DE3045178A1 - Zuendverzoegerungswinkel-steuereinrichtung fuer eine brennkraftmaschine - Google Patents

Description

HITACHI, LTD., Tokyo, Japan

Zündverzögerungswinkel-Steuereinrichtung für eine Brennkraftmaschine

Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zum Einstellen des Verzögerungswinkels der Zündverstellung einer Brennkraftmaschine, insbesondere eine Einrichtung zum Minimieren eines hörbaren Klopfens in einer Brennkraftmaschine durch Verzögern der Zündverstellung, wenn dies erforderlich ist, von der normalerweise eingestellten Zündverstellung aufgrund des Signals von einem am Motor befestigten Schwingungsfühler.

Es ist bekannt, daß das in einem Motor erzeugte Klopfen das Drehmoment und den Wirkungsgrad des Motors vermindert oder den Motor durch Überhitzen beschädigt. Dieses Klopfen ist in hohem Ausmaß durch die Zündverstellung beeinflußt. Die Ausgangsleistung des Motors bei einer bestimmten Drehzahl steigt mit der Vorverstellung des Zündzeitpunkts, d. h. mit der Vergrößerung des Vorverstellwinkels. Bei einer Vergrößerung des Vorverstellwinkels tritt jedoch

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in einem bestimmten Zeitpunkt unerwünschterweise ein
Klopfen auf. Wenn der Vorverstellwinkel zur Vermeidung des Klopfens zu stark verringert wird, wird jedoch die Ausgangsleistung vermindert. Der Zündzeitpunkt muß daher so eingeregelt sein, daß er unmittelbar vor dem
Zeitpunkt liegt, an dem ein Klopfen auftritt. Um diese Forderung zu erfüllen, werden die Klopfzustände erfaßt, so daß der Zündzeitpunkt nach Maßgabe der Erzeugung
des Klopfens gesteuert wird.

Bei dieser Klopf-Steuerung wird das Auftreten eines Klopfens im allgemeinen durch einen am Motor angeordneten Schwingungsfühler erfaßt. Der Schwingungsfühler erfaßt Motorschwingungen und erzeugt einen den Schwingungen entsprechenden Ausgang in Form eines elektrischen Signals. Eine Motorschwingung ist eine Kombination nicht nur eines
Klopfens, sondern auch der Motor-Eigenschwingung sowie von Schwingungen infolge der Verbrennung des Kraftstoff-Luft-Gemischs zum Zeitpunkt der Zündung und anderer Schwingungen. Die infolge der Verbrennung beim Zünden auftretende Schwingung ist sehr stark und wird aus dem Ausgang des Schwingungsfühlers durch Aufheben des Ausgangs für sich od. dgl. beseitigt. Der Ausgang des Schwingungsfühlers wird somit grob in eine KlopfSignalkomponente, die auf einem Klopfen oder einer ähnlichen Schwingung basiert, mit hoher Amplitude insbesondere bei oder in der Nähe
einer charakteristischen oder Eigenfrequenz und eine
Hintergrundsignalkomponente mit kleiner Amplitude, die über einen weiten Frequenzbereich verteilt ist und
auf den Eigenschwingungen des Motors od. dgl. beruht,
unterteilt.

In herkömmlichen Klopferfassungsverfahren wird das Ausgangssignal des Schwingungsfühlers einem Bandpaßfilter zugeführt, das nur den Frequenzbereich einschließlich der charak-

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teristischen Frequenz in seiner Mitte durchläßt, und das Ausgangssignal des Bandpaßfilters wird mit einer Bezugsspannung verglichen. Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters ist eine Kombination der KlopfSignalkomponente und der Hintergrundsignalkomponente bei Vorhandensein eines Klopfens, während es in Abwesenheit eines Klopfens nur die Hintergrundsignalkomponente enthält. Die dem Vergleicher zugeführte Bezugsspannung ist auf einen Pegel eingestellt, der höher als der Scheitelwert der Hintergrundsignalkomponente ist und der von dem Scheitelwert eines Signals, das aus der KlopfSignalkomponente und der Hintergrundsignalkomponente besteht, in Anwesenheit eines Klopfens überschritten wird, so daß es möglich ist, das Vorhandensein, eines Klopfens zu erfassen.

Eine bekannte verbesserte Einrichtung zur Erfassung eines Klopfens durch Verwendung eines Bandpaßfilters und eines Vergleichers für die Verarbeitung des Ausgangssignals des Schwingungsfühlers ist in der US-PS 4· 111 035 angegeben. Zusätzlich zu dem Bandpaßfilter und dem Vergleicher ist dort als ein Mittel zur Korrektur falsch abgestimmter Zustände in bezug auf die Eigenfrequenz des Schwingungsfühlers ein Tiefpaßfilter vorgesehen, durch das der Ausgang des Vergleichers zum Eingang desselben Vergleichers rückgekoppelt ist. Bei den herkömmlichen Verfahren einschließlich demjenigen nach der genannten US-PS wird jedoch der Ausgang des Bandpaßfilters direkt dem Vergleicher zugeführt, wodurch sich das Problem einer geringen Klopferfassungs-Genauigkeit stellt. Da ein erhöhter Verstärkungsfaktor des Bandpaßfilters eine Verzerrung seines Ausgangssignals bewirkt, wird dieser Verstärkungsfaktor notwendigerweise vermindert. Wenn andererseits der Ausgang des Bandpaßfilters klein ist, kann dessen direktes Anlegen an den Vergleicher zum Vergleich mit einem Bezugswert eine Betriebs-

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störung zur Folge haben, wobei ein Klopfen überhaupt nicht erfaßt wird.

Eine Zündzeitpunkt-Steuereinrichtung entsprechend der eigenen US-Patentanmeldung Hr. 10A- 717 vom 18. Dezember 1979 umfaßt Mittel zum Erzeugen eines Bezugs-Zündsignals, Mittel zum Vorverstellen des Zündzeitpunkts vor den Zeitpunkt der Erzeugung des Bezugs-Zündsignals entsprechend der Motordrehzahl, Mittel zum Steuern des Zündzeitpunkts auf der Grundlage von Druckänderungen in der Ansaugleitung in Abhängigkeit von der Motorlast, Mittel zum Verzögern des Zündzeitpunkts um einen vorbestimmten Winkel, ausgehend von dem durch die Vorcerstellmittel bestimmten Zündzeitpunkt, einen Atmosphärendruckfühler, der eine Änderung des Atmosphärendrucks in Form eines Spannungssignals anzeigt, und Mittel zum weiteren Steuern des Verzögerungswinkels der Verzögerungseinheit nach Maßgabe des Ausgangsspannungssignals des Atmosphärendruckfühlers.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer hochgenauen Klopferfassungseinrichtung, bei der die eingangs angeführten Nachteile des Standes der Technik vermieden sind. Ferner soll eine Zündverzögerungswinkel-Steuereinrichtung geschaffen werden, die ein Klopfsteuersignal in Form eines Spannungssignals erzeugt zur Steuerung des Verzögerungswinkels parallel mit dem oder anstelle des Ausgangsspannungssignals des Atmosphärendruckfühlers; diese Einrichtung soll für ein Zündzeitpunkt-Steuersystem entsprechend der vorher genannten US-Patentanmeldung geeignet sein.

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Durch die Erfindung wird also eine Zündverzögerungswinkel-Steuereinrichtung für eine Brennkraftmaschine angegeben. Diese Einrichtung umfaßt einen Schwingungsfühler, der Motorschwingungen erfaßt, ein Filter, das einen Teil des Ausgangs des Fühlers in einem charakteristischen Frequenzbereich, in dem eine durch Klopfen induzierte Schwingung bei Erzeugung eines Klopfens stark erscheint, ausfiltert, einen Verstärker, der das Ausgangssignal des Filters verstärkt, eine Ausmittlungs-/ Verstärkungs-Einheit, die das Ausgangssignal des Filters makroskopisch ausmittelt und verstärkt, einen Vergleicher, der den Ausgang des Verstärkers mit dem Ausgang der Ausmittlungs-/Verstärkungs-Einheit vergleicht und ein Ausgangssignal erzeugt, wenn der erstere größer als der letztere ist, einen Motor-Drehzahlerfasser, der die Motordrehzahl erfaßt, und einen Spannungssignalgeber, der auf die Ausgangssignale des Vergleichers und des Motordrehzahlerfassers anspricht und ein Ausgangssignal mit einer Amplitude entsprechend dem nach Maßgabe der Motordrehzahl bestimmten Zündvorverstellwinkel erzeugt, wobei der Spannungssignalgeber die Amplitude seiner Ausgangsspannung derart ändert, daß der Zündvorverstellwinkel aufgrund eines Ausgangssignals des Vergleichers um einen vorbestimmten Betrag verzögert wird.

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Anhand der Zeichnung wird die Erfindung beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild, das der Erläuterung des Prinzips nach der Erfindung dient;

Fig. 2 das Schaltbild einer allgemeinen Konfiguration der Erfindung;

Fig. 3 ein Zeitdiagramm, das die Betriebsweise der Schaltung nach Fig. 2 erläutert;

Fig. 4· ein Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Klopfsteuerspannungssignal nach der Erfindung und der Motordrehzahl zeigt;

Fig. 5 ein Diagramm, das die Beziehung zwischen

dem Klopfsteuerspannungssignal nach Fig. 4 und der Vorverstellung oder Verzögerung der Zündung zeigt;

Fig. 6 das Schaltbild einer besonderen Ausführung einer Versorgungsspannungs-Erzeugungsschaltung ;

Fig. 7 das Schaltbild einer besonderen Ausführung einer Taktimpuls-Erzeugerschaltung; und

Fig. 8 das Schaltbild einer besonderen Ausführung einer Rauschausblend-Taktimpuls-Erzeuger Schaltung.

Fig» 1 ist ein Blockdiagramm, aus dem die allgemeine Konfiguration der Erfindung ersichtlich ist. Die Erfindung wird in groben Zügen unter Bezugnahme auf Fig. 1 erläutert .

Ein Schwingungs- bzw. Vibrationsfühler NS hat die Funktion, die Schwingungen des Motors zu erfassen und einen Ausgang in Form eines elektrischen Signals (vgl. Signalverlauf c in Fig. 3) zu erzeugen. Wie eingangs erwähnt, werden die

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Motor schwingungen durch Klopfen und andere Faktoren hervorgerufen. Das bei der Zündung auftretende Schwingungsgeräusch ist so stark, daß die Signalkomponente der durch die Zündexplosion bedingten Schwingung ausgeblendet werden muß, um eine genaue Erfassung des Vorhandenseins eines Klopfgeräuschs zu ermöglichen. Ein Störgeräuschausblend-Taktsignalerzeuger NMT erzeugt ein Ausblendsignal MS (vgl. Signalverlauf b in Fig. 3) zu diesem Zweck. Das Ausgangssignal des Schwingungsfühlers NS wird einem Eingabepuffer IB zugeführt. Eine Schaltvorrichtung SW, die von dem Ausblendsignal MS gesteuert wird, um das Ausgangssignal des Schwingungsfühlers NS aufzuheben, ist zwischen den Schwingungsfühler NS und den Eingabepuffer IB gelegt.

Der Ausgang des Eingabepuffers IB wird einem Hochpaßfilter HPF zugeführt. Das Hochpaßfilter HPF läßt die Eigenfrequenz des Motors (z. B. k kHz) und höhere Frequenzen durch.

Der Ausgang des Hochpaßfilters HPF (vgl. Signalverlauf d in Fig. 3) wird einem Bandfilter BPF zugeführt. Dieses läßt den Hauptfrequenzbereich der auf einem Klopfen basierenden Signalkomponente, z. B. ca. 7 kHz, durch.

Der Ausgang des Bandfilters BPF wird einem Vergleicher COl auf zwei Wegen zugeführt. Ein erster Weg umfaßt einen ersten Verstärker AmPl und einen ersten Eingang des Vergleichers COl; der zweite Weg umfaßt einen Einweggleichrichter HR, einen zweiten Verstärker AMP2, einen dritten Verstärker AMP3 und einen zweiten Eingang des Vergleichers COl in der angegebenen Reihenfolge. Dem ersten Eingang des Vergleichers COl wird ein Wechselspannungssignal (vgl. Signalverlauf f in Fig. 3) zugeführt, das durch Verstärkung des Ausgangssignals des Bandfilters BPF durch den Verstärker AMPl erhalten wird. Dem zweiten

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Eingang des Vergleichers COl wird dagegen ein sich zeitlich änderndes Gleichspannungssignal zugeführt, das durch Einweggleichrichtung des Ausgangssignals des Filters BPF durch den Einweggleichrichter HR, anschließendes Verstärken des Ausgangssignals des Einweggleichrichters HR durch den Verstärker AMP2, Ausmitteln des Ausgangssignals des Verstärkers AMP2 durch einen Kondensator C9 (vgl. Signalverlauf e in Fig. 3) und weiteres Verstärken des Ausgangssignals von AMP2 durch den dritten Verstärker AMP3 (vgl. Signalverlauf f in Fig. 3) erhalten wird. Die Arbeitsweise der Verstärker AMPl, AMP2 und AMP3 sowie des Kondensators C9 wird noch im einzelnen erläutert. Kurz gesagt, hat das Ausgangssignal des dritten Verstärkers AMP3 die Funktion eines Geräusch-Bezugssignals, und die Verstärkungsfaktoren der Verstärker AMP1-AMP3 sind so eingestellt, daß dieses Geräusch-Bezugssignal nur durch den Momentanwert des Ausgangssignals des ersten Verstärkers AMPl, das eine auf Klopfen oder einer ähnlichen Schwingung beruhende Signalkomponente enthält, überschritten wird. Der Vergleicher COl erzeugt einen Signalimpuls (vgl. Signalverlauf g in Fig. 3) nur dann, wenn der Momentanwert des Ausgangssignals des ersten Verstärkers AMPl den Momentanwert des dritten Verstärkers AMP3 überschreitet. Dieses Ausgangssignal g bezeichnet das Vorhandensein von Klopfen oder einer ähnlichen Schwingung und wird nachstehend als Klopfsignal bezeichnet.

Das vom Vergleicher COl erzeugte Klopfsignal wird einem Klopf-Schrittaktgenerator NTM zugeführt. Der Klopf-Schrittaktgenerator NTM spricht nicht auf das aus einem einzigen Impuls bestehende Klopfsignal an, sondern auf den zweiten Impuls des Klopfsignals in Form eines Impulszugs mit zwei oder mehr aufeinanderfolgenden Impulsen,

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und erzeugt einen Signalimpuls (Signalverlauf j von Fig. 3) mit einer vorbestimmten Impulsdauer (z. B. 3 ms) .

Das Ausgangssignal des Klopf-Schrittaktgenerators NTM wird einem Klopf steuerglied NC zugeführt. Dieses erzeugt ein Spannungssignal V . (vgl. Signalverlauf 1 in Fig. 3) mit einer Amplitude, die einem Zündvorverstell- oder Zündverzögerungswinkel entspricht. Dieses Signal V . wird nachstehend als Klopfsteuersignal bezeichnet. Bei Abwesenheit des Ausgangssignals des Klopf-Schrittaktgenerators NTM nimmt die Amplitude des KlopfSteuersignals V . des KlopfSteuerglieds NC mit einer vorbestimmten Rate über die Zeit (entsprechend der Zunahme des Vorverstellwinkels) ab. Wenn das Ausgangssignal des Klopf-Schrittaktgenerators NTM an das Klopfsteuerglied NC angelegt wird, beginnt die Amplitude des Klopf-Steuersignals V . jedoch vom Augenblick des Anlegens

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des Signals mit einer vorbestimmten Rate über die Zeit zuzunehmen (entsprechend der Abnahme des Vorverstellwinkels oder der Zunahme des Verzögerungswinkels), und zwar während der Zeit, während der das bestimmte Impulssignal vom Generator NTM aufrechterhalten wird. Nach Ablauf dieser Zeitdauer, d. h. nach dem Verlöschen des Impulssignals vom Generator NTM, nimmt die Amplitude des KlopfSteuersignals V . wiederum mit der gleichen

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Rate wie vorstehend angegeben ab (vgl. Signalverlauf in Fig. 3). Die Amplitude des KlopfSteuersignals V . vermindert oder erhöht sich jedoch nicht unbegrenzt, sondern ihre Zu- oder Abnahme ist in Abhängigkeit von der Motordrehzahl begrenzt. Beispielsweise nimmt die Spannung V . im Drehzahlbereich von 0-4-00 U/min einen Konstantwert von V - ^an (vgl. Fig. A-).Im Drehzahlbereich von 400-4-000 U/min nimmt die Spannung V . z. B. einen Wert an, der zwischen V _? und V einschließlich liegt,

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D. h., der Wert von V . ändert sich zwischen dem unteren Grenzwert V - und dem oberen Grenzwert V

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Im Bereich oberhalb 4-000 U/min dagegen nimmt die Spannung V . z. B. einen Wert zwischen V - und V , einschließlich an, d. h., sie ist zwischen dem unteren Grenzwert V ~ und dem oberen Grenzwert V , änderbar. Eine Motordrehzahl-Erfassungsstufe N-V hat die Funktion, die Motordrehzahl zu erfassen und einen Ausgang in Form eines elektrischen Signals zu erzeugen. Diese Drehzahlerfassungsstufe N-V umfaßt einen ersten Erfasser NDl, einen zweiten Erfasser ND2, einen dritten Erfasser ND3 und einen vierten Erfasser ND4-, die die Motordrehzahlen von 4-00 bzw. 1000 bzw. 3000 bzw. 4-000 U/min erfassen. Die Ausgangssignale des ersten und des vierten Erfassers NDl und ND4- werden dem Klopfsteuerglied NC zugeführt, wodurch die drei Drehzahlbereiche von 0-4-00 U/min, 4-00-4-000 U/min und mehr als 4-000 U/min definiert werden.

Ein Taktsignalgeber TM erzeugt ein Taktsignal (Signalverlauf k in Fig. 3) mit vorbestimmter Impulsdauer (z. B. 3 ms) aufgrund des vom Vergleicher COl erzeugten Klopf signals (Signalverlauf g in Fig. 3). Dieses Taktsignal wird aufgrund des ersten der das Klopfsignal in Form eines Impulszugs bildenden Impulse erzeugt und wird daher selbst dann erzeugt, wenn das Klopfsignal aus einem einzigen Impuls besteht. Dieses Taktsignal wird dazu genutzt, den Ausgang des Verstärkers AMP2 für eine vorbestimmte Dauer (entsprechend seiner Impulsdauer) vom Beginn der Erzeugung eines Klopfens an (wie noch erläutert wird) aufzuheben, so daß ein übermäßiger Anstieg des vom Verstärker AMP3 erzeugten Geräusch-Bezugssignals infolge des Klopfens vermieden wird.

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Das Ausgangssignal des Bandfilters BPF wird ferner einem Fehlererfassungsglied ABD zugeführt. Wenn der Ausgang des Bandfilters BPF Null oder nahezu Null ist, wird das die Bauelemente vom Schwingungsfühler NS zum Bandfilter BPF umfassende System als kurzgeschlossen oder abgeschaltet bzw. abgetrennt angesehen, so daß das Fehlererfassungsglied ABD ein Ausgangssignal erzeugt und dieses einem Fehlersteuerglied ABC zuführt, das seinerseits sein Ausgangssignal dem Klopfsteuerglied NC zuführt. Letzteres unterhalt das Ausgangssignal V zu diesem Zeitpunkt auf dem Pegel V , unabhängig von der Motordrehzahl. Auf diese Weise wird durch Einstellen eines maximalen Verzögerungswinkels (ausfallsicherer Pegel) zum Zeitpunkt hoher Drehzahl im Fall eines Fehlers ein Klopfen verhindert. Das Ausgangssignal des dritten Verstärkers AMP3 wird ebenfalls auf irgendeinen Fehler untersucht. Die Klopferfassung wird im Fall eines abnormal hohen Ausgangs des Verstärkers AMP3 aufgrund eines Fehlers in den Schaltungsteilen vom Einweggleichrichter HR zum Ausgang des dritten Verstärkers AMP3 unmöglich. Um dies zu vermeiden, wird der Ausgang des dritten Verstärkers AMP3 an das Fehlersteuerglied ABC angelegt, so daß dann, wenn dieses Ausgangssignal einen vorbestimmten Pegel übersteigt, entschieden wird, daß ein Fehlerzustand aufgetreten ist,und das Ausgangssignal V . auf dem Wert W , konstantgehalten wird.

Das Fehlersteuerglied ABC arbeitet nicht, wenn das Ausgangssignal des Drehzahlerfassers ND2 im Drehzahlbereich zwischen 0 und 1000 U/min an das Fehlersteuerglied ABC angelegt wird. D. h., selbst wenn das Fehlererfassungsglied ABD einen fehlerbedingten Zustand erfaßt und sein Ausgangssignal dem Fehlersteuerglied ABC zuführt, führt das Fehlersteuerglied ABC sein Ausgangssignal nicht dem Klopfsteuerglied NC zu, weil im Drehzahlbereich von

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1000 U/min oder weniger das Fehlererfassungsglied ABD selbst während des Normalbetriebs wahrscheinlich ein Ausgangssignal erzeugt, wie noch erläutert werden wird.

Der Ausgang des Drehzahlerfassers ND3 steht mit dem ersten und dem zweiten Eingang des Vergleichers COl in Beziehung, um eine Störung bei der Klopferfassung im Drehzahlbereich oberhalb 3000 U/min zu vermeiden, wie noch erläutert werden wird.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 2 erläutert.

Das Ausgangssignal des Schwingungsfühlers NS wird dem Eingabepuffer IB über einen Widerstand Rl und einen Kondensator Cl zugeführt. Der Eingabepuffer IB umfaßt Dioden DlA-, D15, einen Eingangswiderstand R2, einen Operationsverstärker OPl, einen Rückkopplungs-Widerstand R3, einen Kondensator C2 und einen Widerstand RA-. Einem Ende der Diode D15 wird eine Ausgangsspannung (§)eines Versorgungsspannungs-Erzeugers VS (vgl. Fig. 8) zugeführt (diese Ausgangsspannung kann speziell auf einen Höchstwert von z. B. 10 V eingestellt sein entsprechend dem maximalen Nennwert des Operationsverstärkers).Der Versorgungsspannungs-Erzeuger VS erzeugt außer der Ausgangsspannung (S) eine Ausgangsspannung (ß) (die speziell auf z. B. 6 V eingestellt ist). Die Schaltungsauslegung und die Arbeitsweise dieses Versorgungsspannungs-Erzeugers VS werden noch unter Bezugnahme auf Fig. 8 erläutert. Die Spannungen (§) und (g) werden den verschiedenen nachstehend genannten Schaltungsbauteilen zugeführt.

Ein von einem Ausblendsignal NM gesteuerter Transistor T17 ist zwischen den Verbindungspunkt des Widerstands Rl und des Kondensators Cl und den gemeinsamen Verknüpfungspunkt oder

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Erde geschaltet. Dieser Transistor T17 entspricht der Schaltvorrichtung SW von Fig. 1. Das Ausblendsignal NM nimmt zum Ausblendzeitpunkt einen hohen Pegel (nachstehend als Η-Pegel bezeichnet) an und wird gelöscht bzw. nimmt einen niedrigen Pegel (nachstehend als L-Pegel bezeichnet) zum Zeitpunkt der Nichtausblendung an. Somit wird zum Zeitpunkt der Erzeugung des Ausblendsignals NM der Transistor T17 eingeschaltet und der Ausgang des Schwingungsfühlers kurzgeschlossen, so daß das Ausgangssignal des Schwingungsfühlers MS nicht an den Eingang des Eingabepuffers IB angelegt werden kann. Somit wird der Eingang des Eingabepuffers ausgeblendet. Wenn das Ausblendsignal NM seinen L-Pegel hat, d. h. wenn es nicht vorliegt, wird der Transistor T17 abgeschaltet, und das Ausgangssignal des Fühlers wird dem Eingabepuffer IB zugeführt.

Der Kondensator Cl spielt eine wichtige Rolle. Wenn der Kondensator Cl nicht vorhanden wäre, könnte an den Eingabepuffer IB ein Impulsartiger Eingang angelegt werden. Dadurch könnte ein Schwingen (dämpfendes Schwingen) der Filter BPF und HPF in den folgenden Stufen hervorgerufen werden (wie noch erläutert wird). Diese dämpfende Schwingung ist durch den Kondensator Cl vermeidbar.

Der Ausgang des Eingabepuffers IB ist mit dem Hochpaßfilter HPF gekoppelt. Dieses Hochpaßfilter HPF umfaßt Spannungsteiler-Widerstände R6 , R7, einen Widerstand R8, einen Kondensator C4- und einen Regelwiderstand R9. Der Ausgang des Filters HPF ist seinerseits mit dem Bandfilter BPF vom aktiven Filtertyp gekoppelt, das einen Kondensator C5, einen Operationsverstärker 0P2, einen Widerstand RIO, einen Kondensator C6 und einen Widerstand RIl umfaßt. Wie bereits erwähnt, hat das Filter HPF die Funktion, einen

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Frequenzbereich durchzulassen, der die Hauptfrequenz der auf der Eigenschwingung des Motors beruhenden Signalkomponente (z. B. 4- kHz) (nachstehend als Motor-Eigenfrequenz bezeichnet) und höhere Frequenzen einschließt. Bei der Motor-Eigenfrequenz ist der Verstärkungsfaktor jedoch niedriger als im Bereich der Hauptfrequenz der auf einem Klopfen beruhenden Signalkomponente (nachstehend als Klopffrequenz bezeichnet). Das Filter BPF hat die Funktion, einen Klopffrequenzbereich von z„ B. ca. 7 kHz durchzulassen. Z. B. dämpft das Filter HPF ca. 6 dB, und das Filter BPF dämpft ca. 18-20 dB. Infolgedessen wird die unter der Motor-Eigenfrequenz liegende Frequenz auf einem L-Pegel geregelt, während gleichzeitig der Verstärkungsfaktor für die Motor-Eigenfrequenz auf einem Pegel aufrechterhalten wird, der niedriger als der Verstärkungsfaktor für den Klopffrequenzbereich ist. Das Filter BPF ist eine Filterausführungsform vom Sallen-Key-Typ.

Wenn der Ausgang des Fühlers NS als Eingangssignal und der Ausgang des Filters BPF als Ausgangssignal angesehen werden, wird das Verhältnis zwischen dem Eingang und dem Ausgang mit 2 oder 3 eingestellt, und zwar wegen der Einstellung des Ausgangs eines Bezugsspannungsgebers RVO. Der Bezugsspannungsgeber RVO umfaßt Spannungsteiler-Widerstände R12, R13, die die Speisespannung ® teilen, einen Kondensator C7, einen Operationsverstärker 0P3 und Ausgangsspannungs-Teilerwiderstände R19, R20. Der positive Anschluß des Operationsverstärkers 0P3 ist z. B. auf 3 V eingestellt. Infolgedessen wird das Ausgangssignal des Bezugsspannungsgebers RVO ebenfalls auf 3 V umgewandelt. Das Ausgangssignal des Bezugsspannungsgebers RVO wird einem positiven Eingang der Operationsverstärker 0P5 und 0P6, die noch erläutert werden,zugeführt. Aufgrund

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dieser Schaltungsauslegung ändern sich die Ausgänge jedes der Operationsverstärker um die Spannung von 3 V, wobei die Untergrenze nicht unter O V fällt. Somit hat die Amplitude jedes Operationsverstärkers eine negative Seite von 3-0 V in bezug auf den Bezugspegel von 3 V und eine positive Seite von mehr als 3 V, z. B. bis zu 10 V, in bezug auf denselben Pegel. Wenn die Amplitude auf der negativen Seite 0 V übersteigt, wird das Ausgangssignal des Operationsverstärkers verzerrt. Die positive Seite der Amplitude hat dagegen einen ausreichenden Spielraum (z. B. einen Spielraum von 7 V im Fall von 3-10 V). Das Eingangssignal ändert sich jedoch gleichmäßig sowohl auf seiner positiven als auch auf seiner negativen Seite in bezug auf den Bezugsspannungspegel von 3 V, und daher muß die negative Amplitude so unterdrückt werden, daß sie höchstens 3 V ist. Wenn das Eingangs-Ausgangs-Verhältnis mit 2-3 eingestellt ist, wie oben gesagt wurde, kann sich der Ausgang des Filters BPF um z. B. 20 mV bis 3 V gegenüber der Änderung von z. B. 10 mV bis 1 V des Ausgangs des Schwingungsfühlers NS (umgewandelt in einen Halbwellen-Scheitel) ändern, so daß eine verzerrungsfreie Ausgangskennlinie resultiert, die dem Eingang genau folgt.

Das Ausgangssignal des Filters BPF wird auf drei Wegen weitergeleitet. Der erste Weg führt durch einen Einweggleichrichter HR, der einen Widerstand R21, einen Operationsverstärker 0P5, Dioden D16, D17 und Widerstände R22, R23 aufweist. Der zweite Weg führt durch einen Verstärker AMPl, der Widerstände R14-, R15, einen Operationsverstärker ΟΡή-, Widerstände R16, R17, R18 und einen Transistor T18 umfaßt. Der dritte Weg führt durch einen Fehlererfasser ABD mit einem Operationsverstärker 0P6, einer Diode D18, Widerständen R24, R25, R26, R27, R28 und einem Kondensator C8. Sämtliche drei Wege sind durch die Tatsache beeinflußt,

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daß das Eingangs-Ausgangsverhältnis mit 2-3, wie erwähnt, eingestellt ist. Insbesondere nimmt das Ausgangssignal des Filters BPF eine Form an, die sich um z. B. 20 mV bis 3 V vertikal in bezug auf die Bezugsspannung von 3 V ändert und einen Eingang zu den drei genannten Wegen bildet

Der mit dem Ausgang des Filters BPF verbundene Fehlererfasser ABD wird später erläutert. Die Halbwelle des Ausgangssignals des Filters BPF (die bei diesem Ausführungsbeispiel als die positive Halbwelle angenommen wird) wird als Ausgangssignal des Einweggleichrichters HR durch die Funktionen der Dioden D16 und D17 erzeugt. Dieses Ausgangssignal von HR wird dem Verstärker AMP2 zugeführt, der einen Operationsverstärker 0P7, Widerstände R29, R30, R31 und einen Transistor T19 aufweist. Das Ausgangssignal des Verstärkers AMP2 wird dem Eingang des Kondensators C9 einerseits und dem Eingang des Verstärkers AHP3 andererseits zugeführt. Der Verstärker AMP3 umfaßt einen Operationsverstärker 0P8 und Widerstände R32, R33 und R3A·. Dem negativen Anschluß des Operationsverstärkers 0P8 wird eine Konstantspannung (3 V) vom Ausgang des Bezugsspannungsgebers RVO durch den Widerstand R30 zugeführt. Der negative Anschluß eines Vergleichers COl ist über einen Widerstand R35 mit dem Ausgang des Verstärkers AMP3 verbunden, und sein positiver Anschluß ist mit dem Ausgang des Verstärkers AMPl verbunden.

Der vorgenannte Weg vom Ausgang des Filters BPF zum Vergleicher COl spielt in dem betrachteten Ausführungsbeispiel eine wichtige Rolle, wie unter Bezugnahme auf das Zeitablaufdiagramm nach Fig. 3 erläutert wird. Dabei ist das Geräuschausblendsignal NM (Signalverlauf b) ein Impulssignal mit einer Ausblenddauer von z. B. 0,8 ms, was ausreicht, um die durch das Zündsignal (Verlauf a) bewirkte

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Schwingung zu unterdrücken. Dadurch wird das Ausgangssignal des Schwingungsfühlers ausgeblendet und von der Auswirkung der Schwingungskomponente des Zündsignals befreit, und zwar für die Dauer der Ausblendbreite. Das so erhaltene Ausgangssignal des Schwingungsfühlers NS (Signalverlauf c) wird durch das Filter HPF dem Filter BPF zugeführt, das ein Ausgangssignal erzeugt, das sehr empfindlich das Klopfen reflektiert (vgl. Signalverlauf d). Wie bereits gesagt, ist dieses BPF-Ausgangssignal ein Signal mit wechselndem Verlauf, dessen negativer Teil in bezug auf die Bezugsspannung von 3 V auf 0 V begrenzt ist. Der negative Teil dieses Signals mit wechselndem Verlauf ist auf O V begrenzt, um eine Verzerrung des Verlaufs, wie erwähnt, auszuschalten.

Auf einem der drei Wege wird das Ausgangssignal des Filters BPF einweggleichgerichtet, und zwar durch den Einweggleichrichter HR, so daß nur Halbwellen erzeugt werden, die vom Verstärker AMP2 verstärkt und an den Kondensator C9 angelegt werden. Der Kondensator C9 hat die Funktion, dem Mittelwert des Ausgangs des Verstärkers AMP2 zu folgen. Die durch den Widerstand R31 und den Kondensator C9 gegebene Zeitkonstante ist somit gegenüber der Änderung des BPF-Ausgangs (Frequenz) hinreichend groß. Dadurch ist es möglich, vom Kondensator 0.9 einen Ausgang zu erhalten, der dem Mittelwert der Änderung des Ausgangs des Verstärkers AMP2 folgt. Das Ausgangssignal des Kondensators C9 wird vom Verstärker AMP3 verstärkt und dem negativen Anschluß des Vergleichers COl zugeführt. Die Funktion des Verstärkers AMP2 besteht darin, den Ausgang des Einweggleichrichters HR weiter derart zu verstärken, daß er nicht verzerrt wird. Das Ausgangssignal des Einweggleichrichters HR besteht aus positiven Halbwellen des Ausgangs des Filters BPF

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mit einem Spitzenwert von höchstens ca. 6 V, der bei dem speziellen erläuterten Beispiel auf ca. 10 V verstärkt werden kann, ohne daß eine Verzerrung erfolgt. Dagegen besteht die Funktion des Verstärkers AMP3 darin, das Ausgangssignal des Verstärkers AMP2, das vom Kondensator C9 ausgemittelt wird, zu verstärken. Damit wird das Ausgangssignal des Verstärkers AMP3, das an die negativen Eingänge des Vergleichers COl als Geräusch-Bezugswert angelegt wird, so weit wie möglich verstärkt, so daß der Vergleicher COl nicht auf einen geräuschinduzierten Anteil bei Abwesenheit von Klopfen, sondern auf einen Signalanteil im Ausgangssignal des Filters BPF bei Vorhandensein von Klopfen anspricht, der dem positiven Eingang des Vergleichers COl durch den Verstärker AMPl zugeführt wird, womit eine Störung vermieden wird.

Nachstehend wird erläutert, weshalb der Verstärker AMPl vorgesehen werden muß. Auf einem weiteren der drei Wege wird das Ausgangssignal des Filters BPF durch den Verstärker AMPl verstärkt und dem positiven Eingang des Vergleichers COl zugeführt. Wenn das Ausgangssignal des Filters BPF direkt an den positiven Eingang des Vergleichers COl ohne Zwischenschaltung des Verstärkers AMPl angelegt und mit dem an den negativen Eingang angelegten Ausgangssignal des Kondensators C9 verglichen wird, könnte die eigentliche Funktion des Vergleichers COl aus den nachstehenden Gründen nicht vollständig erreicht werden.

Der Ausgang des Filters BPF wird groß in eine Signalkomponente, die auf einem Klopfen oder einer ähnlichen Schwingung hoher Amplitude beruht, und eine Geräuschsignalkomponente, die auf den anderen Schwingungen niedriger Amplitude beruht, unterteilt, wobei die beiden Signalkomponenten einander überlagert sind. Andererseits ist der Ausgang

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des Verstärkers AMP3 ein Signal, dessen Amplitude ungefähr dem Spitzenwert der Geräuschsignalkomponente des Ausgangssignals des Filters BPF entspricht. Wenn also der Ausgang des Filters BPF mit dem Ausgang des Verstärkers AMP3 am Vergleicher COl verglichen wird, übersteigt nicht nur der Spitzenwert des Ausgangssignals des Filters BPF den Ausgangspegel des Verstärkers AHP3 in Anwesenheit eines Klopfens oder einer ähnlichen Schwingung, sondern der Spitzenwert des Ausgangssignals des Filters BPF kann auch fehlerhafterweise den Ausgangspegel des Verstärkers AMP3 sogar bei Abwesenheit eines Klopfens oder einer ähnlichen Schwingung erreichen oder übersteigen, so daß die genaue Erfassung von Klopfen unmöglich wird. Wenn nämlich das Ausgangssignal des Filters BPF nur die Geräuschsignalkomponente aufweist, d. h. bei Abwesenheit eines Klopfens oder einer ähnlichen Schwingung, kann der Ausgangssignalpegel des Verstärkers AMP3 die Bezugsspannung von 3 V plus 50-100 mV sein, und die positive Spitze des Ausgangssignals des Filters BPF kann ebenfalls die Bezugsspannung von 3 V plut z. B. 50-100 mV sein. Die positive Spitze des Ausgangssignals des Filters BPF bei Anwesenheit eines Klopfens oder einer ähnlichen Schwingung kann die Bezugsspannung von 3 V plur ca. 1 V sein, und somit kann sie natürlich diskriminiert werden. Es ist also zu beachten, daß selbst die Geräuschsignalkomponente einen fehlerhaften Betrieb wie bei der Erzeugung eines Klopfens oder einer ähnlichen Schwingung hervorrufen kann. Um dies zu vermeiden, ist der Verstärker AHPl vorgesehen, dessen Arbeitsweise erläutert wird. Der Verstärkungsgrad des Verstärkers AMPl ist derart, daß die positive Spitze seines Ausgangs 10 V nicht übersteigt. Das hat den Grund, daß eine ausreichend große Amplitude des Ausgangssignals des Verstärkers AMPl vorgesehen ist, wenn ein Klopfen oder eine ähnliche Schwingung auftritt. In diesem Fall wird nur die positive Halbwelle

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des Verstärkers AMPl mit dem Ausgangssignal des Verstärkers AMP3, d. h. dem Geräusch-Bezugswert, am Vergleicher COl verglichen, so daß auch dann kein Problem auftritt, wenn die negative Halbwelle verzerrt ist, es sei denn, daß die positive Halbwelle verzerrt ist. (Die negativen Halbwellen des Ausgangssignals des Verstärkers AMPl entsprechend dem Signalverlauf f in Fig. 3 sind verzerrungsfrei aufgetragen.) Wenn das Ausgangssignal des Filters BPF vom Verstärker AMPl jedoch verstärkt wird, wird unerwünschterweise auch die positive Spitze der Geräuschsignalkomponente des Ausgangssignals des Verstärkers AMPl erhöht. Als Gegenmaßnahme sind die Spannungsteiler-Widerstände R16 und R17 auf der Ausgangsseite des Verstärkers AMPl angeordnet, so daß der Ausgangspegel des Operationsverstärkers ΟΡή-, d. h. der Pegel des Ausgangssignals des Verstärkers AMPl, in negative Richtung verschoben wird, so daß der Ausgangspegel des Verstärkers AMP3 ständig höher als die positive Spitze der Geräuschsignalkomponente des Ausgangssignals des Verstärkers AMPl in Abwesenheit eines Klopfens gehalten wird. D. h., der Bezugspegel des Ausgangs des Verstärkers AMP wird z. B. um 0,2 V nach unten verschoben, vgl. den Signalverlauf f in Fig. 3. Auf diese Weise wird der Ausgangswert des abwärts verschobenen Pegels des Verstärkers AMP3 am Vergleicher COl verglichen, und daher übersteigt bei Abwesenheit eines Klopfens die positive Spitze der Geräuschsignalkomponente im Ausgangssignal des Verstärkers AMPl den Ausgangspegel des Verstärkers AMP3 nicht, und andererseits übersteigt die positive Spitze des Ausgangssignals des Verstärkers AmPl bei Anwesenheit eines Klopfens oder einer ähnlichen Schwingung den Ausgangspegel des Verstärkers AMP3 um einen großen Betrag, so daß der Vergleicher COl einen richtigen Vergleichsvorgang durchführen und ein Klopfsignal erzeugen kann. D. h., nur wenn die positive Spitze des Ausgangssignals des Verstärkers AMPl den Ausgangspegel des Verstärkers AMP3 übersteigt, erzeugt der Verglei»

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eher COl ein Klopfsignal, d. h., das Klopfsignal wird auf den Η-Pegel angehoben. Wie aus den vorstehenden Erläuterungen hervorgeht, wird das Klopfsignal unter der Bedingung auf den Η-Pegel angehoben, daß im Motor ein Klopfen oder eine ähnliche Schwingung auftritt und daß dem Vergleicher COl vom Verstärker AMPl ein entsprechendes Ausgangssignal zugeführt wird. Das Klopfsignal ist in Fig. 3 als Signalverlauf g gezeigt.

Anschließend wird die Funktion eines Taktsignalgebers TM erläutert. Das vom Vergleicher COl erzeugte Klopfsignal (Fig. 3, Signalverlauf g) wird dem Taktsignalgeber zugeführt. Dieser Lst ein Monoflop-Glied, dem ein Klopfsignal mit sehr geringer Breite vom Vergleicher COl aufgedrückt wird und der einen Signalimpuls (vgl. Fig. 3, Signalverlauf k),mit vorbestimmter Dauer von z. B. 3 ms erzeugt. Dieser Signalimpuls (k) vorbestimmter Dauer schaltet den Transistor T19 an. Bei Anschaltung des Transistors T19 wird der positiven Klemme des Operationsverstärkers 0P7 das Ausgangssignal des Bezugsspannungsgebers RVO zugeführt. Der Ausgang dieses Bezugsspannungsgebers RVO ist 3 V, und somit wird der Ausgang des Verstärkers AMP2 auf dem Bezugspegel von ca. 3 V für die vorbestimmte Dauer von 3 ms gehalten, wobei dieser Bezugsspannung von ca. 3 V dem Kondensator C9 zugeführt wird. Während dieser Zeit entlädt sich der Kondensator C9 auf den Bezugsspannungswert von 3 V, wobei ein Spitzenwert der Ladespannung zum Zeitpunkt der Erzeugung des Klopfsignals g durch den Vergleicher COl erreicht wird, wenn es sich um einen Einzelimpuls handelt, oder zum Zeitpunkt der Erzeugung des ersten Impulses erreicht wird, wenn das Klopfsignal g ein Impulszug ist. Diese Kondiguration wird deshalb angewandt, weil entsprechend dem Signalverlauf g von Fig. 3 das Klopfsignal entweder als Einzelimpuls entsprechend P„ oder als Impulsfolge entsprechend P, mit mehreren aufeinanderfolgenden Impulsen inner-

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halb kurzer Zeit erzeugt werden kann. Wenn sämtliche Impulse des Impulszugs P, an den Kondensator C9 für dessen Ladung angelegt werden, steigt die Spannung am Kondensator C9 nach Maßgabe der Impulse. Infolgedessen steigt der Geräuschbezugswert des Vergleichers COl in solchem Maß, daß die Diskriminierung eines Klopfens unmöglich wird. Um dies zu vermeiden, ist der Transistor T19· vorgesehen, der vom ersten Impuls des Klopfsignal-Impulszugs eingeschaltet wird, so daß ein Über-Aufladen des Kondensators C9, das sonst durch die unmittelbar folgenden Impulse hervorgerufen werden könnte, verhindert wird.

Das vom Vergleicher COl erzeugte Klopfsignal wird einem Klopf-Schrittaktgeber NTM zugeführt. Dieser umfaßt Dioden D19, D20, D21, D22, D23, D24·, Widerstände R38, R39, R40, R41, R42, R43, RA^, R45, R46, R47, R48, R49, R50, einen Vergleicher C02, Kondensatoren ClO, CIl und Transistoren T21, T22, T23.

In dem Klopf-Schrittaktgeber NTM dient die Diode D19 dem Zweck, ein irrtümliches Aufladen des Kondensators ClO durch den Η-Pegel des Klopfsignals vom Vergleicher COl zu verhindern. Somit spielt der Kondensator ClO eine wichtige Rolle in dem Klopf-Schrittaktgeber NTM. Der Kondensator CIl wird als monostabiles Kippglied verwendet. Wenn das Klopfsignal vom Vergleicher COl seinen H-Pegel hat, wird die Diode D19 abgeschaltet, und die Diode 20 wird von der ihr durch den Widerstand R⁴I-I zugeführten Spannung angeschaltet. Wenn das Klopfsignal vom Vergleicher COl dagegen den L-Pegel hat, wird die Diode D19 durch den Widerstand R4-1 angeschaltet. Unter, dieser Bedingung ist die Diode D20 abgeschaltet. D_e h., der Ausgang der Diode D20 ändert sich mit dem Zustand des vom Vergleicher COl erzeugten Klopfsignals. Es sei angenommen, daß das Ausgangssignal

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des Vergleichers C02 seinen Η-Pegel hat. Die Diode D23 ist abgeschaltet und die Diode D2A· angeschaltet, und der Transistor T22 ist angeschaltet. Beim Anschalten des Transistors T22 wird die Anodenseite der Diode D21 im wesentlichen auf Null vermindert, und die Diode D21 wird ebenfalls abgeschaltet gehalten. Somit ändert sich die Klemmenspannung des Kondensators ClO mit dem Ausgang der Diode D20. Es sei angenommen, daß das Ausgangssignal des Vergleichers C02 vom Η-Pegel auf den L-Pegel verringert ist. Der Transistor T22 wird abgeschaltet, so daß der Strom von der Spannungsversorgung (§) durch den Widerstand R*t3 und die Diode D21 zum Kondensator ClO fließt, so daß dieser aufgeladen wird. Auf diese Weise steigt die Spannung am Kondensator ClO steil an durch die Abnahme des Ausgangs des Vergleichers C02 von seinem H- auf den L-Pegel, so daß der Ausgang des Vergleichers C02 auf dem L-Pegel gehalten wird.

Anschließend werden die Ladebedingungen des Kondensators ClO auf der Basis der vorgenannten Tatsachen erläutert. Angenommen, der Ausgang des Vergleichers C02 hat den H-Pegel, der Transistor T22 ist eingeschaltet, und die Diode D21 ist abgeschaltet. Wenn der Klopf-Ausgangssignalimpuls P_Q (vgl. Fig. 3) des Vergleichers COl unter dieser Bedingung erzeugt wird, wird die Diode D19 abgeschaltet, und der Kondensator ClO wird durch den Widerstand R^l und die Diode D20 von der Versorgungsspannung (§) aufgeladen. Da in diesem Fall das Klopfsignal ein Einzelimpuls ist, hört jedoch die Aufladung des Kondensators ClO sofort auf, und der Kondensator CiO entlädt sich über den Widerstand RA-2. Die Änderung des Ladepegels des Kondensators ClO ist in dem Signalverlauf h von Fig. 3 mit Q_Q bezeichnet.Auf» grund des Einzelimpulses P₀ des Klopfsignals g erreicht insbesondere der Ausgang des Kondensators ClO nicht den Eingan.gspegel des positiven Anschlusses des Vergleichers C02,

d. h. dessen Bezugspegel. Somit ändert sich der Ausgang des Vergleichers C02 nicht, sondern bleibt auf seinem H-Pegel. Dagegen erhöht sich die Aufladung des Kondensators ClO aufgrund eines Impulszugs mit aufeinanderfolgenden Impulsen P,. Beispielsweise sei angenommen, daß der Ausgangspegel des Kondensators ClO aufgrund von zwei aufeinanderfolgenden Impulsen den Bezugspegel des Vergleichers C02 erreicht; in diesem Fall ändert sich der Ausgang des Vergleichers C02 vom H- auf den L-Pegel, und zwar im Augenblick des Erreichens des Bezugspegels. Sobald der Ausgang des Vergleichers C02 seinen L-Pegel annimmt, wird der Transistor T22 abgeschaltet, und der Kondensator ClO wird sehr schnell aufgeladen, bis sein Aufladepegel einen vorbestimmten Wert entsprechend Q, im Signalverlauf h von Fig. 3 erreicht, so daß der Vergleicher C02 auf seinem L-Pegel gehalten wird. Wenn sich der Ausgang des Vergleichers C02 vom L- auf den Η-Pegel ändern soll, muß der Kondensator ClO entladen werden, was noch erläutert wird.

Der Ausgangszustand des Vergleichers C02 wird über die Diode D23 und den Kondensator CIl zum Transistor T23 übertragen. Die Widerstände R45, R4-6, RA-7, R4-8, R49, der Kondensator CIl und der Transistor T23 bilden ein monostabiles Kippglied Während der Zeit, in der der Ausgang des Vergleichers C02 seinen Η-Pegel hat, ist die Diode D23 abgeschaltet, und der Kondensator CIl wird über den Widerstand R4-8 aufgeladen, so daß der Transistor T23 eingeschaltet wird. Der Ausgangspegel des Transistors T23 und damit der Ausgangspegel des Klopf-Schrittaktgebers NTM ist Null oder auf seinem L-Pegel. Wenn der Ausgang des Vergleichers C02 in seinen L-Pegel übergeht, wird die Diode D23 angeschaltet, und der Kondensator CIl wird über die Diode D23 entladen, so daß der Transistor T23 abgeschaltet wird und sein Ausgang und damit der Ausgangspegel des Klopf-Schrittaktgebers NTM den H-Pegel

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annimmt. Dieser Zustand ist durch den Signalverlauf j in Fig. 3 gezeigt. Der Transistor T23 wird für eine im wesentlichen unveränderliche Zeitdauer (z. B. 3 ms) abgeschaltet gehalten, bis sich der Kondensator ClO wieder entlädt. Infolgedessen wird auch der Ausgang des Klopf-Schrittaktgebers NTM während einer unveränderlichen Zeitdauer auf dem Η-Pegel gehalten. Die Art und Weise, in der der Kondensator ClO entladen und der Transistor T23 eingeschaltet wird, wird nachstehend erläutert.

Die Ladespannung des Kondensators ClO wird sehr schnell entladen und durch das Einschalten des Transistors T21 wieder zurückgestellt. Durch die Entladung des Kondensators ClO wird der Ausgang des Vergleichers C02 wieder auf seinen Η-Pegel zurückgebracht, die Diode D23 wird abgeschaltet, und der Transistor T23 wird wieder eingeschaltet, so daß sein Ausgang, d. h. der Ausgangspegel des Klopf-Schritttaktgebers NTM, auf seinen L-Pegel zurückgebracht wird. Der Transistor T21 ist dann einschaltbar, wenn der Motor mit niedriger DRehzahl von A-OO U/min oder weniger läuft, oder wenn das Geräuschausblendsignal NM erzeugt wird. Der erstgenannte Zustand wird durch den Vergleicher C03 erreicht, dessen Ausgang auf seinen Η-Pegel angehoben wird, wenn z. B. die Motordrehzahl 400 U/min oder weniger beträgt, so daß der Transistor T21 über den Widerstand R38 eingeschaltet wird. Der letztgenannte Zustand wird durch den Ausgang NM des Geräusch-Ausblendsignalgebers NMT erreicht, der den Transistor T21 über den Widerstand R39 einschaltet. Die Bedeutung dieser beiden Zustände wird nachstehend erläutert. Bei der Motordrehzahl von z. B. A-OO U/min oder weniger wird der Motor gestartet und als klopfgeräuschfrei angesehen. Nachstehend wird erklärt, wie der Ladepegel des Kondensators ClO durch das Geräuschausblendsignal NM zurückgesetzt wird. In jeder Periode des Geräuschausblendsignals NM

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d. h. in jedem Zündzyklus, wird angenommen, daß nur ein Klopfsignal erzeugt werden kann (Signalverlauf g von Fig. 3). Sobald ein Einzelimpuls P_n oder der erste Impuls eines Impulszugs P,, der das Klopfsignal bildet, erfaßt wird, wird somit bis zum Anlegen des nächsten Geräuschausblendsignals NM kein weiteres Klopfsignal zugeführt. Aus diesem Grund sind die Schaltungen so ausgelegt, daß der Kondensator ClO durch die Erfassung des ersten Impulses des Klopfsignals aufgeladen wird, und daß der Aufladezustand aufrechterhalten wird, bis er durch die Ankunft des nächsten Geräuschausblendsignals NM rückgesetzt wird.Dies wird in bezug auf das Klopfsignal kurz erläutert. Wenn der Ausgang des Vergleichers C02 seinen Η-Pegel hat, d. h. wenn der Ausgang des Klopf-Schrittaktgebers NTM seinen L-Pegel hat, bezeichnet dies die Abwesenheit eines aus einem Impulszug bestehenden Klopfsignals. Wenn der Ausgang des Vergleichers C02 auf seinen L-Pegel geändert wird, oder wenn der Ausgang des Klopf-Schrittaktgebers NTM seinen Η-Pegel annimmt, bezeichnet dies dagegen die Erzeugung eines aus einem Impulszug bestehenden Klopfsignals. Sobald das Ausgangssignal des Vergleichers C02 seinen Η-Pegel annimmt, wird dieser Zustand für eine im wesentlichen unveränderliche Zeitdauer aufrechterhalten. Hierbei ist zu beachten, daß durch die erläuterte Schaltungsauslegung das Klopfsignal des Vergleichers COl vom Vergleicher C02 nicht in Form eines Einzelimpulses P₀, sondern nur in Form eines Impulszugs entsprechend P, erfaßt wird.

Der Ausgang des Transistors T23, d. h. der Ausgang des

Klopf-Schrittaktgebers NTM, wird über den Widerstand R50

an das Klopf-Steuerglied NC angelegt, wie noch erläutert wird .

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Anschließend wird die Motordrehzahl-Erfassungseinrichtung erläutert. Der Drehzahl-Spannungs-Wandler N-V umfaßt Widerstände R52, R53, R54, einen Kondensator C12, einen Operationsverstärker 0P9 und einen Widerstand T6. Dem Transistor T6 wird durch den Widerstand R52 das Geräuschausblendsignal NM aufgedrückt. Infolgedessen wird der Transistor T6 nur eingeschaltet, wenn das Geräuschausblendsignal NM erzeugt wird bzw. bei seinem Η-Pegel; und er wird abgeschaltet, wenn das Geräuschausblendsignal NM nicht erzeugt wird bzw. seinen L-Pegel hat. Nur wenn der Transistor Ί6 eingeschaltet ist, wird der Kondensator C12 aufgeladen, und er wird durch den Widerstand R54 entladen, wenn der Transistor T6 abgeschaltet ist. Die Drehzahl des Motors entspricht dem Umkehrwert der Periode des Geräuschausblendsignals NM. Somit wird mit zunehmender Motordrehzahl die Periode des Geräuschausblendsignals NM verkürzt, und die Entladezeitdauer wird ebenfalls verkürzt, so daß am Ausgang des Operationsverstärkers 0P9 eine Spannung in Abhängigkeit von der Größe der Motordrehzahl erzeugt wird. Der Operationsverstärker 0P9 ist so ausgelegt, daß seine Ausgangsspannung bei einer hohen Motordrehzahl nicht gesättigt ist. Zu diesem Zweck ist die Bezugsspannung auf einen kleinen Wert wie 1,5 V eingestellt.

Der Ausgang des Drehzahl-Spannungs-Wandlers N-V wird den Drehzahlerfassern NDl, ND2, ND3 und NDA- zugeführt. Der Drehzahlerfasser NDl erfaßt die Drehzahl von ή-OO U/min und umfaßt Widerstände R55, R56, R57, R58, einen Kondensator C13, eine Diode DA- und einen Vergleicher C03. Der Vergleicher C03 ist so eingestellt, daß er aufgrund einer Motordrehzahl von ή-OO U/min oder weniger einen Ausgang mit Η-Pegel und bei einer Motordrehzahl von mehr als 400 U/min einen Ausgang mit L-Pegel erzeugt. Der Drehzahl-Erfasser ND2 erfaßt die Drehzahl von 1000 U/min und umfaßt

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Widerstände R59, R60, R61, R63, einen Kondensator ClA, eine Diode D5 und einen Vergleicher COA-. Dieser Erfasser ND2 ist so ausgelegt, daß der Vergleicher COA bei der Drehzahl von 1000 U/min oder weniger einen Ausgang mit Η-Pegel und bei der Drehzahl von mehr als 1000 U/min einen Ausgang mit L-Pegel erzeugt.

Der Drehzahlerfasser ND3 erfaßt die Drehzahl von 3000 U/min und umfaßt Widerstände R62, R6A-, R65, R66, R67, R68, R69, R70, einen Kondensator C15, eine Diode D6, einen Vergleicher C05 und einen Transistor T7. Der Vergleicher C05 dieses Erfassers ND3 erzeugt ebenfalls einen Ausgang mit Η-Pegel bei der Drehzahl von 3000 U/min oder weniger und einen Ausgang mit L-Pegel bei einer Drehzahl von mehr als 3000 U/min.

Der Drehzahlerfasser WDA- erfaßt die Motordrehzahl von A-OOO U/min und umfaßt Widerstände R71, R72, R73, R7A-, R75, einen Kondensator C16, eine Diode D7, einen Vergleicher C06 und einen Transistor T8. Dieser Erfasser NDA-ist so ausgelegt, daß er einen Ausgang mit Η-Pegel bei der Motordrehzahl von AOOO U/min oder weniger und einen Ausgang mit L-Pegel bei einer Drehzahl von mehr als AOOO U/min erzeugt.

Die Drehzahlerfasser NDl-NDA werden für verschiedene Steuerfunktionen verwendet, die noch erläutert werden.

Der Ausgang des Drehzahlerfassers NDl dient zum Ansteuern des Transistors T21 zwecks Rücksetzung des Kondensators ClO über den Widerstand R38, wie bereits erläutert wurde. Der Ausgang des Erfassers NDl wird ferner dem Klopf-Steuerglied NC zugeführt, um den Transistor T12 über den Widerstand R86 anzusteuern. Die Ansteuerung des Transistors T12 wird noch erläutert.

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Der Ausgang des Drehzahlerfassers ND2 wird Fehlersteuerglied ABC zugeführt zur Ansteuerung des Transistors T9 über den Widerstand R80 einerseits und des Transistors TlO über den Widerstand R118 zur gleichen Zeit. Dieser Steuervorgang wird ebenfalls noch erläutert.

Der Ausgang des Drehzahlerfassers ND3 schaltet den Transistor T18 des Fehlererfassers ABD über den Widerstand R115 an und schaltet ferner den Transistor T20 über den Widerstand R39 an, aber nur, wenn der Transistor T7 angeschaltet ist, d. h. wenn die Motordrehzahl über 3000 U/min liegt. Infolgedessen wird der Signaleingangspegel am positiven Anschluß des Vergleichers COl auf einen Pegel verringert, der niedriger als derjenige für 3000 U/min oder weniger ist, während gleichzeitig der Eingangspegel des negativen Anschlusses des Vergleichers COl auf den Bezugsspannungspegel durch den Widerstand R36 gebracht wird. Dieser Steuervorgang wird durchgeführt, um bei der Motordrehzahl von mehr als 3000 U/min, bei der der Hintergrund- oder Geräuschbezugspegel höher als ein eingestellter Pegel ist, eine Betriebsstörung zu verhindern, Insbesondere, wenn die Motordrehzahl über 3000 U/min liegt, wird der Verstärkungsfaktor des Hintergrund- oder Geräuschbezugspegels auf einen niedrigeren Pegel als bei 3000 U/min oder weniger eingestellt. Das bedeutet, daß der Verstärkungsfaktor des Signalausgangs für die Motordrehzahl von mehr als 3000 U/min vermindert wird.

Der Ausgang des Drehzahlerfassers ND4- dient zum Ansteuern des Transistors T15 des KlopfSteuerglieds NC durch den Transistor T8. Der Transistor T8 wird vom Ausgang des Glieds NTM über einen Widerstand R116 angesteuert. Dabei ist es wichtig, den Ein-Aus-Zustand des Transistors T9 zu diskriminieren. Der vorgenannte Steuervorgang wird noch im einzelnen erläutert.

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Das Fehlersteuerglied ABC hat die Funktion, Fehler im Schwingungserfassungssystem sowie in den Signalverarbeitungsgliedern wie Filtern und Verstärkern zu erfassen und bei Erfassung eines Fehlers bestimmte Vorgänge auszuführen. Fehler im Schwingungserfassungssystem sind z. B. ein Null-Ausgangszustand infolge einer Abtrennung oder eines Kurzschlusses. Fehler in den Verarbeitungsgliedern umfassen die Erzeugung einer Überspannung, die höher als erforderlich ist. Der erstgenannte Fehler wird durch den Fehlererfasser EBD erfaßt, der letztgenannte Fehler wird vom Fehlersteuerglied ABC erfaßt, das den Ausgang des Verstärkers AMP3 in der Endstufe des Hintergrund-Erfassungssystems prüft» Das Fehlersteuerglied ABC umfaßt Widerstände R76, R77, R78, R79, R80, eine Diode D8, einen Transistor T9 und Vergleicher C07, C08. Das Ausgangssignal des Fehlererfassers ABD wird dem positiven Anschluß des Vergleichers C07 zugeführt. In einem Fehlerzustand, in dem der Schwingungsfühler NS kurzgeschlossen ist, so daß sein Ausgang auf eine Spannung Null reduziert ist und der Ausgang des Fehlererfassers vermindert ist, nimmt der Ausgang des Vergleichers C07 seinen L-Pegel an. Der Ausgang des Verstärkers AMP3 wird dagegen an den negativen Anschluß des Vergleichers C08 angelegt. Wenn der Ausgangspegel des Verstärkers AMP3 unnormal hoch ist, wird der Ausgang des Vergleichers C08 auf den L-Pegel vermindert. Unter der Bedingung, daß der Ausgang entweder des Vergleichers C07 oder des Vergleichers C08 seinen L-Pegel annimmt, wird der Transistor 19 abgeschaltet, wodurch die Erzeugung des Fehlers erfaßt wird. Wenn ein Fehler erfaßt ist, wird der Ausgang des Klopfsteuerglieds NC, das noch erläutert wird, gleich dem Pegel für Hochdrehzahlbetrieb gemacht. Die Bedeutung dieses Ausgangspegels wird noch erläutert. Wenn im übrigen die Drehzahl 1000 U/min oder weniger ist, hat der Ausgang des Vergleichers C04· des Drehzahlerfassers ND2 seinen H-Pegel,

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und somit wird der Transistor Ί9 zwangsweise durch den Widerstand R80 eingeschaltet, so daß der Fehlererfasser ABD nicht in Betrieb gesetzt werden kann.

Das Klopfsteuerglied NC erzeugt ein Klopfsteuer-Ausgangsspannungssignal V . entsprechend der Charakteristik nach Fig. 4 in Abhängigkeit von der Motordrehzahl N. Nach Fig. 4 wird die Ausgangsspannung V . bei einer Drehzahl von N = 400 U/min oder weniger auf einem Konstantwert V _ gehalten. Im mittleren Drehzahlbereich von 400-4000 U/min kann sich die Ausgangsspannung V . innerhalb des Bereichs zwischen dem oberen Grenzwert V und dem unteren Grenz-

cmax

wert V ρ ändern. Im Hochdrehzahlbereich von mehr als 4000 U/min kann sich die Ausgangsspannung V . innerhalb des Bereichs zwischen der Obergrenze V , und der Untergrenze V _ ändern. Die Kennlinie von Fig. 4 entspricht der Verzögerungswinkel-Kennlinie der Zündeinrichtung. Fig. 5 zeigt die Verzögerungswinkel-Kennlinie der Zündeinrichtung. Auf der Ordinate ist ein Vorverstell- und ein Verzögerungswinkel 0 aufgetragen, und auf der Abszisse ist die Motordrehzahl N (U/min) aufgetragen. Die Kennlinie von Fig. 4 ist für die elektriche Schaltung vorgesehen, um eine Verzögerungswinkel-Kennlinie entsprechend Fig. zu erzielen. Wie aus der Zeichnung hervorgeht, ist die Amplitude der Klopf-Steuerspannung V . dem Zündvorverstellwinkel proportional und dem Zündverzögerungswinkel umgekehrt proportional, und zwar bei derselben Motordrehzahl N. Es ist jedoch zu beachten, daß dann, wenn es sich um verschiedene Motordrehzahlen handelt, dieselbe Amplitude der Klopf-Steuerspannung V . nicht von demselben Vorverstell- oder Verzögerungswinkel begleitet ist.

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Das Klopfsteuerglied NC umfaßt Widerstände R116, R117, R118, R82, R83, R8A·, R85, R86, R87, R88, R89, R90, R91, R92, R93, R94, R95, R96, R97, Transistoren TlO, TIl, T12, T13, T14-, T15, T16, einen Operationsverstärker OPlO, Kondensatoren C17, C18, C19 und Dioden D9, DlO, DIl, D12, D13. Die Kondensatoren C17, C18 sind für einen Miller-Integrator vorgesehen. Der Widerstand R87 hat einen hohen Wert, der als Mittel für die Zufuhr eines Konstantstroms zum negativen Anschluß des Operationsverstärkers OPlO vom Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R83 und R8A- durch die von den Widerständen R83 und R8A- (R85) geteilte Spannung eingestellt ist. Die Dioden D9-D13 sind zum Temperaturausgleich vorgesehen.

In diesem Klopfsteuerglied NC ist die niedrigste Klemmspannung V ρ hauptsächlich durch den Transistor TlA- und die Widerstände R91, R92 bestimmt. Dabei sind insbesondere die Widerstände R91 und R92 so eingestellt, daß der Transistor Τΐή- eingeschaltet wird, wenn der Ausgang V . den Pegel V - erreicht. Unter dieser Bedingung beträgt die niedrigste Spannung V - bevorzugt z. B. ca. 1,7 V, was wie folgt erhalten wird:

- ^Vout - ^{n V}BE> ^{+ V}out = ! " ^VBE

mit Vgr- = Spannung an Basis und Emitter des Transistors, Vp = Durchlaßspannungsabfall der Diode, und η = Anzahl Dioden;

somit ist nVp (Vp = V_ßp = 0,7 V) der Gesamtschwellenwert

infolge der Dioden D9, DlO und DIl. Die Gleichung (1) wird wie folgt geschrieben:

R91 .. _ ,_1 R92 _ND nR92 _w '

r^Vi>,.4- - V O ~ DQI . DQO'^{D +} DQI '. D Q O ^V Γ ~ ^V

R91 + R92 out " ^V2 R91 + R92' R91 + R92 F ^¥BE

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Wenn V . durch V ₂ ersetzt wird, wird die Gleichung (2) wie folgt geschrieben:

u <i R92, $,1 R92 _Λρ ^nR92VF .. \ ^Vc2 - ^{U +} R9l^} \^{Ί ' R91 + R92>^{b +} R91 + R92 " ^VBeJ

/η R92\ J /1 1 Λ Q I 1/ I / Q \

(1 O -^j) ^ (-^ j )Β + , VacT·" (3)

^{1 +} ~R92

R91 R91

- ^vbe}

Die Anzahl η der Dioden D9-D11 ist 3. Wenn das Verhältnis

DQp

von Köy mit 0,37 gewählt wird, wird der Wert von V ₂

1,71 V.

Die höchste Klemmspannung V dagegen, die bevorzugt ca.

C III Ua

5,8 V ist, wird durch die Widerstände R93, R94 und den Transistor T16 gemäß der folgenden Gleichung bestimmt.

<^Vout - "V ^{+ nV}F = ! ^{+ V}BE

mit Vp = der Schwellenwert der Dioden D12 und D13

Mit V . = V erhält man
out cmax

^Vcmax = (¹⁺il⁾⁽! ^{+ V}BE " "V ^{+ nV}F

Vom Gesichtspunkt des Temperaturkoeffizienten ergibt sich

*^Vout _fl R93_U1 , ^3VF ^3VF ₍

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Somit erhält man

ⁿ V *■ ⁺ R93

Die Anzahl 2 der Dioden D12 und D13 wird eingesetzt, und

dann wird ^11 _ o,92 erhalten, Somit ist V = 5,82 V. riS'T· cmax

Bei einer Motordrehzahl von mehr als ή-OOO U/min wird der Transistor T15 abgeschaltet, wie wenn der Widerstand R94 mit dem Widerstand R95 reihengeschaltet wäre. V , wird unter dieser Bedingung eingestellt. Bei der Motordrehzahl N von mehr als 1000 U/min wird der Transistor TIl eingeschaltet, während bei der Motordrehzahl von 1000 U/min oder weniger der Transistor TIl abgeschaltet wird. D. h., bei der Drehzahl von mehr als 1000 U/min stellt der Widerstand R84 eine geteilte Spannung ein, und bei 1000 U/min oder weniger wird die geteilte Spannung durch den Reihenwiderstand der Widerstände R84· und R85 eingestellt. Diese geteilte Spannung wird dazu genutzt, den Konstantstromwert durch den Widerstand R87 zu bestimmen.

Diese Schaltungskonfiguration ist derart, daß im Niedrigdrehzahlbereich von z. B. 4-00 U/min oder weniger das von dem Klopfsteeurglied HC erzeugte Klopfsteuersignal V . einen Konstantwert von V ~ annimmt. Im Mittel- und im Hochdrehzahlbereich, wobei die Drehzahl über ή-OO U/min liegt, wird ein Klopfsteuersignal V . erhalten, das sich in der durch den Signalverlauf 1 von Fig. 3 gezeigten Weise ändert. Die Amplitude dieses KlopfSteuersignals V . entspricht der Größe des Zündvorverstellwinkels, so daß mit abnehmender Amplitude der Zündwinkel und damit die Zündverstellung vorversteilt werden, wogegen bei zunehme rider Amplitude der Zündwinkei und damit die Zündverstellung verzögert werden. Beispielsweise verringert sich

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in Abwesenheit eines Klopfens die Amplitude des Klopfsteuersignals V . mit vorbestimmter Rate über die Zeit entsprechend dem Signalverlauf 1 in Fig. 3. Wenn dagegen Klopfen auftritt, steigt die Amplitude des Klopfsteuersignals V um einen bestimmten Betrag während der vorbestimmten Zeitdauer (3 ms in diesem Beispiel), bestimmt aufgrund der Erzeugung der Ausgangsimpulse des Klopf-Schrittaktgebers NTM. Anschließend nimmt die Amplitude des Signals V . wieder mit der gleichen Rate wie oben erwähnt ab. Diese Änderung der Amplitude des Signals V . setzt sich natürlich nicht unbegrenzt fort, sondern unterliegt der oben erwähnten Begrenzung. Insbesondere muß dabei im mittleren Drehzahlbereich von 400-4000 U/min

die Bedingung V-^V ^=V erfüllt sein; und im ^{a y} c2 out cmax '

Hochdrehzahlbereich von 4000 U/min oder mehr muß die Bedingung V _? * V _t = V , erfüllt sein. Die Geschwindigkeit, mit der die Amplitude des KlopfSteuersignals ansteigt, wenn ein Klopfsignal vorhanden ist, ist auf das 10-30fache der Abnahmegeschwindigkeit der Amplitude bei Abwesenheit eines Klopfens, ausgedrückt als Zeit, eingestellt. Beispielsweise wird die Amplituden-Abnahmegeschwindigkeit in Abwesenheit eines Klopfens derart bestimmt, daß der Zündvorverstellwinkel um ca. 3 /s für den Motordrehzahlbereich von 1000 U/min oder weniger und um ca. l°/s für den Drehzahlbereich von mehr als 1000 U/min zunimmt. Die Amplituden-Anstiegsgeschwindigkeit des KlopfSteuersignals V . bei Anwesenheit eines Klopfens ist dagegen so bestimmt, daß der Zündvorverstellwinkel um ca. 1,5 Kurbelwinkel pro Takt kleiner oder verzögert wird.

Das Fehlersteuerglied ABC arbeitet so, daß sein Transistor 19 abgeschaltet wird, wenn ein Fehler erfaßt wird, d. h., wenn der Ausgang eines der Vergleicher C07 und C08 seinen L-Pegel annimmt. Infolgedessen werden die Transistoren

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T8 und Τ13 eingeschaltet, und das Klopfsteuersignal V wird auf V , konstantgehalten. Somit wird im Fehlerzustand der Verzögerungswinkel auf den Höchstwert V , für Hochdrehzahlbetrieb eingestellt. Dies ist eine Gegenmaßnahme gegen ein Klopfen, das zum Zeitpunkt des Auftretens eines Fehlers bewirkt wird. Selbstverständlich wird unter Normalbedingungen ein KlopfSteuer signal V . entsprechend der

O U "C

Kennlinie von Fig. A- auf der Grundlage des Ausgangs des Klopf-Schrittaktgebers NTM erzeugt.

Das so erzeugte Klopfsteuersignal V . wird z. B. an die Verzögerungssteuerstufe für die Zündverstell-Steuereinrichtung der eingangs genannten US-Patentanmeldung Nr. 10ή· 717 angelegt, um dadurch die Verzögerung zu steuern.

Ein Ausführungsbeispiel der Versorgungsspannungs-Zufuhrschaltung-VS ist in Fig. 6 dargestellt. Diese Schaltung VS umfaßt Widerstände R113, RIlA-, Kondensatoren C21, C20 und Z-Dioden ZD3, ZDA-. Die Eingangsspannung V+ wird von einer Batterie, einem Generator oder einem Netzspannungsregler zugeführt, und die Ausgangsspannung am Anschluß (§) ist durch die Z-Diode ZD3 auf 10 V (max) eingestellt. Ferner ist die Ausgangsspannung am Anschluß ® durch die Z-Diode ZDA- auf 6 V eingestellt. Die beiden Kondensatoren C21 und C20 werden für die Spannungsstabilisierung eingesetzt.

Ein Ausführungsbeispiel des Taktgebers TM ist in Fig. 7 gezeigt. Der Anschluß D ist mit dem Ausgang des Vergleichers COl von Fig. 2 verbunden und führt dem Taktgeber TM ein Eingangssignal zu. Der Anschluß C bildet den Ausgang des Taktgebers TM und ist mit der Basis des Transistors T19 von Fig. 2 zur Steuerung desselben verbunden. Im Betrieb

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bildet diese Schaltung eine Art monostabiles Kippgiied. Die Schaltung umfaßt Widerstände R106, R107, R108, R109, RIlO, Rill, R112, einen Kondensator C22, und Transistoren T4·, T5. Der Transistor TA· wird aufgrund der Erzeugung eines Klopfsignals durch den Vergleicher COl eingeschaltet und aufgrund des Verlöschens dieses Klopfsignals abgeschaltet. Infolgedessen ändert sich die Spannung des Kondensators C22, so daß am Ausgang C ein Ausgangssignal mit einer vorbestimmten Dauer (3 ms) erzeugt wird, wenn ein klopffreier Zustand sich in einen Klopfzustand ändert. Wenn das Ausgangssignal am Ausgang C einen Η-Pegel hat, wird der Transistor T19 eingeschaltet.

Ein Ausführungsbeispiel des Geräuschausblend-Taktgebers NMT ist in Fig. 8 gezeigt. Diese Schaltung NMT umfaßt Widerstände R98, R99, RlOO, RlOl, R102, R103, R104, R105, Kondensatoren C23, C24, C25, Dioden Dl, D2, D3 und Transistoren Tl, T2, T3. Dem Eingang E dieser Schaltung NMT wird ein Zündimpulssignal zugeführt, das an die Basis des Transistors PT anzulegen ist, so daß an der Primärwicklung der Zündspule IG in der Zündeinrichtung eine Hochspannung erzeugt wird. Die Diode Dl hat die Funktion, den Transistor Tl zu schützen, indem sie ihn von einem negativen Stoßstrom entlastet, der durch den Widerstand R98 fließt. Der Kondensator C25 beseitigt externe Störgeräusche (Hochfrequenzkomponenten), die in der Hetzleitung vorhanden sind. Ein besonderes Merkmal dieses Ausführungsbeispiels ist, daß der Widerstand R102 mit dem Kondensator C23 reihengeschaltet ist, so daß der Ausgang verzögert wird. Dadurch wird aus dem nachstehenden Grund ein Prellen beseitigt. Die Basisspannung des Leistungstransistors PT enthält zum Zeitpunkt ihres Anstiegs eine Prellschwingung, wodurch sich ein Störgeräusch von ca. 50 us ergibt

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3D45178

(dies wird im wesentlichen hervorgerufen durch die Schwingung zum Zeitpunkt des Anstiegs des Primärstroms am Ausgang des Leistungstransistors PT, was wiederum auf dem Anstieg der Basisspannung basiert). Diese Prellschwingung wird durch die oben genannte Verzögerungscharakteristik beseitigt. Die Grundfunktion der genannten Schaltung ist die eines monostabilen Kippglieds mit dem Kondensator C23 als Hauptelement, und das Geräuschausblendsignal NM mit einer Dauer von ca. 0,8 ms wird zum Zeitpunkt des Abfalls des Basisstroms des Leistungstransistors PT, der durch den Widerstand R98 fließt, erzeugt. D. h., zum Zeitpunkt des Abfalls des Basisstroms wird ein Zündsignal erzeugt, und das übermäßige Schwingungsgeräusch, das zu diesem Zeitpunkt auftritt, wird während einer Dauer von 0,8 ms ausgeblendet. Der Wert von 0,8 ms ist eingestellt, um die Zeitdauer von 0,5 ms des Schwingungsgeräuschs abzudecken. Diese Ausblendzeit kann daher erwünschtenfalls in Abhängigkeit von der Motorkapazität oder dem Zustand der Zündkerzen geändert werden.

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Claims (1)

1. Ansprüche

   (!.,Zündverzögerungswinkel-Steuereinrichtung für eine Brennkraftmaschine, mit

   - einer ersten Einheit für die Erfassung von Motorschwingungen und Erzeugung eines Ausgangs in Form eines elektrischen Signals,

   gekennzeichnet durch

   - eine zweite Einheit (HPF, BPF) zum Ausfiltern eines Teils des Ausgangssignals der ersten Einheit (NS) in einem charakteristischen Frequenzbereich, in dem eine durch Klopfen induzierte Schwingungskomponente im Fall der Erzeugung eines Klopfens stark auftritt;

   - eine dritte Einheit (AMPl), die das Ausgangssignal der zweiten Einheit (HPF, BPF) mit einem ersten Verstärkungsgrad verstärkt;

   - eine vierte Einheit (HR), die das Ausgangssignal der zweiten Einheit (HPF, BPF) einer Einweggleichrichtung unterwirft;

   - eine fünfte Einheit (AMP2, C9) , die ein Ausgangssignal der vierten Einheit (HR) ausmittelt;

   - eine sechste Einheit (AMP3), die das Ausgangssignal der fünften Einheit (AMP2, C9) mit einem zweiten Verstärkungsgrad verstärkt,

   - wobei der erste und der zweite Verstärkungsgrad so bestimmt sind, daß der Scheitelwert der Momentanwerte der Amplitude des Ausgangssignals der dritten Einheit

   81-(A5068-02)-Schö

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   ORIGINAL INSPECTED

   (AMPl) den Momentanwert der Amplitude des Ausgangssignals der sechsten Einheit (AMP3) nur bei Anwesenheit eines Klopfens übersteigt;

   - eine siebte Einheit (COl), die die Ausgangssignale der dritten (AMPl) und der sechsten (AMP3) Einheit miteinander vergleicht und, wenn der Momentanwert des Ausgangssignals der dritten Einheit (AMPl) den Momentanwert des Ausgangssignals der sechsten Einheit (AMP3) übersteigt, ein das Vorhandensein eines Klopfens anzeigendes Klopfsignal erzeugt; und

   - eine achte Einheit (NC), die ein Spannungssignal (V _t) erzeugt, dessen Amplitude einem durch die Anzahl Umdrehungen pro Zeiteinheit des Motors bestimmten Zündvorverstellwinkel entspricht,

   - wobei die Amplitude dieses Spannungssignals derart änderbar ist, daß bei Erzeugung des Klopfsignals der Zündvorverstellwinkel um einen vorbestimmten Betrag verzögert wird.

   2. Einrichtung nach Anspruch 1,
   gekennzeichnet durch

   - eine neunte Einheit (SW), die das Ausgangssignal der ersten Einheit (NS) während einer ersten vorbestimmten Dauer vom Beginn der Erzeugung eines Motorzündsignals aufgrund des Motorzündsignals aufhebt.

   3. Einrichtung nach Anspruch 2,
   dadurch gekennzeichnet,

   - daß die erste vorbestimmte Zeitdauer ausreichend lang ist, um eine Periode zu umfassen, während der die Verbrennung eines Kraftstoff-Luft-Gemischs des Motors die Motorschwingungen beeinflußt.

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   4·. Einrichtung nach Anspruch 1,
   dadurch gekennzeichnet,

   - daß die erste Einheit umfaßt:

   - ein Hochpaßfilter (HPF), das Signale in einem Frequenzbereich durchläßt, der eine der Eigenfrequenz des Motors entsprechende Frequenz und höhere Frequenzen im Ausgangssignal der ersten Einheit (NS)
   einschließt, und

   - ein Bandfilter (BPF), das aufgrund des Ausgangssignals des Hochpaßfilters (HPF) Signale mit dieser
   und im Bereich dieser Eigenfrequenz durchläßt.

   5. Einrichtung nach Anspruch 1,
   gekennzeichnet durch

   - eine zehnte Einheit (N-V), die die Motordrehzahl erfaßt,

   - wobei die achte Einheit (NC) die Amplitude des Spannungssignals (V . ) nach Maßgabe des Ausgangssignals der zehnten Einheit (N-V) und des Klopfsignals bestimmt .

   6. Einrichtung nach Anspruch 5,
   dadurch gekennzeichnet,

   - daß die Amplitude des Ausgangsspannungssignals (V . ) der achten Einheit (ND) so einstellbar ist,

   - daß sie unveränderlich auf einem ersten Amplitudenwert gehalten wird, der eine erste Zündverstellung repräsentiert, wenn das Ausgangssignal der zehnten Einheit (N-V) einen Niedrigdrehzahlbereich des Motors anzeigt,

   - daß sie sich normal über die Zeit mit einer unveränderlichen Geschwindigkeit von dem ersten Amplitudenwert zu einem zweiten Amplitudenwert ändert, der eine zweite Zündverstellung bezeichnet, die in bezug auf die erste Zündverstellung um einen vorbestimmten Betrag vorverstellt ist,

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   während sie sich bei Erzeugung eines Klopfens so ändert, daß sie sich von dem momentanen Amplitudenwert im Zeitpunkt der Erzeugung des Klopfens zu dem ersten Amplitudenwert hin um einen vorbestimmten Betrag ändert aufgrund des Klopfsignals, und sich anschließend wieder über die Zeit in Richtung auf den zweiten Amplitudenwert hin mit der vorbestimmten Geschwindigkeit ändert, wenn das Ausgangssignal der zehnten Einheit (N-V) anzeigt, daß sich der Motor in einem mittleren Drehzahlbereich befindet,
   und

   - daß sie sich ähnlich wie im Fall des mittleren Drehzahlbereichs zwischen dem ersten Amplitudenwert und einem zwischen diesem und dem zweiten Amplitudenwert liegenden dritten Amplitudenwert ändert, wenn das Ausgangssignal der zehnten Einheit (N-V) einen Hochdrehzahlbereich des Motors anzeigt.

   7. Einrichtung nach Anspruch 6,

   gekennzeichnet durch

   - eine elfte Einheit (ABD, ABC), die der zweiten (HPF, BPF) und der sechsten Einheit (AMP3) nachgeschaltet ist und ein Ausgangssignal erzeugt, wenn in einem ausgewählten Ausgangssignal der zweiten (BPF) und der sechsten Einheit (AMP3) ein Fehler erfaßt wird,

   - wobei die Amplitude des Ausgangsspannungssignals (V _t) der achten Einheit (NC) im mittleren Drehzahlbereich aufgrund des Ausgangssignals der elften Einheit (ABD, ABC) in derselben Weise wie im Hochdrehzahlbereich geändert wird.

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   8. Einrichtung nach Anspruch 7,
   gekennzeichnet durch

   - eine zwölfte Einheit, die das Ausgangssignal der elften Einheit (ABD, ABC) aufhebt, wenn die Motordrehzahl niedriger als ein vorbestimmter Wert im mittleren Drehzahlbereich ist.

   9. Einrichtung nach Anspruch 1,
   dadurch gekennzeichnet,

   - daß die siebte Einheit (COl, NTM) ihr Ausgangssignal nicht erzeugt, wenn das Klopfsignal aus einem Einzel impuls (Pq) besteht, und ihr Ausgangssignal erzeugt, wenn das Klopfsignal aus einem wenigstens zwei Impulse umfassenden Impulszug (Pn) besteht.

   10. Einrichtung nach den Ansprüchen 1-9, gekennzeichnet durch

   - einen Taktsignalgeber (TM), der ein Ausgangssignal zum Aufheben des Ausgangssignals der vierten Einheit (HR) für eine vorbestimmte Zeitdauer aufgrund des Klopfsignals erzeugt.

   11. Einrichtung nach Anspruch 10,
   gekennzeichnet durch

   - einen Bezugsspannungserzeuger (RVO) mit einem vorbestimmten positiven Bezugspotential,

   - wobei dieses Bezugspotential einen Bezugspegel bildet, von dem sich die Ausgangssignale der zweiten (HPF, BPF) und der dritten Einheit (AMPl) abwechselnd in positiver und in negativer Richtung in einem solchen Ausmaß ändern, daß sie keinen negativen Wert annehmen, und

   - wobei die vierte Einheit (HR) das Ausgangssignal der zweiten Einheit (HPF, BPF) einer Einweggleichrichtung unterwirft zur Erzeugung von dessen positiven Halbwellen in bezug auf den Bezugspegel, und

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   - wobei die siebte Einheit (COl) das Ausgangssignal der sechsten Einheit (AMP3) mit den positiven Halbwellen des Ausgangssignals der dritten Einheit (AMPl) in bezug auf den Bezugspegel vergleicht.

   12. Einrichtung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch

   - eine Pegelverminderungseinheit (R16, R17), die das Ausgangssignal der dritten Einheit (AMPl) um einen vorbestimmten Betrag vermindert und das Ausgangssignal der sechsten Einheit (AMP3) auf den Bezugspegel vermindert, wenn die Motordrehzahl einen vorbestimmten Wert übersteigt.

   13. Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet,

   - daß die dritte Einheit (AmPl) einen ersten Differenzverstärker (OPA-) · auf weist, dessen positivem Eingang das Bezugspotential und dessen negativem Eingang das Ausgangssignal der zweiten Einheit (BPF) aufgedrückt wird,

   - daß die vierte Einheit (HR) einen zweiten Differenzverstärker (0P5) aufweist, dessen positivem Eingang das Bezugspotential und dessen negativem Eingang ein Ausgangssignal des ersten Differenzverstärkers (OPA-) aufgedrückt wird ,

   - daß die fünfte Einheit (AMP2, C9) einen dritten Differenzverstärker (0P7) aufweist, dessen positivem Eingang ein Ausgangssignal des zweiten Differenzverstärkers (0P5) sowie das Bezugspotential durch erste Schaltmittel aufgedrückt werden und dessen negativer Eingang mit einem Ausgang desselben direkt verbunden ist, und ferner einen Kondensator (C9) aufweist, der mit dem Ausgang des dritten Differenzverstärkers (0P7) verbunden ist und durch ein Ausgangssignal von diesem aufladbar ist,

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   daß die sechste Einheit (AMP3) einen vierten Differenzverstärker (0P8 aufweist, dessen positivem Eingang ein Ladepotential des Kondensators (C9) und dessen negativem Eingang das Bezugspotential aufgedrückt wird, daß die siebte Einheit einen Vergleicher (COl) aufweist, dessen positivem Eingang das Ausgangssignal des ersten Differenzverstärkers (0P4· und dessen negativem Eingang das Ausgangssignal des vierten Differenzverstärkers (0P8) aufgedrückt wird, wobei dieser Vergleicher (COl) das Klopfsignal erzeugt, daß die Pegelverminderungseinheit Spannungsteilerwiderstände (R16, R17), die eine Ausgangsspannung des ersten Differenzverstärkers (OPA-) teilen, und zweite und dritte Schaltmittel aufweisen, die einschaltbar sind, wenn die Drehzahl des Motors den vorbestimmten Wert übersteigt,

   - wobei die zweiten Schaltmittel mit den Spannungsteilerwiderständen (R16, R17) so verbunden sind, daß bei Einschaltung das Spannungsteilerverhältnis der Spannungsteilerwiderstände (R16, R17) änderbar ist, und

   - die dritten Schaltmittel zwischen den Bezugsspannungsgeber (RVO) und den negativen Eingang des Vergleichers (COl) so gelegt sind, daß bei deren Einschaltung das Bezugspotential mit dem negativen Eingang des Vergleichers (COl) verbindbar ist,

   daß der Taktsignalgeber (TM) ein Taktsignal erzeugt, das während der genannten vorbestimmten Zeitdauer unterhalten wird, und

   daß die ersten Schaltmittel durch das Taktsignal abschaltbar sind.

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   lit. Zündverzögerungswinkel-Steuereinrichtung für eine Brennkraftmaschine, mit

   - einer ersten Einheit, die Motorschwingungen erfaßt und einen Ausgang in Form eines elektrischen Signals erzeugt,

   gekennzeichnet durch

   - eine zweite Einheit (HPF, BPF), die einen Teil des Ausgangssignals der ersten Einheit (NS) in einem Eigenfrequenzbereich, in dem eine durch Klopfen induzierte Schwingungskomponente bei Erzeugung eines Klopfens stark auftritt, ausfiltert;

   - eine dritte Einheit (AMPl), die ein Ausgangssignal der zweiten Einheit (HPF, BPF) empfängt und dieses mit einem ersten Verstärkungsgrad verstärkt;

   - eine vierte Einheit (C9, AMP3), die das Ausgangssignal der zweiten Einheit (HPF, BPF) empfängt und dieses ausmittelt und es mit einem zweiten Verstärkungsgrad verstärkt,

   - wobei der erste und der zweite Verstärkungsgrad so bestimmt sind, daß ein Ausgangssignal der dritten Einheit (AMPl) das Ausgangssignal der vierten Einheit (AMP3) nur bei Vorhandensein eines Klopfens übersteigt;

   - eine fünfte Einheit (COl), die die Ausgangssignale der dritten (AMPl) und der vierten Einheit (AMP3) miteinander vergleicht und ein die Anwesenheit eines Klopfens anzeigendes Klopfsignal nur dann erzeugt, wenn das Ausgangssignal der dritten Einheit (AMPl) das Ausgangssignal der vierten Einheit (AMP3) übersteigt ;

   - eine sechste Einheit (N-V), die die Drehzahl des Motors erfaßt; und

   - eine siebte Einheit (NC), die ein Spannungssignal (V .) zum Bestimmen der Motor-Zündverstellung aufgrund eines Ausgangssignals der sechsten Einheit (N-V) und des Klopfsignals erzeugt,

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   - wobei die Amplitude des Spannungssignals (V .) einem Zündvorverstellwinkel zum Bestimmen der Zündverstellung entspricht und sich über die Zeit derart ändert, daß der Zündvorverstellwinkel mit vorbestimmter Rate vergrößert und zum Zeitpunkt der Erzeugung des Klopfsignals um einen vorbestimmten Betrag verzögert wird, wenn das Klopfsignal erzeugt wird, und

   sich erneut ändert, um den Zündvorverstellwinkel wiederum mit der vorbestimmten Rate, ausgehend von dessen Wert zum Zeitpunkt des Verschwindens des Klopf signals, zu vergrößern.

   15. Einrichtung nach Anspruch 14-,
   dadurch gekennzeichnet,

   - daß die vorbestimmte Rate der Verzögerung des Zündverstellwinkels etwa das 10-30fache der Rate je Sekunde beträgt.

   16. Einrichtung nach Anspruch IA-,
   dadurch gekennzeichnet,

   - daß die Amplitude des Spannungssignals (V .) so eingestellt ist, daß sie unveränderlich auf einem eine erste Zündverstellung bezeichnenden ersten Amplitudenwert gehalten wird, wenn das Ausgangssignal der sechsten Einheit (N-V) anzeigt, daß der Motor in einem Niedrigdrehzahlbereich läuft,

   - daß die Amplitude sich normalerweise über die Zeit mit einer unveränderlichen Geschwindigkeit von dem ersten Amplitudenwert auf einen zweiten Amplitudenwert ändert, der eine zweite Zündverstellung darstellt, die von der ersten Zündverstellung um einen vorbestimmten Betrag vorverstellt ist,

   sich aber bei Erzeugung eines Klopfens so ändert, daß sie von dem momentanen Amplitudenwert zum Zeitpunkt der Erzeugung des Klopfens um einen vorbestimmten Betrag

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   zum ersten Amplitudenwert hin zurückgeht aufgrund des Klopfsignals, und

   daß sie sich anschließend wieder über die Zeit in Richtung zum zweiten Amplitudenwert mit der vorbestimmten Rate ändert, wenn der Ausgang der sechsten Einheit (N-V) anzeigt, daß der Motor in einem mittleren Drehzahlbereich läuft, und

   daß sie sich in einer ähnlichen Weise wie im Fall des mittleren Drehzahlbereichs zwischen dem ersten Amplitudenwert und einem zwischen dem ersten und dem zweiten liegenden dritten Amplitudenwert ändert, wenn der Ausgang der sechsten Einheit (N-V) anzeigt, daß der Motor im Hochdrehzahlbereich läuft.

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