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Schaltungsanordnung zur Frequenzstabilisierung
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eines Mikrowellenoszillators Die vorliegende Erfindung betrifft eine
Schaltungsanordnung zur Frequenzstabilisierung eines Mikrowellenoszillators mit
Hilfe eines in den Rückkopplungsweg des Oszillators gesehaltexten Frequenzdiskrirninators,
bestehend aus einem Phasendctektor, dem das Ausgangssignal des Oszillators in gleichen
Teilen über ein Verzögerungsglied und unverzögert über einen Phasenschieber zugeführt
ist.
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Eine derartige Frequenzstabilisierungsschaltung geht aus "C. S. Aitchison,
E. R. Batliwala: Delay-Line-Stabilised Microwave Oscillator, Electronics Letters,
22nd January 1976, Vol. 12, No. 2, pp 56, 57" hervor.
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Der Einsatz eines Frequenzdiskriminators zur Stabilisierung der Frequenz
eines Oszillators führt zu einem geringeren Schaltungsaufwand als andere bekannte
Stabilisierungsanordnungen. Sehr gebräuchlich ist z. B. die phasenstarre An-
kopplung
(Phase locking) des Mikrowellenosziliators an einen quarzstabilisierten Referenzoszillator,
der bei einer tieferen Frequenz schwingt. Ein Phasendiskriminator vergleicht die
Phasenlage des Mikrowellenoszillators mit der des Referenzoszillators und stellt
bei einer Abweichung die Frequenz des Mikrowellenoszillators, der ein spannungsgesteuerter
Oszillator (VCO) ist, entsprechend nach. Die Frequenzstabilität des Mikrowellenoszillators
wird bei dieser Lösung allein durch den Referenzoszillator bestimmt. Der Aufwand
dieser Stabilisierungsschaltung erhöht sich vor allem dann, wenn die Frequenz des
Mikrowellenoszillators sehr viel größer ist als die des Referenzoszillators.
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Eine Frequenzstabilisierung erhält man auch durch Einfügen eines Resonators
hoher Güte in den Rückkopplungszweig des Mikrowellenoszillators. Metallische Resonatoren
sind recht kompliziert aufgebaut und sind nur schwer an eine Schaltung in Mikrostreifenleitertechnik
anzupassen. Dielektrische Resonatoren, z. B. aus Bariumtitanat, können zwar leicht
in Mikrostreifenleiter-Schaltungen eingcfügt werden, erfordern aber einen ziemlich
großen mechanischen Aufwand für die Frequenzabstimmung.
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Bei all diesen Schaltungen sind besondere Maßnahmen erforderlich,
um durch Temperaturschwankungen bewirkte Unstabilitäten der Frequenz auszuschließen.
So muß z. B. bei der eingangs erwähnten Stabilisierungsschaltung mit einem Frequenzdiskriminator
dafür gesorgt werden, daß Temperaturschwankungen keine Laufzeit änderungen der dort
verwendeten Verzögerungsleitung bewirken. Die Laufzeit der Verzögerungsleitung ändert
sich nämlich aufgrund der thermischen Ausdehnung des und der temperaturabhängigen
Anderung der Dielektrizitätskonstanten. Um also eine ausreichende Frequenzstabilität
zu erreichen, muß das Verzögerungsglied auf einer konstanten Temperatur gehalten
werden, wofür besondere Hilfsmittel nötig sind.
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Der Erfindung liegt daher die 'Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung
anzugeben, die mit einfachen Mitteln trotz Temperaturschwankungen eine hohe Frequenzstabilität
des Mikrowellenoszillators gewährleistet.
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Erfindungsgemäß wird die Aufgabe dadurch gelöst, daß das Verzögerungsglied
ein in Mikrostreifenleitertechnik ausgeführtes mehrteiliges Filter ist, deren Teilfilter
auf verschiedenen Substraten solcher Materialien aufgebracht sind, daß sich die
Laufzeitänderungen der Teilfilter in Abhängigkeit von der Temperatur gegenseitig
kompensieren.
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Eine zweckmäßige Ausführung der Erfindung besteht darin, daß das Filter
aus zwei Teilfiltern besteht, von denen das eine auf einem BaTi409-Substrat und
das andere auf einem Al 203-Substrat aufgebracht ist.
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Anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels wird
nun die Erfindung näher erläutert. Es zeigen: Figur 1 das Blockschaltbild einer
Frequenzstabilisierungsschaltung mit einem Frequenzdiskriminator, Figur 2 einen
zum Frequenzdiskriminator gehörenden Phasendetektor und Figur 3 eine Ausführung
des Frequenzdiskriminators in Mikrostreifenleitertechnik.
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Der Frequenzdiskriminator zur Stabilisierung der Frequenz eines spannungsgesteuerten
Mikrowellenoszillators VCO besteht, wie das Blockschaltbild in Figur 1 zeigt, aus
einem Phasendetektor PD, dessen einer Eingang an ein Verzögerungsfilter F und dessen
anderer Eingang an einen Phasenschieber PS angeschlossen ist. Das Ausgangssignal
mit der Frequenz f0 des Mikrowellenoszillators wird zu gleichen Teilen auf das Verzögerungsfilter
und den Phasenschieber aufgeteilt, worauf
im Phasendetektor das
um T verzögerte mit dem unverzögerten Signal verglichen wird. Dabei liefert der
Phasendetektor PD eine Ausgangsspannung UD, die durch die Phasen des verzögerten
Signals v und des unverzögerten Signals vu näherungsweise folgendermaßen gegeben
ist: UD = KD sia (v wu) (1) KD ist eine aussteuerungsabhängige Konstante des Phasendetektors.
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Aufgrund der Signalverzögerung T bewirkt jede Frequenzänderung df
gemäß dw = - 2 fl T d f (2) eine starke Phasenänderung dv des verzögerten Signals,
die eine entsprechende Änderung der Detektorspannung UD zur Folge hat. Durch die
Signalverzögerung in einem Zweig wird der Phasendetektor zu einem Frequenzdiskriminator.
Der Frequenzdiskriminator stellt dann über einen Regelverstärker RV die Frequenz
des spannungsgesteuerten Oszillators VCO so nach, daß seine Ausgangsspannung minimal
wird.
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Wegen der Periodizität des Phasendetektors PD beträgt der Frequenzabstand
der stabilisierbaren Frequenzen tfo = 1/T.
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0 Es sind jedoch nur solche Frequenzen möglich, die innerhalb des
Durchlaßbereichs des Verzögerungsfilters F liegen. Um jede gewünschte Frequenz innerhalb
des Durchlaßbereichs einstellen zu können, ist in einem der Zweige ein Phasenschieber
PS mit einem Einstellbereich bis 3600 erforderlich.
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Ein Ausführungsbeispiel eines Phasendetektors ist in Figur 2 dargestellt.
Mittels eines 3 dB-Hybrid-Kopplers werden das verzögerte Signal U1 und das unverzögerte
Signal U2 auf die Detektordioden D1 und D2 aufgeteilt. Zwischen den beiden
nicht
miteinander verschalteten Ausgängen der'Dioden (z. B.
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Zero-Bias-Schottky-Dioden) wird die Detektorspannung UD abgegriffen.
Die.an die Dioden.angesehlossenen verstellbaren Widerstände R1 und R2 ermöglichen
eine Feinabstimmung der Diskriminatorfrequenz. Eine Variation des Widerstandsverhältnisses
R1/R2 bewirkt nämlich eine Verschiebung der Nulldurchgänge der durch die Gleichung
(1) beschriebenen sinusförmigen Diskriminatorcharakteristik, die einer Phasenverschiebung
gleichkommt.
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Wenn man zunächst annimmt, daß der Phasendetektor PD und der Phasenschieber
PS ideal sind, so wird die Stabilität der Ausgangsfrequenz dfo/fo allein durch das
Verzögerungsfilter F bestimmt. Bei der Verwendung eines Bandpasses beträgt die Laufzeit
in Bandmitte
wobei f die Mittenfrequenz, b die relative Bandbreite, gK die normierte Tiefpaß-Prototyp-Elemente
und n die Zahl der Resonatoren des Bandpasses bedeuten. Jede Veränderung der Mittenfrequenz
bewirkt also eine Laufzeitveränderung und damit schließlich eine Änderung der Ausgangsfrequenz
gemäß
Wenn das Filter in Streifenleitungstechnik realisiert wird, bewirkt eine Temperaturänderung
dT wegen der Längenänderung dl und der Änderung der relativen Dielektrizitätskonstanten
der des Schaltungssubstrats eine relative Verschiebung der Mittenfrequenz f um
Die Gleichungen (4) und (5) geben an, welche Frequenzstabilität mit einem Streifenleitungsfilter
ohne Temperaturkompensation maximal erreicht werden kann. Bei der Verwendung von
Bariumtitanat (Ba Ti409) ergibt sich wegen dl/ldT = 10-6 . 10 /K und d#r/erdT =
- 26,6 10 6/K eine mögliche Frequenzstabilität von dfo/fOdT = - 3,9 10 /K.
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Eine bessere Frequenzstabilität läßt sich mit dem erfindungsgemäßen
Filter, das aus zwei Teilfiltern mit entgegengesetzten Laufzeitänderungen dT1 und
dT2 erreichen. Im Idealfall ist mit d#1 + dT2 = 0 (6) die Ausgangsfrequnz absolut
stabil. Aus Gleichung (6) ergibt sich unter Verwendung der Gleichungen (3) und (5)
folgende Bedingung für die Teillaufzeiten #1 und T2:
Bei einem idealen Phasendiskriminator und einem idealen Phasenschieber hat die absolute
Laufzeit T keinen Einfluß auf die Frequenzstabilität. Die Schleifenverstärkung steigt
allerdings proportional zur Laufzeit an. In einer realen Schaltung entsteht bei
Temperaturänderungen im Phasendetektor und Phasenschieber jedoch eine Phasenänderung
d#p, die eine Frequenzänderung
hervorruft. Aus Gleichung (8) ist ersichtlich, daß die Laufzeit
T möglichst groß gewählt werden sollte, um den Einfluß der Phasenänderung d #p auf
die Ausgangsfrequenz zu reduziep ren.
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Das in der Figur 3 dargestellte Ausführungsbeispiel eines Frequenzdiskriminators
in Mikrostreifenleitertechnik, der die oben theoretisch hergeleiteten Bedingungen
erfüllen soll, wird nachfolgend näher erläutert.
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Beispielsweise an den Mikrowellenoszillator einer Heimempfangsanlage
für den Direktempfang von Satellitenprogrammen wird folgende Anforderung gestellt.
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fo = 10,846 GHz dfo/fo = 5 10-5 für dT = 60 K Eine solche Anforderung
läßt sich erfüllen, wenn das eine Teilfilter F1 auf einem BaTi409-Substrat und das
andere sich daran anschließende Teilfilter F2 auf einem Al 203-Substrat angeordnet
wird. Diese Werkstoffe besitzen folgende Eigenschaften:
| d#r/#r dT |
| BaTi4O9 37 9,4 10-6/K - 26,6 1O6/K |
| Al 203 10 7,2 10 6/K 110 10-6/K |
Aufgrund des Phasenschieber PS, der auf dem Al203-Substrat realisiert ist, muß bei
sonst idealer Kompensation der temperaturabhängigen Laufzeitänderung der Teilfilter
F1 und F2 mit einer Phasenänderung von + 0,70 gerechnet werden.
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Der Phasenschiebcr PS besteht übrigens aus einem 3 dB-Hybridkoppler
mit leerlaufenden Stichleitungen an zweien bei ner Ausgänge. Die Grobabstimmung
der Phase kann durch gleichmäßiges Verkürzer oder Verlängern beider Stichleitungen
um die Länge #l erf ]gen. Der Zusammenhang zwischen #1 und der Phasenänderung t.s
ist gegeben durch:
Für de Phasendetektor ist erfahrungsgemäß eine Phasenänderung von + 1,50 in dem
geforderten Temperaturbereich zu erwarten. Um auch eine nichtideale Kompensation
zu berücksichtigen, wird insgesamt eine Phasenänderung von + 30 angenommen. Bei
dieser Phasenänderung ist nach (2) eine Laufzeit von T = 15,36 ns erfnrderlich,
um die Stabilitätsforderung von dfo/fOdT = 0,83 10-6/K einzuhalten.
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Nach Gleichung (7) wird die Gesamtlaufzeit temperaturunabhängig, wenn
die Laufzeit T 1 des Teilfilters F1 auf dem BaTi409-Substraf 111,45 ns und die Laufzeit
r2 des Teilfil-T2 ters F2 auf dem Al203-Substrat 0,91 ns beträgt.
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Für die beiden Teilfilter wird Tschebyscheff-Verhalten nit 0,1 dB
Rippeldämpfung gewählt. Das Filter F1 auf dem BaTi409-Substrat hat darein bei n
= 9 (Anzahl der Resonatoren) eine Bandbreite von 1!z5 t1Hz. Diese Bandbreite ist
groß genug, um die Toleranz der Dielektrizitätskonstanten aufzufangen. Die Bandbreite
des Filters F2 auf dem Al 203-Substrat beträgt bei 3 Resonatoren 561 MHz.
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Für das Filter F? I1 auf BaTi4O9 ergibt sich bei einer Substratdicke
von (>,635 mm und einer mittleren Resonatorgüte von Q = 240, die man bei einem
25Q-Impedanzniveau erhält, eine Dämpfung von 18 dB.
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Das Filter F2 auf dem Al203-Substrat hat bei der gleichen Substratdicke
und einer Güte von Q = 250 (500-Impedanzni.reau) eine Dämpfung von 1 dB. Die Filterdämpfung
ließe sich durch die Verwendung einer größeren Substratdicke oder einer anderen
Materialkombination, z. B. BaTi409/Quarz, noch weiter reduzieren. Bei den üblichen
Oszillatorpegeln erhält ein empfindlicher Phasendiskriminator jedoch auch bei der
hohen Dämpfung noch genügend Eingangsleistung.
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