DE3022553A1

DE3022553A1 - Echoannullierer fuer ein synchrones duplex-datenuebertragungssystem

Info

Publication number: DE3022553A1
Application number: DE19803022553
Authority: DE
Inventors: Jean-Philippe Haag; Michel Levy
Original assignee: Alcatel CIT SA
Current assignee: Alcatel CIT SA
Priority date: 1979-06-22
Filing date: 1980-06-16
Publication date: 1981-01-08
Also published as: FR2460075A1; NL8003589A; GB2052928B; IE49826B1; GB2052928A; IT1128890B; FR2460075B1; LU82534A1; IT8067973A0; DE3022553C2; US4355214A; CA1149979A; BE883625A; IE801283L

Description

I B J -⁵-

ECHOANNULLIERER FÜR EIN SYNCHRONES DUPLEX-DAT ENÜBE RT R A GUNGS SYST EM

Die Erfindung bezieht sich auf einen sich anpassenden Echoannullierer für ein synchrones Duplex-Datenübertragungssystem mit Modulation einer Trägerschwingung, wobei das System an jedem Ende einer Übertragungsstrecke ein Endgerät aufweist, dsssen Sendeteil einen Kodierer zum Umwandlung des auszusendenden Datenzugs in eine Folge von Paaren reeller vielwertiger durch ein Baud-Intervall getrennter Symbole, die je den reellen bzw. imaginären Teil eines einzigen komplexen Symbols darstellen, sowie einen Modulator aufweist, der die vom Kodierer gelieferten komplexen Symbole mithilfe einer Trägerschwingung in ein Durchlaßband umsetzt, und wobei der Annullierer in jedem Endgerät zwischen dem Ausgang des Kodierers des Sendeteils und dem Eingang des Empfangsteils angeordnet ist.

Die Erfindung ist insbesondere anwendbar auf die gleichzeitige Datenübertragung in beiden Richtungen im gleichen Frequenzband und auf einem gemeinsamen Übertragungskanal. Sie befaßt sich insbesondere mit der Unterdrückung von Störsignalen auf der Empfangsseite, die aufgrund mangelhafter Entkopplung innerhalb eines Endgeräts vom Ausgang des Sendeteils zum Eingang des Empfangsteils gelangen.

Diese Störsignale können einen höheren Leistungspegel als die eigentlichen Empfangssignale aufweisen. Es ist daher notwendig, diese Störsignale deutlich abzuschwächen, zumal man bestrebt ist, die Übertragungsgeschwindigkeit im Duplexbetrieb

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möglichst hoch festzulegen. Hauptursache für die Entstehung dieser Störsignale ist eine direkte Kopplung, die somit ein "nahes Echo" erzeugt, und zwar aufgrund einer unvollkommenen Trennung der Sende- und Empfangskanäle in einem Endgerät. Diese Trennung wird mithilfe von abgeglichenen Hybrid-Kopplern erreicht, die an die charakteristische Impedanz der Übertragungsstrecke angepaßt sein müssen. Eine vollkommene Anpassung ist jedoch unmöglich, da die charakteristische Impedanz der Übertragungsstrecke nicht in einfacher Weise nachgebildet werden kann, zeitlich nicht konstant ist und außerdem nur unvollkommen erfaßt werden kann, wie dies bei Verwendung von Teilen eines öffentlichen Fernsprechnetzes für die Datenübertragung der Ball ist. Die Störsignale können aber auch als verzögerte Echos in Erscheinung treten, die von Reflexionen an Impedanzsprungstellen stammen, die mehr oder weniger weit vom Endgerät entfernt liegen.

Es ist bekannt, derartige Störechos mit einem Echoannullierer zu unterdrücken, der eine Kopie des Echos ausgehend vom Sendesignal erzeugt und diese Kopie dem Empfangssignal im gleichen Endgerät überlagert. Derartige Echoannullierer sind meist adaptativ ausgebildet, d.h. sie besitzen Regelschleifen die ein vom Eingangssignal des Empfangsteils abgeleitetes Fehlersignal zur Anpassung der Kopie des Echos an das wahre Echo verwenden .

Weiter ist es bekannt, hierbei Transversalfilter vom Zeitdomänentyp and mit geregelten Wichtungskoeffizienten sowie einen Subtraktionskreis zu verwenden. Die Verzögerungsleitung des Transversalfilters hat regelmäßige Abgriffe, deren Abstand

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zeitlich gesehen geringer gewählt ist als die Dauer eines Nyquist-Intervalls des übertragenen Signals (invers zum Doppelten der maximalen Frequenz des Übertragungssignals). Diesem Filter wird das Ausgangssignal des Sendeteils zugeführt, und es synthetisiert eine Kopie des Echos. Der Subtraktionskreis zieht diese Kopie vom Empfangssignal· ab und liefert das Eingangssignal des Empfangsteils, das zudem zur Anpassung der Wichtungskoeffizienten des Transversaifiiters verwendet wird.

In derartigen sich anpassenden Echoannuilierern wird ein teueres und kompliziertes Transversalfilter benötigt, da Rechenvorgänge mit hoher Geschwindigkeit für Wichtungskoeffizienten und die Ausgangssignalproben des Sendeteils, die mit einer großen Zahl von Binärzeichen kodiert sind, durchgeführt werden müssen. So hat man bereits vorgeschlagen, die Kopie des Echos nicht ausgehend vom übertragenen Signal, sondern von den zu übertragende-; Daten oder, genauer gesagt, von den vielwertigen Symbolen, in denen diese Daten auf der Sendeseite verschlüsselt sind, zu synthetisieren, wobei diese Symbole mit einer geringeren Anzahl von Binärzeichen aufgrund der beschränkten Menge von einnehmbaren Zuständen verschlüsselt sein können. Hier sei daran erinnert, daß bei der Datenübertragung der zu übertragende Datenzug entweder durch eine Folge von mehrwertigen reellen Symbolen geringerer Geschwindigkeit ersetzt wird, die vor der Aussendung auf die Übertragungsstrecke über ein Formgebungsfilter läuft, oder durch eine Folge von reellen vielwertigen Symbolpaaren geringerer Geschwindigkeit, die über ein Formgebungsfilter laufen, ehe sie auf zwei unabhängige

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Übertragungskanäle in Quadratur gegeben werden. Der erste Fall findet insbesondere bei der synchronen Datenübertragung im Basisband oder bei der Übertragung unter Verwendung einer Einseitenband-Amplitudenmodulation Anwendung, während man den zweiten Fall eher bei synchronen Datenübertragungen in einem Durchlaß— firequenzband findet, die eine Amplitudenmodulation mit zwei in Quadratur liegenden Trägerschwingungen verwendet, beispielsweise eine Modulation mit Phasensprung und vier oder acht diskreten Zuständen oder eine kombinierte Phasen-Amplitudenmodulation. Wegen der Verwendung zweier unabhängiger Übertragungskanäle in Quadratur ist es üblich, den zweiten Anwendungsfall auf den ersten zurückzuführen, indem man ein Paar von Symbolen als die reellen und imaginären Teile eines einheitlichen komplexen Symbols betrachtet und indem man den Begriff der komplexen Filterung einführt. Im Folgenden wird ohne Verlust auf Allgemeinheit angenommen, daß der Sendeteil eines synchronen Datenübertragungsendgeräts mit Modulation einer Tragerschwingung einen Kodierer, der den zu übertragenden Datenzug in eine Folge komplexer vielwertiger Symbole geringerer Geschwindigkeit umwandelt, ein komplexes Filter für die Formgebung und einen Modulator aufweist, der zwei in Quadratur liegende Trägerschwingungen besitzt und eingangsseitig die reellen und imaginären Teile des komplexen Symbols nach der Formgebung zugeführt erhält.

Bekannte Echoannullierer, die die Kopie des Echos ausgehend von den komplexen vom Kodierer des Sendeteils gelieferten Symbolen synthetisieren,"enthalten - ein komplexes Transversalfilter vom Zeitdomänentyp und mit

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geregelten Koeffizienten, dessen Verzögerungsleitung Abgriffe entsprechend der Dauer eines Baud-Intervalls (invers zur Modulationsgeschwindigkeit) besitzt und das an seinen beiden Eingängen die reellen und imaginären Anteile der komplexen, vom Kodierer des Sendeteils gelieferten Symbole zugeführt erhält, wobei das Filter mit dem Kodierer synchronisiert ist,

- einen Modulator mit zwei in Quadratur liegenden Trägerschwingungen, dessen beide Eingänge mit den beiden Ausgängen des komplexen Transversalfilters verbunden sind,

- ein Subtraktionsglied, das das Empfangssignal vom Ausgangssignal des Modulators abzieht und das Eingangssignal des Empfangsteils erzeugt, und

- einen Demodulator und einen Entscheidungsschaltkreis, die zum Empfangsteil gehören und ein Fehlersignal erzeugen, mit dessen Hilfe die Koeffizienten des Transversalfilters angepaßt werden.

Bei der digitalen Ausführung des Transversalfilters ist es von großem Vorteil, daß die Anzahl der für die Kodierung der reellen und imaginären Anteile der komplexen Symbole notwendigen Binärziffern gering ist. Dafür wird aber ein Modulator zusätzlich nötig und insbesondere eine zwingende Synchronisation zwischen dem Sendeteil und dem Empfangsteil eines Endgeräts benötigt, da die Synthese der Echokopie nur unvollkommen erreicht wird und nur zu den Zeitpunkten des Auftretens der komplexen Symbole am Ausgang des Kodierers des Sendeteils gültig ist, denn das Baud-Intervall, das für den Abstand der Abgriffe der Verzö-

ist das gerungsleitung von Bedeutung ist, !"größer als/ljyquist-lntervall für die reellen und imaginären Anteile des komplexen Symbols nach der Formgebung»

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Zur Vermeidung der Synchronisation zwischen dem Sende- und dem Empfangsteil eines Endgeräts wurde bereits vorgeschlagen, die Abstände zwischen den Abgriffen im Transversalfilter gleich der Dauer eines Untervielfachen des Baud-IntervalIs zu wählen, wobei dieses Untervielfache zu einer Dauer führen soll, die kleiner als das Nyquist-Intervall des übertragenen Signals ist. Gleichzeitig soll dem Eingang des Transversalfilters jedesmal dann ein komplexen Symbol Null zugeführt werden, wenn gerade keine Ausgangssymbole des Kodierers vorliegen, und ein Demodulator verwendet werden, der vom Demodulator des Empfängers unabhängig ist und ein Pehlersignal erzeugt, das für die Anpassung der Koeffizienten des Transversalfilters verwendet wird. Auf diese Weise kann man eine vollständige Kopie des Echos synthetisieren, jedoch benötigt man wie gesagt einen zusätzlichen Demodulator und eine Multiplikation des Rhythmus,mit dem die Rechenoperationen durchzuführen sind, für den Fall einer digitalen Ausbildung des Geräts.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Echoannullierer anzugeben, der wie im oben genannten Fall keine Synchronisierung zwischen dem Sendeteil und dem Empfangsteil eines Endgeräts benötigt, der jedoch diesem bekannten Gerät gegenüber sich durch eine einfachere digitale Ausbildung auszeichnet.

Diese Aufgabe wird bei dem Echoannullierer der eingangs genannten Art erreicht durch

- ein komplexes transversales Digitalfilter vom Zeitdomänentyp und mit geregelten Wichtungskoeffizienten, in dem die Abstände zwischen den einzelnen Abgriffen Untervielfache des Baudintervalls sind, das mit einer Geschwindigkeit an zwei Eingängen die

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reellen und imaginären Anteile einer Folge komplexer Symbole zugeführt erhält, wobei diese Folge aus den vom Kodierer des Sendeteils gelieferten komplexen Symbolen und aus zwischen je zwei dieser Symbole eingefügten Null-Symbolen besteht, und das mit einer Geschwindigkeit ί/Δ an zwei Ausgängen die reellen und imaginären Anteile eines komplexen Ausgangssignals liefert,

- einen digitalen Modulator, der an den Ausgang des Digitalfilters angeschlossen ist und der die Trägerschwingung des Modulators im Sendeteil mit Augenblickswerten verwendet, die mit einer Periodizität eines Baud-IntervalIs nachgeführt werden,

- einen Subtraktionskreis, der das Ausgangssignal des digitalen Modulators vom Empfangssignal abzieht und das Eingangssignal für das Empfangsteil liefert,

- und einen digitalen Demodulator, dem in digitaler Form das Eingangssignal des Empfangsteils zugeführt wird, der die Trägerschwingung des Modulators des Sendeteils mit Augenblickswerten verwendet, die mit einer Periodizität eines Baud-Intervalls nachgeführt werden, und der ein Signal liefert, das zum Nachregeln der Wichtungskoeffizienten des komplexen transversalen Digitalfilters verwendet wird.

Bezüglich von Merkmalen bevorzugter Ausfuhrungsformen der Erfindung wird auf die Unteransprüche verwiesen.

Die Realisierung eines sich anpassenden Echoannullierers wird für Übertragungseinrichtungen besonders einfach, in denen die Trägerfrequenz für die Modulation und die Geschwindigkeit der Modulation synchronisiert sind und zueinander ein Vielfaches von 1/4 bilden. Dies gilt insbesondere für Übertragungseinrich-

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tungen, die internationalen Normen entsprechen, beispielsweise der Normen V26 und V26bis des CCITT. Hierbei gibt es höchstens vier diskrete Phasenwerte der Trägermodulation in jedem Baud-Intervall, also die Werte O, St/2, IC, 3it/2, wodurch der digitale Modulator und der digitale Demodulator zu einfachen Auswihl- und Vorzeichenwechselschaltkreisen werden und teuere Multiplikationsschaltkreise überflüssig werden. Aus dieser Vereinfachung leitet sich auch eine Vereinfachung des komplexen Digitalfilters ab, das nicht mehr gleichzeitig die reellen und imaginären Teile des komplexen Ausgangssignals liefern muß, sondern nur noch abwechselnd, wobei der imaginäre Teil sogar in dem Fall überflüssig wird, in dem das Verhältnis der Trägerfrequenz zur Modulationsgeschwindigkeit der betrachteten Übertragungseinrichtungen ein Vielfaches von 1/2 ist.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen und einiger Ausführungsbeispiele näher erläutert.

Fig. 1 zeigt das Sendeteil eines synchronen Datenübertragungssystems, das eine Amplitudenmodulation mit zwei in Quadratur liegenden Trägerschwingungen verwendet.

Fig. 2 zeigt das Schema eines komplexen Transversalfilters, wie es im erfindungsgemäßen Echoannullierer Verwendung finden kann.

Die Figuren 3 bis 5 zeigen drei Ausführungsbeispiele von Endgeräten mit einem erfindungsgemäßen Echoannullierer.

Zuerst sollen die Kennwerte des Echosignals und des auf die Übertragungsstrecke gegebenen und dieses Echosignal erzeugenden Sendesignals erläutert werden.

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Ein Übertragungskanal im Basisband kann in erster Näherung mit einem Tiefpaßfilter verglichen werden. H. Nyquist hat gezeigt, daß die Übertragungsgeschwindigkeit über ein ideales Tiefpaßnetz nicht zwei Informationsimpulse pro Hertz Bandbreite übersteigen kann und daß diese theoretische Grenze d urch einen Übertragungskanal angenähert erreicht wird, der sich global für die Informationsimpulse wie ein Tiefpaßfilter mit progressiver Begrenzung und linearer Phasencharakteristik verhält. Daher muß man in Datenübertragungssystemen hoher Bitfrequenz einerseits die Übertragungsgeschwindigkeit verringern, indem man die Binärdaten durch vielwertige InformationsSymbole ersetzt und andererseits die Kennwerte der Übertragungsstrecke an die Kennwerte eines Tiefpaßfilters mit progressiver Begrenzung und linearem Phasengang durch eine geeignete Formgebung der Symbole annähern, wobei diese Annäherung in Hinblick auf die Rauschverringerung zum Teil auf der Sendeseite und zum Teil auf der Empfangsseite erfolgt.

Die meisten Übertragungsstrecken sind jedoch eher einem Bandpaßnetz annäherbar. Daher wird oft eine Modulation verwendet, in der die bereits in Form gebrachten Symbole freqienzmäßig verschoben werden. Diese Modulation, die die Bandbreite nicht vergrößern darf, wird meist von einer Amplitudenmodulation mit zwei Trägerschwingungen in Quadratur abgeleitet» Hierzu braucht man mehrwertige Informationssymbolpaare, da die Übertragung auf zwei unabhängigen Übertragungswegen in Quadratur erfolgt.

Fig_o 1 zeigt die wesentlichen Elemente des Sendeteils mit einer Trägerschwingung_o Eine binäre Datenquelle 1, deren

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Daten zu übertragen sind, ist an einen Kodierer 2 angeschlossen, dessen beide Ausgänge über ein Formgebungsfilter 3 an einen Modulator 4 mit zwei in Quadratur liegenden Trägerschwingungen angeschlossen sind.

Der Kodierer 2 wandelt die Binärdaten in eine Folge von mehrwertigen Symbolpaaren a', , a". um, die in binärer Form an zwei parallelen Ausgängen mit der Frequenz \/A ausgegeben werden, wobei Δ das Baud-Intervall und k ein Index ist, der den Zeitpunkt \A identifiziert, an dem das Symbolpaar am Ausgang des Kodierers vorliegt.

Das Formgebungsfilter 3 besteht aus zwei gleichen Filtern, gegebenenfalls digitalen Filtern, mit einer Impulsantwort h(t), die parallel an die Ausgänge des Kodierers 2 über einen Tastschaltkreis angeschlossen sind, der im Takt 1/& arbeitet. Die dem Filter 3 zugeführten Tastproben x¹(t) und x" (t) haben folgende Form

■f.

IC =-oo

x«(t) = ^T a»_k- J (tk =-*»

wobei O der Dirac-Impuls ist.

Am Ausgang des Filters liegen Signale folgender Form vor s

γ« (t) = x· (t) * h(t) = !^- a· h(t-

k »-*· ^k

y"(t) = x»(t) ^h(t) = ^T a"_k h(t- Ak) -

wobei * eine Verknüpfungsoperation angibt.

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Der Modulator 4 arbeitet mit zwei Tragerschwingungen in Quadratur und einer Kreisfrequenz CJ und liefert ein Signal ζ(t) auf die Übertragungsstrecke

z(t) = y¹ (t) cos CO t - γ" (t) sin cO t t

Unter Verwendung der komplexen Bezeichnungen

a_k = a'_k +. i a"_k·, x(t) = x¹ (t) + i x" (t)_;- y(t) = y' (t) + i y" (t)_; was durch die Tatsache gerechtfertigt ist, daß die Übertragung auf zwei unabhängigen Kanälen in Quadratur erfolgt, läßt sich das auszusendende Signal z(t) folgendermaßen schreiben :

z(t) = Re [(x(t) *h(t)} e¹'^] ·, oder auch , __,

z(t) = Re β^χ c^u j^ - a. h(t-

k = -«α ^Κ

Dieser Begriff erfordert die Verwendung des Begriffs „komplexes Filter"mit einer komplexen Impulsantwort und komplexen Signalen. Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines komplexen Filters gemäß dieser Definition. Dieses Filter soll eine komplexe Impulsantwort f(t) besitzen, deren reeeller Teil mit f' (t) und deren imaginärer Teil mit f" (t) bezeichnet ist. Auch das Eingangssignal e(t) und das Ausgangssignal s(t) besitzen reelle und imaginäre Anteile. Das Filter besteht tatsächlich aus vier reellen Filtern 10, 11, 12 und 13, sowie zwei Summiergliedern 14 und 15. Die reellen Filter 10 und 13 besitzen eine Impulsantwort f'(t) und die beiden anderen Filter eine Impulsantwort f"(t). Die Eingänge der reellen Filter 10 und 11

Signal sind miteinander verbunden und werden mit dem reellen/e'(t) beaufschlagt. Ebenso sind auch die reellen Filter 12 und 13 eingangsseitig miteinander verbunden und erhalten das reelle

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Signal e" (t) zugeführt. Das Summierglied 15 addiert die Ausgangssignale der reellen Filter 11 und 13 und liefert das reelle Ausgangssignal s"(t). Das Summierglied 14, das einen Subtraktionseingang besitzt, zieht das Ausgangssignal des reellen Filters 12 vom Ausgangssignal des reellen Filters IO ab und liefert das reelle A us gangs signal s'(t) ,

s" (t) = e" (t) *· f' (t) + e' (t) * f» (t) Dies läßt sich in der komplexen Beziehung zusammenfassen :

s(t) = e(t) * f(t).

Das Formgebungsfilter 3 des Sendeteils ist ein komplexes Filter mit der reellen Impuls antwort h(t).

Es wird davon ausgegangen, daß das System linear ist und daß das Echo r(t) am Eingang des Empfangsteils eines Endgeräts als vom Sendeteil dieses selben Endgeräts über ein Filter kommend betrachtet werden kann, das eine Impulsantwort 'u(t) besitzt;

r(t) = z(t) * u(t)

In Echoannullierern, die an den Ausgang des Sendeteils angeschlossen sind, synthetisiert man die reelle Impulsantwort mithilfe eines reellen Transversalfilters, dessen Wichtungskoeffizienten durch Vergleich zwischen den an den Zwischenabgriffen des Transversalfilters verfügbaren Signalen und dem Eingangssignal des Empfangsteils festgelegt werden.

Indem man in der vorhergehenden Formel das Signal z(t) in Abhängigkeit vom durch die Tastung der Ausgänge des Kodierers erzeugten Signals x(t) ausdrückt, erhält man die folgende Gleichung für das Echo :

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r(t) = Re[(x(t) *h(t)) e^L ^Wc^fc] *u(t)_}

Diese Gleichung kann auch folgendermaßen geschrieben werden ; r(t) = Re [(x(t) * h(t) * (u(t) e~^iu>c^t)) eⁱ'^Wc

Indem man die komplexe Impulsantwort g(t) folgendermaßen annimmt

g(t) = h(t) * u(t) e"^{1 tAj}c^t _; (l)

erhält man :

r(t) = Re [x(t) * g(t) eⁱ'^Wc^t]} oder auch, indem man R(t) = x(t) & g(t) setzt,

r(t) = Re [jR(t) e¹"'^]· (2)

Dieser letztere Ausdruck zeigt, daß das Echo im Durchlaßband r(t) als von der Modulation eines komplexen Echos im Basisband R(t) stammend betrachtet werden kann, das vom Kodierer über ein Filter mit der komplexen Impulsantwort g(fc) stammt. Dieses Echo R(t) im Basisband kann als Funktion der komplexen Symbole a, , die vom Kodierer geliefert werden, ausgedrückt werden

i ⁽³⁾

Zum Zeitpunkt der Tastung j /^ besitzt dieses Echo im Basisband folgende Form s

^aj+n η =-<ao

Diese Beziehung stellt das Rusgangssignal eines komplexen Transversalfilters dar, dessen komplaxe Wichtungskoeffizienten die Testproben g(-nA) äer komplexen Impulsantwort

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dessen Abstände zwischen den Abgriffen vom Baud-Intervall und dessen Eingangssignal von den komplexen mehrwertigen Symbolen a, gebildet werden. Dies ist der Grund, warum man bei einigen bekannten Echoannullierern ein komplexes Transversalfilter verwendet, bei dem die Abstände zwischen den Abgriffen der Verzögerungsleitung entsprechend einem Baud-Intervall gewählt sind und das ausgehend von komplexen, vom Kodierer gelieferten Symbolen betrieben wird und nach jedem Baud-Intervall ein komplexes Signal als Kopie des Echos im Basisband liefert. Anschließend werden diese Tastproben der Echokopie im Basisband durch digitale Modulation in Tastproben der Kopie des Echos in ein.Durchlaßband umgesetzt. Die Wichtungskoeffizienten des komplexen Transversalfilters werden durch Vergleich zwischen den an den Abgriffen des Transversalfilters verfügbaren Signalen und dem vorher demodulierten Eingangssignal des Empfangsteils festgelegt. Für eine genauere Beschreibung eines derartigen bekannten Echoannullierers wird auf die Zeitschrift IEEE Transactions on Communications, Vol. Com. 24, No 9, September 1976, Seiten bis 962 verwiesen^

Im allgemeinen kann mit einem komplexen Transversalfilter, dessen Abgriffe einem Baud-Intervall entsprechen, eine komplexe Impulsantwort g(t) nicht synthetisiert werden, da die Bandbreite in einer derartigen Antwort nur begrenzt ist (Gleichung (I)) durch die Impulsantwort des Formgebungsfilters 3, die in der Regel ein gewisses "roll off" aufweist, d.h. ein Nyquist-Intervall, das um einige Prozent geringer als das Baud-Intervall ist. Daher ist die Kopie des Echos nur zu den Zeit-

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punkten j Δ brauchbar, so daß der Sendeteil und der Empfangsteil eines Endgeräts miteinander synchronisiert werden müssen.

Um diese Schwierigkeiten zu umgehen, wurde bereits vorgeschlagen, ein komplexes Transversalfilter mit geregelten Wichtungskoeffizienten zu verwenden, bei dem die Abstände der Abgriffe der Verzögerungsleitung gleich einem Untervielfachen des Baud-Intervalls sind, wobei dieses Untervielfache zu einer Dauer führt, die kürzer als das Nyquist-Intervalljfür das Ausgangssignalcss Sendeteils ist.

Es sei I dieses Untervielfache und T der Abstand zwischen den Abgriffen der Verzögerungsleitung :

f τ = Δ ·,

Dann lassen sich die Tastproben R(jT) des Echos im Basisband (Gleichung 3) folgendermaßen ausdrücken :

T? ι "ι '"Ρ ι ^^ ^V λ fr ι τ *"P ^m /\ Tc \

k =-oa

Definiert man ausgehend von den komplexen Symbolen a, eine neue Folge komplexer Symbole b, * , die definiert ist durch

C ^ak ^{m =} °

0<m<t und b, λ ■<

(, 0 m j4 0 ,

setzt man weiter ρ und q als ganze Zahlen derart ein, daß

' "*■ J
und berücksichtigt man, daß das Produkt

für Werte von m ungleich q Null ist und für Werte m gleich q folgende Form hat s

a_k. g(jT - kÄ)

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so kann man die Tastproben R(jT) des Echos im Basisband in folgender Form schreiben

R(JT) = ^>

k =-oo (. m=O

Diese Gleichung läßt sich durch umkehrung der Vorzeichen bei der Summierung und durch Ersatz des Index k durch einen Index k¹ = k-p folgendermaßen umformen ;

f-1

R(JT) =

m=0 Lk¹ =-«
Diese doppelte Summierung kann durch Verwendung eines neuen Index η = k¹f-m folgendermaßen geschrieben werden

R(JT) = ^>_ b_j+r/g(-nT) · η =-<»

Es sei bemerkt, daß der Wert t von - °° bis + variiert, und daß k¹ die kleinstmögliche ganze Zahl gleich oder größer n/i ist.

Die Beziehung für die Impulsantwort ist gleich der des Ausgangssignals eines digitalen komplexen Transversalfilters, dessen Wichtungskoeffizienten die Tastproben g(-nT) sind, dessen Abstände der Abgrifft einer Dauer T entsprechen, die dem 1-ten Untervielfachen des Baud-Intervalls entspricht, dessen komplexe Impulsantwort mit g(t) beschrieben werden kann und dessen Eingangssignal aus den komplexen vielwertigen Symbolen a, gebildet wird, die vom Kodierer geliefert werden und zwischen sich £-1 Nullsymbole einschlieBen.

Die Gleichung (5) zeigt, daß die Tastproben H(jT) des Echos im Basisband auch als die Summe der Ausgangssignale

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einer Bank von £ digitalen komplexen Transversalfiltern betrachtet werden können, die als Wichtungskoeffizienten die Tastproben g(mT-k'£>) besitzen, deren Abgriffe dem Baud-Intervall entsprechen, deren komplexe Impulsantwort mit g(t) beschrieben werden kann und deren Eingangssignal von den komplexen vielwertigen Symbolen a, gebildet werden, wobei die einzelnen Filter mit phasenverschobenen Taktsignalen arbeiten und ihre Koeffizienten-Vektoren verschachtelt sind.

Die komplexen Tastproben der Kopien des Echos im Basisband, die am Ausgang des Filters oder der Filterbank mit einer gegenüber der Modulationsgeschwindigkeit, die zum Baud-Intervall invers ist, f-fach höheren Geschwindigkeiten erhalten werden, gelangen in ein Durchlaßband über einen digitalen Modulator mit zwei in Quadratur liegenden Trägerschwingungen, wobei dieser Modulator den Augenblickswert der nach einem Zeitraum T jeweils aktualisierten Sende-Trägerschwingung benutzt. Die Wichtungskoeffizienten des Filters oder der Filterbank werden durch Vergleich zwischen den komplexen an den Abgriffen des Filters oder der Filterbank verfügbaren Tastproben und den Tastproben des Eingangssignals des Empfangsteils hinter der Demodulationsstufe gemäß einem Gradientenalgorithmus festgelegt. Weitere Einzelheiten zu diesem Algorithmus enthält ein Artikel, der in der Zeitschrift IEEE Transactions on Communications, Vol. Com. 25, No 7, Juli 1977, Seiten 654 bis 666 erschienen ist.

Derartige Bchoannullierer besitzen gegenüber den vorhergehend beschriebenen den Nachteil, daß der Operationsrhythmus im Transversalfilter wesentlich erhöht ist, wobei der Modulator

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die Umsetzung der Kopie des Echos in ein Durchlaßband und der Demodulator die Rückumsetzung in das Basisband bewirkt, so daß das Signal zur Regelung der Wichtungskoeffizienten des Filters oder der Filterbank verwendbar wird.

Im erfindungsgemäßen Echoannullierer wird dieser Nachteil in Höhe des digitalen Modulators und Demodulators dadurch begrenzt, daß die Frequenz der Aktualisierung des Augenblickswerts der Trägerschwingung bei der Modulationsgeschwindigkeit verringert wird.

Tatsächlich kann das Echo r(t) im Übertragungsband gemäß den Gleichungenf2)und(3)folgendermaßen geschrieben werden;

Γ · tr⁵
L k =-

r(t) = Re e^iWc J__ a · g(t-k A L k =-«*> ^K

Die Tastproben dieses Echos zu den Zeitpunkten jT haben folgenden Wert: ⁺ ***

r(jT) = Re e¹'"^ * s a. -g(jT-kA) 1 ; L k =-oo ^K ^Λ '

und können auch mit den ganzzahligen Wertsnp und q gemäß obiger Definition

j = ρί + q · 0 ^ q < ί ; fτ = A j folgendermaßen geschrieben werden :

r(jT) = Re [eⁱ'^CoeP^A5I a_k._g(jT-kZi )e^L *° c^J ', (6)

k =-*e

Indan die Folge komplexer Symbole b,^ gemäß obiger Definition wieder verwendet wird, und indem berücksichtigt wird, daß das Produkt

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für ganzzahlige m zwischen Null und f-1 und für m ungleich q Null ist und für m gleich q den folgenden annimmt :

a_k g(jT-k-4 ) e¹*^ ,

so kann die Größe W(jT), die in der Gleichung (6) die unter dem Summenzeichen stehenden Größen vereinigt, folgendermaßen geschrieben werden :

W/τΤΜ = ^ ^> t- - _/_ Λ ■ _m ·»_ Λ \ -^- ^>3_ΠίΓ

er?

Kehrt man die Summenzeichen um und «setzt man den Index k durch den Index k'=k-p, so ergibt sich daraus

ⁱ °^cItfl?

^{w{jT) =} ZZ ΣΙ ^bj+k'i-m'^g(rtfi?""^k'^{A) e}

m=0 k'=-O»
oder auch, unter Verwendung des neuen Index η = k'l-irt,

W(JT) - Σ. V_n ^gi"^nT) β¹-^e*¹^- (8)

η=-ο·

Hierbei ist k¹ der größte ganzzahlige Wert £ n/t.

Diese letztere Gleichung beschreibt das Ausgangssignal

eines komplexen Transversalfilters, dessen Wichtungskoeffizien-

verschoben ten die Tastproben g(-nT) bei einem Intervall T undpüm einen Winkel Co (k'f-n)T der komplexen Impulsantwort g(t) sind und dessen Eingangssignal von den komplexen mehrwertigen Symbolen a. gebildet werden, die vom Kodierer stammen und durch f-1 Null-Symbole voneinander getrennt sind.

Die Gleichung (7) beschreibt die Summe der Signale einer Bank von £ komplexen transversalen Digitalfiltern, deren Wichtungskoeffizienten die jeweils nach einem Baud-IntervallΛ abgenommenen und um einen Winkel Co mT phasenverschobenen

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Tastproben g(mT-k¹ A )der komplexen Impulsantwort g(t) sind und deren Eingangssignal von den komplexen vielwertigen Symbolen a, gebildet wird, die vom Kodierer geliefert werden, wobei die einzelnen Filter mit phasenverschobenen Taktsignalen und verschachtelten Vektorkoeffizienten arbeiten.

Da die komplexe Impulsantwort g(t) nur eine begrenzte Dauer vorliegt, kann man ein transversales Digitalfilter oder eine Bank transversaler Digitalfilter verwenden, um das Signal W(jT) zu erzeugen und daraus die Kopie des Echos im Durchlaßband mithilfe eines digitalen Modulators zu erzeugen, der den Augenblickswert der Sendeträgerschwingung verwendet, die mit einer Periodizität eines Baud-Intervalls aktualisiert wird. Diese Möglichkeit ist dann von Bedeutung, wenn die Augenblickswerte, die die Trägerschwingung am Ende jedes Baud-Intervalls einnehmen kann, nicht sehr zahlreich sind und mit einer beschränkten Anzahl von Binärziffern kodiert werden können. Hierfür muß das Produkt der Modulationsfrequenz mit dem Baud-Intervall durch das Verhältnis zweier ganzer Zahlen ausgedrückt werden können. Ein besonders interessanter Fall ist der, in dem dieses Produkt ein ganzzahliges Vielfaches R von 0,25 ist,

R,
f_c-A = 4 ;

Daraus folgt

Die Tastproben r(jT) des Echos im Durchlaßband lassen sich somit folgendermaßen beschreiben
r(jT) = Re

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Die Modulation reduziert sich damit zu jedem Zeitpunkt jT auf eine Multiplikation der komplexen Größe W(jT) mit dem Koeffizienten (i) ^, und damit auf eine Auswahl des reellen oder imaginären Anteils der komplexen Größe W(jT) mit oder ohne negativem Vorzeichen. In gleicher Weise reduziert sich die Demodulation auf eine Multiplikation mit der Größe (-i) ^P* Damit wird auch die Anzahl der für die Berechnung der Größe W(jT) benötigten Rechenschritte halbiert, da für die Modulation die abwechselnde und nicht mehr gleichzeitige Kenntnis des reellen und imaginären Anteils der Größe W(jT) ausreicht.

Fig. 3 zeigt ein Endgerät eines synchronen Duplex-Datenübertragungssystems mit einem erfindungsgemäßen Echoannullierer. Dieses Endgerät besteht im wesentlichen aus einem Sendeteil 20, einem Echoannullierer 30 und einem Empfangsteil sowie einem Hybridkoppler 41.

Das Sendeteil 20 besteht im wesentlichen aus

- einer Quelle 21 der zu übertragenden Binärdaten,

- einem Kodierer 22, der die Binärdaten in eine Folge mehrwertiger komplexer Symbole a, einer Geschwindigkeit I/2I invers zum Baud-Intervall Δ umwandelt und die reellen und imaginären Anteile dieser Symbole in binärer Form an zwei parallelen Ausgängen liefert,

- einem Auswahlschaltkreis 23, der an die Ausgänge des Kodierers 22 angeschlossen ist und die mehrwertigen Symbole a, in eine Folge von komplexen mehrwertigen Symbolen b einer um den Faktor H höheren Geschwindigkeit umwandelt, wobei der Faktor £ so ge-

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wählt wird, daß die Frequenz t/A größer als das Doppelte der Maximalfrequenz des zu übertragenden Signals im Durchlaßband ist und wobei die Folge der komplexen mehrwertigen Symbole b folgendermaßen definiert ist j

b
η

, m = O

mit η = k£ + m; O£ m m j* O

rem
- eirv komplexen Digitalfilter 24 für die Formgebung mit einer reellen Impulsantwort h(t), das an die Ausgänge des Auswahlschaltkreises 23 angeschlossen ist und ausgangsseitig mit der Frequenz i/A die komplexe digitale Tastprobe y(jT) liefertt

y(jT) = 21 ^ak h(jT-k Λ ) j k =-o»

- einem digitalen Modulator 25 mit zwei in Quadratur liegenden Tragerschwingungen der Frequenz f , der mit der Geschwindigkeit arbeitet und digitale reelle Tastproben z(jT) der folgenden

Form liefert··

Γ i · £J φ 1 z(jT) = Re [ y(jT) e^x c^x J ·

- einem Digital-Analog-Wandler DAC 26, der an den Ausgang des digitalen Modulators 25 angeschlossen ist und das Übertragungssignal z(t) im Durchlaßband liefert und

- einem digitalen Generator 27 für die Sendeträgerschwingung, der mit der Frequenz X//^ die Ά ugenblickswerte e^x' c-' für den digitalen Modulator 25 liefert und mit der Frequenz die Augenblickswerte e c und e c für den Echoannullierer

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Der Aufbau des Empfangsteils 40 wird nicht im einzelnen dargestellt, da er für das Verständnis der Betriebsweise des erfindungsgemäßen Echoannullierers 30 ohne Bedeutung ist.

Der Hybridkoppler 41 benutzt ein Abgleichnetz 42, beispielsweise in Form eines Differentialtransformators. Er besitzt einen Anschluß für den bidirektionellen Kanal 43, einen gerichteten Eingang,der an den Ausgang des Sendeteils über ein Bandpaßfilter 44 angeschlossen ist, und einen gerichteten Ausgang, der an den Eingang des Empfangsteils 40 ebenfalls über ein Bandpaßfilter 45 und über einen Subtraktionskreis 34,der Bestandteil des Annullierers 30 ist, führt.

Der Echoannullierer besteht im wesentlichen aus : - einem komplexen transversalen Digitalfilter 31 vom Zeitdomänentyp und mit geregelten Wichtungskoeffizienten und mit Abständen zwischen den Abgriffen der Verzögerungsleitung entsprechend der Dauer A/£; diesem Filter wird die Folge der komplexen mehrwertigen Symbole b vom Auswahlschaltkreis 23 zugeführt und es liefert ausgangsseitig mit der Frequenz £/£ Tastproben W (jT) eines komplexen Signals;

- einem digitalen Modulator 32 mit zwei in Quadratur liegenden Trägerschwingungen, der mit der Frequenz i/A arbeitet, einerseits die vom Filter 31 gelieferten Tastproben W¹ (JT) und andererseits die Augenblickswerte e¹* c des vom digitalen Generator 27 gelieferten Sendeträgers zugeführt erhält und ausgangsseitig

mit der Frequenz t/A Tastproben r¹(jT) einer Kopie des Echos

im Durchlaßband gemäß folgender Formel liefert : r¹ (jT) = Re[w«(jT) eⁱ'^UJc^k

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- einem Digital-Analog-Wandler 33, der an den Ausgang des Modulators 32 angeschlossen ist und die Echokopie im Durchlaßband liefert,

- dem Subtraktionsglied 34, dem das Ausgangssignal des Hybridkopplers 41 über ein Bandpaßfilter 45 über einen positiven Eingang und die Echokopie r¹(t) im Durchlaßband, die vom Wandler 33 stammt, über einen negativen Eingang zugeführt wird und das das Eingangssignal des Empfangsteils 40 liefert,

- einem Analog-Digital-Wandler ADC 35, der an den Ausgang des Subtraktionsgliedes angeschlossen ist und mit der Frequenz i/£> Tastproben Re (e¹(JT)) eines für die Regelung der Wichtungskoeffizienten des Filters 31 verwendeten Signals liefert,

- einem Quadratur-Phasenseparator 36, der cn. den Ausgang des Wandlers 35 angeschlossen ist und ausgangsseitig komplexe Tastproben e¹ (jT) des entsprechenden analytischen Signals liefert!, und

- einem digitalen komplexen Demodulator 37, dem einerseits die Tastproben e¹(jT) des analytischen Signals und andererseits die Augenblickswerte e~^X" c ^ des Sendeträgers vom Generator 27 zugeführt werden und der mit der Frequenz f/£ Tastproben eines für die Regelungen zur Einstellung der Wichtungskoeffizienten des Filters 31 verwendetes analytisches Signal liefert.

Oben wurde gezeigt, daß das Echo im Durchlaßband als von einem transversalen komplexen Digitalfilter stammend betrachtet werden kann, bei dem die Abstände zwischen den Abgriffen dem Wert Δ/lx entsprechen und das komplexe Testproben W(jT) liefert, die später mit den komplexen Augenblickswerten e^{1 60}C der Träger-

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schwingung moduliert werden. Es sei D. der Vektor, dessen Kom-

³ ο "ⁿ

ponenten zum Zeitpunkt jT die Wichtungskoeffizienten d. ... d.

dieses Filters sind, und C. der Vektor, dessen Komponenten zum

ο __n gleichen Zeitpunkt die Wichtungskoeffizienten C. ... C. des komplexen transversalen Digitalfilters 31 sind, und B. der Vektor, dessen Komponenten,immer noch zum gleichen Zeitpunkt,die komplexen Symbole b. ... b. sind, die in der Verzögerungsleitung des Filters 31 verfügbar sind: Dann ist der komplexe Fehler zwischen der Tastprobe r(jT) des Echos im Durchlaßband und der Tastprobe r'(jT) der Kopie dieses Echos im Durchlaßband folgendermaßen zu beschreiben

e(jT) =^TB.. (D. - _Cj>e ^itOcP^A .

mit j = ρί + q j O *q < £ ·

T
wobei B. der transponierte Wert des Vektors B. ist.

Das Quadrat dieses Fehlers ist eine konvexe Funktion bezüglich der reellen und imaginären Teile der Komponenten des Vektors D.. Dieser Fehler kann somit minimisiert werden, indem der Vektor C. mithilfe eines Gradientenalgorithmus der folgenden Form verändert wird

- (K gradj e^e* \ _}

Hierbei ist oC eine positive Konstante, und der Stern gibt an, daß es sich um einen komplexen konjugierten Wert handelt. Wegen

gilt s

grad ] e(jT) .e*(jT) j = - 2 e(jT) B* e"¹ ' %^{ρ Δ} .

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Der Algorithmus, der für die Anpassung der Kopie des Echos im Durchlaßband an das Echo im Durchlaßband brauchbar ist, bekommt damit die folgende Form

^^{B e} ° j

wobei /3» eine positive Konstante ist.

Da die meisten Komponenten des Vektors B. Null sind, kann man mit diesem Algorithmus zu den Zeitpunkten jT nicht alle Komponenten des Vektors C- verändern. Per Definition sind die komplexen Symbole b. , die nicht Null sind, diejenigen, deren Index gleich Null modulo t ist:

j + η = 0 modulo ί

Indem man R als größte ganze Zahl definiert, die der folgenden Formel genügt:

verbleiben die Komponenten *>·.£__ > ^-+of- ' *** so daß nur die Komponenten C*?""¹, C?~²¹, ... C?"^Rl des Vektors C. durch den Algorithmus zum Zeitpunkt jT verändert werden. Wenn (C )j der durch seine Komponenten definierte Vektor

T. » . = C?" ,... C? . ist, dann kann der obige ν q/ J J J /

Algorithmus folgendermaßen beschrieben werden-.

Da die Komponente des Vektors C im komplexen transversalen Digitalfilter zwischen den Zeitpunkten jT und (j+l)T nicht brauchbar sind und die komplexen Symbole, mit denen sie multipliziert werden, im Intervall Null sind, genügt es, den

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Algorithmus in einem Baud-Intervall zu realisieren. Dieser Algorithmus bekommt somit folgende Form

Der Vektor C. enthält somit alle 1 Vektoren (C )j, was der Aufgliederung des transversalen Digitalfilters 31, dessen Abstand zwischen den Abgriffen der Dauer A/Z entspricht, in eine Bank von t Transversalfiltern gleichkommt, deren Abstände zwischen den Abgriffen der Dauer Δ entspricht. Diese Aufgliederung war bereits oben als Möglichkeit erwähnt<,

Der komplexe Fehler e(jT) ist nicht unmittelbar verfügbar, sondern im analytischen Signal e¹(jT) enthalten, das dem Signal am Ausgang des Subtraktionsgliedes 34 entspricht. Dieser Fehler kann im Mittel durch das analytische Signal ersetzt werden, das über den Phasenseparator 36 erhalten wird, soweit die anderen Komponenten des analytischen Signals dem Fehler nicht korreliert sind und die mathematische Wahrscheinlichkeit der komplexen Symbole a^. des Sendeteils einen Mittelwert Null hat. Diese Bedingungen sind in der Praxis gegeben.

Der komplexe digitale Demodulator 37 bildet das Produkt dieses analytischen Signals e¹(jT) mit dem Augenblickswert e"^{1 c p} , der in jedem Baud-Intervall neu vorgegeben wird, um später den Algorithmus für die Regelung der Wichtungskoeffizienten des Filters 31 in Gang setzen zu können.

Gemäß einer Variante, bei der jedoch die Konvergenzgeschwindigkeit für die Koeffizienten geringer ist, kann man sich darauf beschränken, nur die reellen Teile des Fehlers, d.h. die Tastproben Re f e' (jT)| des Eingangssignals des Empfangsteils

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40 zu verwenden, so daß der Algorithmus folgende Form annimmt·.

Dadurch kann man die Verwendung eines Phasenseparators in Quadratur vermeiden und die Anzahl der durchzuführenden Rechenschritte verringern. Man kann sich sogar darauf beschränken, nur das Vorzeichen des reellen Teils des Fehlers zu verwenden gemäß folgender Form*L ·-

Fig. 4 zeigt das Endgerät eines Duplex-Datenübertragungssystems, bei dem die Frequenz der Trägerschwingung f mit dem Baud-Intervall Δ über die Beziehung verbunden ist f · Δ = -τ , wobei s ein ungerader ganzzahliger Wert ist.

Das Sendeteil 50 gleicht dem Sendeteil aus Fig. 3, wobei jedoch die Barstellung vereinfacht ist. Immerhin erkennt man eine Quelle 21 und einen Kodierer 22, der mit der Geschwindigkeit l/A t die dem Baud-Intervall invers ist, arbeitet, sowie einen Auswahlschaltkreis 23, der die Folge komplexer Symbole a_k in eine Folge komplexer Symbole b_R verwandelt, deren Frequenz £ mal größer ist.

f ^ak ^{m =} °
B = I mit η = k£ + m; Oi m<{;

ⁿ f

V.0 m ^ 0

Die reellen und imaginären Teile dieses Vektors sind in binärer Form an zwei parallelen Ausgängen verfügbar. Das Sendeteil 50 enthält außerdem einen Schaltkreis zur Formgebung und zur Modulation 51, der das auf die Übertragungsstrecke zu gebende Signal liefert.

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Die Übertragungsstrecke ist an das Endgerät über einen Hybridkoppler 41 angeschlossen, der wieder ein Abgleichnetz 42 enthält. Das von der Übertragungsstrecke 43 kommende Signal wird über ein Band filter 45 und ein zum Echoannullierer 60 gehörendes Subtraktionsglied 69 dem Empfangsteil 40 zugeführt.

Der Echoannullierer 60 enthält vier Schieberegister 61, 62, 63 und 64, deren Inhalt jeweils nach einer Zeitdauer Λ/£ um eine Zelle verschoben wird, einen Verarbeitungsschaltkreis 66, der über eine Interface-Logik 67 an die Schieberegister 61 bis angeschlossen ist, einen modulo-4-Zähler 65, der die Interface-Logik steuert, einen Digital-Analog-Wandler 68, der an den Ausgang des Datenverarbeitungsschaltkreises 66 angeschlossen ist, und einen Analog-Digitalwandler 70, der zwischen dem Ausgang des Subtraktionsgliedes 69 und der Interface-Logik 67 angeschlossen ist.

Die beiden ersten Schieberegister 61 und 62 werden mit dem reellen Teil b·. bzw. dem imaginären Teil b" des komplexen Symbols b. beaufschlagt, das mit der Frequenz £/Δ ^vom Auswahlschaltkreis 23 des Sendeteils 50 geliefert wird. Diese Register enthalten also zum Zeitpunkt jT den reellen bzw. den imaginären Teil B'. bzw. BV des Vektors B.. Die beiden übrigen Register enthalten zum Zeitpunkt jT den reellen Teil C. bzw. den imaginären Teil CV des Vektors der Wichtungskoeffizienten des transversalen Digitalfilters.

Der Echoannullierer synthetisiert zu jedem Zeitpunkt jT die Kopie des Echos im Durchlaßband

r'(JT) = Re [\ C. e¹··⁰'·*·*].

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(ρ ist wie oben die größte ganze Zahl $ j/t) und aktualisiert die Komponenten des Vektors C. durch einen Gradientenalgorithmus. Wegen der Beziehung, die zwischen der Frequenz f der Trägerschwingung und dem Baud-IntervallΛ besteht, nämlich

4 Έ-Δ = s,
ergibt sich

e = e 2 = (i) ]

derart, daß die Kopie des Echos durch folgende Beziehung ausgedrückt wird

r' (JT) = Re [¹Bj Cj . (i) ^SPJ ·,

Diese Kopie des Echos hat nur vier mögliche Werte, abhängig vom Index ρ

^TB'.. C¹. - B".C". wenn sp = O modulo 4 - ^TB

".. C . - B¹.. C". wenn sp = 1 modulo 4

m m

- B*..C* .+ B".. C". wenn sp = 2 modulo 4

3 3 DJ -

T T

B"..C¹ . + B¹ .C". wenn sp ^ 3 modulo 4

Der Zähler 65 wird vom Sendeteil 50 im Rhythmus gespeist und gibt den Wert von sp modulo 4 an die Interface-Logik 67 weiter, die die vom Datenverarbeitungsschaltkreis 66 durchzuführenden Rechnungen steuert.

Es sei beispielsweise der Fall betrachtet·, in dem der Zähler 65 anzeigt, daß sp = 2. Die Interface-Logik 67 überträgt die Werte B¹. und C . von den Registern 61 und 63 an den Datenverarbeitungsschaltkreis 66, der das Skalarprodukt

m et*

B¹ . . C . bildet, indem beispielsweise nacheinander/Inhalte der Zellen gleichen Rangs der Register 61 und 63 multipliziert w£rdftund indem das Resultat in einen vorher auf Null gesetzten Akkumulator abgezogen wird. Liegt das Skalarprodukt vor, dann

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überträgt die Interface-Logik 67 die Inhalte B". und C". der Register 62 und 64 auf den Datenverarbeitungsschaltkrexs 66, der nun das neue Skalarprodukt bildet, indem er beispielsweise den Akkumulator verwendet, der vorher nicht auf Null gestellt worden ist. Das Gesamtergebnis, das die Kopie des Echos zum Zeitpunkt JT darstellt, wird nun an den Digital-Analog-Wandler 68 übertragen und vom dem Hybridkoppler 41 entnommenen Empfangssignal abgezogen. Die Differenz zwischen dem Empfangssignal und der Kopie des Echcs wird vom Analog-Digital-Wandler 70 wieder in ein digitales Signal ReJe¹ (JT)J umgewandelt und der Interface Logik 67 zur Aktualisierung eines Teils, nämlich der Menge (C )., des Vektors der Koeffizienten des transversalen Digitalfilters unter Anwendung eines Gradientenalgorithmus der folgenden Form zugeführt :

oder auch

^{= (C}q>P

Die Aktualisierung der reellen und imaginären Teile jeder Komponente des Vektors C erfolgt vorzugsweise während der Berechnung des Signals der Kopie des Echos bei ihrer Übertragung in den Datenverarbeitungsschaltkreis 66.

Gemäß einer Variante kann man vor oder hinter dem Analog-Digital-Wandler 70 einen Phasenseparator in Quadratur anordnen, der ein komplexes Fehlersignal e¹ (jT) liefert, und für die Aktualisierung der Koeffizienten einen Algorithmus der folgenden Form verwenden

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Fig. 5 zeigt ein Endgerät eines synchronen Duplex-Datenübertragungssystems, in dem die Frequenz f der Trägerschwingung mit dem Baud-Intervall über folgende Beziehung verbunden ist

4 f -^ = v, wobei ν ein ungerades Vielfaches von zwei ist.

Dieses Endgerät unterscheidet sich von dem zuletzt beschriebenen durch die Struktur des Echoannullierers 80. Dieser besitzt zwei Schieberegister 71 und 72, die nach jeder Zeitdauer Δ /i, um zwei Zellen verschoben werden, einen Datenverarbeitungsschaltkreis 73, der über eine Interface-Logik 74 an die beiden Register 71 und 72 angeschlossen ist, einen modulo-2-Zähler 75, der die Interface-Logik 74 steuert und, wie oben, einen Digital-Analog-Wandler 68, der an den Ausgang des Datenverarbeitungsschaltkreises 72 angeschlossen ist, wobei wieder der Subtraktionskreis 69 mit seinem positiven Eingang über ein Bandpaßfilter 45 an den gerichteten Ausgang des Kopplers 41, über seinen negativen Eingang an den Ausgang eines Digital-Analog-Wandler s 68 und über seinen Ausgang an das Empfangsteil 40 und den Analog-Digital-Wandler 70 angeschlossen ist.

Der Echoannullierer 80 synthetisiert zu jedem Zeitpunkt die Kopie des Echos im Durchlaßband

r'(jT) = Re[¹Bj Cj e^i- ^P''

und aktualisiert die Komponenten des Vektors C. mithilfe eines Gradientenalgorithmus. Aufgrund der obigen Beziehung zwischen der Frequenz f und dem Baud-Intervall und mit v¹ = v/2 (v¹ ist eine ungerade ganze Zahl), ergibt sich

_ex- w_t.p.A_{= θ}χ·Λ χ·ρ ₌ (_d^v'P = (-X)P _;

030062/0757 ./.

Die Kopie des Echos läßt sich dann folgendermaßen ausdrücken:

r' (JT) = (-l)^p Re ["¹Bj C..] .

oder auch durch Aufteilung in die reellen und imaginären Anteile r« (JT) = (-1)^P [ "¹B¹J Cj - ^TB".. Cj] j

Das Schieberegister 71 besitzt zwei parallele Eingänge, und zwar in die erste Zelle und in die zweite Zelle, die an die beiden Ausgänge des Selektionskrexses 23 des Sendeteils 50 angeschlossen sind. Zu jedem Zeitpunkt jT wird dem Schieberegister 71 also der reelle Teil b¹. des komplexen Symbols bzw. der ima-

Β'] ³

ginäre Teil dieses Symbols zugeführt. Die beiden Werte werden dann mit dem Takt i/A jeweils um zwei Zellen verschoben.

In den Speicherzellen ungeraden Rangs des Schieberegisters 72 befinden sich die reellen Teile C'. und in den Speicherzellen geraden Rangs die imaginären Teile C". des Vektors C., letztere mit negativem Vorzeichen.

Man verknüpft also die reellen und imaginären Teile der Vektoren B. und C, um reelle Vektoren ..B. und C. doppelter Länge zu bilden. Die Kopie des Echos r¹(JT) entspricht bis auf

das Vorzeichen dem Skalarprodukt der Vektoren .B....C. Dadurch wird die Programmierung der Interface-Logik 74 und des Datenverarbeitungsschaltkreises 73 vereinfacht.

Zu jedem ZeitpunktjT überträgt die Interface-Logik 74 dein Inhalt der Register 71 und 72 an den Datenverarbeitungsschaltkreis 73, wo die Summe der Produkte der Terme gleichen Rangs gebildet wird. Diese Summe wird dann mit dem Koeffizienten (-1)

030062/0757 ./.

multipliziert,
/der vom mit dem Takt 1/Δ vom Sendeteil 50 gespeisten Zähler 75 modulo 2 geliefert wird, worauf der Wert dem Digital-Analog-Wandler 68 und dem Subtraktionsglied 69 zugeführt wird.

Die Differenz zwischen dem von der Übertragungsstrecke 43 kommenden Signal und der Kopie des Echos im Basisband wird vom Analog-Digital-Wandler 70 in ein digitales Signal Re [e¹ (jT)J verwandelt, das der Interface-Logik 74 zur Aktualisierung der reellen und imaginären Komponenten des Vektors C. zugeführt wird. Diese Komponenten sind im Register 72 verschachtelt gespeichert, wobei die konjugierte Fassung der erwähnten Gradientenalgorithmus zur Anwendung kommt

- <^cq'p i*

Nimmt man nur den reellen Teil des Fehlers und berücksichtigt

man 2 f -A = v¹
c

so ergibt sich dieser Algorithmus in folgender Form

oder vereinfacht

Wie im vorhergehenden Fall kann man in Form einer Variante vor oder hinter dem Analog-Digital-Wandler 70 einen Phasenseparator in Quadratur anordnen, der ein komplexes Fehler signal e¹ (jT) liefert, und den folgenden Gradientenalgorithmus für die Aktualisierung der Koeffizienten verwenden

^{= (C} + (}-¹⁾f ^e ^(PA+ ^'Si Ϊ

Besonders interessant ist diese Ausführungsform im Rahmen von Datenübertragungssystemen mit einer Geschwindigkeit von 2400 Bits pro Sekunde,, einer Modulationsgeschwindigkeit von 1200 Baud und einer Modulationsfrequenz von 1,8 kHz. Diese

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Zahlen entsprechen den oben erwähnten Normen V26 und V26bis des CCITT für Datenübertragungssysteme, da in diesem Fall gilt 2 f_c-A = 3 ;

Ein anderer interessanter Anwendungsfall betrifft Datenübertragungssysterne/ in denen die Frequenz f der Trägerschwingung mit dem Baud-Intervall durch folgende Beziehung verknüpft ist \

f -A= uj(u ist eine ganze Zahl).

denn in diesem Fall erhält man

i-co^.p-Δ _Λΐ2 it pu _Ί
e c ^c =e = 1 ·

d.h., daß die Modulatoren und Demodulatoren das Signal überhaupt nicht mehr behandeln müssen.

Im Rahmen der Erfindung sind gewisse Varianten möglich. Beispielsweise kann in den Ausführungsformen der Figuren 3, 4 und 5 das Signal der Kopie des Echos ebenso wie das Empfangssignal dem Subtraktionskreis in digitaler Form zugeführt werden, falls letzterer ein digitaler Subtraktionskreis ist. In diesem Fall erfolgt die Umwandlung in digitale Form am Ausgang des Filters 45 und in analoger Form am Eingang des Empfangsteils 40.

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Claims

Fo 11 733 D

16. Juni t980

COMPAGNIE INDUSTRIELLE DES TELECOMMUNICATIONS

CIT-ALCATEL S.A. 12, rue de la Baume, 75008 PARIS, Frankreich

ECHOANNUIUERER FUR EIN SYNCHRONES DUPLEX-DATEN-ÜBERTRAGUNGSSYSTEM

PATENTANSPRÜCHE

1 - Sich anpassender Echoannullierer für ein synchrones Duplex-Datenübertragungssystem mit Modulation einer Trägerschwingung, wobei das System an jedem Ende einer Übertragungsstrecke ein Endgerät aufweist, dessen Sendeteil einen Kodierer zur Umwandlung des auszusendenden Datenzugs in eine Folge von Paaren reeller vielwertiger, durch ein Baud-Intervall getrennter Symbole, die je den reellen bzw. imaginären Teil eines einzigen komplexen Symbols darstellen, sowie einen Modulator aufweist, der die vom Kodierer gelieferten komplexen Symbole mithilfe einer Trägerschwingung in ein Durchlaßband umsetzt, und wobei der Annullierer in jedem Endgerät zwischen dem Ausgang des Kodierers ." des Sendeteils und dem Eingang des Empfangsteils angeordnet ist, gek'ennzeichnet durch

- ein komplexes transversales Digitalfilter (31) vom Zeitdomänentyp und mit geregelten Wichtungskoeffizienten, in dem die Abstände (T) zwischen den einzelnen Abgriffen Untervielfache (1) des Baudintervalls (Δ) sind, das mit einer Geschwin-

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digkeit (£/Δ) an zwei Eingängen die reellen und imaginären Anteile einer Folge komplexer Symbole (b ) zugeführt erhält, wobei diese Folge aus den vom Kodierer (22) des Sendeteils gelieferten komplexen Symbolen (a, ) und aus (f - 1) zwischen je zwei dieser Symbole eingefügten Null-Symbolen besteht, und das mit einer Geschwindigkeit t/J± an zwei Ausgängen die reellen und imaginären Anteile eines komplexen Ausgangssignals liefert,

- einen digitalen Modulator (32), der an Ausgang des Digitalfilters (31) angeschlossen ist und der die Tragerschwingung (f ) des Modulators (25) im Sendeteil mit Augenblickswerten verwendet/, die mit einer Periodizität eines BaudintervalIs nachgeführt werden,

- einen Subtraktionskreis (34), der das Ausgangssignal des digitalen Modulators (32) vom Empfangssignal abzieht und das Eingangssignal für das Empfangsteil (40) liefert,

- und einen digitalen Demodulator (37), dem in digitaler Form das Eingangssignal des Empfangsteils zugeführt wird, der die Tragerschwingung (f ) des Modulators des Sendeteils mit Augenblickswerten verwendet, die mit einer Periodizität eines Baudintervalls (Δ) nachgeführt werden, und der ein Signal liefert, das zum Nachregeln der Wichtungskoeffizienten des komplexen transversalen Digitalfilters (31) verwendet wird.

2 - Echoannullierer nach Anspruch I^ für ein Datenübertragungssystem, in dem das Produkt aus der Frequenz der Trägersühwingung mit dem Baud-Intervall (Δ) ein ungerades Vielfaches eines Viertels ist, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Modulator als Schaltkreis ausgebildet ist, der

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den reellen oder imaginären Teil des Ausgangssignals des digitalen transversalen komplexen Filters auswählt und das Vorzeichen ändert und mit einer Periodizität eines Baud-Intervalls (A ) tätig wird.

3 - Echoannullierer nach Anspruch 1 für ein Datenübertragingssystem, in dem das Produkt aus der Frequenz (f ) der Träger-

schwingung mit dem Baud-Intervall (Δ) ein geradzahliges Vielfaches eines Viertels ist, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Modulator als ein Schaltkreis ausgebildet ist, der das Vorzeichen ändert und mit einer Periodizität eines Baud-Intervalls arbeitet.

4 - Echoannullierer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das komplexe digitale Transversalfilter für die Nachregelung der Wichtungskoeffizienten (et, ... c7ⁿ) zu einem Zeitpunkt (jT) einen Algorithmus mit definiertem Gradienten verwendet, der allgemein durch folgende Vektorbeziehung definiert ist :

Cj₊₁ = Cj + ß-e« (JT) Β* e"¹ ' *° c^pA ·

Hierbei bedeutet

C. den Vektor, dessen Komponenten zum Zeitpunkt jT die Wichtungskoeffizienten C*., .. .cTⁿ des komplexen Digitalfilters bilden, C. , den Vektor,·dessen Komponenten zum Zeitpunkt (j+l)T die Wichtungskoeffizienten des Digitalfilters bilden; β einen reellen positiven Inkrementationsschritt; e¹(jT) die Tastprobe des analytischen Signals entsprechend den EingangsSignalen des Empfangsteils zum Zeitpunkt jT;

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B? die Transpositionsgröße des Vektors B., dessen Komponenten die komplexen Symbole b....b. sind, die in der Verzögerungsleitung des Digitalfilters gespeichert sind; Co die der Frequenz f entsprechende Kreisfrequenz; ρ die größte ganze Zahl, die kleiner oder gleich j/i ist.

5 - Echoannullierer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale komplexe Transversalfilter für die Nachregelung seiner Wichtungskoeffizienten C. ... cTⁿ zum Zeitpunkt jT einen Gradientenalgorithmus verwendet, der in allgemeiner Form durch die folgende Vektorbeziehung definiert ist :

= C. + (Ä.Re_Le· (JT)] B* e"¹'^ .

Hierbei bedeutet :

Re e¹ (jT) die Tastprobe des Eingangssignals des Empfangsteils zum Zeitpunkt jT.

6 - Echoannullierer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das komplexe transversale Digitalfilter für die Nachregelung seiner Wichtungskoeffizienten C° ...cTⁿ zum Zeitpunkt jT einen Gradientenalgorithmus verwendet, der in allgemeiner Form durch die folgende Vektorbeziehung definiert ist :

C_j+1 = Cj + ^) sign Re [e· (JT)] Bj e"^1-lJc^pA.

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