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Mikrowellen-Frequenzteiler
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Die Erfindung bezieht sich auf einen analogen Mikrowellen-Frequenzteiler,
der die Frequenz eines Mikrowellen-Eingangssignales durch Vier teilt.
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Oft ist es wünschenswert, Mikrowellensignale auf eine niedrigere
Frequenz herabzusetzen. So kann z. B.
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nach der Elerabsetzung mittels cligitaler Techniken die Frequenz des
berabgesetzten Signales gemessen und bei Kenntnis des Faktors, durch den das Originalsignal
geteilt wurde, die Originalfrequenz des Mikrowellensignales leicht bestimnt werden.
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Eine gegenwärtig wohlbekannte Technik zur Herabsetzung von Mikroweliensignalen
arbeitet mit einer Uberlagerungsumsetzung, die auf der Mischung eines Signales eines
Empfangsüberlagerers it dem Mikrowelleneingangssignal basiert. Bei der Überlagerungsumsetzung
bleibt die absolute Bandbreite unverandert und damit nimmt die noriierte Bandbreite
zu. So wird z. B. ein Eingangsband von (f2 - f1) mit der Mittenfrequenz f eine Bandbreite
von
(2 - f1) behalten, auch dann, wenn die Mitteifrequenz durch den Faktor n auf fO/n
reduziert ist.
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Zur Erzielung einer Verringerung um den Faktor "n" ist bei der Uberiagerungsumsetzungstechnik
eine normierte Bandbreite am Ausgang erforderlich, die. das n-fache ur des Eingangs
beträgt. Dadurch ist die End-Momen¼nbandbreite, die mit dieser Methode herabgesetzt
werden kann, beschränkt. Weiterhin erscheinen alle, z.B. durch die Abstinimzei t
und die Nachabstimmungsdrift bedingteri Frequenzabweichungen des Empfangsüberlagerers
am Ausgang.
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Kürzlich wurde mit einem mit Mikroellenvaratoren arbeitenden Breitbandfrequenzteiler
eine Frequenzherabsetzung durch ein Halbierungsverfahren erreicht Ein solcher Frequenzteiler
ist in der CA-PS 1 041 614 beschrieben. Solche Teiler arbeiten mit der Erzeugung
einer Subharmonischen mit halber Eingangsfrequenz. Im Gegensatz zur Uberlagerungsumsetzungstechnik
reduzieren die Varaktorhalbierungssysteme beim Teilungsprozeß die absolute Bandbreite,
so daß die normierte Bandbreite gleich bleibt. Damit wird die der Uberlagerungsumsetzungstechnik
anhaftende Bandbreitenbeschränkung überwunden.
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Zur Teilung durch einen Faktor, der größer als Zwei-ist, müssen jedoch
wenigstens zwei Teiler in Kaskade geschaltet werden. Aufgrund von Schaltungsverlusten
in den Halbierungsbausteinen muß hinter jeden Teiler ein Verstärker geschaltet werden.
Bei einem System, das auf i/n herunterteilt, sind ld n Teiler und ld n Verstärker
in Kaskade geschaltet erforderlich.
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Auf gabe der Erfindung ist es, zur Verringerung der Probleme bei
den bisherigen Techniken, einen einstufigen analogen Mikrowellen-Frequenzteiler
zu schaffen der Mikrowellentre4uenz durch den Faktor Vier teilt.
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Die Aufgabe wird gemäß den im kennzeichnenden Teil des Anspruchs
1 angeführten Maßnahmen gelöst.
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Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert.
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Fig. 1 ist eine schematische Draufsicht auf einen Mikrowellen-Frequenzteiler
gemäß der kanadischen Patentanmeldung 264 358.
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Fig. 2 ist eine schematische Draufsicht auf eine Resonanzgrundschaltung,
wobei Varaktoren durch ihre Durchschnittskapazität C0 ersetzt sind.
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Fig. 3 ist ein schematisches Schaltbild eines äquivalenten Offenleitungsschaltkreises
cler grundlegenden Resonanzgrundschaltung Fig. 4- ist ein Blockdiagramm, in dem
die Schritte für die Berechnung der Länge 1 von Ubertrac;ungs le itlJngen der Resonanzgrundschaltung
des Mikrowellenfrequenzteilers gezeigt sind.
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Fig. 5 ist eine Draufsicht auf ein Ausführunqsbeispiel eines Frequenzteilers
gemäß der vorstehend erwähnten CA-PS 1 041 614.
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Fig. 6 ist eine Draufsicht auf ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen
Frequenzteilers.
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Die Fig. 1 bis 5 sind identisch mit den Fig.
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4A, SB, 6, 7 und 8 der vorstehend erwähnten kanadischen Patentanmeldung
264 358 und sind als Hintergrundmaterial zur Erklärung von analogen Mikrowellenfrequenzteilern
beigefügt. Für eine gründliche Erklärung eines analogen Mikrowellen-Frequenzhalbierers
wird auf die vorstehend erwähnte CA-PS 1 041 614 verwiesen.
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Der Breitband-Frequenzteiler arbeitet im Mikrowellen-Frequenzbereich
und besteht aus (1) Streifenieitungs- oder ikrostrip-übertragungsleitungen' (2)
symraetrischen Varaktordioden und (3) einem planparallelen Symnetrierglied. Jedes
dieser Bestandteile des Breitband-Frequenzteilers soll vor der Betrachtung seiner
Funktionsweise heschrieben werden.
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Der Teiler besteht im wesentlichen aus einer Resonanzgrundschaltung
mit zwei oder mehr Übertragungsleitungen, wobei jede Leitung an einem Ende mit einer
Varaktordiode abgeschlossen ist. Die Leitungen sind am anderen Ende elektrisch verbunden
oder elektromagnetisch gekopelt. Die Dioden sind so gewählt, daß sie im wesentlichen
angepaßt sind. Es sind Mittel zur Ein speisung eines Signales in die Resonanzgrundsclialtung
und zur Ableitung eines Ausgangssignales aus der Schaltung vorgesehen.
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Bekanntlich bestehen Mikrostrip-Übertragungsleitungen aus einem metallischen,
leiter den Streifen, der auf ein dielektrisches Substrat aufgebracht ist. Das dielektrische
Substrat besteht oftmals aus Aluminiumoxid. Auf der dem leitenden Streifen gegenüberliegenden
Seite des dielektrischen Substrates befindet sich eine metaijische Grundplatte bs
Masseebene.
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Eine Streifenleitung ist im wesentlichen eine Mikrostrip-Ubertragungsleitung
mit einer zusätzlichen, über den im dielektrischen Substrat eingebetteten leitenden
Streifen angeordnete Grundplatte bzw. Masseebene.
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Eine zweite Komponente des Breitband-Frequenzteilers ist ein planparalleles
Symmetrierglied, das ein symmetrisches Eingangssignal. in ein unsyminetrisches Ausgangssignal
oder umgekehrt umwandelt. Das planparallele Symmetrierglied in Fig. 1 besteht aus
metallischen Leiterstreifen 22, 23 und 24, die über einem nicht gezeigten dielektrischen
Substrat angebracht sind. Im Normalfall wird die elektrische Länge der Leiterstreifen
22, 23 und 24 bei ungefähr 1/4 der Wellenlänge 1 der zu verarbeitenden Signale liegen.
(Der griechische Buchstabe 1 bezeichnet dabei die Wellenlänge eines sinusnrti,?rA
Signals). Das Symmetrierglied hat jedoch im Gegensatz zu den Mikrostrip- oder Streifenleitunq.s-Ubertracjungsleitungen
keine Grundplatte. Statt dessen sind, wie in Fig. 1 gezeigt, die Leiterstreifen
22 und 24 an ihrem ausgangsseitigen Ende geerdet. Das planparallele Symmetrierglied
in Fig. 1 besitzt keine metalli F: che Grundplatte.
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Planparallele Symmetrierglieder sind in der US-PS 3 835 421 und in
dem Artikel "Co-Planar Balun Circuits For-Gans FET Iligh-Power Push-Pull Amplifiers",
IEEE-GMTT International Microwave Symposium, University of Colorado, Juni 1973,
Digest-Seiten 309 bis 311 von R. E. DeBrecht beschrieben.
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Ein dritter Bestandteil eines Breitband-Frequenzteilers ist eine
Mikrowellen-Varaktordiode. Die bei der technischen Realisierung der Erfindung verwendeten
Varaktoren waren von Microwave Associates Inc. of Burlington, Massachusetts und
Alpha Industries, Inc.
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of Woburn, Massachusetts hergestellte, parametrisch ver-
starkcnde
GaAs-Varaktoren. Es kann z. B. die Serie MA-4851 von Microwave Associates und die
Serie D-5147 von Alpha Industries verwendet werden.
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Varaktordioden sind in der Technik wohlbekannt und können geeigneterweise
als Bausteine beschrieben werden, deren Kapazität sich in nichtlinearer Weise mit
der an ihren Anschlüssen angelegten Spannung verändert.
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In Fig. 1, die eine Draufsicht auf eine Frequenzhalbierschaltung
darstellt, wird ein elektrisches Eingangssignal über eine blikrostrip- oder Streifenleitungsübertragungsleitung
15 an Mikrostrip- oder Streifenleitungs-Ubertragungsleitungen 16 und 17 angelegt.
Die Ubertragungsleitungen 16 und 17 sind mit Varktoren 18 und 19 abgeschlossen.
Die Ubertragungsleitung 16 erstreckt sich vom Punkt 200 zum Varaktor 18 und die
Ubertragungsleitung 17 erstreckt sich vom Punkt 200 zum Varaktor 19. Die Ubertragungsleitung
15 endet am Punkt 200. Ein Anschluß jedes Varalctors ist mit einem Ende von jeweils
einer der Ubertragungsleitungen 16 und 17 verbunden, der andere Anschluß ist über
die Verbindung mit der metailischen Grundplatte der Übertragungsleitungen geerdet.
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Der aus den Ubertragungsleitungen 16 und 17 und den Varaktoren 18
und 19 gebildete Schaltkreis stellt einen Resonanzgrundschaltkreis dar, der mit
einer Frequenz schwingt, die halb so groß ist wie die an der eingangsseitigen Ubertragungsleitung
15 erscheinende Frequenz, wenn das Eingangssignal auf der Ubertragungsleitung 15
annähernd sinusförmig ist und wenn die Längen der Ubertragungsleitungen 16 und 17
in der nachstehend beschriebenen Weise gewählt sind. Es ist wichtig zu erweilmen,
daß die kritische Abmessung der Ubertragungsleitungen 16 und 17 dem in Fig. 1 gezeigten
"1" entspricht. Der zur Diskussion stehende Schaltkreis ist breitbandig. Enthält
z. B. das Eingangssignal Frequenz-
bestandteile im Bereich von
5 bis 10 GIJz und ist ausgangsseitig ein Frequenzbereich von 2,5 bis 5 GHz erwünscht,
dann werden die Schaltkreisparameter so gewählt, daß die obere Ausgangsfrequenz
von 5 GHz zur ange-.
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näherten Resonanzgrundfrequenz wird. (Das ist eine Kleinsignai-Resonanzfrequenz).
Es ist selbstverständlich wohlbekannt, daß jedes periodische oder aperiodische Signal
clurchFourierreihen oder eine Fouriertransformation dargestellt werden kann. Daher
ist es ausreichend, das Verhalten des Bausteines für eine gegebene sinusförmige
Frequenz zu untersuchen. Zusamniengefaßt wirken die Ubertragungsleitungen 16 und
17 und den Varaktoren 18 und 19 zusamrnengenornmen als subharmonischer Frequenzgenerator
mit einem synmletrischen Ausgangssignal.
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Das Symmetrierglied 25 und koppelnde Mikrostrip-oder Streifenieitungs-Ubertragungsleitungen
20 und 21 dienen zur Auskoppelung eines Ausgangssignals aus der grundlegenden Resonanzschaltung
bzw. Resonanzgrundschaltung. Sind die Ubertragungsleitungen 15, 16 und 17 Mikrostrip-Ubertragungsleitungen,
so werden im allgemeinen die Ubertragungsleitungen 20 und 21 ebenfalls Mikrostrip-Ubertragungsleitungen
sein. Dementsprechend werden die Ubertragungsleitungen 20 und 21 Streifenieitungen
sein, wenn die Ubertragungsleitungen 15, 16 und 17 ebenfalls Streifenleitungen sind.
Im weiteren Text wird nur noch auf Mikrostrip-tIbertragungsleitungen Bezug genommen,
obwohl die Ausführungen und Ergebnisse ebenso gut auf Streifenleitungen und andere
I,eitungstypen anwendbar sind. Die leer laufenden Mikröstrip-Ubertragungsleitungen
20 und 21 sind nahe an den Ubertragungsleitungen 1G und 17 der Resonanzgrundschaltung
angebracht, so daß durch elektromagnetische Koppelung von den Ubertragunqsleitungen
16 und 17 ein Signal in den Ubertragungsieitungen 20 und 21 induziert wird. Das
in den Ubertragungsleitungen 20 und 21 erscheinende symmetrische Signal wird zu
dem Sytnietrier-
glied 25 und daraufhin zu einer Leitung 26 übertragen.
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Dort erscheint es als unsymmetrisches Ausgangssignal.
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Aus der vorstehenden Beschreibung wird ersichtlich, daß das entscheidende
Ergebnis in der Umwandlung eines symmetrischen Signales einer gegebenen Eingangsfrequenz
in ein unsymmetrisches Signal einer Ausgangsfrequenz, die der halben Eingangsfrequenz
entspricht, liegt und daß deshalb die Anordnung und Dimensionierung der erwähnten
Schaltungsbestandteile mit üblicher Sorgfalt erfolgen sollte, damit unerwünschte
Resonanz-und Interferenzerscheinungen usw. nicht auftreten.
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Wie bereits beschrieben, befindet sich in dem in Fig. 1 zwischen
Abgrenzungslinien 27 und 28 liegenden Bereich für das Symmetrierglied 25 keine Grundplatte.
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Im folgenden wird die Wirkungsweise und der Aufbau der Schaltung
von Fig. 1 untersucht. Die Erzeugung von subharmonischen Frequenzen ist eine Folae
des spezifischen nichtlinearen Verhaltens der Varaktoren 18 und 19 der Resonanzgrundschaltung.
In seiner Doktorarbeit am Imperial College of Science and Technology der Universität
von London hat Dr. Robert Harrison im Juli 1964 eine allgemeine theoretische Analyse
des Verhaltens von Varaktoren in symmetrischen subharmonischen Resonanzschaltungen
veröffentlicht. Die Analyse des idealen Falles mit konzentrierten Schaltungselementen
zeigt, daß beim Anliegen eines sinusförmigen Eingangssignales mit einer Frequenz
fin an einer Modellschaltung mit konzentrierten $Elementen für die Resonanzgrundschaltung
mit den Ubertragungsleitungen 16 und 17 und den Varaktoren 18 und 19 am Ausgang
ein Signal mit Frequenzanteilen bei ei,/2, 3fix/2, 5f. /2, in in in 7fin/2 usw.
erscheint. Die hohen Frequenzanteile mit den Frequenzen 3fin/2, 5fin/2 usw. können
offensichtlich
leicht durch Filtern beseitigt werden. Wichtiger
dabei ist, daß, wenn die Symmetrie vollkommen ist, keine
| geradzahligen Harmonischen (d. h. f. E =2 x f. /2 3 |
| in in |
| 2fin [ = 4 x fin/2], 3fin [=6 x fin/2],...) vorhanden |
sind. Die Beseitigung der Frequenzkomponente f. im in Ausgangssignal ist sehr wichtig,
da bei einem Frequenzhalbierbaustein mit Oktavbandbreite die unerwünschte zweite
Itarmonische der erwünschten Ausgangsfrequenz am unteren Ende des Bandes f. E=2
x f. /2 2 dieselbe in in Frequenz wie die erwünschte Ausgangsfrequenz fin/2 am oberen
Ende des Bandes besitzt. In solch einem Fall könnte die unerwünschce zweite Harmonische
fin [ =2 x f, -/2] nicht mit herkömmlichen Filtermethoden beseitigt werden.
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Es muß bemerkt werden, daß diese Analyse theoretisch ist und sich
mit onzentrierten Schaltungselementen befaßt, die bei sehr viel geringeren Frequenzen
als den hier auftretenden betrieben werden. Dennoch ist diese Analysetechnik vollständig
auf den vorliegenden Fall anwendbar.
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Der Aufbau von Resonanzgrundschaltungen wird unter Bezugnahme auf
die Fig. 1, 2, 3 und 4 weitergehend erklärt. Aus Entwurfsgründen ist die Kleinsignal-Resonanzfrequenz
der Resonanzgrundschaltung bei oder oberhalb der oberen Ausgangsfrequenz des Bandes,
in dem der Baustein arbeiten soll, gewählt. Im Resonanzfall tritt an der übertragungsleitung
16 und dem Varaktor 18 und an der Übertragungsleitung 17 und dem Varaktor 19 eine
stehende Welle auf. Bei der Resonanzfrequenz ist die Spannung an der Eingangsseite
der Übertragungsleitungen 16 und 17 gleich Null (d. h. es liegt der Fall eines kurz
geschlossenen Schaltkreises vor). Wenn die Varaktoren eine durchschnittliche Kapazität
Co hoben und Z klein gegenüber 1 in Fig. 1 ist, dann kann die Resonanzgrundschaltung
in die Darstellung von Fig. 2 iibergeführt werden. Aus analytischen Gründen werden
die Einflüsse der fibertragungsleitungen 20 und 21 und des
Symmetriergliedes
25 von Fig. 1 auf das Signal auf den Ubertragungsleitungen 16 und 17 vernachlässigt.
Kapazitäten 29 und 32 in Fig. 2 stellen die durchschnittliche Kapazität C der Varaktoren
18 und 19 in Fig. 1 dar.
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0 Mikrostrip-Leitungen 30 und 31 entsprechen den Ubertragungsleitungen
16 und 17 in Fig. 1. Die Leitungen haben eine elektrische Länge e, eine geometrische
Breite W und eine geometrische Länge 1. Sie können gegebenc-.nfalls gegenseitig
elektromaqnetisch gekoppelt sein. Der Abstand zwischen den Streifenleitunqen 30
und -31 ist mit S bezeichnet. Die Dicke des Substrates Ist mit H bezeichnet (nicht
gezeigt).
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Eine Analyse von gekoppelten Mikrostrip-Übertragungsleitungen wie
z. B. jenen, die in Fig. 1 als Obertraaungsleitungen 16 und 17 und in Fig. 2 als
Leitungen 30 und 31 gezeigt sind, wurde von T. G. Bryant und J. A. Weiss in "Parameters
of Microstrip Transmission Lines and of Coupled Pairs of Microstrip Lines", IEEE
Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band MTT-16, Nr. 12, Seiten 1021
bis 1027, Dezember 1968, durchgeführt. Zusätzlich haben Bryant und Weiss Kurven
in einem im Band 1 des Microwave Engineer's Handbook, Artech House of Dedham, Massachussets,
1971, erschienenen Artikel mit dem Titel " Even and Odd Mode Characteristic Impedancefor
Coupled Microstrips" veröffentlicht. Bryant und Weiss kennzeichneten das Verhalten
von gekoppelten Mikrostrip-übertragungsleitungen bei sinusförmigen Signalen durch
zwei Widerstände ZOO und Zoe Z wird als oe Geradzahl-Impedanz (even mode impedance)
und Z oo als Ungeradzahl-Impedanz (odd mode impedance) bezeichnet.
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In dem schon angeführten Microwave Engineer's Handbook sind Diagramme
dargestellt, die für verschiedene Werte
der relativen Dielektrizitätskonstante
gr des Substrates die Verhältnisse von W/H und S/H mit Zoe und Zoo in Verbindung
setzen. Mit diesen numerischen Werten können bei Kenntnis von S/H und W/H die Werte
von Z und Z oe ermittelt werden. H bezeichnet die Dicke des Substrates.
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Mit der in "Simplified Analysis of Coupled Transmission Line Networks",
IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band MTT-18, Nr. 3, März 1970,
Seiten 122 bis 131, veröffentlichten Methode von Sato und Cristal kann gezeigt werden,
daß ein dem in Fig. 2 gezeigten Schaltkreis äquivalenter leerlaufender Stichleitungsschaltkreis
dem in Fig. 3 gezeigten Schaltkreis entspricht. Eine Übertragungsleitung 33 des
äquivalenten Schaltkreises hat eine elektrische Länge e und eine charakteristische
Admittanz von (Yoo - oe )/2. Die charakterislaische Admittanz der kurzgeschlossenen
Übertragungsleitungen 34 und 35 ist Yoe Y2 ist die am Anfang der kurzgeschlossenen
Obertragungsleitung 33 auftretende Admittanz. Y1 ist die in Richtung der Pfeile
in Fig. 3 gesehene kombinierte Admittanz einer Varaktor-Durchschnittskapazität Co
und einer der kurzgeschlossenen Übertragungsleitungen 34 oder 35. Damit ist
Im Resonanzfall ist die Summe der Impedanzen 1/Y1, 1/Y2 und 1/Y1 gleich Null, oder
Y1 + 2Y2 = 0.
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Daraus ergibt sich: 0 = Y00cot# wobei e gleich w1/v ist, mit l m geometrische
Länge, w = = Kreisfrequenz 2 rf und v = Phasengeschwindigkoit.
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Damit wird für eine Resonanzkreisfrequenz w0 = 2#f0 die Entsurfsgleichung
für die physikalische Länge 1 der Übertragungsleitungen 30 und 31. von Fig. 2 zu:
Da w0, v, C0 und Z00 bekannt sind, kann 1 leicht berechnet werden. Z00 kann mit
den Bryant-und-Weiss-Kurven ermittelt werden, in denen - für verschiedene Werte
der relativen Dielektrizitätskonstante ar des Substrates Z00 als Funktion von S/H
und W/H aufgetragen ist. C0 ist ungefähr Cj(Vo) + Cp, wobei V0 dir angelegte Sperrvorspannung
und Cp die feste Packungskapazität des Varaktors ist.
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Fig. 4 ist ein Blockdiagramm, in dem die Schritte zur Berechnung
von 1, der geometrischen Länge der Übertragungsleitungen 30 und 31 in Fig. 2, zusammengefaßt
sind. v ist berechnet als Bruchteil der Lichtgeschwindigkeit im freien Raum. c.
Dieser Bruchteil beträgt Z00/Z'00 Z'00 ist die Ungeradzahl-Impedanz im freien Raum
der Übertragungsleitungen 30 und 31 von Fig. 2. Diese würde z. B. auftreten, wenn
das Substrat aus Luft und nicht aus Aluminiumoxid stehen würde.
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Die endgültige Gleichung für 1 lautet
im allgemeinen wird 1 einer elektrischen Länge entsprechen, die geringer ist als
# /4 bei der Resonanzkreisfrequenz LJ 0 Nach der Erörterung des Aufbaus und der
Funktionsweise eines Breitband-Frequenzteilers wird als nächstes eine praktische
Ausführung dieses Bausteines einschließlich der Gleichspannungsvorspannungsversorgung
betrachtet.
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Fig. 5 ist eine Draufsicht auf das Layout eines Varaktor-Freguenzhalbierers,
der für einen Eingangsfrequenzbereich von 8,5 bis 9,.S GHz entworfen wurde.
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Die Shnlichkeit mit Fig. 1 ist offensichtlich; gleiche Bezugszeichen
bezeichnen gleiche Komponenten. Ein Kondensator 44 in Chipform zur Abblockung der
Gleichspannung ist zwischen der Ubertragungsleitunq 15 und den Ubertragungsleitungen
16 und 17 angebracht. Im Mikroweilenfrequenzbereich ist der Kondensator 44 ein Kur:7.scw
uB. In Abwandlung des hier beschriebenen Grundaufbaus kann die Übertragungsleitung
15 als Eingangsanpaßübertrager verwendet werden, wobei dann ihre Impedanz von 50
Ohm verschieden isl und ihre Länge bei Ä/4 in oder nahe bei der Mitte des Eingangsfrequenzbandes
ist. Der Kondensator 44 kann weiterhin so ausgewählt werden, daß er den induktiven
Anteil der Eingangsimpedanz teilweise aufhebt. Die Eingangsimpedanz des Resonanzgrundschaltkreises
ist induktiv, da allgemein die Einganqsfrequenz höher als die Resonanzfrequenz ist.
18 und 1v3 bezeichnen ein entsprechend ausgewähltes Paar von Varaktoren. Die Gleichstromvorspannung
wird an die Varaktoren 1.8 und 19 über Anschlußflächen 36 und 40 angelegt, die aus
einer auf die Oberfläche der Substratschicht aufgebrachte
Schicht
aus leitfähigemMaterial bestehen. Es kann eine eigene Gleichspannungsversorgung
an jede Anschlußfläche oder eine gemeinsame Spannungsversorgung an beide Anschlußflächen
36 und 40 angelegt werden. In jede Fall ist der eine Anschluß der Gleichspannungsquelle
mit z. B. der Anschlußfläche 36 und der andere mit der leitfähigen Grundplatte verbunden.
Radiale Übertragungsleitungen 38 und 43 haben bei betriebsmäßigen Mikrowellenfrequenzen
keine oder eine sehr geringe Eingangsimpedanz an den Punkten 45 und 46. Solche radialen-oder
"halbmondförmigen Leitungen werden von B. A. Syrett in seiner "Master of Engineering"-Arbeit
an der Carlton University in Ottawa, Kanada, Januar 1973, mit dem Titel The Use
of the Automatic Network Analyzer in the Development and Modelling of a Novel Broad-Band
Bias Line for X-Band Microstrip Circuits" behandelt und teilweise analysiert. Die
in dieser Arbeit nicht ermittelte optimale Größe des Winkels r liegt bei 1500. Der
Radius "r" der halbmondförmigen Übertragungsleitungen liegt ungefähr bei einem Viertel
der Wellenlänge der mittleren Frequenz des Eingangsfrequenzbandes.
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Ubertragungsleitungen 37, 39, 41 und 42 haben eine physikalische Länge,
die ebenfalls bei 1/4 der Wellenlänge der mittleren Frequenz des Eingangsfrequenzbandes
liegt. Damit wird ani Punkt 47 die Impedanz beim Zurückschauen in die radialen Ubertragungsleitungen
38 und 43 im wesentlichen zu der eines offenen Schaltkreises oder "unendlich". Die
Impedanz des Vorspannungsschaltkreises bei den Ausgangsfrequenzen ist unwichtig,
da der Punkt 47 bei Resonanz virtuell geerdet ist.
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Es sind zwei Vorspannungsschaltkreise vorgesehen, damit (1) die Gesamtsymmetrie
des Bausteines erhalten bleibt und (2) eine Vorspannung der beiden Varaktoren unabhängig
voneinander zur Optimierung der Symmetrie, falls notwendig, möglich ist. Im zweiten
Fall müßten zwei getrennte Kondensatoren 44 zur Abblockung eingesetzt wer-
den,
einer zwischen 15 und 16, der andere zwischen 15 und 17. Die elektrische Länge des
planparallelen Symmetriergliedes 25 ist so gewählt, daß sie bei γ/4 der mittleren
Frequenz des Ausgangsfrequenzbandes liegt. Die Wellenlänge in dem Symmetrierglied
25 kann mitden in der US-PS 3 835 421 und dem vorstehend genannten Artikel von R.
E. Deßrecht angeführten Daten für die effektive Dielektrizitätskonstante zur gcschätzt
werden; sie liegt bei ungefähr (c/f) 2/(1 + £r). Wie in Fig. 5 gezeigt, ist der
gesamte Mikrostrip-- und planparallele Symmetrierschaltkreis absichtlich in bezug
auf das Substrat abgeschrägt. Dadurch wir es möglich. daß der Eiriqangsanschluß
der übertragungsleitung 15 und der Ausgangsanschluß der Ausgangsleitung 26, die
sich an einem Ende eines Armes 23 des Symmetrierqliedes 25 befindet, auf der Mittellinie
des metallischen Umhüllungskastens, der den gesamten Baustein enthält, angebracht
werden können. Der Kasten ist aus massivem Messing ausgefräst und nickelbeschichtet.
Unterhalb da; ohne Grundplatte arbeitenden Substratteils mit dem planparallelen
Symmetrierglied befindet sich ein rechtwinkliger Hohlraum.
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Ein monolithischer Kastenaufbau verringert unerwünschte Resonanzen
an den Metall/Metall-Grenzschichten auf ein Mindestmaß. Seine maximale Querabmessung
ist auf einen Wert beschränkt, der einem Hohlleiter mit der Grenzfrequenz bei der
maximalen interessierenden Eingangsfrequenz entspricht. Das trägt zur Verringerung
des Durchgangs bzw. übersprechens der Eingangsfrequenz auf die Ausgangsseite, insbesondere
auf die Ausgangsleitung 26 des des Rrei tbandfreqllenzl;c i lers , bi.
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Es sei erwähnt, daß die Resonanzfrequenz f des Bausteines sich mit
der Erhöhung der GleichspannuncJs-Sperrvorspannung erhöht. Das liegt darin begründet,
daß sich die Durchschnittskapazität Co verringert, wenn sich die Sperrspannung erhöht.
Durch Umstellen der Gleichung für I erhält man:
und damit erhöht sich f bei Abnahme von C 0 Zusätzliche, über die vorstehende Beschreibung
ein es Frequenzhalbierers hinausgehende Informationen sind in der vorstehend genannten
kanadischen Patentanmeldung Nr. 264 358 enthalten.
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In Fig. 6 ist eine Draufsicht auf einen erfindungsgemäßen analogen
Mikrowellen-Frequenzteiler gezeigt, mit dem ein Eingangsmikrowellensignal durch
einen Faktor 40geteilt wird. Der Frequenzteiler enthält ein nicht gezeigtes Substrat
mit einer Eingangs-Mikrostrip-Ubertragungsleitung 50, die über einen die Gleichspannung
abblockenden Kondensator 51 an einen aus einer ersten und einer zweiten voneinander
getrennten, parallelen Mikrostrip-Ubertragungsleitung 52 und 53 mit vorbestimmter
Länge 1 gebildeten Resonator angekoppelt ist.
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Jeweils ein Ende (das linke Ende) der Ubertragungsleitungen 52 und
53 ist mit dem anderen durch eine quer verlaufende Mikrostrip-Ubertragungsleitung
55 verbunden.
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Die anderen Enden der ersten bzw. zweiten Mikrostrip-Übertragungsleitung
52 bzw. 53 sind über die angeschlossenen Varaktordioden 56 bzw. 57 mit der Substraterde
verbunden. Die Übertragungsleitungen 52 und 53 sind elektromagnetisch mit einer
dritten Mikrostripübertragungsleitung 60 und einer vierten Mikrostripübertragungsleitung
61 gekoppelt, die wiederum in Serie mit einem allgemein mit 63 bezeichneten Streifenleitungssymmetrierglied,
das den Ausgang des Teilers beinhaltet, verbunden sindDieqestrichelte Linie in Fig.
6 teilt die Figur in Bereich I und Bereich II. Im Bereich
I sind
die Ubertragungsleitungen Mikrostrip-Ubertragungsleitungen, wohingegen die Leitungen
im Bereich II Streifenleitungen sind (keine Grundplatte). Das Symmetrierglied. 63
besteht aus drei Leitungen 65, 66 und 67, wobei die Leitungen 65 und 67 geerdet
sind und das Ausgangssignal von Leitung 66 abgenommen wird.
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In dem Aufsatz "Varactor Applications", MIT Press, 1962, Seiten 436
bis 483 von P. Penfield und R. Rafuse wird eine Theorie für subharmonische Teiler
gegeben. Dabei wird angedeutet, daß es einen fundamentalen Unterschied zwischen
einem Halbierbaustein bzw.
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durch-2-teilenden Baustein und eine durch -4-teilenden Baustein (oder
allgemeiner einem durch -2k-tcilenden Baustein, werbe k größer als 1 ist) gibt.
In einem durch-2-teilenden Baustein sind nur zwei Frequenzen vorhanden: die Eingangsfrequenz
2 und die Ausganysfrequenz fO. In Teilersystemen höherer Ordnung kann nach der in
dem vorstehend genannten Aufsatz gebrachten Theorie das Vorhandensein anderer Zwischenfrequenzen
("Idlers") notwendig sein. So erzeugt z. B. bei einem durch-4-teilenden Baustein
das Eingangssignal mit der Frequenz 4f eine Subharmonische mit der Frequenz 2f0.
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Diese Subharmonische erzeugt selbst wieder eine Subharmonische mit
der Frequenz fO, die am Ausgang abge-.nommen wird.
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In Fig. 6 sind die physikalischen Merkmale eines aufgebauten durch-4-teilenden
Bausteines gezeigt. Bereich I ist in Mikröstrip-Anordnung eluf einem ungefähr 0,62
mm starken Al203-Substrat ausgeführt. Der Bereich II ist in Streifenleitungsanordnung
auf demselben Substrat ausgeführt.
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über die Übertragungsleitung 50 gelangt ein Eingangssignal mit einer
Frequenz 4fo an die Übertragungsleitungen 52 und 53. Der Kondensator 51 dient zur
Abblockung der Gleichspannung und zur teilweisen Impedanz anpassung an die reaktive
Resonatorimpedanz. Leitungen 60 und 61 erstrecken sich von einem Punkt Z bis zu
den Varaktordioden 56 und 57. Die GaAs-Varaktordioden (z. B.
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aus der MA-48501-E-Serie von Microwave Associates) sind einerseits
mit den Ubertragungsleitungen 52 bzw.
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53 und anderrseit. mit der Substraterde verbunden. Die Dioden stellen
die nichtlinearen kapazitiven Elemente dar, mittels derer eine Energieübertragung.auf
Subharmonische der Eingangsfrequenz erfolgt. . Die Länge bzw. Strecke 1 wurde nach
der in dem Artikel "Broadband Frequency Dividers using Microwave Varactors", IEEE-MIT-S
International Microwave Symposium, 21. bis 23. Juni 1977, Digest-Seiten 80 bis 82,
von Robert Harrison angegebenen Formel berechnet.
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Der Resonanzschaltkreis setzt sich Vermutlich aus den Varaktordioden
56 und 57 und den Úbertragungsleitungen 52 und 53 zusammen. Wenn jedoch ein Zwischenfrequenz-Schaltkreis
bei 2f und ein'Resonanz-0 schaltkreis bei f vorhanden sind, so ist nicht klar ersichtlich,
aus welchen Elementen die:Schaltkrelsebe stehen. Jedoch arbeitet der Schaltkreis-auch
ohne vollständiges Verständnis der Theorie in der Praxis zufriedenstellend.
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Wie vorstehend erwähnt, dienen die Leitungen 60 und 61 dazu, die
Frequenz f in den aus den Leitungen 65, 66 und 67 bestehenden Ausgangs-Symmetrier-Ubertrager
einzukoppeln. Die Kopplung der Leitungen 52 und 60 sowie, 53 und 61 ist in "Parameters
of Microstrip Transmission Lines and Coupled Pairs of Microstrip Lines", IEEE Trans.
Microwave Theory, Band 15, Dezember 1968, Seiten 1021 bis 1027 beschrieben.
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Pas Symmetrierglied bzw. der Symmetrierübertrager ist in der US-PS
3 835 421 und in dem vorstehend genannten Artikel von Deßrecht besch@ieben und dient
zum Umsetzen des symmetrischen Resonatorausgangssignals in ein unsymmetrisches Ausgangssignal.
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Elemente 70 bis 77 stellen die Gleichspannungsvorspannungsleitungen
für die Varaktordi oden 56 und 57 dar. Elemente 70 und 71 sind breitbandige Kurzschlußkreise.
Die Größe eines Winkels B beträgt 150°. Der Radius beträgt ungefahr 1/4 der Wellenlänge
der mittleren Frequenz des Eingangsfrequenzbandes. Anschlußflächen 72 und 73 sind
Lötflachen zum externen Vorspannungsanschluß. Leitungen 74 und 76 sind ungefähr
1/4 der Wellen-Länge und 1<? Lei eitungen 75 und 77 3/4 der Wellen Lange der
mittleren Frequenz des Eingangsfrequenzbandes lang.
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Da die Elemente 70 und 71 bei der unteren Ausgangsfrequenz vielleicht
nicht als breitbandig kurzschließende Schaltkreise arbeiten, stellen die Gleichspannungsvorspannungsleitungen
einen Teil des Resonanzschaltkreises entweder für die Ausgangssubharmonische oder
jede andere vorhandene Zwischenfrequenz dar.
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Ein gemäß Fig. 6 aufgebauler Baustein diente zur Herabsetzung von
Mikroweilensignalfrequenzen zwischen 13 und 16 GHz auf einen Frequenzbereich von
3,25 auf 2 GHz. Aufgrund vor allem eingangsseitig schlechter Impedanzanpassung war
die Herabsetzung in diesem Band nicht gleichmäßig. So führte z.B. ein Eingangssignal
mit einer T.eistung von ungefähr 16 dbm bei 15 GHz zu einem Ausgangssignal von ungefähr
-5 dbm bei 3,75 GHz (fo). Am Ansgang trat auch eine Schwingung bei 7,5 GHz (2fo)
mit einer Leistung von -45 dbm auf. Diese könnte als Zwischenträgerfrequenz bezeichnet
werden. Es ist aufgrund des Erfolges in dieser Rinsicht bei den in der CA-PS 264
358 besehricbenen frequenzhalbier-
bausteinen zu erwarten, daß
bei richtiger Impedanzanpassung Bausteine mit Oktavbandbreite gebaut werden können.
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Weiterhin ist bei entspreche.ndem Aufbau des aus den Ubertragungsleitungen
52 und 53 und den Varaktordioden 56 und 57 bestehenden und bei den entsprechenden
Frequenzen schwingenden Resonanzschaltkreises auch eine Teilung durch andere Zahlen,
die größer als 2 sind, möglich Von besonderem Interesse ist hierbei die Teilung
durch 2k, wobei k eine'ganze-Zahl und größer als 1 ist, Obwohl der Teiler als Mikrostrip-Aufbau
beschrieben wurde, ist diese Technik auch bei Verwendung anderer Methoden einschlieB-lich
Wellen leitern, Streifenleitern und Koaxleitern anwendbar Damit ist ein einstufiger
analoger Mikrowellen-Frequenzteiler geschaffen, der Mikrowellensignale durch Vier
teilt. Der Teiler enthält ein Substrat mit einer Mikrostrip-Ubertragungsleitung,
die kapazitiv mit einem aus einer ersten und einer zweiten, räumlich voneinander
getrennten, parallelen Mikrostrip-Übertragungsreitung mit bestimmter Länge gebildeten
Resonator verkoppelt ist. Jeweils ein Ende dieser Leitungen ist-über eine quer verlaufende
Mikrostrip-Ubertragungsleitung mit dem anderen verbunden. Die anderen Enden dieser
Leitungen sind über eine Varaktordiode mit der Substratmassc verbunden. Die erste
und zweite Mikrostrip-Ubertragungsleitung sind mit einer dritten und vierten Mikrostrip-Ubertragungsleitung
elektromagnetisch verkoppelt, die dritte und vierte Mikrostrip-Ubertragungsleitung
sind seriell mit einem den Ausgang des Teilers enthalten-
den Streifenleitungs-Symmetrierglied
verbunden.