DE3036071A1

DE3036071A1 - Zweiwegentfernungsmesssystem

Info

Publication number: DE3036071A1
Application number: DE19803036071
Authority: DE
Inventors: Franco Livorno Chiarini; Mauro Ariccia Roma Gori
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: Alcatel Lucent NV
Priority date: 1979-10-02
Filing date: 1980-09-25
Publication date: 1981-04-16
Also published as: IT7926179A0; BR8006331A; IT1123407B; JPS56100373A; GB2062395A

Description

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Zweiwegentfernungsmeßsystem

Die Erfindung geht aus von einem Zweiwegentfernungsmeßsystem wie im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegeben.

Das Zweiwegentfernungsmeßsystem DME ist ein in der Luftfahrt verwendetes Entfernungsmeßsystem für relativ kurze Entfernungen. Bei diesem Entfernungsmeßsystem sind üblicherweise an Bord der Flugzeuge Abfrageeinrichtungen und am Boden Transponder vorgesehen.

Von dem Abfragegerät werden Impulse, die auf eine HF-Schwingung aufmoduliert sind,abgestrahlt. Die Impulse werden vom Transponder empfangen, der daraufhin Antwortimpulse zum Abfragegerät abstrahlt. Zwischen dem Empfang der Abfrageimpulse und der Abstrahlung der Anwortimpulse vergeht eine vorgegebene Zeit. In der Abfrageeinrichtung an Bord des Flugzeugs wird aus der Zeit zwischen der Abstrahlung der Abfragesignale und dem Empfang der Antwortsignale unter Berücksichtigung der geräteinternen Laufzeit die Entfernung zwischen der Abfrageeinrichtung und dem Transponder berechnet. D.h. das Zweiwegentfernungsmeßsystem DME, das auf dem Sekundär-Radarprinzip basiert, ermöglicht es, die Entfernung zwischen dem Flugzeug und dem am Boden angeordneten Transponder an Bord des Flugzeuges zu messen.

130016/0738 ·^Α

F-Chiarini - M.Gori 1-1

Die von der Abfrageeinrichtuna abgestrahlten Signale und die von dem Transponder abgestrahlten Antwortsignal e bestehen aus FF-Doppelimpulsen.

Der Abstand zwischen den Impulsen eines Doppelimpulses bestimmt die Betriebsart. Je nach Betriebsart (X oder Y) ist der Abstand zwischen den Impulsen 12 oder 30/36 Mikrosekunden. Welcher Impulsabstand vorliegt wird von einer Dekodiereinrichtuna erkannt.

Die Impulse haben einen gaußförmigen Verlauf, da bei einem gaußförcrdgen Verlauf für eine vorgegebene Energie, die im Impuls enthalten ist, der geringste Spektrumsbedarf notwendig ist. In anderen Worten: die gaußförmigen Impulse haben den Vorteil eines sehr kompakten Spektrums. Sie haben jedoch den Nachteil, daß die Ankunft dieses Impulses nicht sehr einfach erkannt werden kann, was bei rechteckigen Impulsen der Fall wäre.

Andererseits ist es notwendig, die Ankunftszeit der Impulse möglichst genau zu kennen, denn ein Fehler von unaefähr einer Mikrosekunde bewirkt einen Entfernungsmeßfehler von ungefähr 150 m. Das von der International Civil Aviation Organization (ICAO) angegebene Verfahren besteht darin, daß man dio Stolle ermittelt, an der der gaußförmige Impuls seine halbe Amplitude erreicht. Wenn der Spitzenwert des gaußförmigen Impulses ermittelt ist, bestimmt man durch eine Schnittbildung die Stelle, an der der Impuls seine halbe Amplitude erreicht. Dieser Punkt wird als Ankunftszeit des Impulses verwertet. Dies ist jedoch nicht einfach durchzuführen, da wegen unterschiedlichen Entfernungen des Flugzeugs zum Transponder die ankommenden Impulse entweder

130016/0739 '^/m

F.Chiarini - M^Gori 1-1

sehr schwach oder sehr stark sein können. Es ist ein Dynamikbereich von 80 dB, d.h. ein Amplitudenverhältnis

4
von IO , möqlich. Dies entspricht einem Intervall von 1 bis 10 000. Wegen dieses sehr großen Wertebereiches, ist es offensichtlich nicht möglich, einen Empfänger mit einer linearen Charakteristik für den Empfang der gaußförmigen Impulse zu verwenden. Es ist eine der wichtigsten Empfängereigenschaften, daß die Impulsform nicht verfälscht werden darf. Es ist jedoch nicht möalich, einen Empfänger mit einer linearen Kennlinie zu verwenden, insbesondere einen Empfänger mit einem Dynamikbereich von 1 bis 10 000, z.B. 1 mV bis 10 V. 1 mV könnte nicht zum Vergleich herangezogen werden, während ein Wert von 10 V eine Überlastung hervorrufen würde. Bei den bekannten DME-Systemen löst man dieses Problem dadurch, daß man einen Empfänger mit einer logarithmischen Kennlinie verwendet. Dieser liefert an seinem Ausgang eine Spannung_/die gleich dem Logarithmus seiner Eingangsspannung ist.

Auf der Basis dieses Konzepts für die bekannten Empfänger mit logarithmischen Kennlinien werden bei den bekannten DME-Geräten 2 Empfänoer und/oder Verstärker in einer einzigen Einrichtung verwendet. Einer davon ist einer mit einer linearen Kennlinie. Seine Verstärkung wird zwischen vorgegebenen Intervallen gesteuert. Der andere ist ein logarithmischer Empfänger. Der Empfänger mit der linearen Kennlinie wird von dem Empfänger mit der logarithmischen Kennlinie so gesteuert, daß das Ausgangssignal immer einen angenähert konstanten Pegel hat. Diese Steuerung ist bekannt. Sie ist auch in Funkempfängern vorgesehen. Wenn ein schwaches Eingangssignal vorhanden ist, dann steuert der

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

logarithmische Empfänoer den linearen Empfänger so, daß er eine starke Verstärkuna bewirkt. Andererseits aibt der logarithmische Empfänger, wenn ein großes Eingangssignal anliegt, ein großes Ausgangssignal ab, welches die Verstärkuna des linearen Empfängers stark reduziert. Auch hierbei wird bewirkt, daß das Ausgangssiqnal angenähert einen gleichen Sic-nalpegel beibehält.

Wie bereits erwähnt, wird bei bekannten DME-Empfängern, bei denen Signale mit angenähert gleichem Signalpegel, z.B. 1 V, erzeugt werden, der Punkt ermittelt,an dem ein DME-Impuls seine halbe Maximalamplitude erreicht. Hierfür ist eine Vergleichseinrichtung vorgesehen, die ermittelt, wann das Signal O,5 V erreicht. Dieser Zeitpunkt wird als Ankunftszeitpurkt des Signals betrachtet.

Um dem logarithmischen Verstärker/Empfänger genügend Zeit zu geben, den linearen Verstärker/Empfänger entsprechend der Amplitude des Ankunftssignals zu steuern, ist eine gewisse Verzögerung des empfanoenen Signals notwendig. Der logarithmische Verstärker muß zunächst den Spitzenwert des empfangenen Signals ermitteln. Erst wenn dies erfolgt ist, wird durch den logarithmischen Verstärker der lineare Verstärker gesteuert. Das Eingangssignal wird so verzögert, daß es erst dann zum linearen Verstärker gelangt, wenn dieser bereits auf die geeignete Verstärkung gesteuert ist.

Es ist offensichtlich, daß hierzu eine komplexe Schaltung notwendig ist. Äußernden beiden Empfängern ist zusätzlich eine Verzögerungseinrichtung notwendig, die ziemlich kompliziert ist, da sie bei Frequenzen von oberhalb 10 MHz arbeiten muß und deshalb ein sehr aufwendiges LC-System ist.

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Dies ist ein typischer Nachteil der bekannten DME-Empfänger. Dieser Nachteil hängt mit der Arbeitsweise zusammen, wie das Eingangssignal erkannt und verarbeitet wird. Hierbei entstandene Fehler werden in Entfernungsmeßfehler übersetzt. Sie sind u.a. durch die große Anstiegszeit der gaußförmigen Impulse und den großen Variationsbereich der Amplituden der Signale bedingt. Es ist bekannt, daß man die Entfernungsmeßgenauigkeit erhöhen kann, wenn man die Anstiegszeit der Impulse verkürzt. Steilere Impulse würden in zwei Blickrichtungen die Entfernungsmeßgenauigkeit verbessern: Der Entscheidungspegel würde früher erreicht und der Schnittpunkt zur Restimmung des halben Maximalwerts wäre steiler. Als Folge hiervon würde die Vorderflanke eines Impulses weniger von Echosignalen beeinflußt und jede Variation des Entscheidungspegels zur Bestimmung der halben Maximalamplitude würde einen kleineren Entfernungsfehler bedingen. Da auf die Entfernungsmeßgenauigkeit nur die Vorderflanke des Impulses einen Einfluß hat, reicht es aus nur eine steilere Vorderflanke und nicht zusätzlich eine steilere Hinterflanke zu wählen. Ein anderer Nachteil der bekannten DME-Empfängern betrifft die andere der beiden Hauptfunktionen der Empfänger, d.h. die Sperrung gegenüber anderen Kanälen und die Echounterdrückung. Der neue DME-Empfanger bringt bei all diesen drei Funktionen Verbesserung. Die erste Funktion ist das Erkennen des Eingangssignals.

Das Problem, den Empfänger für benachbarte Kanäle zu sperren, ist dem Fachmann bekannt. Es ist auch bei gewöhnlichen Funkempfängern vorhanden. Wenn ein Empfänger, oder spezieller ein DME-Empfanger, auf eine bestimmte Empfangsfrequenz eingestellt ist, z.B. 1 125 MHz, darf er keine

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Abfragesignale auf anderen Frequenzen beantworten, selbst wenn diese auf benachbarten Kanälen, z.B. 1 124 oder 1 126 MHz, empfangen werden. Dies muß auch unabhängig davon erfolgen, wie stark diese Sicrnale auf den benachbarten Kanälen empfangen werden. Mit anderen Worten:

Ist ein Empfänger auf die Frequenz 1 125 MHz eingestellt, dann muß er Signale empfangen können mit beispielsweise -90 dBm, er muß jedoch gleichzeitig Signale mit O dBm auf dem Nachbarkanal sperren. Ein Signal,das um 90 dB stärker ist und das gegenüber dem eingestellten Kanal eine Frequenzabweichung von 1 MHz aufweist, darf nicht empfangen werden. Dies bedingt eine extrem hohe Senderselektivität. Bei bekannten DME-Empfängern sind deshalb extrem selektive und komplex aufgebaute Filter vorgesehen.

Bei der Echounterdrückuna handelt es sich um folgendes: Ein DME-Empfänger, der sich an Bord eines Hugzeugs, das sich der Bodenstation nähert, befindet, enrofängt von der Bodenstation nicht nur das direkte Signal sondern auch Echosignale. Diese haben im allgemeinen eine geringere Intensität als das direkte Signal. Der Empfänqer muß diese Echo oder reflektierten Signale zurückweisen können. Bei bekannten DME-Empfängern erfolgt dies durch ziemlich komplizierte Schaltunaen, die zur Komplexität des gesamten Empfängers beitragen.

Um die erste Funktion des Empfänqers, d.h. das Erkennen des Änkunftszeitpunktös der DMIi-Signale, zu verbessern wurden zahlreiche Vorschläge gemacht. Diese befaßten sich insbesondere mit der Modifikation der abgestrahlten Impulse, d.h. die Versteileruna ihrer Vorderflanke.

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Die Versteilerung der Ιιηρυ] svorderf lanke ist gegenwärtia jedoch nicht akzeptabel. Es sind gegenwärtig 252 benachbarte Kanäle mit 1 MPz Kanalabstand voraesehen. Impulse mit steilen Vorderflanken hätten ein breiteres Freguenzspektrum und wurden Interferenzen zwischen benachbarten Kanälen hervorrufen. Da das DME ein weit verbreitetes standardisiertes System ist, muß jede Änderung mit den vorhandenen Einrichtungen kompatibel sein.

Alle Vorschläge, den Sendeimpuls zu modifizieren, waren mit dem Problem konfrontiert, die Einhüllende des Impulses so zu gestalten, daß das gewünschte Signalrauschverhältnis erreicht wird ohne die gegenwärtigen DME-Spektrumsspezifikationen zu verletzen.

Folglich war zumindest der erste Impuls eines Impulspaares nicht dazu geeignet, die gegenwärtig bei DME vorgesehenen Zeittoleranzen zu respektieren. Dies schafft hinsichtlich einer Kompatibilität Nachteile, da ein vorhandenes Abfragegerät dazu in der Laoe sein muß, mit einem neuen Transponder zusammenzuarbeiten, um die Entf.ernunq mit einer größeren oder zumindest mit derselben Genauigkeit wie gegenwärtia zu messen. In der Zwischenzeit muß ein neuer Abfragegerätetyp in der Lage sein,mit vorhandenen Transpondern zusammenzuarbeiten und dabei die Entfernung mit größerer oder zumindest gleich großer Genauigkeit wie gegenwärtig zu messen.

Die oben erwähnte Inkompatibilität gilt in beiden Fällen. D.h. sowohl in dem Fall bei dem die beiden Pulse modifiziert sind und in dem Fall, bei dem nur der erste Impuls

130016/0 739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

variiert ist. Im letzteren Fall ist es auch notwendig, Toleranzen beim Abstand zwischen den Impulsen zuzulassen, was einen Einfluß hat auf die korrekte Erkennung der Abfragesignale in einem Kanal. Wenn der zeitliche Verlauf der Impulse zu stark von der gegenwärtig verwendeten abweicht, dann hat dies einen starken Einfluß auf die Μοσ-lichkeit, mit vorhandenen DME-Einrichtungen zusammenzuarbeiten.

Deshalb ist eine Lösung, bei der keine starke Versteilerung der Vorderflanke eines Sendeimpulses notwendig ist besonders vorteilhaft. Dies ist sowohl aus Kompatibilitätsgründen der Falls, es könnten hohe Signalleistungen abgestrahlt werden und die spektrale Reinheit wäre nicht kritisch.

Es ist Aufgabe der Erfindung, ein DME-System anzugeben, mit dem eine hohe Entfernungsmeßgenauigkeit erreicht werden kann.

Bei dem neiien DME-System werden die oben erwähnten drei Funktionen optimiert: Das Erkennen der Eingangssignale, das Sperren des Empfängers gegenüber Signalen auf benachbarten Kanälen und die Echounterdrückung. Die Verbesserung wird innerhalb der vorhandenen Bandbreiten erreicht. Das neue DME-System ist mit dem bereits eingeführten DME-System kompatibel. Es wird eine gute Echounterdrückung erreicht. Das neue DME-System ist sehr flexibel und die Leistung kann so abgestrahlt werden, daß es auf zwei unterschiedliche Arten verwendet werden kann. Für einen kurzen Entfernungsbereich als P-DME und für einen größeren Entfernungsbereich als normales DME-System.

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild zur Erläuterung der Funktionsweise des DME-Systeras,

Fig. 2 ein Diagramm zur Erläuterung der bei einem DME-System vorhandenen Signale,

Fig. 3a ein Blockschaltbild einer Einrichtung zur Modifizierung des Sendesignals wie bei anderen Techniken vorgeschlagen,

Flg. 3b ein Blockschaltbild einer Einrichtung zur Modifizierung des empfangenen Signals wie bei dem neuen DME-System vorgesehen,

Fig. 4 ein Blockschaltbild des neuen DME-System für die eine Richtung,

Fig. 5 und 6 charakteristische Signale des neuen DME-

Systems,

Fig. 7 das Prinzip der Schaltung für einen Impulsformer,

Fig. 8 ein Diagramm zur Erläuterung des neuen Impulsformers nach Fig. 7,

Fig. 9a ein Diagramm zur Erläuterung der Signalform des Eingangsimpulses des Impulsformers nach Fig. 7,

Fig. 9b ein Diagramm zur Erläuterung des Signals des von dem Impulsformer nach Fig. 7 geformten Impulses,

Fig. 10 ein Diagramm zur Erläuterung der Spektraleigenschaft des Impulses nach Fig. 9b,

Fig. 11 ein Diagramm zur Erläuterung eines Impulses mit geglätteter Form, der ein besseres Spektralprofil als der Impuls nach Fig. 9b hat; man erhält ihn durch die Kaskadierung von zwei Impulsformungsschaltungen nach Fig. 7,

130016/0739 ./.

- 15 F.Chiarini - H.Gori 1-1

Fig. 12 das Blockschaltbild eines Echounterdrückupqsfilters im Basisband für das neue DME-System,

Fig. 13 pin Diagramm zur Erläuterung der Eigenschaften des Antiechofilters nach Fig. 12,

Fig.14a ein Diagramm zur Erläuterung des Impulses, den

man durch Filterung durch das Filter in Fig. erhält,

Fig.14b ein Diagramm zur Erläuterung des Eingangs- und des Ausgangsimpulses des Filters nach Fig. 12,

Fig.15a - 15c Diagramme zur Erläuterung des Einflusses

des Echos,

Fig. 16 ein Diagramm zur Erläuterung des verwendeten Kaiman-Filters,

Fig.16a eine Tabelle zur Erläuterung des Filters nach Fig. 16,

Fig. 17 ein Blockschaltbild der Abfrageeinrichtung des neuen DME-Systems, und

Fig. 18 ein Blockschaltbild des Transponders des neuen

DME-Systems.

Zum besseren Verständnis der Erfindung wird zunächst auf die Fig. 1 und 2 Bezug genommen. Wie bereits erwähnt, basiert das bekannte DME-System auf dem Sekundär-Padarprinzip. Die Funktionen von Bord und Bodenstation sind vertauscht. Das DME-System besteht im wesentlichen aus folgenden Einrichtungen: einer Abfrageeinrichtung 1 an Bord des Flugzeuges und einem Transponder 2,der normalerweise am Boden angeordnet ist. Die Hauptbestandteile der Abfrageeinrichtung 1 sind: eine Antenne Al, ein Impulsgenerator 3, ein Sender 4,

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

ein Empfänger 5, ein Dekoder 6, und eine Meßeinrichtung 7. Der Transponder 2 besteht im wesentlichen aus: einer Antenne A2, einem Empfänger 8, einem Dekoder 9, einer Verzögerungseinrichtung 10, einem Modulator 11, einem Sender 12, und einem Impulsgenerator 13. Die Abfrageeinrichtungen strahlen zum Transponder Abfragesignale ab, die aus gaußförmigen Doppelimpulsen, die auf einen L-Band-Träger aufmoduliert sind, ab. Eine bestimmte Zeit, nach dem EmpfangsZeitpunkt der Abfragesignale durch den Transponder, strahlt der Transponder Antwortsignale ab. In der Abfrageeinrichtung werden diese Antwortsignale empfangen und aus der Differenz der Zeitpunkte von Abstrahlung des Abfragesignals und Empfang des Antwortsignals unter Berücksichtiguna der geräteinternen Laufzeiten wird die Entfernung zwischen Abfrageeinrichtung und Transponder ermittelt.

Da ein Transponder gleichzeitig auf mehrere unterschiedliche Abfragen antwortet, muß die Abfrageeinrichtung an Bord des Flugzeugs dazu fähig sein, die eigenen Antwortsignale zu erkennen. Deshalb wird die Funktionsweise der Abfrageeinrichtung in zwei Betriebsarten aufgeteilt: 1. Suchbetrieb: Dieser basiert auf der Tatsache, daß jedes Abfragegerät seine Abfragesignale mit um einen Mittelwert statistisch schwankenden Impulsfolgefrequenz abstrahlt.

Es ist unwahrscheinlich, daß in der Abfrageeinrichtung zwei Antwortsignale für unterschiedliche Flugzeuge mit der gleichen Verzögerung empfangen werden. Dieses Prinzip ist in der TIg.2 dargestellt. Deshalb kann ein Flugzeug, wenn es auf einen anderen Transponder geschaltet wird, seine eigene Antwortsignale erkennen durch Messung und Beobachtung der Antwortsignale_/die in der Abfrageeinrichtung ankommen.

130018/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Es muß bemerkt werden, daß bei dieser Betriebsphase die Abfragefrequenz hoch genug sein muß, z.B. 150 Abfragen pro Sekunde- Das Flugzeug hat sich deshalb von einer Abfrage zur nächsten Abfrage nur um eine sehr kleine Strecke weiterbewegt. Nimmt man einen Transponderwirkungsgrad von ungefähr 70 % an, dann betrachten die meisten der gegenwärtioen Abfrageeinrichtung ein Antwortsignal als richtig, wenn bei fünf aufeinanderfolgenden Abfragen drei Koinzidenzen vorhanden sind.

2. Nachlaufbetrieb: Wenn das Flugzeug einmal eine Messung ausgeführt hat, dann ist seine weitere Funktionsweise einfacher. Da zwischen zwei aufeinanderfolgenden Messungen nur eine kleine Differenz besteht, wartet die Abfrageeinrichtung immer auf die nächste Antwort zu dem Zeitpunkt, zu dem aufgrund der vorhergehenden Messung eine Antwort eintreffen müßte. Um diesen Zeitpunkt herum wird dann ein Tor geöffnet und das Antwortsignal wird nur innerhalb dieses Tores empfangen. Bei dieser Betriebsphase reicht eine niedrigere Abfragefrequenz aus (30 Abfragen pro Sekünde). In der Fig. 2 sind fünf aufeinanderfolgende Nachlaufbetriebe, die man mit einem Oszilloskop erhält, daraestellt. Die Triggerung erfolgt durch die Abfrage von der Abfrageeinrichtung an Bord des Flugzeugs. Nimmt man eine maximale Entfernung von 350 km an, dann wird die Antwort sicherlich innerhalb von 2400 MikroSekunden eintreffen. Da der Transponder 3000 Impulspaare/Sekunde abstrahlt, empfängt die Abfrageeinrichtung in diesem Zeitintervall ungefähr 7 Impulspaare, von denen nur eines die tatsächliche Antwort ist. Da jeder Impuls 3,5 MikroSekunden dauert ist das Verhältnis zwischen der Zeit die das Signal vorhanden ist,und der Zeit zu der nur Rauschen vorhanden ist 0,02.

130016/0739

flff'T

- 18 -

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Man sieht daraus, daß es sehr unwahrscheinlich ist, daß bei zwei unterschiedlichen Abfraqen nicht gültige Impulspaare dieselbe Verzögerung haben (in der Fig. 2 ist dies nur einmal der Fall). Bei der dritten Nachlaufspur fehlt ein gültiges Antwortsignal. Dies ist der Fall, wenn der Transponder auf die Abfrage von einem anderen Flugzeua geantwortet hat kurz bevor die Abfrage von dem betroffenen Flugzeug einging. Nach Empfang einer jeden Abfrage hat der Transponder eine Totzeit von 60 MikroSekunden.

Das dem DME-System zugeordnete PF-Frequenzband erstreckt sich von 962 bis 1213 MHz. Der Kanalabstand beträgt 1 MHz. Zwischen der Trägerfrequenz von Antwortsignal und Abfraaesignal ist stets eine Differenzfrequenz von - 63 MHz. Um eine hohe Verkehrs kapazität zu erzielen,, werden die Kanäle im Multiplexbetrieb betrieben. Es erfolgt eine Aufteilung in

a) X-Kanäle: der Abstand zwischen den beiden Impulsen eines Impulspaares ist 12 - 0,25 ^s. Die Zuordnung der Frequenzen von Abfrage- und Antwortsignalen ist nachstehend angegeben:

Abfrage (MHz) Antwort (MHz)

1025 bis 1087 925 bis 1024

1088 bis 1150 1151 bis 1213

b) Y-Kanäle: der Abstand zwischen den beiden Impulsen eines Impulspaares ist 36 - 0,25 ^s*. Die Zuordnung dar Frequenzen von Abfrage- und Antworteignalen ist nachstehend angegeben :

Abfrage (MHz) Antwort (MHz)

1025 bis 1087 1O88 bis 1150

1088 bis 1150 1025 bis 1087

bei Abfragesignalen und 30*0,25 ^is bei Antwortsignalen.

1300 16/0739

F.Chiarini ~ M.Gori 1-1

Für einen Impuls sind folaende Werte vorgeschrieben:

Anstiegszeit (10 * bis 90 X) = 2,5 t o,5jas = Abfallzeit Länge (50 %) ~ 3,5 - o,5 ,us

spektrale Reinheit, definiert über die Begrenzung der tatsächlich abgestrahlten Leistung (ERP) während eines Impulses für vier "0,5 MHz Frequenzfenster" bei ί 0,8 MHz und - 2 MHz in Bezug zur Trägerfrequenz.

Einer der Hauptfaktoren, die die Meßgenauigkeit beeinflussen, ist die Art und Weise, wie der Empfangszeitpunkt des Signals sowohl im Transponder als auch in der Abfraaeeinrichtung ermittelt wird. Die gegenwärtig in der ICAO-Regelung vorgeschriebene Methode besteht darin, daß man den Zeitpunkt ermittelt, zu dem die Vorderflanke des Impulses den halben Maximalwert erreicht. Wie bereits erwähnt, ist es immer möglich, daß die Impulsform durch Echosignale auf dem Nutzimpuls verfälscht wird. Dadurch wird auch die Meßgenauigkeit verfälscht. Der Einfluß hänat jedoch von dem System ab, mit dem die Ermittlung dieses Punktes erfolgt. Bei der vorerwähnten Methode zur Be-Stimmung des 50 %-Punktes ist die Auswirkung des Echos eine doppelte: einerseits kann der Spitzenwert in Bezug auf die restliche Signalform verfälscht werden und andererseits kann der Impulsverlauf in der unmittelbaren Nähe des Schwellwerts,

mit dem der 50 %-Punkt ermittelt wird, verändert werden. Dadurch erhält man einen falschen Schnittpunkt von Schwellwert und Impulsverlauf und somit eine falsche Bestimmung des Empfangszeitpunktes. Bei dem neuen DME-System wird der durch die Mehrwegausbreitung verursachte Fehler reduziert und zwar vorwiegend durch Änderungen im Empfanaszweig und ohne Änderung der gegenwärtigen DME-Philosophie. Von den

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Änderungen sind die nachfolgend beschriebenen besonders wichtig. Es wurde immer auf Kompatibilität mit den vorhandenen Einrichtungen geachtet.

a. Es wird ein Filter im Empfangszweig verwendet, das

die Vorderflanke des Eingangsimpulses steiler macht, wodurch eine Verfälschung der Vorderflanke des Impulses durch Echos eliminiert wird.

b. Zur Bestimmung des EmpfangsZeitpunktes wird der erste Impuls verwendet (der zweite Impuls wird außer von seinen eigenen Echos auch noch von Echos des ersten Impulses beeinflußt)·

c. Es wird eine Detektorschwelle angenommen, die von dem Impuls in der kürzest möglichen Zeit erreicht wird, die noch kompatibel ist mit dem Signal-Rauschverhältnis des vorhandenen DME-Systems, da in diesem Fall der Betrieb in einem Bereich erfolgt, der von Echos noch nicht so stark verfälscht ist.

d. Es wird eine Detektormethode angewandt, bei der nicht das Maximum der Wellenform als Referenz zur Festlegunq des Schwellwerts verwendet wird, da dieser Wert von Echos stark beeinflußt wird.

e. Der Empfänger wird breitbandig betrieben, wenn sichergestellt ist, daß er einen Impuls auf dem richtigen Kanal verarbeitet. Dadurch wird ermöglicht, daß nicht noch weitere Verfälschungen verursacht werden. Dies macht es notwendig, eine zusätzliche Schaltung vorzusehen, die erkennt, ob der Impuls zu dem ausgewählten Kanal gehört (Ferris-Diskriminator oder eine ähnliche Einrichtung).

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

f. Es wird eine geeignete numerische Filterung nach der Gleichrichtung durchgeführt, die es erlaubt, stark schwankende Fehler zwischen aufeinanderfolgende Messungen auszugleichen (Kaiman-Filter).

Mit dem neuen DME-System sollen die erwähnte Ziele erreicht werden und es soll weiterhin mit dem bekannten DME kompatibel sein. Dem neuen DME-System sind weiterhin die von der FAA vorgeschlagenen Spezifikationen zugrundegelegt. Diese lauten: Ein Gesamtfehler von 30 m auf den beiden Signalstrecken einschließlich eines Echosignals, das um 6 dB niedriger als das Hauptsignal ist mit jeder Trägerphase und jeder Verzögerung (bezogen auf den schlimmsten Fall). Diese Spezifikation ist auf den kritischen Fall bezogen, nachdem es nicht mehr erlaubt ist, die Landung bei 15 m über Grund und 4 500 m Entfernung von der DME-Antenne abzubrechen.

Diese FAA-Angaben sind der Ausgangspunkt zur Festlegung der Genauigkeit des neuen P-DME.

Die Werte e__ und e_,„ sind deshalb definiert als "Pauschfehler" für Abfrageeinrichtung und Transponder. e_p, und e_p_ sind die entsprechenden Polarisationsfehler. Der Fehler e_E2 infolge von Echos auf dem Hin- und Rückweg ist deshalb:

2 2 _2 _2 ⁵ Rl "

(alle Fehler in m) .

e = \^3O² - e² - e² - e² - e ^eE2 ^{r υ e} Rl ^e RT ^e Pl PT

Entsprechend den FAA-Vorschlägen sind die Meßgenauigkeiten für

^eRl ^{= e}RT ^{= 9 m}
^ePl ^{= e}PT ^{= 10}'^{6 m}

^eEl

130016/0739

F.Chiarlni - M.Gori 1-1

wobei e_pl den Fehler infolge von Echosignalen in einer Richtung angibt. In der Praxis kann sich eine unterschiedliche Aufteilung auf die Werte e_n1 , e_otT,, e_... und e-^ er-

JKX Kl ir X r Γ

geben unter Berücksichtigung der jeweiligen Beanspruchung von Bord- und Bodengeräten.

Anhand der Fig. 3a und 3b wird nachfolgend das Prinzip beschrieben, das dem neuen DME zur Reduzierung der Mehrwegfehler zugrunde liegt. Das vorgeschlagene System zur Reduzierung der Fehler infolge von Mehrwegausbreitungen basiert auf der Beobachtung, daß das DME-Signal zwischen dem Senderausgang und dem Demodulatoreingang nur linearen Operationen unterworfen ist. Dies bedeutet, daß die Wellenformänderung, die notwendig ist, um die benötigte Genauigkeit zu erreichen, im Empfänger ausgeführt werden kann. Dies ist ein vollständig neues Konzept, das sich vollkommen von den bekannten Lösungen unterscheidet. Die bekannten Lösungen zielten alle darauf hin, die Wellenform des Sendeimpulses zu ändern. Um einen Vergleich der bislang vorgeschlagenen Systeme, die, wie bereits erwähnt, die Modifikation des Sendesignals notwendig machen, mit dem neuen System zu ermöglichen, sind in der Fig. 3a und in der Fig. 3b die prinzipiellen Blockdiagramme dargestellt. Dies sind die äquivalente im Basisband des linearen Teils beider Systeme. Fig. 3a zeigt das Blockschaltbild des bekannten Teils mit einer starken Modifikation des Sendesignals.

Im Prinzip kann man die Modifikation so betrachten, als ob man sie durch ein lineares Netzwerk mit folgender Übertragungsfunktion erhalten hätte:

A¹ (f) = x' (f)
χ (f)

Es ist nun möglich, für das empfangene Signal y (t) das A¹-Netzwerk auf die Empfangsseite zu übertragen wie dies bei dem neuen DME-System (Fig. 3b) geschehen ist. Die einzige

130018/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Beschränkung ist hierbei, daß die nachfolgend angegebene FiIterfunktion realisierbar sein muß: R (f) = A" (f) Q (f) .

Dadurch wird das bereits erwähnte Kompatibilitätsproblem stark reduziert, da es theoretisch möglich ist, die Sendewellenform χ (t) überhaupt nicht zu ändern. Die neue Einrichtung ergibt weitere Vorteile in Bezug auf die Signalverarbeitung/ zunächst erlaubt sie grundsätzlichere Wellenformänderungen .

Es braucht zunächst nur betrachtet werden, daß man annehmen kann:
A' (f) =

Das Eingangssignal des 0 (f)-Netzwerks ist der Startimpuls g (t), dessen Anstiegszeit praktisch null ist und der deshalb keine Fehler verursacht; deshalb benötigt 0 (f) nur eine kleine Änderung um einen kleinen Fehler zu haben.

Es ist weiterhin ersichtlich, daß χ (t) ein viel kleineres Spektrum aufweist als x¹ (t). Da beide Wellenformen den ICAO-Vorschriften entsprechen müssen, ist es klar, daß das neue System eine höhere Leistung abstrahlen kann als Systeme mit Impulsänderungen bei der Signalabstrahlung. Das neue DME-System kann deshalb auf zwei Weisen Vorteile bringen: Innerhalb einer relativ kurzen Fntfernung bringt es als P-DME eine erhöhte Genauigkeit und als normales DME kann es für größere Entfernungen verwendet werden. Retrachtet man das Verhalten der neuen Einrichtung in Bezug auf Rauschfehler, dann bemerkt man als erstes, daß, da die Flanken des Impulses χ (t) steiler sind, daß das A¹ (f)-Netzwerk eine Hochpasscharakteristik hat, die die hochfreguenten

130018/0739

F.CMarini - M.Gorl 1-1

Komponenten im Spektrum verstärkt. Es ist deshalb klar, daß bei gleichem y (t) die Rauschleistung am Empfangsfilterausgang bei dem neuen System größer ist. Man muß natürlich berücksichtigen da infolge der Anforderungen an die spektrale Reinheit es möglich ist V > V zu wählen. Daher ist, wenn die in einem Spektralfenster von der ICAO vorgeschriebene abgestrahlte Leistung gleich ist, mit dem neuen System ein besseres Signal-Rauschverhä'ltnis am Demodulatoreingang zu erreichen als bei dem System,bei dem das Sendesignal verändert wird, wie bei den bekannten Lösungen. Man erzielt also, wenn man wie bei der neuen Einrichtung nicht die Wellenform des Sendesignals, sondern die des empfangenen Signals ändert, mehrere Vorteile. Besonders wichtig hierbei ist, daß die Kompatibilität der neuen Einrichtung mit dem bekannten DME erhalten bleibt.

Es wird nachfolgend näher beschrieben, wie dies mit relativ einfachen Schaltungen erreicht werden kann.

In der Fig. 4 ist das Blockschaltbild einer Einrichtung, bei der die neue Idee realisiert ist, dargestellt (nur für eine Richtung). Sendeseitig ist ein Impulsgenerator 14 vorgesehen, dessen Impulse möglichst gut einem Rechteck angenähert sind. Diesem ist eine ImpuIsformungsschaltung 15 nachgeschaltet, deren Ausgangssignal χ (t) die ICAO-Spezifikationen erfüllt. Nach einer Modulation in einem Modulator 16 entspricht das Signal den ICAO-Vorschriften hinsichtlich der spektralen Reinheit und hierdurch wird die maximale Leistung, die abgestrahlt werden kann (Maximale ERP), beschränkt.

Der Funkteil wird als Ideal betrachtet mit einer Dämpfung, die man berechnen kann mit Formeln_fdie für den freien Raum

13001B/0739

F.Chiarini - M.Cori 1-1

gültig sind. Es ist zu bemerken, daß dies die ideale Situation darstellt. Es ist vorgesehen, daß die Spezifikationen in Bezug auf das Signal/Rausch-Verhältnis mit der größtmöglichen Reserve erfüllt sind. Diese Reserve bleibt bei allen möglichen Ausbreitungsverschlechterungen erhalten..

Das empfangene Signal wird in einem Block 17 verstärkt und in der Frequenz umgesetzt. Ihm ist ein Filter 18 nachgeschaltet, dessen Funktion es ist, Fehler infolge von Echosignalen zu reduzieren. Sein Ausgangssignal, das einem Demodulator 19 zugeführt wird, hat einen rechteckigen Verlauf. R (f) gibt den äguivalenten Tiefpass zum Filter an. Eine Entscheidungsschaltung 20 ist entsprechend den Kriterien der neuen Einrichtung mit dem Demodulator 19 kaskadiert.

Der Demodulator 19 ist ein bekannter Einhüllendendetektor. Die Funktionen A (f) und R (f) wurden so gewählt, daß sie sowohl hinsichtlich einer praktischen Realisierung als auch hinsi&tlich einer Optimierung oute Ergebnisse liefern.

Bei der Ermittlung des Ankunftszeitpunktes wird nachfolgend ein Schwellwert verwendet, der bei 10 % des Maximalwertes liegt. Man ist jedoch nicht an diesen Wert gebunden. Gute Ergebnisse erreicht man mit den nachfolgend angegebenen Werten:

A(f) = 1 1

JL- 1 ⁺ J JL B, B.

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Die nachfolgenden Werte wurden für die beiden Parameter B. und B_ gewählt:

B₁ = O,115 MHz
B_ = 1,4 MHz

Das Filter R (f) besteht aus der Kaskadierung eines Hochpaßnetzwerkes A¹ (f) und eines Tiefpaßnetzwerkes 0 (f):

R(f) = A¹ (f) Q(f)

Für Q(f) hat sich ein 2-Pol-Butterworth-Filter mit 3 dB Grenzfrequenz B_ = 1,5 MFz als besser erwiesen.

Das geeignetste A'(f)-Netzwerk hat unter Berücksichtigung der A(f)-Impulsformungsschaltung die nachfolgende Übertragungs funktion:

1 + j f_

A (f) = '- ^B4

1 + j f_

^B5

mit:
B₄ = 0,115 MHz

B₅ = 1,1 MHz.

Das empfangene Signal hat die in Fig. 6 dargestellte Einhüllende y (t) mit einer Anstiegszeit (10 % bis 90 %) von:

t_ry = 0,45 ,us

Mit diesen Bedingungen ist bei dem gewählten Echomodell der maximale durch Mehrwegausbreitung verursachte Fehler e_E = 9 m

wie von den Spezifikationen angegeben.

130 018/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Die Bedingungen für das thermische Rauschen werden aus zwei Faktoren abgeleitet:

- die Schwelle zum Rauschverhältnis muß eine vorgegebene Falschalarmrate garantieren,

- der Rauschfehler muß in den Grenzen verbleiben, die durch die Spezifikation vorgegeben sind.

Hinsichtlich des ersten Faktors kann man sagen, daß eine Falschalarmrate von 1 Sekunde als akzeptiert angenommen werden kann. Bei dem neuen System ergibt sich hieraus folgende Schwellwerte zum Rauschverhältnis:

I ^ 12 dB

Hinsichtlich des durch das Rauschen verursachten Fehlers kann man sagen, daß dieser entsprechend den klassischen Formeln berechnet wird und daß folgende Grenzen gegeben sind:

e_R k 9 m.

Von den beiden Begrenzungen des in Frage kommenden Falls ist die e -Begrenzung die zwingendere und man

erhält das nachfolgend angegebene Verhältnis von Schwellwert zu Rauschen:

T = 12,2 dB

was einem Signal/Rausch-Verhältnis von S = 32,2 dB

entspricht.

An dieser Stelle erhält man, nachdem man auf der Basis der Empfangsfilter die Rauschleistung, die man im Basisband erhalten würde, für ein rauschloses Empfängersystem, ermittelt hat, den Gesamtspielraum in dB für das vorgeschlagene System, wobei man als einzige Dämpfung diejenige des freien Raumes in einer Entfernung von 4 500 m von der

130016/0739

Γ.Chiarini - M.Gori 1-1

DME-Antenne berücksichtigt hat. Fs wurde weiterhin anaenommen, daß die Empfanasantenne einen Gewinn von O dB hat und eine Rauschtemperatur, die gleich der der Urnqebungstemperatur ist.

Der erhaltene Wert ist:
M = 21 dB.

Dieser Spielraum wird in zwei Teile aufgeteilt nämlich M. und M₂. Der erste Teil M- berücksichtigt die Veränderung der tatsächlichen Ausbreitung gegenüber der Idealen (Fading, Strahlungsdiagramm, usw.) der zweite Anteil Γ* berücksichtigt die Verschlechterung des Signal/Rausch-Verhältnisses in der realen Empfangskette (Rauschzahl).

Aus diesem Wert kann man eine zufriedenstellende Funktion des neuen Systems entnehmen. Fs wird an dieser Stelle nochmals erwähnt, daß in der Abfrageeinrichtung eine numerische Filterung durchgeführt wird, die weiter unten noch näher erläutert wird. Man kann deshalb annehmen, daß man hinsichtlich der Fehler, die durch Rauschen verursacht werden, noch bessere Ergebnisse erhält.

Wie bereits erwähnt, sind die Schwellwerte, die man auf der Basis von zwei unterschiedlichen Überlegungen erhält, nicht zu weit auseinander. Dies erschwert die Arbeit mit einem niedrigeren T/N infolge von Rauschen und folglich mit einem größen e_, als man erwarten könnte» Man hat jedoch die numerische Filterung als weitere Fehlerreduzierungsmaßnahme im Blick. Andererseits liegt das so festgelegte System bereits innerhalb der Spezifikation vor jeder Datenverarbeitung. Der aufeinanderfolgende Gebrauch des Kaiman-Filters bei der neuen Einrichtuno sollte deshalb als ein Merkmal der Einrichtung betrachtet werden, mit der einzioen Beschränkung, da^ nie ein größerer Fehler auftreten darf nach der Filterung als der Systemfehler.

130016/0739 ./.

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Ausgeführt'- Tests mit variierenden H.lterparametern haben bestätigt, daß diese Lösung nicht kritisch ist. In der Tat, Fehler in der Nähe derjenigen die hier als erreichbar angegeben sind, mit einer Anzahl von Filtern mit ziemlich unterschiedlichen Eigenschaften und unterschiedlichen Übertragungsfunktionen in einem, sehr großen Bereich haben nur einen kleinen Einfluß auf die Werte von e_ und e„.

Es ist eine noch engere Toleranzabschätzung vorgesehen, wenn die tatsächliche Filterrealisierung festgelegt ist. Das neue System ist vollkommen definiert soweit die fundamentalen Annahmen betroffen sind. Seine Leistungen können jedoch noch weiter verbessert werden und zwar vor allem hinsichtlich: Wahl eines Detektorsystems,das nicht an einen Prozentsatz des Maximums gekoppelt ist.

Um eine experimentelle Bestätigung der Gültigkeit der Funktionsprinzipien zu erhalten,wurden verschiedene Experimente durchgeführt. Es wurden zunächst Experimente im Basisband durchgeführtem die praktische Zuverlässigkeit der vorgeschlagenen Signalbehandlung nachzuweisen. In der Fig. 7 ist die verwendete Impulsformungsschaltung dargestellt. Sie ist nach dem T-Prinzip aufgebaut. Es sind zwei Wiederstände R, eine Induktivität Ll und eine Kapazität Cl (Tiefpass) vorgesehen mit einem 3 dB, 100 KHz-Band (auf der Basis der gewählten Werte und unter Bezugnahme auf die Eigenschaft der Impulsformungsschaltung nach Fig.7, dargestellt in Fig. 8). Für den Eingang und Ausgang erfolgte eine Impedanzanpassung von 50 0hm.

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Mit dem in Fig. 9a dargestellten Eingangssignal gibt die beschriebene Schaltung am Ausgang ein Signal mit der in Fig. 9b dargestellten Form ab. Das in Fig. 11 dargestellte Spektrum des Ausciangssignals ist ziemlich günstig verglichen mit den Spektrum-Spezifikationen. Es kann noch weiter verbessert werden durch die Einfügung einer weiteren Schaltung von der in der Fig. 7 dargestellten Art. Hierfür werden jedoch andere Parameter gewählt. Das Ergebnis ist in der Fig. 11 dargestellt, in der ein Impuls dargestellt ist, der ähnlich dem vorherigen ist aber mit einem etwas geglätteten Verlauf und folglich besseren spektralen Eigenschaften.

Das im Basisband verwendete Antiechofilter ist ein 4-Pol-Butterworth-Tiefpassfilter mit einer Bandbreite von 2,17 MHz, das einem Bandpass-T-Brücken-Filter nachgeschaltet ist (Mittenfrequenz f = 1,25 MHz) und einer Dämpfung außerhalb des Durchlaßbereichs von 16 dB. Diese Schaltung ist in der Fig. 12 dargestellt. Der Tiefpaßteil enthält zwei Induktivitäten Ll und L2 die zueinander in Serie geschaltet sind und Kondensatoren Cl und C2 die zwischen die Induktivitäten Ll und L2 und Masse geschaltet sind. Der mit dem Tiefpaßteil verbundene Bandpaßteil enthält Widerstände R, R, R. und R-, die mit dem Punkt verbunden sind, der die Widerstände R und R miteinander verbindet. Der andere Anschluß von R^ ist mit der Parallelverbindung eines Kondensators C. und einer Induktivität L. verbunden. Parallel zu den Widerständen R ist ein weiterer Widerstand R. geschaltet; fernerhin ein Kondensator C₃ und pine Induktivität L₃. Es wurden hierbei folgende Werte gewählt:

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

^Ll ~	2,8	_.u H	Ohm
^L2 =	6,78	Ai H
L₃ -	3,40	μ Η
^L4 =	11,3	μ Η
^{5 c}i ⁼	2,70	nF
^C2 ⁼	1,10	nF
^C3 =	4,70	nF
^C4 ⁼	1,40	nF
R	50 Ohm
O R, =	7,45

Mit diesem Filter erhält man das in Fig.13 dargestellte Frequenzverhalten. Der geformte Impuls, der durch dieses Filter geleitet wird, hat am Ausgang den in Fiq. 14a dargestellten Verlauf. Die Anstiegszeit ist 0,2 Mikrosekunden und die Impulsdauer ist 3,4 Mikrosekunden. Man erhält in Bezug auf die Anstiegszeit eine Verbesserung um einen Faktor 10 (siehe Fig. 14b). Es wurde außerdem die Auswirkung des Empfangsfilters auf die Beeinflussung von Echosignalen nachgeprüft. Die Ergebnisse sind in den Fig. 15a bis 15c dargestellt. In der Fig. 15a sind gefilterte und nichtgefilterte Impulse ohne Echosignale dargestellt. In der Fig. 15b sind Impulse, die durch Echo mit gleichphasigem Träger, Amplitude 0,5 und Verzögerung 1,5 Mikrosekunden,in Bezug auf das direkte Signal gestört sind, dargestellt. Fig. 15c zeigt einen Impuls der durch ein Echo mit Trägerschwingung in Cegenphase, Amplitude 0,5 und Verzögerung 0,5 Mikrosekunden in Bezug auf das direkte Signal beeinflußt ist, dargestellt. Bei gleicher Echoverzögerung und Amplitude ist es durch die Anwendung des Filters möglich, daß für die Impulserkennung die Vorderflanke weiterhin verwendet werden kann.

130016/0739 ·/·

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Nachfolgend wird auf die numerische Filterung näher eingegangen. Diese numerische Filterung der Entfernungsmessungen (Flugzeug/Transponderentfernung), die von der Abfrageeinrichtung an Bord des Flugzeugs ausgeführt wird, ist bei der neuen Einrichtung ein neues Merkmal, verglichen mit den bekannten Navigationseinrichtungen. Sie ist ein besonderes Merkmal des neuen P-DME-Systems.

Aufgabe der numerischen Filterung ist es, den Fehler, der durch Rauschen verursacht ist, bei der Entfernungsmessung zu reduzieren. Da die Filterung in Realzeit ausgeführt werden muß, muß die Filterung in dem Zeitintervall /it (ungefähr 33 Millisekunden) zwischen zwei aufeinanderfolgenden Messungen ausgeführt werden. Dies hat einen Einfluß auf die Komplexität des Filteralgorithmus. Deshalb wurde ein Kaiman-Filter gewählt. Es bietet die notwendige Einfachheit. Mit diesem Filter ist es möglich, die Entfernung und die Entfernungsänderung des Flugzeugs auf der Basis der gegenwärtigen Messung und der Projektion der letzten Schätzung in die Zukunft zu machen. In der Praxis werden hierbei alle vorhergehenden Messungen berücksichtigt, wobei jedoch eine Überlastung des Speichers vermieden werden • muß.

Um eine Projektion der letzten Abschätzung zu ermöglich, benötigt man bei dem Kaiman-Filter ein mathematisches Modell der Dynamik des Flugzeugs, bei dem im einfachsten Fall nur die Entfernung und die Entfernungsänderung berücksichtigt sind (Modell mit einem zweidimensionalen Vektor), falls notwendig, kann auch eine gewisse Anzahl Ableitungen höherer Ordnungen vorgesehen sein. Mit einem Modell mit einem zwei-

130016/073

F.Chiarini - M.Gori 1-1

dimensionalen Vektor ist es bereits möglich, eine beträchtliche Fehlerreduzierung der Fehler, die durch Rauschen verursacht sind, zu bewirken. Im Falle des P-DME ist jedoch diese Filterung nicht dazu in der Lage, auf Fehler zu reagieren, die eine sehr hohe Korrelationszeit in Bezug auf das Intervall A t haben. Dies stellt somit keine Lösung dar, weder für Fehler die durch Polarisation oder durch Ausbreitung verursacht werden. Hinsichtlich des letzteren muß berücksichtigt werden, obwohl es im allgemeinen notwendig ist, daß in Fällen, wo die Fehler durch Mehrwegausbreitung verursacht werden, und wo keine zu große Korrelationszeit notwendig ist, selbst Kaiman-Filter den damit verbundenen Fehler reduzieren.

In der Fig. 16 ist das Blockschaltbild eines Kaiman-Filters dargestellt. Für den Reduktionsfaktor des Entfernungsfehlers wurde folgender Ausdruck gefunden:

γ. Δ e_ _ 4r

^elR ⁴ yiTs? ( ψΤΤΊΡ - ι)

wobei
e_ = 2 ^. = Meßfehler vor der numerischen Filterung

R ■ JK.

e'.'a' = 2_ = Meßfehler nach der numerischen Filterung

R R

r =

/\t = 33 ms ist im allgemeinen das Intervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Filterungen und M die maximale Flugzeugbeschleunigung.

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

In der Tabelle der Fig. 16a sind Fehlerreduzierungen angegeben, die man für gewisse Flugzeugmessungen erhält. Es sind angegeben: Meßfehler e_R und maximale Beschleunigung a.., und die Erdbeschleunigung ist zu 9,81 m/s angenommen.

Diese Ergebnisse gelten auch für stationäre Filter, d.h. für Filter für die die Gewinne °c , und β , in der Fig. 16 konstant sind.

Aus dem Vorhergehenden ist klar geworden, daß es von Vorteil ist, eine numerische Filterung durchzuführen bevor die Meßergebnisse angezeigt werden. Zur Ausführung dieser Filterung ist ein Rechennetzwerk notwendig. Durch das Vorhandensein von Mikrorechnern ist dies sehr einfach zu realisieren. Andererseits kann dieser Mikrorechner auf besonders vorteilhafte Weise für andere Verwendungen bei dem Entfernungsmeßgerät eingesetzt werden, z.B. zur Steuerung usw.. Diese Einrichtungen können sowohl in der Abfrageeinrichtung als auch im Transponder vorgesehen sein.

In den Fig. 17 und 18 wird eine Abfrageeinrichtung und ein Transponder näher erläutert.

In der Fig. 17 ist das Blockschaltbild einer Abfrageeinrichtung, die sich üblicherweise an Bord eines Flugzeugs befindet, dargestellt. Die einzelnen Einrichtungen werden von einem Mikrorechner 22 gesteuert. Zur Messung der Entfernung steuert er die einzelnen Operationen, er führt geeignete Eichungen durch und er wirkt als Diagnosegerät für das gesamte Gerät für den Piloten. Außerdem führt er die bereits erwähnte numerische Filterung durch. Ein hoch-

130016/0739 "^Λ

F.Chiarini - M.Gori 1-1

stabiler Taktgenerator 23 gibt Taktsignale ab, und zwar sowohl an den Mikrorechner und die Schaltungen, die Impulse oder Meßverzögerungen erzeugen. Das Vorhandensein dieser Schaltungen, selbstwenn sie scheinbar in Gegensatz stehen zu dem Vorhandensein eines Prozessors an Bord, ist eine Folge der Geschwindigkeiten,bei der sie arbeiten müssen. Ein Mikrorechner mit Befehlszeiten von beispielsweise im Mikrosekundenbereich ware nicht dazu in der Lage, die exakte Ankunftszeit des Signals zu erkennen. Es ist daher unerläßlich, für diese Funktionen schnellere Schaltungen zu verwenden. Nachdem ein Impulspaargenerator 24 von dem Mikrorechner 22 einen Triggerimpuls erhalten hat, erzeugt dieser das Impulspaar des Abfragesignals. Dieses Impulspaar wird zu einer Impulsformungsschaltung 25 geleitet;die den einzelnen Impulsen die richtige Form gibt, wie bereits erläutert. Die Impulse mit der richtigen Form werden dann zu einem Modulationsverstärker 26, einer Leistungsendstufe 27 und einem Zirkulator 28 geleitet. Die Trägerfrequenz wird in einem quarzgesteuerten Synthesizer erzeugt. Dieser kann mit Hilfe von Schaltern auf einem Bedienfeld 30 programmiert werden und vom Piloten bedient werden. Der Pilot kann somit denjenigen Transponder auswählen, zu dem er die Entfernung messen möchte. Dasselbe Signal wird auch, mit einem geeigneten Leistungspegel, zu dem Empfangsmischer geleitet. Da zwischen der Trägerschwingung des Abfragesignals und des Antwortsignals eine Frequenzdifferenz von 63 MHz vorhanden ist, ist dies der Wert der Zwischenfrequenz. Am Ausgang eines Mischers 31 haben die Signale eine Trägerfrequenz von 63 MHz und die Einhüllende dieser Trägerfrequenz gibt die vom Transponder abgestrahlten Impulse an.

130016/0739

303SÖ71

— 36 —

F.Chiarini - M.Gori 1-1

In der Fig. 17 sind drei Verstärkerblöcke vorgesehen: ein Vorverstärker 32 ein ZF-Verstärker 33 und ein ZF-Verstärker 34. Aufgabe der beiden ersten Verstärkerblöcke ist es, die Rauschzahl des Gerätes zu verbessern. Als Haupt-ZF-Verstärker 34 kann ein Verstärker verwendet werden, dessen Verstärkung steuerbar ist. Bei einer geeigneten Auslegung kann eine Variation des Eingangssignals von vielen dB umgesetzt werden in eine Variation des Ausgangssignals von nur wenigen dB.

Es ist weiterhin ein Kanaldetektor 35 vorgesehen, der notwendig ist, da der Empfänger breitbandig arbeitet. Das Signal, das eine Vergleichseinrichtung 36 verläßt, wird zu einer Torschaltung 37 geleitet, die außer anderen Eingangssignalen das Ausgangssignal des Kanaldetektors 3 5 erhält. Sie erhält weiterhin ein Signal vom Mikrorechner 22 und von einem Zähler 38. Ein Dekoder 39 erkennt, wenn die Impulse des Eingangsimpulspaares den richtigen Abstand voneinander haben. Wenn dies der Fall ist, stoppt das Signal, das den Dekoder 39 verläßt, den Zähler 38 und signalisiert dem Mikrorechner 22, daß der Meßzyklus beendet ist.

Nachfolgend wird auf die Fig. 18 Bezug genommen, in der ein im allgemeinen am Boden angeordneter Transponder näher erläutert wird. Der Transponder hat große Ähnlichkeit mit der Abfrageeinrichtung. Er weist jedoch insofern Unterschiede auf, als er mehrere Flugzeuge gleichzeitig bedienen muß. Aus Zwecken der Betriebssicherheit ist die gesamte Einrichtung doppelt vorhanden. Es erfolgt, falls

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

notwendig, eine automatische Umschaltung. Es sind z.B. ein Identifikationsimpulsgenerator, eine Totzeitschaltung 41, die den Transponder für eine bestimmte Zeit (ungefähr 50 Mikrosekunden) nach Empfang eines Abfragesignals sperrt, und die Hauptverzögerungseinrichtung 42, die die vorgegebene Gesamtverzögerung des Transponders (50 MikroSekunden) einhält.

Die Teile, die bereits für die Abfrageeinrichtung näher erläutert wurden, werden nicht weiter erläutert. Es wird zunächst auf die ZP-Stufe, die den Mischer 43, einen ersten ZF-Verstärker 44 ein Filter 45 und einen zweiten ZF-Verstärker 46 enthält, eingegangen. Die zu verarbeitenden Signale sind sehr unterschiedlich. Es ist notwendig, daß sich die Verstärker sehr schnell auf die jeweiligen Bedingungen einstellen. Betrachtet man die relativ geringe Anzahl von Transpondern verglichen mit der Anzahl von Abfrageeinrichtungen, dann sieht man, daß es am besten ist, wenn man den Transponder auf eine größtmögliche Zahl von Abfrageeinrichtungen optimiert, und zwar selbst dann, wenn man Techniken anwenden muß, die, würden sie an Bord verwendet, nicht ökonomisch wären.

Es ist weiterhin von Vorteil, eine numerische Steuereinrichtung vorzusehen die das System steuert. Zeitverzögerungen müssen kompensiert werden und verschiedene Parameter (HF-Leistungen, Schwankungen der Verzögerungen, usw.) müssen überwacht werden. Es müssen Identifikationssignale abgegeben werden und es müssen Fehler erkannt werden. Gegebenenfalls müssen Alarmsignale zu den Bedienpersonen, die sich an einem anderen Ort befinden, geleitet werden.

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Aufgrund von Schwierigkeiten, die sich teilweise mit bekannten Frequenzvervielfachungsschaltungen ergeben, iat es gerechtfertigt, im Transponder einen Synthesizer 47 vorzusehen, obwohl der Transponder nur mit einer Trägerfrequenz betrieben wird.

Mit der neuen DME-Einrichtung ergeben sich also zahlreiche Vorteile: Der Zeitpunkt der Signalankunft kann genau ermittelt werden? Signale auf Nachbarkanälen werden gut unterdrückt; die Echounterdrückung ist optimal; die Struktur des gegenwärtigen DME-Systems bleibt erhalten; die Anzahl der Kanäle wird nicht verändert. Im Gegensatz zu den bekannten Vorschlägen erfolgt die Verbesserung hier dadurch, daß bestimmte Maßnahmen empfangsseitig vorgesehen sind. Es ist nicht notwendig^ die Vorderflanke der Sendeimpulse stark zu versteuern.

Das neue DME-System ist mit den vorhandenen Einrichtungen kompatibel. Es ermöglicht unter Beibehaltung der vorgeschriebenen spektralen Reinheit die Abstrahlung von großen Leistungen. Die optimale Verbesserung mit dem neuen DME-System erhält man dann, wenn die neue Signalverarbeitung sowohl in der Abfrageeinrichtung als auch im Transponder durchgeführt wird. Man erhält jedoch auch bereits schon dann Verbesserungen, wenn nur in der Abfrageeinrichtung oder nur im Transponder die neue Signalverarbeitung durchgeführt wird.

Als ZF-Filter eignen sich auch akustische Oberflächenwellenfilter oder Filter mit spiralenförmigen elektromagnetischen Strukturen.

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1

Das neue Konzept kann auch bei der Orts-Diversity-Techniic angewandt werden.

130016/0739

Claims

Dipl.-Phys. Leo Thul
Kurze Strasse 8
7 OOO Stuttgart 30

F.Chiarini - M.Gori 1-1

INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK

Patentansprüche

Zweiwegentfernungsmeßsystem zur Messung der Entfernung zwischen einer Abfrageeinrichtung und einem Transponder, bei dem vom Abfragegerät als HF-Abfragesignal angenähert gaußförmige Impulse abgestrahlt werden, die vom Transponder empfangen werden, bei dem der Transponder eine vorgegebene Zeit nach Empfang eines Abfragesignals als HF-Antwortsignal angenähert gaußförmige Impulse abstrahlt,, und bei dem in der Abfrageeinrichtung aus der Zeitspanne zwischen der Abstrahlung eines Abfragesignals und dem Empfang eines Antwortsignals unter Berücksichtigung der geräteinternen Laufzeiten die Entfernung zwischen Abfrageeinrichtung und Transponder ermittelt wird, dadurch gekennzeichnet, daß in der Abfrageeinrichtung (1) und/oder dem Transponder (2) eine Einrichtung (45,33,34 ) vorgesehen ist, die die Impulsform der empfangenen Impulse so ändert, daß sie eine nahezu rechteckige Form haben.

130016/0739

Sm/WW
17.09.80

F.Chiarini - M.Gori 1-1
2. Zwexwegentfernungsmeßsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in der Abfrageeinrichtung folgende funktionell miteinander verbundene und durch einen Rechner gesteuerte Einrichtungen vorgesehen sind:

- Taktgeneratoren (23) zur zeitlichen Steuerung der Rechnersteuereinrichtungen (22),

- mindestens ein Impulspaargenerator (24),der zeitlich von dem Taktgenerator (23) gesteuert wird, der von der Rechnersteuereinrichtung (22) gesteuert wird und der Impulspaare als Abfragesignale erzeugt,

- mindestens eine Impulsformungsschaltung (25), der die Impulspaare zugeführt werden und die Impulse mit angenähert exponentiell verlaufenden Flanken erzeugt,

- mindestens einen quarzgesteuerten Freauenζsynthesizer

(29), der die Trägerfrequenz für die Abfragesignale erzeugt und der digital gesteuert wird,

- mindestens eine Verstärkereinrichtung (26,27), der die Signale von dem Frequenzsynthesizer und der Impulsformungsschaltung zugeführt werden,

- Verstärkereinrichtungen (32,33,34) zur Verringerung der Rauschzahl des Empfängers,

- ZF-Verstärkereinrichtungen (33,34) und ZF-Filtereinrichtungen zur Reduzierung der Fehler infolge von Echos und zur Erzeugung von nahezu rechteckigen Impulsen für die Demodulatoreinrichtungen,

- mindestens eine Kanal-Detektoreinrichtung (35), deren Eingang mit dem Ausgang der ZF-Verstärkereinrichtung verbunden ist,

- mindestens eine Vergleichseinrichtung (36), der das Signal der ZF-Verstärkereinrichtung zugeführt wird,

130016/0739 *^A

— 3 — F.Chiarini - M.Gori 1-1

Torschalteinrichtungen (37) , denen an ihrem ersten Eingang das Ausgangssignal der Vergleichseinrichtung, an ihrem zweiten Eingang das Ausgangssignal der Kanal-Detektoreinrichtung und an ihrem dritten bzw. vierten Eingang ein Zeitsignal von der Rechnersteuereinrichtung und ein Signal von dem Zähler zugeführt wird,

~ mindestens eine Dekodiereinrichtung (39), deren Eingang das Ausgangssignal der Torschalteinrichtung, das Ausgangssignal der digitalen Steuereinrichtung und der Rechnersteuereinrichtung zuaeführt werden, die erkennt, ob die Impulse eines Doppelimpulses eines Abfraaesignals den vorgeschriebenen Abstand haben und wenn dies erfüllt ist, den Zähler stoppt und ein Signal zum Mikrorechner leitet, das angibt, daß ein Meßzyklus beendet ist.
3. Zweiwegentfernungsmeßsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Transponder folgende Einrichtunaen enthalten sind:

- Taktgeneratoren (40) zur zeitlichen Steuerung der Rechnersteuereinrichtungen_/

- mindestens ein Impulspaargenerator , der zeitlich von dem Taktgenerator gesteuert wird, der von der Rechnersteuereinrichtung gesteuert wird und der Impulspaare als Abfragesignale erzeugt,

- mindestens eine Impulsformungsschaltung , der die Impulspaare zugeführt werden und die Impulse mit angenähert exponentiell verlaufenden Flanken erzeugt,

mindestens einen quarzgesteuerten Frequenzsynthesizer (47), der die Trägerfrequenz für die Abfragesignale erzeugt und der digital gesteuert wird,

130016/0739 *'·

pi ":■■«·■■

F.Chiarini - M.Gori 1-1

- mindestens eine Verstärkereinrichtung , der die Signale von dem Frequenzsynthesizer und der Imoulsformungsschaltung zugeführt werden,

- Verstärkereinrichtungen zur Verringerung der Pauschzahl des Empfängers

- ZF-Verstärkereinrichtungen (44,46) und ZF-Filtereinrichtungen (45) zur Reduzierung der Fehler infolge von Echos und zur Erzeugung von nahezu rechteckiaen Impulsen für die Demodulatoreinrichtungen,

mindestens eine Kanal-Detektoreinrichtung , deren Eingang mit dem Ausgang der ZF-Verstärkereinrichtung verbunden ist,

- mindestens eine Vergleichseinrichtung , der das Sianal der ZF-Verstärkereinrichtung zugeführt wird.
4. Zweiwegentfernungsmeßsystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Transponder mindestens eine Dekodiereinrichtung enthält, bei der einem Eingang das Ausgangssignal der Vergleichseinrichtung,einem Fingang die Ausgangssignale der Kanaldetektoreinrichtungen und einem Eingang ein Ausgangssignal aller Taktgeneratoren zugeführt wird, daß der Ausgang aller Dekodiereinrichtungen einer Einrichtung (41) , die eine Totzeit erzeugt, zugeführt wird, und daß die Dekodiereinrichtung prüft, ob die Eingangsdoppelimpulse von den Vergleichseinrichtungen die richtigen Impulsabstände haben.
5. Zweiwegentfernungsmeßsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß in der Abfrageeinrichtung zur Reduzierung des Rauschens eine numerische Filterung vorgesehen ist.

130016/0739

F.Chiarini - M.Gori 1-1
6. Zweiwegentfernungsmeßsystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter ein Kaiman-Filter mit einem zweidimensionalen Vektor enthält.
7. Zweiwegentfernungsmeßsystem nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter von der Rechnersteuet-einrichtung realisiert wird.

130016/0739