-
Die Erfindung betrifft eine Korrektureinrichtung in einem
-
Demultipleer für plesiochrone Digitalsignale, die sendeseitig unter
Zuhilfenahme eines Pseudorahmens blockweise verschachtelt sind, Ausgehend von der
Überlegung, daß die Schaffung eines synchronen Netzes für die Übertragung digitaler
Signale erst in ferner Zukunft möglich erscheint, dies aber dann aus Gründen der
Vermittelbarkeit einzelner Zeitkanäle bei hohen Taktfrequenzen (z. B. 34 368 kbit/s)
in wirtschaftlicher Weise, d. h. ohne mehrfaches Multiplexen und Demultiplexen,
notwendig wird, ist eine für Übertragungs- und Vermittlungsaufgaben gleichermaßen
geeignete Rahmenstruktur für ein digitales Zeitmultiplexsystem dritter Ordnung bekannt,
die von einer blockweisen Verschachtelung der Signale von 4 Untersystemen ausgeht
(DPAnm P 28 14 351.3).
-
Um ein Multiplexsystem für plesiochronen Betrieb der Takte der Unter-
und des Obersystems in geeigneter Weise aus zu statten, müssen sendeseitig Taktanpassungen
vorgenommen und auf der Empfangsseite wieder ausgeglichen werden.
-
Eine mögliche Realisierung der Sendeeinrichtung zur blockweisen Verschachtelung
von mehreren plesiochronen Digitalsignalen zu einem Zeitmultiplex wurde bereits
in der deutschen natentanmeldung P 30 22 856.9 vorgeschlagen.
-
Dort ist ein Multiplexer mit positiv-negativer Taktanpassung zur blochfeisen
Verschachtelung plesiochroner Digitalsignale mehrer Untersysteme mit Zwischenspeichern
und einem Phasenvergleicher für jedes Untersystem beschrieben. Bereits bei der Eingabe
in die Zwischenspeicher werden die Eingangssignale entsprechend der vom Phasenvergleicher
festgestellten Taktabweichung über einen von diesen gesteuerten Zähler mit um 1
Bit erhöhter oder verminderter Zählrate blockweise sortiert. Sie bilden somit einen
vom Multiplexrahmen synchronisierten
Pseudorahmen.
-
Eine ähnliche Struktur läßt sich auch für den zugehörigen Demultiplexer
zur Aufteilung des Multiplexbitstroms verwenden, wobei die empfangenen Signale blockweise
in Zwischenspeicher eingelesen werden und unter Berücksichtigung der empfangenen
Taktanpassungssignale aus diesen Zwischenspeichern kontinuierlich ausgelesen werden.
-
Zur Erläuterung der Aufgabe der erfindungsgemäßen Korrektureinrichtung
ist ein derartiger Demultiplexer im Blockschaltbild der Fig. 1 dargestellt. Das
Phasendiagramm der Fig. 2 erläutert ebenfalls die Aufgabe der Erfindung.
-
Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung stellt in ihrer Funktion prinzipiell
die Umkehrung der in der früheren Anmeldung (P 30 22 856.9) beschriebenen Anordnung
dar. Der empfangsseitig wiedergewonnene Takt wird dem aus drei Stufen mit den Teilerverhältnissen
(7) 8 (9) : 1, 3:1 und 11:1 bestehenden Teiler Z zugeführt. Dieser als Pseudorahmenzähler
bezeichnete Teiler wird in seiner ersten Stufe über die bistabilen Kippstufe E und
F und die nachgeschalteten Und-Tore sowie das V-Tor je nach der empfangenen Taktanpassungsinformation
jeweils so eingestellt, daß ein Teilerverhältnis von 7:1 (im Falle des sendeseitigen
Einblendens eines Blindbits), 8:1 (im Falle des synchronen Betriebs) oder 9:1 (im
Falle des sendeseitigen Ausblendens eines im Zusatzkanal zu übertragenden Informationsbits)
entsteht. Die Ausgänge der ersten Teilerstufe des Zählers Z liefern die Ausleseadressen
für 3 nachgeschaltete Datenselektoren. Über zwei Ausgänge der zweiten Teilerstufe
wird ein Decoder angesteuert, der für jeweils 8 Takte über den entsprechenden "strobe"-Eingang
einen der drei Datenselektoren zyklisch öffnet. Die Datenselektoren sind jeweils
über 8 Leitungen mit den Ausgängen von Speichern verbunden, die als Schieberegister
ausgebildet sind und die über individuelle
Daktleitungen aus einer
hier nicht dargestellten Daktzentrale zyklisch mit gelückten Taktbündeln zu jeweils
8 Takten angesteuert werden. Ein dem Teiler nachgeschaltetes Und-Tor mit 8 Eingängen
wird auch von einem ausgewählten Impuls des Zentraltaktes gesteuert und öffvon net
die den Kippstufe E und F geschalteten Und-Tore zur Voreinstellung der ersten Teilerstufe.
Wird jeweils eine der KippstuSen E oder F gesetzt, so wird über e oder f das Tor
S zu einem Zeitpunkt, der über vier weitere von Zentraltakten versorgte Eingänge
bestimmt wird, durchlässig und liefert einen Rücksetzimpuls r für die beiden letzten
Stufen des Teilers Z.
-
Den drei Datenselektoren ist ein V-Tor nachgeschaltet über das der
wiedergewonnene Datenfluß einem Speicher C zugeführt wird, der mit dem Takt versorgt
wird und Unregelmäßigkeiten im zeitlichen Verlauf ausgleichen soll Das V-Dor wird
über einen vierten Eingang über ein Und-Tor mit dem Ausgang einer weiteren bistabilen
Kippstufe verbunden. Zur den Fall, daß die erste Teilerstufe ein Teilerverhältnis
von 9:1 als Voreinstellung erhält, wird über ein nachgeschaltetes Und-Dor das vorher
erwähnte Und-Tor durchlässig und das in der Zusatzinformat-ion übertragene und in
der bistabilen Kippstufe gespeicherte Informationsbit wird auf diese Weise zeitgerecht
eingeblendet und damit der ursprünglich vorhandene Datenfluß wiederhergestellt,
In Fig. 1 sind neben dem Demultiplexer die zur Messung der Kennlinien nach Fig.
2 notwendigen zusätzlichen logischen elemente I und ? dargestellt. Der Inverter
I und das nachgeschaltete Und-Tor T sind für die demultiplexende Funktion der Anordnung
entbehrlich, sie dienen nur zur Ableitung eines Startimpulses q, der zusammen mit
dem Ausgangssignal p der ersten Teilerstufe eine Messung der in den Sig. 2 und 6
dargestellten Kennlinien ermöglicht. Mit dem aus dem Und-Tor T kommenden Impuls
q wird ein Zeitintervallmeßgerät gestartet
und mit dem Ausgangssignal
p der ersten Stufe des Pseudorahmenzänlers Z gestoppt. Da der wiedergewonnene Takt
und damit auch das Signal p relativ sum Bezugssignal q schwankt, muß über viele
(z. B 30) Messwerte gemittelt werden, um einen kontinuierlichen Kennlinienverlauf
zu erhalten.
-
Auf Grund von durchgeführten Messungen an dem in Fig. 1 dargestellten
Demultiplexer hat sich für den Zusammenhang zwischen der iaktfrequenz des Eingangssystems
und der zum Impulsrahmen des Nultiplexsystems empfangsseitig auf Grund der durchgeführten
Taktanpassung in Beziehung stehenden Phasenlage des Pseudorahmenzählers der in Fig.
2 dargestellte Kurvenverlauf ergeben. Dieser Kurvenverlauf wird in seiner Steilheit
durch die Regelsteilheit der Taktrückgewinnungsschaltung bestimmt, Nach der Inbetriebnahme
der Multiplexeinrichtung nach der eingangs enfähnten deutschen PAnm 30 22 856.9
kann der im Demultiplexer notwendige Pseudorahmenzähler in Bezug auf den empfangenen
Impulsrahmen des Obersystems eine beliebige Phasenlage in der ersten, durch 7,8
oder 9 teilenden Stufe des Zählers einnehmen, während die zweite, durch 3 teilende
und die dritte, durch 11 teilende Stufe mit Hilfe von Rücksetzimpulsen aus dem zentralen
Teil des Demultiplexers synchronisierbar ist. Auf Grund von Taktfrequenzänderungen
des Eingangs systems oder des frequenzbestimmenden sendeseitigen Taktgenerators
kann sich die Phasenlage des Pseudorahmenzählers nach den in Fig. 2 dargestellten
Kennlinien in Bezug auf den empfangenen Impulsrahmen des Obersystems verändern.
Problemlos ist dies jedoch nur in den dargestellten Kennlinien a bis d (und beliebig
vielen zwischen diesen möglichen Kennlinien) der Fall, Bei den Kennlinien e bis
h ist eine kontinuierliche Änderung der Phasenlage nicht möglich. Es kommt zu einem
"Springen" des Zählerstandes der durch 7,8 oder 9 teilenden ersten Stufe
des
Pseudorahmenzählers, das sich auf die Folge des wiederzugewinnenden Datenflusses
störend auswirkt, Da es nicht gelingt, die in Fig. 2 dargestellten Kennlinien beliebig
in ihrer Steilheit zu vergrößern, muß in anderer Weise versucht werden, die nicht
kontinuierlich verlaufenden Kennlinien e bis h (und die zwischen diesen möglichen
Kennlinien) möglichst zugunsten der stabilen Kennlinien (a bis d) zu verlassen,
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Vielzahl von möglichen nach Fig. 2
als Kennlinien dargestellten Mittelwerte der Phasenlagen des Pseudorahmenzählers
während des Betriebs eines Demultiplexers für blockweise verschachtelte plesiochrone
Digitalsignale so einzuschränken, daß nur kontinuierlich verlaufende Kennlinien
für den Betrieb der Schaltung ausgewählt werden und dafür nur wenige zusätzliche
Schaltkreise benötigt werden.
-
Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch dargestellte Erfindung
gelöst.
-
Im folgenden wird die Erfindung anhand mehrerer Diagramme und eines
Blockschaltbildes naher erläutert. Neben den bereits erwähnten Fig. 1 und 2 zeigen
die Fig. 3 ein Blockschaltbild der Korrektureinrichtung nach der Erfindung, das
anstelle des eingerahmten Teils der Fig. 2 tritt, die Fig. 4 und 5 zwei mögliche
Impulsdiagramme für den Korrekturfall, die Fig. 6 die Wirkung der Korrektureinrichtung
nach Fig. 3 auf den Verlauf der Phasenlagen nach Fig. 2.
-
In Fig. 3 passiert der Takt t das Tor T und schaltet den Zähler Z
so fort, daß an den Ausgängen a bis d in binärer Folge von "2" bis "9" gezählt wird.
Am Ausgang rc des Zählers Z tritt während der Stellung "9" ein positiver Impuls
auf, der über denliwerter I1 umgekehrt und dann zum
Laden (Voreinstellen)
des Zählers Z benutzt wird. Mit diesem Impuls 1 werden die aus den Toren X und L
bzw.
-
M und N aufgebauten bistabilen Kippstufen so gesetzt, daß das Signal
i am Ausgang von K positives und das Signal j am Ausgang von N negatives Potential
annehmen.
-
Mit Hilfe des Tores H wird zur Zeit der Zählerstellung "6" und "7"
ein negativer Impuls h erzeugt, der die aus M und N bestehende bistabile Kippstufe
so einstellt, daß sich ab der Zeit "6" am Ausgang j positives Potential befindet.
-
Dieser Zustand bleibt erhalten bis über das Tor M mit Hilfe des negativen
Impulses 1 zur Zeit "9" die Kippstufe rückgesetzt wird. Wird über den Eingang e
das Tor Q mit positivem Potential versorgt, so erreicht das Auftreten des positiven
Rücksetzimpulses r während der Zählerintervalle "6" bis 9 die Durchschaltung dieses
Impulses über das Tor Q und das (Oder-)Tor O (für negative Impulse) das Kippen der
monostabilen Kippstufe P, die ihrerseits einen negativen Impuls k an das Tor Ti
abgibt und damit aus dem Takt t einen Impuls ausblendet. Damit bleibt die Zählerstellung
länger als gewöhnlich auf einer der Stellung "6", 7 oder "8" und es erfolgt damit
eine Verschiebung in der Bewertung der über den Datenselektor (in Fig. 1) aus dem
Speicher zu entnehmenden Daten. Da der Takt am Eingang der Kippstufe C (Fig. 1)
durch die beschriebene Nanipulation nicht unterbrochen wird, die erste Stufe des
Pseudorahmenzählers aber quasi bis 9 gezählt hat, kommt es im Datensignal des Untersystems
zu einem Takt fehler (bitslip), der hier absichtlich herbeigeführt wird, um eine
kontinuierlich verlaufende Kennlinie gemäß Fig. 1 zu erreichen. In Fig. 4 sind die
Signalverläufe der Potentiale für die in Fig. 3 angegebene Anordnung für den Fall
dargestellt, daß der aus dem Und-Tor S (in Fig. 1) kommende Rücksetzimpuls r während
der Stellung "7" des Zählers Z einsetzt. Die Dauer des an der monostabilen Kippstufe
eingestellten Impulses wurde dabei zu 1,2 T angenommen, wenn T
die
Periodendauer des Taktes t darstellt.
-
Mit Hilfe des Tores G, in Fig. 3 wird zur Zeit der Zählerstellung
115tl ein negativer Impuls g erzeugt, der die aus den Toren K und L bestehende bistabile
Kippstufe so-einstellt, daß sich ab der Zählerstellung "5" am Ausgang i negatives
Potential befindet. Dieser Zustand bleibt erhalten bis über das Tor K mit Hilfe
des negativen Impulses 1 zur Zeit "9" die Kippstufe gesetzt wird. Wird über den
Eingang f das Tor R mit positivem Potential versehen, so erreicht das Auftreten
des positiven Rücksetzimpulses r nur dann die Durchschaltung dieses Impulses über
das Tor R und das (Oder)-Tor O (für negative Impulse) und damit das Kippen der monostabilen
Kippstufe P, wenn der Rücksetzimpuls r während der Zählerstellung "9", "2", "3"
oder "4" auftritt Auch hier verursacht die monostabile Kippstufe P einen negativen
Impuls k, der am Tor T1 aus dem Takt t einen Impuls ausblendet. In Fig. 5 wurde
angenommen, daß die zeitliche Lage des Rücksetzimpulses mit dem Zählerstand "3"
des Zählers Z zusammentrifft und der Zähler Z daher 2 Takt perioden lang diesen
Stand beibehält und während des Korrekturvorgangs daher 9 Taktperioden abzählt,
In Fig. 6 sind die Auswirlcungen der bisher beschriebenen und in Fig. 3 dargestellten
Korrektureinrichtung auf den Verlauf der Kennlinien wiedergegeben. Die Kennlinien
a und b verlaufen kontinuierlich, d. h. Korrekturen finden über den gesamten I'requenzbereich
nicht statt. Für die Kennlinie c wurde angenommen, daß bei Beginn der Messung eine
positive Taktabweichung vondf, 3 200 Hz gegeben ist. Nach Verminderung vonf2 erreicht
der Rücksetzimpuls r in Fig. 3 eine Phasenlage (bei c1 in Fig. 6), daß über das
Tor Q ein Korrekturimpuls erzeugt und mit Hilfe des Tores T1 ein taktimpuls ausgeblendet
wird. Als Ergebnis zeigt die Kennlinie c bei c1 einen Sprung um eine Taktperiode
(ca. 118 ns) nach rechts, d. h. zu größerer Phasenabweichungdt #t zwischen
dem
Rücksetzimpuls r und dem Ausgangsimpuls rc des Zählers Z in Fig. 3. Wird danach
die Eingangsfrequenz f2 weiter verringert, so wiederholt sich dieser Vorgang erneut
nach Punift c2 der Kennlinie. Erst nach dieser 2. Korrektur wird eine stabile, d.
h. zwischen den Kennlinien a und b liegende Kennlinie c erreicht und der weitere
Betrieb des Systems Multiplexer - Demultiplexer erfolgt für beliebige zulässige
Taktabweichungen störungsfrei.
-
Für die Kennlinie d wurde angenommen, daß zu Beginn der Pressung eine
negative Taktabtreichung voniSf2 < - 200 IIz gegeben ist. Nach Erhöhung von f2
erreicht der Rücksetzimpuls r in Fig. 3 eine solche Phasenlage (bei d7 in Fig. 6),
daß über das Tor R ein Korrekturimpuls erzeugt und mit Hilfe des Tores T1 ein Taktimpuls
ausgeblendet wird. Dadurch wird wieder ein Sprung zu größerer Phasenabweichung #t
vorgenommen und erneut über R eine Korrektur veranlaßt. Dieser Vorgang wiederholt
sich im Punkt di der Kennlinie d so oft bis eine Phasenabweichungt t erreicht wird,
bei der das Ausgangssignal j (in Fig. 3) während des Rücksetzimpulses r negatives
Potential annimmt. Als Ergebnis dieser Mehrfachkorrektur ergibt sich (scheinbar)
ein Sprung in der Kennlinie d um 3 Zählerstände in Richtung auf kleinere Phasenabweichungen
#t. Wird danach die Eingangsfrequenz f2 weiter vergrößert, so wird bei d2 erneut
eine Korrektur vorgenommen. In diesem Falle jedoch wird diese Korrektur wieder ausgelöst
durch Koinzidenz eines positiven Ausgangspotentials i zum Zeitpunkt des Rücksetzimpulses
r (Fig. 3). Erst nach dieser Korrektur bei d2 wird eine stabile Kennlinie d erreicht.
-
Für den Beginn der Kennlinie e wurde eine positive Taktabweichung
von#f2 # 100 Hz angenommen. Nach Verringerung von df, über den Wert Null auf negative
Taktabweichungen wird bei el wieder eine mehrfach durchgeführte Korrektur veranlaßt,
so daß eine Phase von ca. 130 ns erreicht wird, Bei weiterer Verringerung von 9
wird in den Punkten e2 und e3
jeweils eine Taktkorrektur ausgeführt
und damit eine stabile Kennlinie auch für e erreicht. Im Unterschied zu den Sprüngen
der Kennlinien e bis h in Fig. 2, die sich durch Wobbeln der Eingangsfrequenz f2
in ihrem einmal eingenommenen Verlauf stets wiederholen, wird bei den hier in Fig.
6 beschriebenen Kennlinien c bis e der angegebene Verlauf nur einmal durchlaufen,
bei weiteren Frequenzänderungen von f2 jedoch eine kontinuierliche Kennlinie ohne
Sprünge durchfahren. Dies bedeutet, daß nicht stabile, d. h. Kennlinien der in Fig.
2 mit e bis h dargestellten Verläufen, mit Hilfe der in Fig. 3 dargestellten Schaltungsanordnung
je nach Änderung der Eingangsfrequenz f2 mehr oder weniger schnell verlassen werden.