraftmaschine zufriedenstellendes Arbeiten erreicht werden soll.

Die gestellte Aufgabe wird gemäß der Erfindung gelöst durch eine Zündzeitpunktsteuerung, wie sie im Patentanspruch 1 angegeben ist; vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüehcn.

Der Grundgedanke der Frfindung liegt im wesentlichen darin, durch eine ganz spezielle Art der Erzeugung des Bczugssignals für den Signalvergleich im Komparator die Genauigkeit der Klopfsignalerkennung zu steigern, in dem der Pegel für das Bezugssignal entsprechend den Betirebsbedingungen der Brennkraftmaschine geändert wird.

Anhand der Zeichnung wird die Erfindung beispielsweise näher erläutert. Es zeigt

!·' i g. 1 ein schematischcs Blockschaltbild, das der Erläuterung des Prinzips der Erfindung dient;

I' i g. 2 ein Schaltbild einer allgemeinen Konfiguration der Erfindung;

1" i g. 3 ein Zeildiagramm, das die Betriebsweise der Schaltung nach F i g. 2 erläutert;

I" i g. 4 ein Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Klopfsteuerspannungssignal nach der Erfindung und der Motordrehzahl zeigt;

i-'ig. 5 ein Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Klopfsteuerspannungssignal nach Fig.4 und der Vorverstellung oder Verzögerung der Zündung zeigt;

F i g. 6 ein Schaltbild einer besonderen Ausführung für eine Versorgungsspannungserzeugungsschaltung;

F i g. 7 ein Schaltbild einer besonderen Ausführung für eine Taktimpulserzeugerschaltung und F i g. 8 ein Schaltbild einer besonderen Ausführung für eine Rauschausbiendiaktimpuiseizeugersciialiung.

F i g. 1 ist ein Blockdiagramm, aus dem die allgemeine Konfiguration der Erfindung ersichtlich ist. Die Erfindung wird in groben Zügen unter Bezugnahme aaf F i g. 1 erläutert.

Ein Vibrationsfühler NS hat die Funktion, Schwingungen einer Brennkraftmaschine zu erfassen und ein Ausgangssignal in Form eines elektrischen Signals (vgl. Signalverlat·' c in F i g. 3) zu erzeugen. Solche Schwingungen werden durch Klopfen und andere Faktoren hervorgerufen. Das bei der Zündung auftretende Schwingungsgcräusch ist so stark, daß die Signalkomponente der durch die Zündexplosion bedingten Schwingung ausgeblendet werden muß, um eine genaue Erfassung des Vorhandenseins eines Klopfgeräuschs zu ermöglichen. Ein Störgcräuschausblendtaktsignalerzeuger iVMTerzeugt dazu ein Ausblendsignal MS(vgl. Signah'erlauf b in I" i g. 3). Das Ausgangssignal des Vibrationsfühlers NS wird einem Eingabepuffer IB zugeführt. Eine Schaltvorrichtung SW, die von dem Ausblendsignal MSgesteuert wird, um das Ausgangssignal des Vibrationsfühlers NS aufzuheben, ist/.wischenden Vibrationsfühlcr NS und den Eingabepuffer IB gelegt.

Das Ausgangssignal des Eingabepuffers IB wird einem Hochpaßfilier f/ZV-'zugeführt. Das Hochpaßfilter HPF läßt die Eigenfrequenz der Bremskraftmaschine (z. B. 4 kHz) und höhere Frequenzen durch.

Das Ausgangssignal des Hochpaßfilters HPF(vgl. Signalverlauf d in F i g. 3) wird einem Bandpaßfilter BPF J5 zugeführt. Diese labt den Hauptfrequenzbereich der auf einem Klopfen basierenden Signalkornponente, z. B. ca. 7 kHz.durch.

Der Ausgang des Bandpaßfilters BPF wird einem Komparator COl auf zwei Wegen zugeführt. Eil. erster Weg umfaßf sinen ersten Verstärker AMP 1 und einen ersten Eingang des Komparator CO l;der zweite Weg umfaßt einen Einweggleichrichter HR, einen zweiten Verstärker AMPI, einen dritten Verstärker AMP3 und einen zweiten Eingang des Komparator CO 1 in der angegebenen Reihenfolge. Dem ersten Eingang des Komparator CO1 wird ein Wechselspannungssignal (vgl. Signalverlauf fm F i g. 3) zugeführt, das durch Verstärkung des Ausgangssignals des Bandpaßfilters BPF durch den Verstärker AMP 1 erhalten wird. Dem zweiten Eingang des Komparators CO X wird dagegen ein sich zeitlich änderndes Gleichspannungssignal zugeführt, -das durch Einweggleichnchtung des Ausgangssignals des Bandpaßfilters BPF durch den Einweggleichrichter HR, anschließendes Verstärken des Ausgangssignals des Einweggleichrichters HR durch den Verstärker AMP2, Ausmitteln des Ausgangssignals des Verstärkers AMP2 durch einen Kondensator C9 (vgl. Signal verlauf ein Fi g. 3) und weiteres Verstärken des Ausgangssignals von A MP 2 durch den dritten Verstärker /AMP3(vgl.Signalverlai.'f/"in Fi g. 3) erhalten wird. Die Arbeitsweise der Verstärker AMP X. AMP2 und AMP3 sowie des Kondensators C9 wird noch im einzelnen erläutert. Kurz gesagt, hat das Ausgangssignal des dritten Verstärkers AMP3 die Funktion eines Geräuschbezugssignals, und die Verstärkungsfaktoren der Verstärker AMPi —AMP3 sind so eingestellt, daß dieses Geräuschbezugssignal nur durch den Momentanwert des Ausgangssignals des ersten Verstärkers AMPX, das eine auf Klopfen oder einer ähnlichen Schwingung beruhende Signalkomponente enthält, überschritten wird. Der Komparator CO 1 erzeugt einen Signalimpuls (vgl. Signalvcrlauf g\n Fig. 3) nur dann, wenn der Momentanwert des Ausgangssignals de„ ersten Verstärkers AMPX den Momentanwert des dritten Verstärkers AMPZ überschreite!. Dieses Ausgangssignal g bezeichnet das Vorhandensein von Klopfen oder einer ähnlichen Schwingung und wird nachstehend &ls Klopfsignal bezeichnet.

Das vom Komparator CO X erzeugte Klopfsignal wird einem Klopfschriunktgenerator NTMzugeführt. Der Klopfschrittaktgencrator NTM spricht nicht auf ein aus nur einem einzigen Impuls bestehende Klopfsignal an, sonderen auf den zweiten Impuls eines Klopfsignals in Form eines Impulszugs mit zwei oder mehr aufeinander- eo folgenden Impulsen, und erzeugt einen Signalimpuls (Signalverlauf j von Fig. 3) mit einer vorbestimmten lmpulsdauer(z. B. 3 ms).

Das Ausgangssignal des Klopfschrittaktgencrators NTM wird einem Klopfsteuer^'.ied NC zugeführt. Dieses erzeugt ein Spannungssignal V„_u, (vgl. Signalverlauf / in F i g. 3) mit einer Amplifde, die einem Zündvorverstellodcr Zündverzögerungswinkei entspricht. Dieses Signal V„_u, wird nachstehend als Klopfsteuersignal bezeichnet. Bei Abwesenheit des A-isgangssignals des Klopfschrittaktgenerators NTM nimmt die Amplitude des Klopfsteucrsignals V₁₁₁₁, des Klopfsteuerglieds NCmW einer vorbestimmten Rate über die Zeit (entsprechend der Zunahme dos Vorversteilwinkcls) ab. Wenn das Ausgangssignal des Klopfschriuaktgenerators NTM an das Klopfsteuer-

glied /VCangelegt wird, beginnt die Amplitude des Klopfsteuersignals V,,,« jedoch vom Augenblick des Anlegens des Signals mt einer vorbestimmten Rate über die Zeit zuzunehmen (entsprechend der Abnahme des Vorvcrstellwinkels oder der Zunahme des Verzögerungswinkels), und zwar während der Zeit, während der das bestimmte impuissignai vom Kiopfschrittaktgenerator /V77V/aufrechterhalten wird. Nach Ablauf dieser Zeitdauer, d. h. nach dem Verlöschen des Impulssignals vom Kiopfschrittaktgenerator NTM, nimmt die Amplitude des Klopfsteuersignals V_ou, wiederum mit der gleichen Rate wie vorstehend angegeben ab (vgl. Signalverlauf / in F i g. 3). Die Amplitude des Klopfsteuersignals V₀₁₁, vermindert oder erhöht sich jedoch nicht unbegrenzt, sondern ihre Zu- oder Abnahme ist in Abhängigkeit von der Drehzahl der Brennkraftmaschine begrenzt. Beispielsweise nimmt die Spannung V₀₁₁, im Drehzahlbereich von 0-400 U/min einen konstanten Wert V_i2 an (vgl.

Fi g. 4). Im Drehzahlbereich von 400-4000 · U/min nimmt die Spannung V₁,,,, z. B. einen Wert an, der zwischen V₁. > und K-„,j, einschließlich liegt.

Das !.:i8t, der Wert von V,_n„ ändert sich zwischen dem unteren Grenzwert V₁2 und dem oberen Grenzwert K mj.· Im Bereich oberhalb 4000 U/min dagegen nimmt die Spannung V₁₁₁₁₁?.. B. einen Wert zwischen K₂ und V, 1 einschließlich an,d. h., sie ist zwischen dem unteren Grenzwert V₁₃ und dem oberen Grenzwert V₁ · 1 änderbar, l'in Drehzahlerfassungsglied N— V hat die Funktion, die Drehzahl der Brennkraftmaschine zu erfassen und ein Ausgangssignal in Form eines elektrischen Signals zu erzeugen. Dieses Drehzahlcrfassiingsglied N— V umfaßt einen ersten Erfasser ND !,einen zweiten Erfasser ND2, einen dritten Erfasser ND3 und einen vierten Erfasser /V£?4, die Drehzahlen von 40C bzw. 1000 bzw. 2000 bzw. 4000 LV.mir: erfassen. Die Ausgap.gssignale des ersten, und des vierten Erfassers NDl und /VD4 werden dem Klopfstcucrglicd NC zugeführt, wodurch die drei Drehzahlbereiche von 0-400 U/min, 400-4000 U/min und mehr als 4000 U/min definiert werden.

Ein Taktsignalgcber TM erzeugt ein Taktsignal (Signalvcrlauf k in F i g. 3) mit vorbestimmten Impulsdauer (z.B. 3 ms) aufgrund des vom Komparator COI erzeugten Klopfsignals (Signalverlaiif g in F i g. i). Dieses Taktsignal wird aufgrund des ersten der das Klopfsignal in Form eines Impuls/.ugs bildenden Impulse erzeugt und wird daher selbst dann erzeugt, wenn das Klopfsigna! aus einem einzigen Impuls besteht. Dieses Taktsignal wird dazu genutzt, den Ausgang des Verstärkers AMP2 für eine vorbestimmte Dauer (entsprechend seiner Impulsdauer) vom Beginn der Erzeugung eines Klopfens an (wie noch erläutert wird) aufzuheben, so daß ein übermäßiger Anstieg des vom Verstärker AMP3 erzeugten Gera¹, -.ehbezugssignals infolge des Klopfens vermieden wird.

Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters BPF wird ferner einem Fehlererfassungsglied ABD zugeführt. Wenn der Ausgang des Bandpaßfilters SfFNuIl oder nahezu Null ist. wird das die Bauelemente vor: Vibrationsfühler A/S zum Bandpaßfilter ÖPFumfassende System als kurzgeschlossen oder abgeschaltet bzw. abgetrennt angesehen, so daß das Fehlererfassungsglied ASDein Ausgangssignal erzeugt und dieses einem Fehlersteuerglied ABC zuführt, das seinerseits sein Ausgangscignal dem Klopfsteuerglied MTzuführt. Letzteres hält das Ausgangssignal V_OUi zu diesem Zeitpunkt auf dem Pegel Ki unabhängig von der Drehzahl der Brennkraftmachine. Auf diese Weise wird durch Einstellen eines maximalen Verzögerungswinkels (ausfallsicherer Pegel) zum Zeitpunkt hoher Drehzahl in"· Fall eines Fehlers ein Klopfen verhindert. Das Ausganessignal des dritten Verstärkers AMPZ wird ebenfalls auf irgendeinen Fehler untersucht. Die Klopferfassung wird im Fall eines abnormal hohen Ausgangssignals des Verstärkers AMPZ aufgrund eines Fehlers in den Schaltungsteilen vom Einweggleichrichtcr HR zum Ausgang des dritten Verstärkers AMPZ unmöglich. Um dies zu vermeiden, wird der Ausgang des drillen Verstärkers AMPZ an das Fchlerstcuerglicd ABC angelegt, so daß dann, wenn dieses Ausgangssignal einen vorbestimmten Pegel übersteigt, entschieden wird, daß ein Fehli-r/usiand aufgetreten ist, und das Ausgangssignal V,„„ auf dem Wert Ki konstanthalten wird.

i)as Fehlersteucrglied 4/?C arbeitet nicht, wenn das Aiisgangssignal des Erfassers ND2 im Dreh/ahlbereich /wischen 0 und 1000 U/min an das lchlersteucrglicd /AßCangclcgt wird. Das heißt, selbst wenn das Fehlererfassungsglied ABD einen fehlerbedingten Zsutand erfaßt und sein Ausgangssignal dem Fehlersteucrglied AIIC zuführt, führt das Fehlersteuerglied ABC sein Ausgangssignal nicht dem Klopfsteuerglied NC zu, weil im Drehzahlbereich von 1000 U/min oder weniger das Fehlererfassungsglied ABD selbst während des Normalbetriebs wahrscheinlich ein Ausgangssignal erzeugt, wie noch erläutert werden wird.
Der Ausgang des Erfassers NDZ steht mit dem ersten und dem weiten Eingang des Komparators CO 1 in Beziehung, um eine Störung bei der Klopferfassung im Drehzahlbereich oberhalb 3000 U/min zu vermeiden, w,e noch erläutert werden wird.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispie! der Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf F i g. 2 erläutert.

Das Ausgangssignal des Vibrationsfühlers NS wird dem Eingabepuffer IB über einen Widerstand R 1 und

einen Kondensator Cl zugeführt. Der Eingabepuffer IB umfaßt Dioden D 14, D15, einen Eingangswiderstand RZ einen Operationsverstärker OPi, einen Rückkopplungswiderstand RZ, einen Kondensator C2 und einen Widerstand R 4. Einem Ende der Diode D 15 wird eine Ausgangsspannung © eines Versorgungsspannungserzeugers V5(vgl. F i g. 8) zugeführt (diese Ausgangsspannung kann speziell auf einen Höchstwert von z. B. 10 V eingestellt sein entsprechend dem maximalen Nennwert des Operationsverstärkers). Der Versorgungsspannungserzeuger KS erzeugt außer der Ausgangsspannung ® eine Ausgangsspannung © (die speziell auf z. B. 6 V eingestellt ist). Die Schaltungsauslegung und die Arbeitsweise dieses Versorgungsspannungserzeugers KS werden noch unter Bezugnahme auf F i g. 8 erläutert Die Spannung ® und © werden den verschiedenen nachstehend genannten Schaltungsteilen zugeführt.

Ein von einem Ausblcndsignal NM gesteuerter Transistor T17 ist zwischen den Vcrbindungspunkl des Widerstands Ri und des Kondensators Cl und den gemeinsamen Verknüpfungspunkt oder Erde geschaltet.

Dieser Transis'.or Γ17 entspricht der Schaltvorrichtung SW von Fig. i. Das Ausblcndsignal NM nimmt zum Ausblendzeitpunkt einen hohen Pegel (nachstehend als Η-Pegel bezeichnet) an und wrid gelöscht bzw. nimmt einen niedrigen Pegel (nachstehend als L-Pegel bezeichnet) zum Zeitpunkt der Nichtausblendung an. Somit wird zum Zeitpunkt der Erzeugung des Ausblendsignals NM der Transistor TXl eingeschaltet udn der Ausgang des

Vibrationsfühlers MV kurzgeschlossen, so daß das Ausgangssignal des Vibrationsfühlers MS nicht an den Eingang des lüngabcpuffers IBangelegt werden kann. Somit wird der Eingang des Eingabepuffers /H ausgeblendet. Wenn das AusblcniJsignal NM seinen L-Pcgcl hat, d. h. wenn es nicht vorliegt, wird der Tra:i .isior T\7 abgeschaltet, und das Ausgangssignal des Vibrationsfühlers MS wird dem Eingabepuffer /ßzugeführt.

Der Kondensator C 1 spielt eine wichtige Rolle. Wenn der Kondensator C 1 nicht vorhanden wäre, könnte an den Eingabepuffer /S ein impulsartiges Eingangssignal angelegt werden. Dadurch könnte ein Schwingen (dämpf --.des Schwingen) der Filter BPF und HPF in den folgenden Stufen hervorgerufen werden (wie noch erläutert wird). Diese dämpfende Schwingung ist durch den Kondensator C 1 vermeidbar.

Der Ausgang des liingabepuffers IB ist mit dem I loehpaßfiUer HPF gekoppelt. Dieses Hochpaßfilter HPF umfal'it Spannungstcilerwidcrstände R 6, R 7, einen Widerstand R 8. einen Kondensator C 4 und einen Regelwi-(lersiand W 9. Der Ausgang des Filter HPF ist seinerseits mit dem Bandpaßfilter BPF vom aktiven Filtertyp gekoppelt, das einen Kondensator C5, einen Operationsverstärker OP2, einen Widerstand R 10, einen Kondensator Cb und einen Widerstand R 11 umfaßt. Wie bereits erwähnt, hat das Hochpaßfilter HPF die Funktion, einen Frequenzbereich durchzulassen, der die Hauptfrequenz der auf der Eigenschwingung der Brennkraftmaschine beruhenden Signalkomponente (z. B. 4 kHz) (nachstehend als Motoreigenfrequenz bezeichnet) und höhe- is ic Frequenzen einschließt. Bei der Motoreigenfrequenz ist der Verstärkungsfaktor jedoch niedriger als im Bereich der llauptfrcqucnz der auf einem Klopfen beruhenden Signalkomponente (nachstehend als Klopffreijuen/. bezeichnet). Dur, Bandpaßfü'.er BPFb.?.'. die Funk'.k»v pinen Klopffrequenzbereich von z. B. ca. 7 kHz durchzulassen. Zum Beispiel dämpft das Hochpaßfilter HPFum ca. 6 dB. und das Bandpaßfiltcr SPFdämpft um ca. 18 bis 20 dB. Infolgedessen wird die unter der Motoreigenfrequenz liegende Frequenz auf einen L-Pegel geregelt, während gleichzeitig der Verstärkungsfaktor für die Motoreigenfrequenz auf einem Pegel aufrechterhalten wird, der niedriger ist als der Verstärkungsfaktor für den Klopffrequenzbereich. Das Bandpaßfilter BPF ist eine Filterausführungslorm vom Sallen-Key-Typ.

Wenn das Ausgangssignal des Vihrntionsfühlers MSaIs Eingangssignal und das Ausgangssignal des Bandpaßfiliers 5/³FaIs Ausgangssignal angesehen werden, wird das Verhältnis zwischen dein Eingang und dem Ausgang mit 2 oder 3 eingestellt, und zwar wegen der Einstellung des Ausgangs eines Bezugsspannungsgebers RVO. Der Bezugsspannungsgeber RVO umfaßt Spannungsteilerwiderstände R 12, R 13. die die Speisespannung © teilen, einen Kondensator CT, einen Operationsverstärker OPZ und Ausgangsspannungsteilerwidcrstände R 19, R 20. Der positive Abschluß des Operationsverstärkers OP3 ist z. B. auf 3 V eingestellt. Infolgedessen wird das Ausgr.igssignal des Bezugsspannungsgebers RVOebenfalls auf 3 V gebracht. Das Ausgangssignal des Bezugs- jo spannungsgebcrs RVO wird einem positiven Eingang von Operationsverstärkern OP5 und OPh, die noch erläutert werden, zugeführt. Aufgrund dieser Schaltungsauslegung ändern sich die Ausgänge jedes der Operationsverstärker um die Spannung von 3 V, wobei die Untergrenze nicht unter 0 V fällt. Somit hat die Amplitude jedes Operationsverstärkers eine negative Seite von 3 bis 0 V in bezug auf den Bezguspegcl von 3 V und eine positive Seile von mehr als 3 V, z. B. bis zu 10 V, in bezug auf denselben Pegel. Wenn die Amplitude auf der J5 iwniiven Seite 0 V übersteigt, wird das Ausgangssignal des Operationsverstärkers verzerrt. Die positive Seite der Amplitude hat dagegen einen ausreichenden Spielraum (z. B. einen Spielraum von 7 V im Fall von 3 bis 10 V). Das Eingangssignal ändert sich jedoch gleichmäßig sowohl auf seiner positiven als auch auf seiner negativen Seite in bezug auf den Bezugsspannungspegel von 3 V, und daher muß die negative Amplitude so unterdrückt werden, daß sie höchstens 3 V ist. Wenn das Eingangs/Ausgangs-Verhältnis mit 2 oder 3 eingestellt ist, wie oben gesagt wurde, kann sich das Ausgangssignal des Bandpaßfilters BPF um z. B. 20 mV bis 3 V gegenüber der Änderung von z. B. 10 mV bis 1 V des Ausgangssignals des Vibrationsfühlers NS (umgewandelt in einen HaIbwcllcnscheitel) ändern, so daß eine verzerrungsfreie Ausgangskennlinie resultiert, die dem Eingang genau folgt.

Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters BPFwird auf drei Wegen weitergeleitet. Der erste Weg führt durch den Einweggleichrichter HR, der einen Widerstand R 21, den Operationsverstärker OP5, Didoen D 16, D 17 und Widerstände R 22, R 23 aufweist. Der zweite Weg führt durch einen Verstärker AMPl, der Widerstände R 14, R 15. einen Operationsverstärker OP4, Widerstände R 16, R 17, R 18 und einen Transistor Γ18 umfaßt. Der dritte Weg führt durch das Fehlererfassungsglicd ABD mit dem Operationsverstärker OPd, einer Diode D 18, Widerständen /?24, R 25, R 26. R 27, R 28 und einem Kondensator CS. Sämtliche drei Wege sind durch die Tatsache beeinflußt, daß das Eingangs/Ausgangsverhältnis mit 2 oder 3, wie erwähnt, eingestellt ist. Insbesonderc nimmt das Ausgangssignal des Bandpaßfilters ßPFeine Form an, die sich um z. B. 20 mV bis 3 V vertikal in bezug auf die Bezugsspannung von 3 V ändert und einen Eingang zu den drei genannten Wegen bildet.

Das mit dem Ausgang des Bandpaßfilters BPF verbundene Fehlererfassungsglied ABD wird später erläutert. Die Halbwelle des Ausgangssignals des Bandpaßfilters ßPF(die bei diesem Ausführungsbeispiel als die positive Halbwelle angenommen wird) wird als Ausgangssignal des Einweggleichrichters HR durch die Funktionen der Dioden D16 und D17 erzeugt. Dieses Ausgangssignal wird dem Verstärker AMP2 zugeführt der einen Operationsverstärker Op 7, Widerstände R 29, R 30, R 31 und einen Transistor T19 aufweist Das Ausgangssignal des Verstärkers AMP2 wird dem Eingang des Kondensators C9 einerseits und dem Eingang des Verstärkers AMP3 andererseits zugeführt Der Verstärker AMPZ umfaßt einen Operationsverstärker OPi und Widerstände R 32, R 33 und R 34. Dem negativen Anschluß des Operationsverstärkers OPi wird eine Konstantspannung (3 V) vom Ausgang des Bezugsspannungsgebers RVO durch den Widerstand R 30 zugeführt Der negative Anschluß des Komparators CO1 ist über einen Widerstand R 35 mit dem Ausgang des Verstärkers AMP3 verbunden, und sein positiver Anschluß ist mit dem Ausgang des Verstärkers AMPi verbunden.

Der vorgenannte Weg vom Ausgang des Bandpaßfilters ßPFzum Komparator CO1 spielt in dem betrachteten Ausführungsbeispiel eine wichtige Rolle, wie unter Bezugnahme auf das Zeitablaufdiagramm nach F i g. 3 erläutert wird. Dabei ist das Ausblendsignal MS(Signalverlauf b) ein Impulssignal mit einer Ausblenddauer von z. B. 0,8 ms, was ausreicht um die durch ein Zündsignal (Signalverlauf a) bewirkte Schwingung zu unterdrücken. Dadurch wird das Ausgangssignal des Vibrationsfühlers NS ausgeblendet und von der Auswirkung der Schwin-

gungskomponente des Zündsignals befreit, und zwar für die Dauer der Misblendbreitc. Das so erhakcnc Ausgangssignal des Vibrationsfühlers NS(Signalverlauf c)v/\rd durch das Hochpaßfiltcr HPFdem Bandpaßfilter SPFzugeführt, das ein Ausgangssignal erzeugt, das sehr empfindlich da? Klopfen reflektiert (vgl. Signalverlauf d). Wie bereits gesagt, ist dieses Ausgangssignal des Bandpaßfilters BPFe'in Signal mit wechselndem Verlauf, dessen negativer Teil in bezug auf die Bezugsspannung von 3 V auf 0 V begrenzt ist. Der negative Teil dieses Signals mit wechselndem Verlauf ist auf 0 V begrenzt, um eine Verzerrung des Verlaufs, wie erwähnt, auszuschalten.

Auf einem der drei Wege wird das Ausgangssignal des Bandpaßfilters BPFeinwcgglcichgerichtct, und zwar durch den Einweggleichrichter HR, so daß nur Halbwcllen erzeugt werden, die vom Verstärker A MP2 verstärkt

ίο und an den Kondensator C9 angelegt werden. Der Kondensator C'9 hat die Funktion, dem Mittelwert des Ausgangssignals des Verstärkers AMP2 zu folgen. Die durch den Widerstand R3\ und den Kondensator C9 gegebene Zeitkonstante ist somit gegenüber der Änderung der Frequenz des Ausgangssignals des Bandpaßfilters BPF hinreichend groß. Dadurch ist es möglich, vom Kondensator C9 ein Ausgangssignal zu erhalten, das dem Mittelwert der Änderung des Ausgangssignals des Verstärkers AMP2 folgt. Das Ausgangssignal des Kondensators C9 wird vom Verstärker AMP3 verstärkt und dem negativen Anschluß des Komparators CO 1 zugeführt. Die Funktion des Verstärkers AMP2 besteht darin, das Ausgangssignal des Einweggleichrichters HR weiter derart zu verstärken, daß es nicht verzerrt wird. Das Ausgangssignal des Einweggleichrichters HR besteht aus positiven Halbweilen des Ausgangssignals des Bandpaßfilters BPF mit einem Spitzenwert von höchstens ca. 6 V, der bei dem speziellen erläuterten Beispiel auf ca. 10 V verstärkt werden kann, ohne daß eine Verzerrung erfolgt. Dagegen besteht die Funktion des Verstärkers AMPZ darin, das Ausgangssignal des Verstärkers AMP2, das vom Kondensator C9 ausgemittelt wird, zu verstärken. Damit wird das Ausgangssignal des Verstärkers AMP3, das an den negativen Eingang des Komparators CO I alsGeräuschbezugsweri angelegt wird, so weit wie möglich verstärkt, so daß der Komparator CO 1 nicht auf einen geräuschinduzierten Anteil bei Abwesenheit von Klopfen, sondern auf einen Signalanteil im Ausgangssignal des Bandpaßfillers BPF bei Vorhandensein von Klopfen anspricht, der dem positiven Eignang des Komparators CO 1 durch den Verstärker AMP 1 zugeführt wird, womit eine Störung vermieden wird.

Nachstehend wird erläutert, weshalb der Verstärker AMP 1 vorgesehen werden muß. Auf einem weiteren der drei Wege wird das Ausgangssignal des Filters SPFdurch den Verstärker AMP\ verstärkt und dem positiven Eingang des Vcrglcichers COl zugeführt. Wenn das Ausgangssignal des Filters BPF direkt an den positiven Eingang des Vergleichen CO 1 ohne Zwischenschaltung des Verstärkers AMP\ angelegt und mit dem an den negativen Eingang angelegten Ausgangssignal des Kondensators C9 verglichen wird, könnte die eigentliche Funktion des Vcrglcichers CO 1 aus den nachsiehenden Gründen nicht vollständig erreicht werden.

Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters ÖPFwird grob in eine Signalkomponentc. die auf einem Klopfen oder einer ähnlichen Schwingung hoher Amplitude beruht, und eine Gcräuschsignalkomponcnic, die auf den anderen Schwingungen niedriger Amplitude beruht, unterteilt, wobei die beiden Signalkomponcntcn einander überlagert sind. Andererseits ist das Ausgangssignal des Verstärkers AMPi ein Signal, dessen Amplitude ungefähr dem Spitzenwert der Gcräuschsignalkomponente des Ausgangssignals des Bandpaöfiiters ßPFcntspricht. Wenn also das Ausgangssignal des Bandpaßfilters BPFmit dem Ausgangssignal des Verstärkers AMP3 am Komparator COl verglichen wird, übersteigt nicht nur der Spitzenwert des Ausgangssignals des Bandpaßfilters BPF den Ausgangspegel des Verstärkers AMP3 in Anwesenheit eines Klopfens oder einer ähnlichen Schwingung, sondern der Spitzenwert, des Ausgangssignals des Bandfilters BPF kann auch fehlerhafierweise den Ausgangspegel des Verstärkers AMP3 sogar bei Abwesenheit eines Klopfens oder einer ähnlichen Schwingung erreichen oder übersteigen, so daß die genaue Erfassung von Klopfen unmöglich wird. Wenn nämlich das Ausgangssignal des Bandpaßfilters ßPFnur die Geräuschsignalkomponente aufweist, d. h. bei Abwesenheit eines Klopfens oder einer ähnlichen Schwingung, kann der Ausgangssignalpegel des Verstärkers AMP3 die Bczugsspannung von 3 V plus 50— 100 mV sein, und die positive Spitze des Ausgangssignals des Bandpaßfilters ßPFkann ebenfalls die Bezugsspannung von 3 V plus z. B. 50- 100 mV sein. Die positive Spitze des Ausgangssignals des Bandpaßfilters BPFbei Anwesenheit eines Klopfens oder einer ähnlichen Schwingung kann die Bezugsspannung von 3 V plus ca. 1 V sein, und somit kann sie natürlich diskriminiert werden. Es ist also zu beachten, daß selbst die Gcräusehsignalkomponente einen fehlerhaften Betrieb wie bei der Erzeugung eines Klopfens oder einer ähnlichen Schwingung hervorrufen kann. Um dies zu vermeiden, ist der Verstärker AMP 1 vorgesehen, dessen Arbeitsweise unten erläutert wird. Der Verstärkungsgrad des Verstärkers AMP1 ist derart, daß die positive Spitze seines Ausgangssignals 10 V nicht übersteigt. Das hat den Grund, daß eine ausreichend große Amplitude des Ausgangssignals des Verstärkers AMP 1 vorgeshcn ist. wenn ein Klopfen oder eine ähnliche Schwingung auftritt. In diesem Fall winl nur die positive Halbwolle des Ausgangssignals des Verstärkers A MP1 mit dem Ausgangssignal des Verstärkers AMP3. d.h. dem Geräuschbezugswert, am Komparator COl verglichen, so daß auch dann kein Problem auftritt, wenn die negative Halbwelle verzerrt ist, es sei denn, daß die positive Halbwelie verzerrt ist. (Die negativen Halbwellen des Ausgangssignals des Verstärkers AMPi entsprechend dem Signalverlauf /"in Fig.3 sind verzerrungsfrei aufgetragen.) Wenn das Ausgangssignal des Bandpaßfilters BPF vom Verstärker AMPi jedoch verstärkt wird, wird unerwünschterweise auch die positive Spitze der Geräuschsignalkomponentc des Ausgangssignals des Verstärkers AMPi erhöht. Als Gegenmaßnahme sind die Spannungsteilerwiderstände R 16 und R 17 auf der Ausgangsseite des Verstärkers AMPi angeordnet, so daß der Ausgangspegcl des Operationsverstärkers OP4, d. h. der Pegel des Ausgangssignals des Verstärkers AMP 1. in negativer Richtung verschoben wird, so daß der Ausgangspegel des Verstärkers AMP3 ständig höher als die positive Spitze der Geräuschsignalkomponente des Ausgangssignals des Verstärkers AMP i in Abwesenheit eines Klopfens gehalten wird. Das heißt, der Bezugspegel des Ausgangssignals des Verstärkers AMP wird z. B. um 02 V nach unten verschoben, vgl. den Signalverlauf /"in Fi g. 3. Auf diese Weise wird der Ausgangswert des abwärts verschobenen Pegels des Verstärkers AMP3 am Komparator COl verglichen, und daher übersteigt bei Abwesenheit

eines Klopfens die positive Spitze der Geräuschsignalko;iiponente im Ausgangssignal des Verstärkers AMP\ den Ausgangspegel des Verstärkers AMP3 nicht, und andererseits übersteigt die positive Spitze des Ausgangssignals des Verstärkers AMPi bei Anwesenhei! eines Klopfens oder einer ähnlichen Schwingung den Ausgangspcgel des Verstärkers AMP3 um einen großen Betrag, so daß der Komparator COl einen richtigen Vergleichsvorgang durchführen und ein Klopfsignai erzeugen kann. Das heißt, nur wenn die positive Spitze des ■> Ausgangssignuls des Verstärkers AMP\ den Ausgangspegcl des Verstärkers ΛΜΡ3 übersteigt, erzeugt der Komparator CO i ein Klopfsignal, d. h., das Klopfsignal wird auf den H-Pegcl angehoben. Wie aus den vorstehenden Erläuterungen hervorgeht, wird das Klopfsignal unter der Bedingung auf den H-Pegcl angehoben, daß in der Brennkraftmaschine ein klopfen oder eine ähnliche Schwingung auftritt und daß dem Komparator CO 1 vom Verstärker AMP\ ein entsprechendes Ausgangssignal zugeführt wird. Das Klopfsignal ist in Fig. 3 als Signa I verlauf ^r gezeigt.

Anschließend wird die Funktion des Taktsignalgebers TM erläutert. Das vom Komparator CO 1 erzeugte Klopfsignal (F i g. 3, Signalverlauf g) wird dem Taktsignalgeber TM zugeführt. Dieser ist ein Monoflop, dem ein Klopfsignal mi' sehr geringer Breite vom Komparator CO I aufgedrückt wird und der einen Signalimpuls (vgl. I' i g. 3, Signalverlauf λ,) mit vorbestimmter Dauer von z. B. 3 ms erzeugt. Dieser Sigiialimpuls (k) vorbestimmter Dauer schaltet den Transistor Γ19 an. Bei Anschaltung des Transistors Γ19 wird der positiven Klemme des Operationsverstärkers OPl das Ausgangssignal des BezugsspannungsgcDers RVOzugeführt. Das Ausgangssignai dieses Bezugsspannungsgebui.s RVO beträgt 3 V, und somit wird das Ausgangssignal des Verstärkers AMI'l au!" dem Bczugspcgei von ca. 3 V für die vorbcsiiiiiiiiie Dauci von 3 ms genauen, wobei dieser Bczügsspannung von ca. 3 V dem Kondensator C9 zugeführt wird. Während dieser Zeit entlädt sich der Kondensator C'9 auf den Bezugsspannungswcrt von 3 V, wobei ein Spitzenwert d»_r L.adespannung zum Zeitpunkt der Erzeugung des Klopfsignals g durch den Komparator CO 1 erreicht wird, wenn es sich um einen F.inzelimpuls handelt, oder zum Zeitpunkt der Erzeugung des ersten Impulses erreicht wird, wenn das Klopfsignal g ein Impulszug ist. Diese Konfiguration wird deshalb angewandt, weil entsprechend dem Signalverlauf g von F i g. 3 das Klopfsignal entweder als Einzelimpuls entsprechend Pq oder al> Impulsfolge entsprechend P\ mit mehreren aufeinanderfolgenden Impulsen innerhalb kurzer Zeit erzeugt werden kann. Wenn sämtliche !mpulse des impulszugs P\ an den Kondensator C9 für dessen Ladung angelegt werden, steigt die Spannung am Kondensator C9 nach Maßgabe der Impulse. Infolgedessen steigt der Geräuschbezugswert des Komparator CO 1 in solchem Maß, daß die Diskriminierung eines Klopfens unmöglich wird. Um dies zu vermeiden, ist der Transistor Γ19 vorgesehen, der vom ersten Impuls des Klopfsignalimpulszugs eingeschaltet wird, so daß ein Über-Aufladen des Kondensators C9, das sonst durch die unmittelbar folgenden Impulse hervorgerufen werden könnte, verhindert wird.

Das vom Komparator CO 1 erzeugte Klopfsignal wird dem Klopfschrittaktgenerator NTM zugeführt. Dieser umfaßt Dioden D 19, D 20, D 21, D 22, D 23. D 24, Widerstände R 38, R 39, R 40, R 41, R 42, R 43, R 44, R 45, R 46, R 47, R 48, R 49, R 50, einen Vergleicher CO 2, Kondensator C10, C 11 und Transistoren 7"21, Γ22, T23.

In dem Klopfschrittaktgenerator NTM dient die Diode D 19 dem Zweck, ein irrtümliches Aufladen des Kondensators C !G durch der! H-Pege! des Klopfsignals vom. !Comparator CO ί zu Verhindern. Somit spiel· der Kondensator ClO eine wichtige Rolle in dem Klopfschrittgenerator NTM. Der Kondensator CIl wird als monostabilcs Kippglicd verwendet. Wenn das Klopfsignal vom Komparator CO 1 sein'.τ H-Pcgel hat, wird die Diode D 19 abgeschaltet, und die Diode 20 wird von der ihr durch den Widersland R 41 zugcführtin Spannung angeschaltet. Wenn das Klopfsignal vom Komparator CO 1 dagegen den L-Pegel hat, wird die Diode D 19 durch den Widerstand R 41 angeschaltet. Unter dieser Bedingung ist die Diode D 20 abgeschaltet. Das heißt, das Aiisgangssignal der Diode D20 ändert sich mit dem Zustand des vom Komparator CO 1 erzeugten Klopfsign-Is. Es sei angenommen, daß das Ausgangssignal des Verglcichers CO2 seinen Η-Pegel hat. Die Diode D23 ist abgeschaltet und die Diode D 24 angeschaltet, und der Transistor Γ22 ist angeschaltet. Beim Anschalten des Transistors Γ 22 wird die Anodenseite der Diode D 21 im wesentlichen auf Null vermindert, und die Didoe D 21 wird ebenfalls abgeschaltet gehalten. Somit ändert sich die Klemmenspannung des Kondensators ClO mit dem Ausgangssignal der Diode D 20. Es sei angenommen, daß das Ausgangssignal des Vergleichers CO 2 vom Η-Pegel auf den L-Pegel verringert ist. Der Transistor Γ22 wird abgeschaltet, so daß der Strom von der Spannungsversorgung mit der Ausgangsspannung ® durch den Widerstand /?43 und die Didoe D 21 zum Kondensator ClO fließt, so daß dieser aufgeladen wird. Auf diese Weise steigt die Spannung am Kondensator C10 steil an durch die Abnahme des Ausgangssignals des Vergleichers CO 2 von seinem H- auf den L-Pegel, so daß das Ausgangssignal des Vergleichers CO 2 auf dem L-Pegel gehalten wird.

Anschließend werden die Ladebedingungen des Kondensators ClO auf der Basis der vorgenannten Tatsachen erläutert Angenommen, das Ausgangssignal des Vergleichers CO 2 hat den Η-Pegel, der Transistor Γ22 ist eingeschaltet, und die Diode D21 ist abgeschaltet Wenn der Klopfausgangssignalimpuls Po (vgl. Fig.3) des Komparator CO1 unter dieser Bedingung erzeugt wird, wird die Diode D19 abgeschaltet, und der Kondensator C10 wird durch den Widerstand R 41 und die Diode D 20 von der Spannungsversorgung mit der Ausgangsspannung ® aufgeladen. Da in diesem Fall das Klopfsignal ein Einzelimpuls ist, hört jedoch die Aufladung des Kondensators C10 sofort auf, und der Kondensator C10 entlädt sich über den Widerstand R 42. Die Änderung des Ladcpegels des Kondensators C10 ist in dem Signalverlauf h von F i g. 3 mit Qo bezeichnet. Aufgrund des Einzelimpulses P₀ des Klopfsignals g erreicht insbesondere das Ausgangssignal des Kondensators C10 nicht den Eingangspegel des positiven Anschlusses des Vergleichers CO 2, d. h. dessen Bezugspegel. Somit ändert sich das Ausgangssignal des Vergleichers CO2 nicht, sondern bleibt auf seinem Η-Pegel. Dagegen erhöht sich die Aufladung des Kondensators ClO aufgrund eines Irnpulszugs mit aufeinanderfolgenden impulsen P\, Beispielsweise sei angenommen, daß der Ausgangspegel des Kondensators ClO aufgrund von zwei aufeinanderfolgenden Impulsen den Bezugspegel des Vergieichers CO 2 erreicht; in diesem Fall ändert sich das Ausgangssignal des Vergleichers CO 2 vom H- auf den L-Pegel, und zwar im Augenblick des Erreichens des Bezugspegels. Sobald

das Ausgangssignal des Vergleichers CO 2 seinen L-Pegel annimmt, wird der Transistor T22 abgeschaltet, und der Kondensator C10 wird sehr schnell aufgeladen, bis sein Aufladepegel einen vorbestimmten Wert entsprechend Oi im Signalverlauf Λ von F i g. 3 erreicht, so daß der Vergleicher CO 2 auf seinem L-Pegel gehalten wird. Wenn sich das Ausg ingssignal des Vergleichers CO 2 vom L- auf den Η-Pegel ändern soll, muß der Kondensator ClO entladen werden, was noch erläutert wird.

Der Ausgangszustand des Vergleichers CO2 wird über die Diode D23 und den Kondensator CIl zum Transistor Γ23 übertragen. Die Widerstände /?45, R46, R47. Ä48, R49, der Kondensator CIl und der Transistor Γ23 bilden ein monostabiles Kippglied Während der Zeit, in der das Ausgangssignal des Vergleichers CO 2 seinen Η-Pegel hat, ist die Diode D 23 abgeschaltet, und der Kondensator C11 wird über den Widerstand

ίο R 48 aufgeladen, so daß der Transistor Γ23 eingeschaltet wird Der Ausgangspegel des Transistors Γ23 und damit der Ausgangspegel des Klopfschrittaktgenerators NTM ist Null oder auf seinem L-Pegel. Wenn das Ausgangssignal des Vergleichers CO 2 in seinen L-Pegel übergeht, wird die Diode D 23 angeschaltet, und der Kondensator CU wird über die Diode D 23 entladen, so daß der Transistor 7"23 abgeschaltet wird und sein Ausgangssignal und damit der Ausgangspegel des Klopfschrittaktgenerators NTM den Η-Pegel annimmt Dieser Zustand ist durch den Signalverlauf j in F i g. 3 gezeigt Der Transistor T23 wird für eine im wesentlichen unveränderliche Zeitdauer (z.B. 3ms) abgeschaltet gehalten, bis sich der Kondensator ClO wieder entlädt. Infolgedessen wird auch das Ausgangssignal des Klopfschrittaktgenerators NTM während einer unveränderlichen Zeitdauer auf dem Η-Pegel gehalten. Die Art und Weise, in der Kondensator ClO entladen und der Transistor 7"23 eingeschaltet wird wird nachstehend erläutert

Die Laceipannung des Kondensators CiO wird sehr schnell entladen und durch das Einschalten des Transistors 7~21 wieder zurückgestellt. Durch die Entl?dung des Kondensators ClO wird das Ausgangssignal des Vergleichers CO 2 wieder auf seinen Η-Pegel zurückgebracht, die Diode D 23 wird abgeschaltet, und der Transistor Γ23 wird wieder eingeschaltet, so daß sein Ausgangssignal, d. h. der Ausgangspcgcl des Klopfschrill· taktgenerator^ NTM, auf seinen L-Pegel zurückgebracht wird. Der Transistor 721 ist dann einschaltbar, wenn der Motor mit niedriger Drehzahl von 400 U/min oder weniger läuft, oder wenn das Ausblendsignal MScr/cugi wird Der erstgenannte Zustand wird durch einen Vergleicher CO3 erreicht, dessen Ausgangssignal auf seinen H-r"egel angehoben wird, wenn z. B. die Motordrehzahl 400 U/min oder wenige; beirägt. so daß der Transistoi Γ21 über den Widerstand R 38 eingeschaltet wird. Der letztgenannte Zustand wird durch das Ausgangssignal MS des Störgeräuschausblendtaktsignalerzeugers /VMTerreicht, der den Transistor 7"21 über den Widerstand R 39 einschaltet Die Bedeutung dieser beiden Zustände wird nachstehend erläutert Bei einer Drehzahl dci Brennkraftmaschine von z. B. 400 U/min oder weniger wird diese gestartet und als klopfgcräuschfrei angesehen Nachstehend wird erklärt, wie der Ladepegel des Kondensators CIO durch das Ausblendsignal MSzurückgc setzt wird. In jeder Periode des Ausblcndsignals MS, d. h. in jedem Zündzyklus, wird angenommen, daß nur cir Klopfsignal erzeugt werden kann (Signalverlauf g von F i g. 3). Sobald ein Einzelimpuls Po oder der erste Impul.· eines Impulszugs P\, der das Klopfsignai bildet, erfaßt wird, wird somit bis zum Anlegen des nächsten Ausbicnd signals MS kein weiteres Klopfsignal zugefünrt. Aus diesem Grund sind die Schaltungen so ausgelegt, daU dci Kondensator ClO durch die Erfassung des ersten Impulses des Klopfsignals aufgeladen wird, und dall dei Aufladezustand aufrechterhalten wird, bis er durch die Ankunft des nächsten Ausblcndsignals MS riickgcsct/i wird. Dies wird in bezug auf das Klopfsignal kurz erläutert. Wenn das Ausgangssignal des Vergleichcrs COi seinen Η-Pegel hat, d. h. wenn der Ausgang des Klopfschrittaktgenerators NTM seinen L-Pcgel hat, be/.eichnci dies die Abwesenheit eines aus einem Impulszug bestehenden Klopfsignals. Wenn das Ausgangssignal de· Vergleichers CO 2 auf seinen L-Pegel geändert wird, oder wenn das Ausgangssignal des Klopfschrittaklgcnera tors NTM seinen Η-Pegel annimmt, bezeichnet dies dagegen die Erzeugung eines aus einem Impulszug beste henden Klopfsignals. Sobald das Ausgangssignal des Vergleichers CO 2 seinen H-Pegcl annimmt, wird dicsei Zustand für eine im wesentlichen unveränderliche Zeitdauer aufrechterhalten. Hierbei ist zu beachten, daß durer die erläuterte Schaltungsauslegung das Klopfsignal des Komparalors CO 1 vom Verglcicher CO 2 nicht in Korn eines Einzelimpulses Po. sondern nur in Formeines Impulszugs entsprechend P\ erfaßt wird.

Das Ausgangssignal des Transistors T23. d. h. der Ausgang des Klopfschrittaktgeneralors NTM, wird übci den Widerstand R 50 an das Klopfstcucrglicd NCangelcgt. wie noch erläutert wird.

% Nunmehr wird die Dreh/ahlerfassung erläutert. Das als Drch/.ahl/Spannungs-Wandlcr gebaute Drch/ahler fassungsglied N— V umfaßt Widerstände R 52, R 53. R 54. einen Kondensator C 12. einen Opcralionsversiürkei OP9 und einen Widerstand Tf>. Dem Transistor T6 wird durch den Widerstand R 52 das Ausblcndsignal M.' aufgedrückt Infolgedessen wird der Transistor T6nur eingeschaltet, wenn das Ausblcndsignal Af.Vcrc/ugl wire bzw. bei seinem H-Pegcl; und er wird abgeschaltet, wenn das Ausblendsignal MS nicht erzeugt wird bzw. .seiner L-Pegel hat. Nur wenn der Transistor 7~6 eingeschaltet ist. wird der Kondensator C12 aufgeladen, und er win durch den Widerstand R 54 entladen, wenn der Transistor Γ6 abgeschaltet ist. Die Drehzahl der Brcnnkraftma schine entspricht dem Kehrwert der Periode des Ausblendsignals NM. Somit wird mit zunehmender Drch/uh die Periode des Ausblendsignals NM verkürzt, und die Entladezeitdauer wird ebenfalls verkürzt, so daß an Ausgang des Operationsverstärkers 0P9 eine Spannung in Abhängigkeit von der Größe der Drehzahl erzeug wird. Der Operationsverstärker OP9 ist so ausgelegt, daß seine Ausgangsspannung bei einer hohen Drchzah nicht gesättigt ist. Zu diesem Zweck ist die Bezugsspannung auf einen kleinen Wert wie 1.5 V eingestellt.

Der Ausgang des Drehzahlerfassungsgliedes N— V wird den Erfassern ND 1, ND2. NDi und ND4 züge führt. Der Drehzahlerfasser ND 1 erfaßt die Drehzahl von 400 U/min und umfaßt Widerstünde R 55, R 56. R 57 R 58, einen Kondensator C13, eine Diode D4 und den Vergleicher CO3. Der Vergleichcr CO3ist so cingcstclli daß er aufgrund einer Drehzahl von 400 U/min oder weniger einen Ausgang mit Η-Pegel und bei einer Drchzah von mehr als 400 U/min einen Ausgang mit L-Pegel erzeugt. Der Erfasser ND2 erfaßt die Drehzahl voi 1000 U/min und umfaßt Widerstände R 59, R 60, /?61, /?63, einen Kondensator C14, eine Diode D5 und eiiii-i Verglcicher CO 4. Dieser Erfasser ND 2 ist so ausgelegt, daß der Verglcicher CO 4 bei einer Drehzahl viii

1000 D/min oder weniger ein Ausgangssignal mit Η-Pegel und bei einer Drehzahl von mehr als lOOO U/min ein Ausgangssignal mit L-Pegel erzeugt

Der Erfasser ND3 erfaßt die Drehzahl von 3000 U/min und umfaßt Widerstände R 62. R 64. R 65. R 66. R 67, R 68, R 69. R 70, einen Kondensator C15, eine Diode D6, einen Vergleichcr CO5 und einen Transistor 77. Der Vergleicher CO5 dieses Erfassers ND3 erzeugt ebenfalls ein Ausgangssigna] mit Η-Pegel bei einer Drehzahl von 3000 U/min oder weniger und ein Ausgangssignal mit L-Pegcl bei einer Drehzahl von mehr als 3000 U/min.

Der Erfasser ND4 erfaßt die Drehzahl von 4000 U/min und umfaßt Widerstände R 71. R 72, R 73, R 74, R 75. einen Kondensator C16, eine Diode DT, einen Vergleicher CO 6 und einen Transistor Ti. Dieser Erfasser ND 4 ist so ausgelegt, daß er ein Ausgangssignal mit Η-Pegel bei einer Drehzahl von 4000 U/min oder weniger und ein Ausgangssignal mit L-Pegel bei einer Drehzahl von mehr als 4000 U/min erzeugt Die Erfasser ND1 bis ND 4 werden für verschiedene Steuerfunktionen verwendet die noch erläutert werden.

Das Ausgangssignal des Erfassers ND1 dient zum Ansteuern des Transistors 721 zwecks Rücksetzung des Kondensators ClO über den Widerstand R 38, wie bereits erläutert wurde. Das Ausgangssignal des Erfassers NDi wird ferner dem Klopfsteuerglied NC zugeführt um den Transistor 712 über den Widerstand RS6 anzusteuern. Die Ansteuerung des Transistors 712 wird noch erläutert

Das Ausgangssignal des Erfassers ND 2 wird dem Fehlersteuerglied ABC zugeführt zur Ansteuerung des Transistors 79 über den Widerstand RSO einerseits und des Transistors 710 über den Widerstand Λ 118 zur gleichen Zeit. Dieser Steuervorgang wird ebenfalls noch erläutert

Das Ausgangssignal des Erfassers ND3 schaltet den Transistor 718 des Fehlererfassungsgliedes ABD über den Widerstand R i 15 an und schaltet ferner den Transistor 720 über den Widerstand R 39 an, aber nur, wenn der Transistor 77 angeschaltet ist, d. h. wenn die Drehzahl der Brennkraftmaschine über 3000 U/min liegt Infolgedessen wird der Signaleingangspegel am positiven Anschluß des Komparalors CO 1 auf einen Pegel verringert, der niedriger als derjenige für 3000 U/min oder weniger ist. während gleichzeitig der Eingungspegel des negativen Anschlusses des Komparator CO 1 au den Bezugsspannungspegcl durch den Widerstand /?36 gebracht wird. Dieser Steuervorgang wird durchgeführt, um bei einer Drehzahl von mehr als 3000 U/min, bei der der Hintergrund- oder Geräuschbezugspcgel höher als ein eingestellter Pegel ist, eine Betriebsstörung zu verhindern. Insbesondere, wenn die Drehzahl über 3000 U/min liegt, wird der Verstärkungsfaktor des Hintergrund- oder Gcräuschbczugspegels auf einen niedrigeren Pegel als bei 3000 U/min oder weniger eingestellt. Das bedeutet, daß der Verstärkungsfaktor des Signalausgangs für die Drehzahl der Brennkraftmaschine von mehr als 3000 U/min vermindert wird.

Das Ausgangssignal des Erfassers ND4 dient zum Ansteuern des Transistors 715 des Klopfsteuerglieds NC durch c*en Transistor 78. Der Transistor 78 wird vom Ausgangssignal des Klopfschrittaktgenerators NTM über einen Widersland R 116 angesteuert. Dabei ist es wichtig, den Ein/Aus-Zustand des Transistors 79 zu diskriminieren. Der vorgenannte Steuervorgang wird noch im einzelnen erläutert.

Das Fehiersteuergiieu ABC hat die Funktion, Fehler irr. Schwingungserfassungssystem sowie in den Signalvcrarbeitungsgliedern wie Filtern und Verstärkern zu erfassen und bei Erfassung eines Fehlers bestimmte Vorgänge auszuführen. Fehler im Schwingungserfassungssystem sind z. B. ein Ausgangszustand Null infolge einer Abtrennung oder eines Kurzschlusses. Fehler in den Verarbeitungsgliedern umfassen die Erzeugung einer Überspannung, die höher ist als erforderlich. Der erstgenannte Fehler wird durch das Fehlererfassungsglied ABD erfaßt, der letztgenannte Fehler wird vom Fehlersteuerglied ABC erfaßt, welches das Ausgangssignal des Verstärkers AMP3 in der Endstufe des Hintergrunderfassungssystems prüft. Das Fehlersteuerglied ABC umfaßt Widerstände R 76, R 77. R 78. R 79, R 80, eine Diode D 8, einen Transistor 79 und Vergleicher CO 7, CO 8. Das Ausgangssignal des Fehlererfassungsgliedes ABD wird dem positiven Anschluß des Vergleichers CO7 zugeführt. In einem Fehlerzustand, in dem der Vibrationsfühler NS kurzgeschlossen ist, so daß sein Ausgangssignal auf eine Spannung Null reduziert ist und das Ausgangssignal des Fehlererfassungsgliedes ABD vermindert ist, nimm! das Ausgangssignal des Vergleichers CO 7 seinen L-Pegel an. Das Ausgangssignal des Verstärkers AMP3 wird dagegen an den negativen Anschluß des Vergleichers CO8 angelegt. Wenn der Ausgangspegel des Verstärkers AMP3 unnormal hoch ist, wird das Ausgangssignal des Vergleichers CO8 auf den L-Pcge¹ vermindert. I Inier der Bedingung, daß das Ausgangssignal entweder des Vergleichcrs CO 7 oder des Vergleichcrs CO 8 seinen L-Pegcl annimmt, wird der Transistor 79 abgeschaltet, woci'irch die Erzeugung des Fehlers erfaßt wird. Wenn ein Fehler erfaßt ist, wird das Ausgangssignal des Klopfsteuerglieds NC. das noch erläutert wird, gleich dem Pegel für Hochdrehzahlbetrieb gemacht. Die Bedeutung dieses Ausgangspegels wird noch erläutert. Wenn im übrigen die Drehzahl 1000 U/min oder weniger ist, hat das Ausgangssignal des Vergleichers CO4 des Erfassers ND2 seinen Η-Pegel, und somit wird der Transistor 79 zwangsweise durch den Widerstand RSO eingeschaltet, so daß das Fehlererfassungsglied ABD nicht in Betrieb gesetzt werden kann.

Das Klopfsteuerglied NC erzeugt ein Klopfsteuersignal V₀₁₁, entsprechend der Charakteristik nach F i g. 4 in Abhängigkeit von der Drehzahl Λ/der Brennkraftmaschine. Nach Fig.4 wird die Ausgangsspannung V_ou, bei einer Drehzahl von N = 400 U/min oder weniger auf einem konstanten Wert V_c2 gehalten. Im mittleren Drehzahlbercich von 400 bis 4000 U/min kann sich die Ausgangsspannung V₀₁₁, innerhalb des Bereichs zwischen dem oberen Grenzwert V_cmax und dem unteren Grenzwert V₁- 2 ändern. Im Bereich hoher Drehzahlen von mehr als 4000 U/min kann sich die Ausgangsspannung V_ou, innerhalb des Bereichs zwischen der Obergrenze V_cX und der Untergrenze V₁.? ändern. Die Kennlinie von Fig.4 entspricht der Verzögerungswinkelkennlinie der Zündeinrichtung. F i g. 5 zeigt die Verzögerungswinkelkennlinie der Zündeinrichtung. Auf der Ordinate ist ein Vorvcrstell- und ein Verzögerungswinkcl θ aufgetragen, und auf, der Abszisse ist die Drehzahl N (U/min) der Brennkraftmaschine aufgetragen. Die Kennlinie von F i g. 4 ist für die elektrische Schaltung vorgesehen, um eine Vcrzögcrungswinkclkcnnlinie entsprechend F i g. 5 zu erzielen. Wie aus der Zeichnung hervorgeht, ist die Amplitude der Klopfstcuerspannung V₁₁₁,, dem Zündvorverstellwinkel proportional und dem Zündverzögerungswinkel umgekehrt proportional, und /.war bei derselben Drehzahl N. Es ist jedoch zu beachten, daß dann, wenn

es sich um verschiedene Drehzahlen handelt, dieselbe Amplitude der Klopfsteuerspannung V_DU, nicht von demselben Vorverstell- oder Verzögerungswinkel begleitet ist

Das Klopfsteuerglied NC umfaßt Widerstände AUS, Ri 17, Ri 18, R 82, R 83, R 84, «85, R 86, R 87, R 88, R89, R90, R9i, R92, R93, R94, R9o, R96, R97, Transistoren TiO, TU. T12, T13, Γ14, Γ15, T16, einen

5 Operationsverstärker OPlO, Kondensatoren C17, C18, C19 und Dioden D9, DlO, DIl, D12, D13. Die Kondensatoren C17, C18 sind für einen Miller-Integrator vorgesehen. Der Widerstand R 87 hat einen hohen Wert, der als Mittel für die Zuführung eines konstanten Stroms zum negativen Anschluß des Operationsverstärkers OP10 vom Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 83 und R 84 durch die von den Widerständen R S3 und Ä84 (Ä85) geteilte Spannung eingestellt ist Die Dioden D 9— D 13 sind zum Temperaturausgleich

ίο vorgesehen.

In diesem Klopfsteuerglied NC ist die niedrigste Klemmspannung K2 hauptsächlich durch den Transistor 714 und die Widerstände Λ91, Λ92 bestimmt. Dabei sind insbesondere die Widerstände R9i und Λ92 so eingestellt, daß der Transistor T14 eingeschaltet wird, wenn die Ausgangsspannung V„„, den Pegel K 2 erreicht. Unter dieser Bedingung beträgt die niedrigste Spannung K_A bevorzugt z. B. ca. 1,7 V, was wie folgt erhalten

15 wird:

{B - V_oa, - nV_BE) ^{+ V}°"' = Ύ ~ ^Vbe

zo ffih VgH = Spannung an Basis und Emitter des Transistors,
Vf = Durchlaßspannungsabfall der Diode, und
η = Anzahl Dioden;

somit ist hVf(Vf ■§■ Vbe = 0,7 V) der Gesamtschwellenwert infolge der Dioden D9, D10 und DIl. Die Glei-25 chung(l) wird wie folgt geschrieben:

*91 _(/ _f\_ R92 \ nR92

R91+R92 ""' \2 R91+R92/ R91+R92 ^f '"'

30 Wenn K,„,dur h Vd ersetzt wird, wird die Gleichung(2) wie folgt geschrieben:

V -(χ t ^R9lV(^{l R92} } B I ^nR92V> γ \

'² \ /?91/l\2 Ä<i +Ä92/ Ä91+Ä92 "Ί

\ R9\J

. f

(3)

Ä91 / Λ91

"ί; Die Anzahl π der Dioden D9-D 11 ist 3. Wenn das Verhältnis von mit 0,37 gewählt wird, wird der Wert

ti von K-21.71 V.

-¹I Die höchste Klemmenspannung Km« dagegen, die bevorzugt ca. 5.8 V ist, wird durch die Widerslände R 93,

fei 45 y? 94 und den Transistor Γ16 gemäß der folgenden Gleichung bestimmt.

„ v = JL + ν

50 mit Vf = der Schwellenwert der Dioden D 12 und D 13.

Mit K.«ι = Κ-»« erhält man

Vom Gesichtspunkt des Tempcraturkoeffizicntcn ergibt sich

..v /?94/^{( n)}Tr⁺7T' ⁽⁶⁾

f ν b0

ti:-; Somit erhält man

U . . R 94 ...

%: n-\ + j_iW. (7)

fii Die Anzahl 2 der Dioden D 12 und D 13 wird eingesetzt, und dann wird = 0,92 erhalten, somit ist

i,' K·,».-,, = 5,82 V.

Bei einer Drehzahl N von mehr als 4000 U/min wird der Transistor 7Ί5 abgeschaltet, wie wenn der Widerstand R 94 mit dem Widerstand R 95 reihengeschaltet wäre. V_c ι wird unter dieser Bedingung eingestellt. B^i einer Drehzahl W von mehr als 1000 U/min wird der Transistor TIl eingeschaltet, während bei einer Drehzahl von 1000 U/min oder weniger der Transistor TIl abgeschaltet wird. Das heißt, bei einer Drehzahl von mehr als 100 U/min stellt der Widerstand R 84 eine geteilte Spannung ein, und bei einer Drehzahl Nvon 1000 U/min oder weniger wird die geteilte Spannung durch den Reihenwiderstand der Widerstände R 84 und R 85 eingestellt. Diese geteilte Spannung wird dazu genutzt, den Wert des konstanten Stromes durch den Widerstand R 87 zu bestimmen.

Diese Schallungskonfiguration ist derart, dab im Niedrigdrehzahlbereich von z. B. 400 U/min oder weniger dus von dem Klopfsteuerglied NC erzeugte Klopfsteuersignal V_ou, einen konstanten Wert von K-2 annimmt Im Mittel- und im Hochdrehzahlbereich, wo die Drehzahl N über 400 U/min liegt, wird ein Klopfsteuersignal V_ou, erhalten, das sich in der durch den Signalverlauf / von F i g. 3 gezeigten Weise ändert Die Amplitude dieses Klopfsteuersignals V₀₀, entspricht der Größe des Zündvorverstellwinkels, so daß mit abnehmender Amplitude der Zündwinkel und damit die Zündversteilung vorverstellt werden, wogegen bei zunehmender Amplitude der Zündwinkel und damit die Zündverstellung verzögert werden. Beispielsweise verringert sich in Abwesenheit von Klopfen die Amplitude des Klopfsteuersignals V„_u, mit vorbestimmter Rate über die Zeit entsprechend dem Signalveriauf /in F i g. 3. Wenn dagegen Klopfen auftritt, steigt die Amplitude des Klopfsteuersignals V_ou, um einen bestimmten Betrag während der vorbestimmten Zeitdauer (3 ms in diesem Beispiel), bestimmt aufgrund der Erzeugung der Ausgangsimpulse des Klopfschrittaktgenerators NTM. Anschließend nimmt die Amplitude des Signals V,„„ wieder mit der gleichen Rate wie oben erwähnt ab. Diese Änderung der Amplitu..':· des Signals V„„, sctxi sich natürlich nicht unbegrenzt fort, sondern unterliegt der oben erwähnten Begrenzung, insbesondere muß dabei im mittleren Drehzahlbereich von 400 bis 4000 U/min die Bedingung K₂ ί V„„, < V_cmu erfüllt sein; und im Hochdrehzahlbereich von 4000 U/min oder mehr muß die Bedingung K₂ < V,_m, < Ki erfüllt sein. Die Geschwindigkeit, mit der die Amplitude des K'opfsteuersignals ansteigt, wenn ein Klopfsignal vorhanden ist, ist auf das 10- bis 30fache der Abnahmegeschwindigkeit der Amplitude '■-•ei Abwesenheit von Klopfen, ausgedrückt als Zeit, eingestellt Beispielsweise wird die Amplitudenabnahmegeschwindigkeit in Abwesenheit von Klopfen derart bestimmt, daß der Zündvorverstellwinkel um ca. 3°/s für den Drehzahlbereich von 1000 U/min oder weniger und um ca. l°/s für den Drehzahlbereich von mehr als 1000 U/min zunimmt. Die Amplitudenanstiegsgeschwindigkeit des Klopfsteuersignals V₀₁₁, bei Anwesenheit von Klopfen ist dagegen so bestimmt, daß der Zündvorverstellwinkel um ca. 1 J5° Kurbelwinkel pro Takt kleiner oder verzögert wird.

Das Fehlersteuerglied AßCarbeitet so, daß sein Transistor T9 abgeschaltet wird, wenn ein Fehler erfaßt wird, d. h., wenn das Ausgangssignal'eines der Vergleicher COl und COi seinen L-Pegel annimmt. Infolgedessen werden die Transistoren 7~8 und 713 eingeschaltet, und das Klopfsteuersignal V_ou, wird konstant auf Ki gehalten. Somit wird im Fehlerzustand der Verzögerungswinkel auf den Höchsiwert K 1 für Hochdrehzahlbeiricb eingestellt. Dies ist eine Gegenmaßnahme gegen Klopfen, das zum Zeitpunkt des Auftretens eines Fehlers bewirkt wird. Selbstverständlich wird unter Normaibedingungen ein Kiopfsteuersignal '/,„„ entsprechend der Kennlinie von F i g. 4 auf der Grundlage des Ausgangs des Klopfschrittaktgenerators NTM erzeugt.

Das so erzeugte Klopfsteuersignal V,„„ wird ■/.. B. an die Verzögcrungsstcucrstufc für die Zündverstelisteue:· einrichtung - ngclcgt, um dadurch die Verzögerung zu steuern.

lüii Au.sführungsbcispicl für die Vcrsorgungsspannungscrzcugungsschullung VS ist in Fig.6 dargestellt. Diese Schaltung VSumfaßt Widerstände R M3, R i 14, Kondensatoren C21. C20 und Z-Dioden ZD3, ZD4. Die lüngangsspannung V+ wird von einer Batterie, einem Generator oder einem Netzspannungsregler zugeführt, und die Ausgangsspannung am Anschluß Θ ist durch die Z-Diode ZD 3 auf 10 V (max) eingestellt. Ferner ist die Ausgangsspannung am Anschluß ©durch die Z-Diode ZD 4 auf 6 V eingestellt. Diebeiden Kondensatoren C21 und C20 wurden für die Spannungss'ibilisierung eingesetzt.

Ein Ausführungsbeispäel für den Taktsignalgeber TM ist in Fig. 7 gezeigt. Der Anschluß D ist mit dem Ausgang des Komparators CO 1 von F i g. 2 verbunden und führt dem Taktgeber TM ein Eingangssignal zu. Der Anschluß Cbildet den Ausgang des Taktsignalgebers TM und ist mit der Basis des Transistors Γ19 von F i g. 2 zur Steuerung desselben verbunden. Im Betrieb bildet diese Schaltung eine Art monostabiles Kippglied. Die Schaltung umfaßt Widerstände R 106, R 107, R 108, R 109, R 110, R 111, R 112 einen Kondensator C22, und Transistoren T 4, TS. Der Transistor 74 wird aufgrund der Erzeugung eines Klopfsignals durch den Komparator CO1 eingeschaltet und aufgrund des Verlöschens dieses Klopfsignals abgeschaltet. Infolgedessen ändert sich die Spannung des Kondensators C22, so daß am Ausgang C ein Aus^angssignal mit einer vorbestimmten Dauer (3 ms) erzeugt wird, wenn ein kiopffreier Zustand sich in einen Klopfzustand ändert. Wenn das Ausgangssignal am Ausgang Ceinen Η-Pegel hat, wird der Transistor T19 eingeschaltet.

Ein Ausführungsbeispiel für den Störgeräuschausblendtaktsignalerzeuger NMT ist in F i g. 8 gezeigt. Diese Schaltung umfaßt Widerstände /?98, R99. R 100, R 10t, R 102. R 103, R 104, R 105. Kondensatoren C23, C24, ("25, Dioden D 1, D 2, D 3 und Transistoren TI, T2, T3. Dem Eingang £ dieser Schaltung wi^rd ein Zündimpulssignal zugeführt, das an die Basis eines Transistors PT anzulegen ist, so daß an der Primärwicklung der Zündspule IG in der Zündeinrichtung eine Hochspannung erzeugt wird. Die Diode D1 hat die Funktion, den ω Transistor Tl zu schützen, indem sie ihn von einem negativen Stoßstrom entlastet, der durch den Widerstund R 98 fließt. Der Kondensator C25 beseitigt externe Störgeräusche (Hochfrequenzkomponenteti), die in der Nct/.leitung vorhanden sind. Ein besonderes Merkmal dieses Ausführungsbeispiels ist, daß der Widerstand R 102 mil dem Kondensator C23 reihengeschaltet ist, so daß das Ausgangssignal verzögert wird. Dadurch wird aus dem nachstehenden Grund ein Prellen beseitigt. Die Basisspannung des Leistungstransistors PT enthält zum Zeitpunkt ihres Anstieg! eine Prellschwingung, wodurch sich ein Störgeräusch von ca. 50 μ$ ergibt) dies wird im wesentlichen hervorgerufen durch die Schwingung zum Zeitpunkt des Anstiegs des Primärstroms am Ausgang des Leistungstransistors PT, was wiederum auf dem Anstieg der Basisspannung basiert). Diese Prellschwingung

wird durch die oben genannte Verzögerungscharakteristik beseitigt. Die Grundfunktion der genannten Schaltung ist die eines monostabilen Kippglieds mit dem Kondensator C 23 als Hauptelement, und das Ausblendsignal NM mit einer Dauer von ca. 0,8 ms wird zum Zeitpunkt des Abfalls des Basisstroms des Leistungstransistors PT. der durch den Widerstand /?98 fließt, erzeugt. Das heißt, zum Zeitpunkt des Abfalls des Basisstroms wird ein Zündsignal erzeugt, und das übermäßige Schwingungsgeräusch, das zu diesem Zeitpunkt auftritt, wird während einer Dauer von 0,8 ms ausgeblendet. Der Wert von 0,8 ms ist eingestellt, um die Zeitdauer von 0,5 ms des Schwingungsgeräuschs abzudecken. Diese Ausblendzeit kann daher erwünschtenfalls in Abhängigkeit von der Leistung der Brennkraftmaschine oder dem Zustand der Zündkerzen geändert werden.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

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Claims (6)

Patentansprüche:

1. Zündzeitpunktsteuerung für Brennkraftmaschinen mit einem Steuerglied, das von Klopfsignalen aus einem Komparator gesteuert wird, dem an einem ersten Eingang über ein Bandpaßfilter und einen ersten Verstärker ein Klopferfassungssignal und an einem zweiten Eingang eine Bezugsgröße zugeführt wird, wobei das Klopferfassungssignal, das nach Filterung und Aussiebung der Klopffrequenzbereiche durch das Bandpaßfilter aus einem Vibrationssignal erhalten wird, das ein auf die Gesamtvibration der Brennkraftmaschine ansprechender Detektor abgibt, ein Klopfsignal erst bei Überschreiten der Bezugsgröße aus'öst, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Eingang des Komparator (COl) an den Ausgang des

ίο Bandpaßfilters (BPF) über eine Serienschaltung aus einem Einweggleichrichter (HR), einem zweiten Verstärker (AMP2) mit durch das Überschreiten der Bezugsgröße im Komparator (CO 1) bestimmter Verstärkung und einem dritten Verstärker (AMPJ) angeschlossen ist, wobei der Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Verstärker (ΛΛ/Ρ2) und dem dritten Verstärker (/!MP3) über einen Kondensator (C9) an Erde liegt und die für das Klopferfassungssignal am ersten KomparfUoreingang bestimmende Verstärkung des ersten Verstärkers (AMPi) und die in das Bezugssignal am zweiten Komparatoreingang eingehende Verstärkung des dritten Verstärkers (AMPJ) so aufeinander abgestimmt sind, daß das Ausgangssignal des ersten Verstärkers (AMP 1) das des dritten Verstärkers (AMP3) nur bei klopfender Brennkraftmaschine übersteigt.

2. Zündzeitpunktsteuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Verstärker (AMP3) ebenso w«? der erste Verstärker (AMPi) an einem Steuereingang mit einem Drehzahlerfassungsglied (N- V) vträunden ist, das bei einem Ansteigen der Drehzahl der Brennkraftmaschine über einen vorbestimmten Wert hinaus das Ausgangssignal des ersten Verstärkers (AMPi) um einen vorbestimmten Betrag vermindert und das Ausgangssignal des dritten Verstärkers (AMPZ) auf ein vorbestimmtes positives Bezugspotential bringt.

3. Zündzeitpunktsteuerung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang des dritten Verstärkers (AMP3) ein Fehlersteuerglied (ABC) angeschlossen ist, das bei Überschreiten eines vorbestimmten Pegels durch das Ausgangssignal des dritten Verstärkers (AMP3) das Ausgangssignal des Steuergliedes (NC) auf einem vorgegegebenen festen Wert (V₀ ι) hält.

4. Zündzeitpunktsteuerung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Drehzahlerfassungsglicd (N- V)das Fehlersteuerglied (ABC)unwirksam macht, solange die Drehzahl der Brennkraftmaschine unterhalb einer festen Schwelle liegt.

a

5. Zündzeitpunktsteuerung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite

* Verstärker (AMP2) an einem Steuereingang mit dem Komparator (CO 1) über einen Taktsignalgeber (TM)

verbunden ist, der auf d.2n ersten Impuls jedes im Komparator (CO 1) erzeugten Klopfsignals anspricht und dann das Ausgangssignai des ζ eiten Verstärkers (AMP2) für eine vorbestimmte Zeitdauer auf den Wert 0 bringt.

6. Zündzeitpunktsteucrung nach einem der Ansprüche 1 bis 5. dadurch gekennzeichnet, daß der erste Verstärker (AMP 1) eine erste Differcnzverstärkerslufc (OP4), der Einwegglcichrichlcr (HR)cincn zweiten Differenzverstärker (OPS), der zweite Verstärker (AMP2) einen dritten Differenzverstärker (OP7) und der dritte Verstärker (AMP3) einen vierten Differenzverstärker (OPS) aufweist, wobei am positiven Hingang des ersten Differenzverstärkers (OP4) Bezugspotential und an seinem negativen Eingang ;las Ausgangssignal des Bandpaßfilters (BPF), am positiven Eingang des zweiten Differenzverstärkers (OP5) Bezugspotcntial und an seinem negativen Eingang das Ausgangssignal des ersten Differenzverstärkers (OP A), am positiven Eingang des dritten Differenzverstärkers (OP7) das Ausgangssignal des zweiten Differenzverstärkers (OP5) sowie Bezugspotential und an seinem negativen Eingang sein Ausgangssignal und am positiven Eingang des vierten Differenzverstärkers (OPS) das Ladepotential des Kondensators (C9) und an seinem negativen Eingang Bezugspotential liegt.