DE2935136C2

DE2935136C2 - Einrichtung zur automatischen Eigennachführung einer Mikrowellen-Antenne

Info

Publication number: DE2935136C2
Application number: DE19792935136
Authority: DE
Inventors: Anton Dipl.-Ing. Giefing; Uwe Dipl.-Ing. Leupelt; Ulrich Dipl.-Ing. 8000 München Scherner
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1979-08-30
Filing date: 1979-08-30
Publication date: 1984-04-12
Also published as: DE2935136A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zur automatischen Eigennachführung einer einen gekrümmten Umlenkreflektor und einen diesen seitlich anstrahlenden Hornstrahler aufweisenden Mikrowellen-Antenne, in deren an den Hornstrahler angeschlossenen Hohlleiter ein Modenkoppler angeordnet ist, aus dem im Empfangsfall eine zusätzlich zur Hohlleiter-Grundwelle nur bei einer Winkelablage vorhandene Hohlleiterwelle von einem Wellentyp höherer Ordnung zur Bildung des Nachführsignals in einem sogenannten Peilkanal ausgekoppelt ist und an den sich im sogenannten Nachrichtenkanal ein bei exakter Zielausrichtung der Antenne an sich nur noch die Grundwelle führender Hohlleiterbereich anschließt, aus dem ein Signaianteil ausgekoppelt ist, welcher dem Peilkanal zugesetzt wird.

Für Antennen im Mikrowellenbereich wird vielfach eine Kombination aus einem gekrümmten Reflektor und einem seitlich einstrahlenden Hornstrahler verwendet. Derartige gekrümmte Reflektoren sind meist Ausschnitte aus Rotationsflächen, die durch Kegelschnittkurven erzeugt werden. In der Regel fällt ein Brennpunkt des Reflektors mit dem Phasenzentrum des Hornstrahler zusammen. Solche Anordnungen werden entweder als selbständige Antennen oder bevorzugt zur Speisung großer Reflektorantennen, z. B. bei Cassegrain-Antennen, eingesetzt. Sie lassen sich auch als Teil eines sogenannten Strahlwellenleiters betrachten, indem sich die in einer einfallenden ebenen Welle enthaltene Hochfrequenzenergie dann ähnlich wie in einem Hohlleiter in Form sogenannter Gauß'scher Wellentypen ausbreiten kann. Im einfachsten Fall handelt es sich dabei um den Grundwellentyp TEMoo analog zum Grundwellentyp, z.B. der Hu-WeIIe im Rundhohlleiter. Bei Störungen, beispielsweise bei einer asymmetrischen Reflexion wie bei der vorstehend beschriebenen Anordnung, werden wie beim Hohlleiter zusätzliche Wellentypen höherer Ordnung anregbar. Durch solche höhere Wellentypen können hauptsächlich die durch den Umlenkreflektor entstehende Kreuzpolarisation und eine gewisse Feldverzerrung beschrieben werden.

Alle Gauß'schen Wellentypen, die sich im freien Raum zwischen dem Umlenkreflektor und dem Hornstrahler ausbreiten, werden beim Übergang in den Hornstrahler bzw. in einen Hohlleiter in die entsprechenden Hohlleiterwellentypen umgewandelt (z. B. TWM₀O — Hu, TEMm - H₂₁ im Riindhohlleiter). Häufig wird für derart gestaltete Antennen ein Verfahren zur automatischen Eigennachführung z. B. zur Verfolgung von Satelliten benutzt, das seinerseits auf dem Prinzip von zusätzlich zur Grundwelle vorhandenen Hohlleiterwellentypen höherer Ordnung arbeitet, die jedoch nur bei Winkelablagcn angeregt werden. Diese werden durch sogenannte Modenkoppler aus dem Signalweg ausgekoppelt, in welchem die verschiedenen Wcllentvpen zunächst gemeinsam auftreten. Sie liefern die Ablageinformation für das Regelsystem bzw. für die Antennennachsteucrung in Form einer Fehlcrspannung.

lie dazu nach Betrag und Phase ausgewertet wird. Bei :xakter Ausrichtung der Antenne muß diese Fehleripannung den Wert Null aufweisen.

Treten nun in einem derartigen Nachführsystem zusätzlich zum erwünschten ablagebedingten Peilwelentyp weitere Wellentypen auf, die unabhängig von \blagefehiern vom Umlenkreflekto. hervorgerufen werden, aber in ihrem Feldbild mit den bei Ablagen erzeugten Wellentypen übereinstimmen, so werden sie ebenfalls über den Modenkoppler ausgekoppelt Sie werden dann fälschlich auch bei exakter Ausrichtung der Antenne auf ein Ziel als Fehlersignal interpretiert Als Folge davon bewegt sich die Antenne aus der exakten Position weg, da eine vom Wert Null abweichende Felllerspannung vorhanden ist. Um dennoch wieder eine Nullstelle und damit eine stationäre Position zu erreichen, wird eine derartig nachgeführte Antenne automatich so lange weiter nachgeführt, bis durch eine entsprechende Zielablage eine Peilwelle angeregt wird, welche die Störwelle nach Phase und Amplitude gerade aufhebt. Dadurch entstehen Winkelablagen zwischen einer vorgegebenen Sollposition, die meist der Hauptachse und dem Gewinnmaximum des Antennendiagramms entspricht, und der Ausrichtung nach der Peilnullstelle.

Aus der DE-AS 15 16 751 ist nunmehr eine Einrichtung zur Verhinderung dieser Ablagefehler bekannt, allerdings nur unter Verwendung eines verhältnismäßig hohen Bauteileaufwands und unter Inkaufnahme einer Frequenz- und Polarisationsabhängigkeit.

Aus der US-PS 35 82 950 ist zur automatischen Eigennachführung einer Mikrowellen-Antenne i'ine Einrichtung bekannt, bei der aus dem sogenannten Nachrichtenkanal ein Signalanteil ausgekoppelt und dem Peilkanal zugeführt wird. Allerdings wird mit dieser bekannten Einrichtung keine breitbandige Korrektur der erwähnten, in der Regel frequenz- und polarisationsabhängigen Ablagefehler von Antennen mit automatischer cigennachführung und insbesondere mit einem gekrümmten Umlenkreflektor erreicht.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Einrichtung zur automatischen Eigennachführung so auszubilden, daß sie die Fähigkeit hat, eine polarisations- und frequenzunabhängige Kompensation der Störsignale im Peilkanal durchzuführen.

Gemäß der Erfindung, die sich auf eine Einrichtung der eingangs genannten Art bezieht, wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß der Modenkoppler mit zwei Ausgängen, die der Auskopplung zweier elektromagnetischer Wellen mit zueinander orthogonalen Polarisationen dienen, an die beiden Eingänge eines ersten 90°-3dB-Hybrids im somit zwei Differenzkanäle aufweisenden Peilkanal angeschlossen ist, daß die beiden Ausgänge dieses Hybrids mit einem Zirkularpolarisationsumschalter zur Umschaltung des Drehsinns der Zirkularpolarisation verbunden sind, daß der Ausgang dieses Umschalters mit dem einen Eingang eines 3 dB-Richtungskopplers verbunden ist, daß nach einer im Nachrichtenkanal dem Modenkoppler folgenden Polarisationsweiche, die zwei Ausgänge für elektromagnetische Wellen mit zueinander orthogonalen Polarisationen und somit zwei Summenkanäle aufweist, in jedem dieser beiden Summenkanäle ein Richtungskoppler zur Auskopplung eines Signalanteils des jeweiligen Summenkanalsignals vorgesehen ist, daß die beiden ausgekoppelten Signalanteile den beiden Eingängen eines zweiten 90°-3 dB-Hybrids zugeführt sind, dessen beide Ausgänge über jeweils einen eine amplituden- und phasenmäßige Beeinflussung ausübenden Vierpol an einen zweiten, ebenfalls den Drehsinn umschaltenden Zirkularpolarisationsumschalter angeschlossen sind, welcher gemeinsam und gleich mit dem ") ersten ZirkularpolarisationsumschaJter umgeschaltet wird und dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des 3 dB-Richtungskopplers verbunden ist, und daß am Ausgang des ein Kompensationsglied bildenden 3 dB-Richtungskopplers das Nachführsignal ansteht.

κι Es werden somit im EmpfangsfaH bei exakter Ausrichtung der Antenne auf ein Ziel aus dem der Grundwelle zugeordneten Signa! des Nachrichtenkanals (Summensignal) automatisch Korrektursignale abgeleitet, welche die Störsignale im Peilkanal durch

ι "i phasen- und amplitudenrichtige Oberlagerung breitbandig und polarisationsunabhängig kompensieren. Die Übertragungsfaktoren der beiden Vierpole sind dabei so gewählt, daß sich die zur Kompensation notwendigen Amplituden- und Phasengänge ergeben. Die Kompen-

2» sation ist im Prinzip polarisations- und frequenzunabhängig.

Ein in der Praxis auftretender Rest von Polarisationsabhängigkeit wird durch verschiedene Nichtidealitäten der Antenne und der Bauteile hervorgerufen und kann

2> durch den Einbau von Richtungsleitungen in die beiden Differenzkanäle zwischen dem Modenkoppler und dem ersten 90°-3dB-Hybrid wesentlich vermindert werden.

In zweckmäßiger Weise ist jedem der beiden

Vierpole ein von der Elevationsstellung der Antenne

3» gesteuertes Phasenkorrekturglied in Reihe geschaltet, wodurch sich eine elevationsgesteuerte Phasendrehung bei einer Antenne, die um eine Elevationsdrehachse gedreht werden kann, erreichen läßt.

Es wird noch auf den Aufsatz von R. Reitzig,

y> »Automatische Eigennachführung von Antennen« in »Nachrichtentechnische Fachberichte« 1967, Band 32, Seiten 45—51, hingewiesen, in dem allgemein bei derartigen Antennennachführungen auftretende Probleme und Lösungen beschrieben sind.

w Die Erfindung wird im folgenden anhand von zwei Figuren näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 den Prinzipaufbau einer automatisch nachzusteuernden Reflektorantenne nach dem Cassegrain-Prinzip, und

Fig.2 das Blockschaltbild einer Schaltung zur Gewinnung der Ablagesignale und zur Erzielung der Fehlerkompensationssignale für eine Antenne nach Fig. 1.

Die in Fig. 1 dargestellte Antenne ist elektrisch nach

5» dem Cassegrain-Prinzip aufgebaut. Sie weist einen Hauptreflektor 1 auf, der durch Drehung um eine Elevationsachse 2 und um eine Azimutachse 3 im oberen Halbraum voll ausrichtbar ist. Zum Reflektorsystem, das zur Erreichung eines maximalen Antenncnwirkungsgrades amplituden- und phasenkorrigiert ist, gehört außerdem ein Fangreflektor 4. Im Scheitelbereich des Hauptreflektors 1 befindet sich eine runde Strahldurchtrittsöffnung 5. Als Primärerreger wird beispielsweise ein Rillenhornsirahler 6 verwendet, der mit einem

bo passiven strahlumlenkenden Reflektor 7 kombiniert ist. Dieser Umlenkreflektor 7, welcher beispielsweise durch einen Ausschnitt aus einem Rotationsellipsoid gebildet wird, ist unmittelbar hinter dem Scheitel des Hauptre-Pektors 1 montiert. Eine vom Hauptreflektor 1 über den

"'■ Fangreflektor 4 auf den Umlenkreflektor 7 einfallende Welle wird dort um 90° umgelenkt und von dem seitlich angeordneten, mit seiner Achse in der Elevationsa^hse 2 liegenden Erregerhornstrahler 6 aufgenommen. Bei den

Elevationsbewegungen der Antenne wird nur der Umlenkreflektor 7 mitgeschwenkt, während der Erregerhornstrahler 6, ein sich daran anschließender Speisehohlleiter 8, ein Modenkopler 9, eine Polarisationsweiche 10 sowie in Fi g. 1 nicht eigens dargestellte Verstärker- und Empfangseinrichtungen, die sich an die Polarisationsweichenausgänge 14 und 15 anschließen, stationär bleiben. Beim Umlenkreflektor 7 fällt ein Brennpunkt 11 der das Rotationsellipsoid erzeugenden Ellipse E mit dem Nahfeldphasenzentrum des Rillenhornstrahlers 6 zusammen, während der andere Brennpunkt 12 zwischen dem Umlenkreflektor 6 und dem Fangreflektor 4 liegt.

Zum besseren Verständnis kann eine derartige Anordnung als Teil eines sogenannten Strahlwellenleiters betrachtet werden. Als Strahlenwellenleiter bezeichnet man normalerweise periodisch aufgebaute Strukturen zur Weiterleitung von Strahlenbündeln, deren Feldverteilung derjenigen ähnlich ist, wie sie Antennen mit starker Richtwirkung in der Fresnel-Zone aufweisen. Die Ausbreitung erfolgt so, daß die Form der Querschnittsverteilung innerhalb der Struktur in periodischen Abständen reproduziert wird. Dazu muß das Feld jeweils der wellenleitenden Komponente, d. h. in diesem Fall dem Umlenkreflektor 7, möglichst gut angepaßt sein. Die Ausbreitung der Energie im Strahlwellenleiter ist von der im eindeutigen Hohlleiter grundsätzlich verschieden, da sie nicht in Form eines Hohlleiterwellentyps transportiert wird. Ein Hohlleiterwellentyp ist definiert durch eine bestimmte Ausbreitungskonstante und eine entlang der Leitung überall gleichbleibende Feldverteilung. Das Feld im Strahlwellenleiter besteht aus gebündelter Strahlung in Form einer Anzahl unterschiedlicher Wellentypen, die durch ihre jeweilige Ausbreitungskonstanten gekennzeichnet sind. Die Feldverteilung ist zwar entlang der Ausbreitungsstrecke unterschiedlich, sie wird jedoch in bestimmten Abständen periodisch reproduziert. Am Ort des Brennpunktes ergibt sich jeweils wieder eine ebene Phasenfront, wobei die relativen Phasen der verschiedenen Wellentypen wieder in einem gleichen, festen Verhältnis zueinander stehen.

Beim in F i g. 1 dargestellten Speisesystem werden im Empfangsfall sogenannte Gauß'sche Wellentypen, die sich im freien Raum vom Umlenkreflektor 7 zum Hornstrahler 6 hin ausbreiten, beim Übergang in den Hornstrahler 6 bzw. den sich daran schließenden Rundhohlleiter 8 in die korrespondierenden Hohlleiterwellentypen umgewandelt Die TEMoo-Welle entspricht dann der WEn-Welle, während die ΓΕΛ/01-Komponenten eine //F₂J-WeIIe liefern. Im glatten Rundhohlleiter 8 bzw. am Ort des Modenkopplers 9 gehen diese dann in die normalen Hohi'ieiterweiieniypen Wn bzw. r/21 über.

Diese physikalischen Gegebenheiten haben besondere Konsequenzen zur Folge, wenn für die Antenne ein Verfahren zur automatischen Eigennachführung, z. B. bei der Satellitenverfolgung, benutzt wird, das seinerseits nach dem Prinzip von zusätzlich zur Grundwelle vorhandenen Hohlleiterwellentypen höherer Ordnung arbeitet die jedoch nur bei Winkelablagen der Antenne angeregt werden. Es handelt sich hierbei um die W₂I-WeIIe die durch den Modenkoppler 9 aus den Speisehohlleiter 8 ausgekoppelt wird, in dem die verschiedenen Wellentypen zunächst zusammen auftreten. Die im Modenkoppler 9 am Ausgang 13 ausgekoppelten W₂i-Wellen liefern die Ablageinformation für das Regelsystem bzw. für die Antennennachsteuerung nach entsprechender Aufbereitung in Form einer Fehlerspannung (Differenzsignal Δ), die dazu nach Betrag und Phase ausgewertet wird. Bei exakter Ausrichtung der Antenne auf das Ziel, z. B. den Satelliten, erreicht diese Fehlerspannung theoretisch den Wert Null, d.h. es wird eine /Z₂I-WeIIe ^;m Modenkoppler 9 angeregt und an dessen Ausgang 13 ausgekoppelt.

Treten nun zusätzlich zum erwünschten ablagebedingten Peilwellentyp weitere Wellentypen auf, die unabhängig von Ablagefehlern bereits vom Umlenkreflektor 7 hervorgerufen werden und am Ort des Modenkopplers 9 in ihrem Feldbild mit den bei Ablagen erzeugten Wellentypen übereinstimmen, so werden sie ebenfalls am Ausgang 13 ausgekoppelt. Sie werden dann fälschlich auch bei exakter Ausrichtung de;· Antenne auf ein Ziel als Fehlersignal interpretiert. Als Folge davon bewegt sich die Antenne aus der exäkien Position weg, da eine vom Werte Null abweichende Fehlerspannung vorhanden ist. Um dennoch eine Peilnullstelle und damit eine stationäre Position zu erreichen, wird die Antenne automatisch so lange nachgefahren, bis durch eine entsprechende Zielablage zusätzlich eine Peilwelle angeregt wird, welche die Störwelle nach Phase und Amplitude gerade aufhebt. Dadurch entstehen jedoch die erwähnten Winkelablagen zwischen einer vorgegebenen, der Hauptachse und damit dem Gewinnmaximum des Antennendiagramms entsprechenden Sollposition einerseits und der Ausrichtung nach der Nullstelle andererseits.

Eine solche Anlage zeigt im Betrieb mit automatischer Eigennachführung somit einen Ablagefehler von der idealen Sollposition.

Ein wesentlicher Gedanke des im folgenden anhand des in Fig.2 dargestellten Blockschaltbildes näher dargelegten Prinzips nach der Erfindung zur Reduzierung der beschriebenen Ablagefehler besteht darin, aus den an den Ausgängen 14 und 15 der Polarisationsweiche 10 anstehenden Summensignalen Σα und Σβ eine geeignete Kompensationsgröße abzuleiten.

Der Modenkoppler 9 zur Auskopplung einer W₂I-WeIIe aus dem Speisehohlleiter 8 ist zunächst prinzipiell einer bestimmten Orientierung des einfallenden Feldes und der Ablagerichtung zugeordnet. Ändert sich die Orientierung in Abhängigkeit von der Polarisation einer einfallenden Welle, so verringert sich der Grad der Signalauskopplung im Verhältnis des Polarisationswirkungsgrades. Wenn im Grenzfall die Polarisation orthogonal wird, kann in der betrachteten Ablageebene kein Signal mehr ausgekoppelt werden. Eine Peilung ist dann nicht mehr möglich.

Da die Antenne jedoch bei jeder beliebigen Polarisation nachgeführt werden muß, ist durch einen geeigneten Aufbau des tatsächlich verwendeten modenkopplers 9 sichergestellt daß auch jeweils die orthogonale H₂I-WeIIe ausgekoppelt wird. Die Feldbilder der beiden orthogonal polarisierten W₂₎-Wellen sind um 45° gegeneinander verdreht Faßt man die an den orthogonalen Teilausgängen 13a und 136 eines derartig aufgebauten Modenkopplers 9 anstehenden Signale in den beiden Differenzkanälen 16 bzw. 17 über ein 90°-3 dB-Hybrid 18 zusammen, so erhält man an dessen Ausgängen 19 bzw. 20 ein der rechts- bzw. linkszirkular polarisierten W₂,-Peilwelle zugeordnetes Signal. Im Betrieb werden die beiden Ausgänge 19 und 20 dann über einen Schalter 21 in Abhängigkeit vom überwiegenden Drehsinn der einfallenden Welle auf rechts- oder linkszirkular (RZ oder LZ) umgeschaltet Diese Umschaltung wird in zweckmäßiger Weise von seiten

2y J5 136

einer unabhängig vom Peilsystem in einem Empfanger 22 vorhandenen Polarisations-Diversity-Einrichtung für das Naehrichiensignal Σ (Sumniensignal) auiomutiseh vorgenommen. Bei Linearpolarisation bedeutet dies einen maximalen Signalamplitudenrückgang von 3 dB. Mit 23 ist ein Abschlußwiderstand bezeichnet. Durch die im folgenden beschriebene Schaltung werden die unabhängig vom Peilvorgang an den beiden Ausgängen 19 und 20 des Hybrids 18 aufgrund sich vom ablagebedingten Peilwellentyp unterscheidender Wellentypen vorhandenen Störsignale S., und 5/, durch gleich große gegenphasige Signale kompensiert. Diese Kornpensationssignale werden über zwei Richtungskoppler 24 und 25 mit übereinstimmender Koppeldämpfung at an den beiden Summenanschlüssen 14 und 15 der Polarisationsweiche 10 abgeleitet. Um die erforderliche Polarisa'ionsiinabhängigkeit der Nachführung zu erreichen, werden die aus dem Nachrichtensignalweg zum Empfänger 22 ausgekoppelten Kompensationssignale über ein 90°-3 dB-Hybrid 26 zunächst zusammengefaßt, so daß sich an den Ausgängen 27 und 28 eine rechtszirkulare bzw. linkszirkulare Welle (RZ und LZ) ergibt. Die beiden entgegengesetzt zirkularpolarisierten Wellen werden dann vom Ausgang 27 bzw. 28 jeweils über einen Vierpol 29 bzw. 30 mit Dämpfungs- (e^a) und Phasenschiebereigenschaften (&^b) und über steuerbare Phasenkorrekturglieder 31 und 32 mit elevationswinkelabhängiger Phasendrehung an einen Zirkularpolarisationsumschalter 33 geführt. Die Umschalter 21 und 33 werden gemeinsam auf die jeweils gleiche Zirkularpolarisation (RZ oder LZ) geschaltet. Mit 34 ist der Abschlußwiderstand des Zirkularpolarisationsumschalter 33 bezeichnet. Die am Umschalter 33 jeweils durchgeschaltete Welle wird an einen Eingang 33 eines 3 dB-Richtungskopplers 36 geführt, an dessen zweitem Eingang 37 die mittels des Umschalters 21 jeweils durchgeschaltete Peilkanalwelle liegt. Im Richtungskoppler 36 kompensieren sich somit das über den Peilkanal am Eingang 37 eingeflossene Störsignal und das am Eingang 35 eingegebene, vom eigentlichen Nachrichtensignal £ abgeleitete Korrektursignal. Die Dämpfungs- und Phasenwerte für die Korrektursignale müssen zu diesem Zweck in den beiden Vierpolen 29 und 30 passend eingestellt werden. Am Ausgang 38 des an seinem zweiten Ausgang mit einem Abschlußwiderstand 39 abgeschlossenen Richtungskopplers 36 steht dann das bereinigte, frequenz- und polarisationsunabhängige Fehlersignal A' zur Nachführsteuerung der Antenne an, wobei nur noch eine Abhängigkeit vom erwünschten ablagebedingten Peilwellentyp vorliegt.
Es folgt nun eine analytische Betrachtung der

Störsignale.

Als Störsignale werden im folgenden die bei exakter Ausrichtung der Antenne auf das Ziel an den beiden Modenkopplerausgängen 13a und 136 auftretenden Spannungen S₁, und Sh (S = Stör) bezeichnet. Beim Wegfahren der Antenne aus dieser Position werden — wie schon erwähnt — in der Apertur des Hornstrahler 6 Peilwellen angeregt, von denen der Modenkoppler 9 ein Λ/21-Signal auskoppelt, das im folgenden mit /V₁₁ und

lu Nh(N= Nutz) bezeichnet wird.

Für die bei verschiedenen Frequenzen und Polarisationen gemessenen, mil automatischer Eigennachführung eingefahrene Positionen der Antenne gilt die Bedingung, daß dort die Spannung am Ausgang des Hybrids 18 gleich Null sein muß,d. h. also

(N„+S_b) = 0 für rechtszirkular RZ\ S_b) = 0 für ünkszirkuiar LZ ί

Der Zusammenhang zwischen den Nutzsignalen N₁, und Λ/h, den Ablagewinkeln φι:ι. und ψΑ/ in Elevation bzw. im Azimut und dem Sumniensignal £, dessen vertikal polarisierte Komponente mit Σ ν und dessen horizontal polarisierte Komponente mit Σ11 bezeichnet wird, ist unter Vernachlässigung eines konstanten Proportionalitätsfaktors durch die Gleichungen (2) gegeben:

N_b = <Paz -i' + <Pel -w

Aus den Gleichungen (1) und (2) lassen sich die Störsignale S₁, und Si, nach Betrag und Phase-berechnen. Es zeigt sich, daß in beiden Differenzkanälen 16 und 17 Störsignale auftreten und diese den Bedingungen

= -nY.

phy

genügen.

Die Koeffizienten ρ und q sind komplex und frequenzabhängig, jedoch unabhängig von der jeweiligen Polarisation. Dieser Zusammenhang ergibt sich auch als Ergebnis einer Messung von Phase und Amplitude der Störsignale und der Komponenten des Summensignals.

Werden die Störsignale S„ und St, den Eingängen des 3 dB-90°-Hybrids 18 zugeführt, so ergeben sich an den Ausgängen 19 und 20 zwei Signale der Form (S_:, + jSb) bzw. (jS_a + Sb) entsprechend der Gleichungen (4).

S₂ +jS_t = (-ρΣ_ν +q Σ_Η) +j (<7 Σ,- +?Σ») = (q+jp).

j S. +S_b = j {-ρ Σ_ν + q Σ_Η) + (q Σ_ν +ρΣ_Η) = (q-jp). (Σ_v+jΣH)

(4)

Daraus erhalt man durch Umformung folgende Beziehungen:

q+jp

+S„

= q +JP

(5) Aus den Gleichungen (5) ist ersichtlich, daß der so erhaltene Quotient nur die Größen ρ und q enthält, also wohl frequenzabhängig, jedoch nicht polarisationsabhängig ist.

Eine polarisationsunabhängige Kompensation wird durch folgende Maßnahmen erreicht.

Es werden nach Fig.2 aus dem vertikalen und horizontalen Summensignalweg 14 und 15 über die Richtungskoppler 24 und 25 mit der Koppeldämpfung

a/k Signalanteile

β"^κΣν bzw. e"^K Ση

ausgekoppelt und den Eingängen des 3 dB-90°-Hybrids 5 26 zugeführt, an dessen Ausgängen 27 und 28 die Signale

10

= cos <p_EL ■ Σ_ν - sin q>_EL · Σ_Η \ = sin <p_EL ■ Σ_ν + cos ψ_Β_ ■ Σ_Η j

(8)

e^a*UZ_v+Z_H)

bzw.

Dabei bezeichnen die Indizes A, B das feststehende und K H das mit der Elevationsbewegung sich anabg mitdrehende Koordinatensystem (Kartesisches Koordinatensystem).

Für das Differenzsignal mit dem Symmetneachsenwinkel 45° (W₂I-WeIIe) wird die Koordinatendrehung durch die Gleichungen (9) beschrieben:

SS =-- cos 2 p£i · S_a + sin 2 <p_EL ■ S_b\ Sg = -sin 2 φ_Ει ■ S_a + cos 2 <p_EL ■ $b\

(9)

auftreten. Diese Signale werden über die beiden
Vierpole 29 und 30 mit dem Übertragungsmaß

ei·'-"*/ LZbzw.

geführt und dann in den Peilkanal und zwar nach dem Hybrid 18 und dem Umschalter 21 zur Kompensation der dort auftretenden Störsignale

Sa + JSb bzw.
jSn + S_b

mittels des 3 dB-Richtungskopplers 36 eingekoppelt.

Am Ausgang dieses Richtungskoppler 36 ergibt sich dann die polarisationsunabhängige Kompensation der Störsignale gemäß der Gleichungen (6)

Dabei sind S/. S_b" die Störsignale, bezogen auf das feststehende, und S₁₁. S_h die Störsignale, bezogen auf das mit der Eievationsbewegung sich anaiog mitureheuüe Koordinatensystem (geradliniges, schiefwinkeliges Koordinatensystem mit dem Achsenwinkel 45°. daher der Winkel 2 ψ el). Die Koeffizienten-Matrix in den Gleichungen (9) weist gegenüber der in Gleichung (S) eine Spiegelung um die Hauptdiagonale auf. was durch die willkürliche Reihenfolge der mit a und b indizierten Größen bedingt ist.

Aus den Gleichungen (8) und (9) erhält man durch entsprechende Zusammenfassung und Umformung:

(S₀ +JS_b) -e
t/S. +S») -

= (q +Jp)(J-I +Σ_Η)β'-'^:» = (Q -Jp) (Σ, +j-Ση) e'² *«

(10)

mit

bzw.

= q+jp\

⁺J ^b)Rz = q - jp)

(6)

(7) Daraus erhält man durch Quotientenbildung:

ss+jss _ (0+IP)UZ₁ +^f'-'·¹"·'

Ein in der Praxis auftretender Rest von Polarisationsabhängigkeit kann durch verschiedene Nichtidealitäten der Antenne und der Bauteile hervorgerufen werden und läßt sich durch den Einbau von zwei Richtungsleitungen 40 bzw. 41 zwischen den Ausgängen 13a bzw. 13£> des Modenkopplers 8 und den beiden Eingängen des Hybrids 18 wesentlich vermindern.

Der Einbau der beiden Richtungsleitungen 40 und 41 ist auch im Hinblick auf die Orthogonalität des Achsenkreuzes der Fehlersignal-Auswertung zweckmäßig-

Bewegt sich die Antenne in der Elevation, d. h. um die

in F i g. I gezeigte Eicvaiiunsdreiiäc-nse 2, so hai das eine durch den mitbewegten Umlenkspiegel 7 bedingte und dem Elevationswinkel φα. analoge Drehung des Wellenfeldes im Speisehornstrahler 6 um dessen Achse zur Folge. In bezug auf feststehende Auskoppeleinrichtungen bedeutet das eine Drehung des Koordinatensystems. Für das Summensignal (Wn-Welle) mit dem Symmetrieachsenwinkel 90° (Winkel zwischen den Symmetrieachsen) wird die Koordinatendrehung durch die Gleichungen (8) beschrieben:

J SS+ SS _

UZr+Z„)

Σ, +iZ„)e'²'"-

= (Q +JP)

(11)

Somit ergeben sich zwei Möglichkeiten, die Elevationsabhängigkeit der Kompensation der Kompensation der beschriebenen Schaltung zu eliminieren:

1. Es können durch synchrones Mitdrehen der Auskoppeleinrichtungen für ds Summen- und Differenzsignai die Koordinatensysteme der AusiCöppeieiiniLiitung und des Wellenfeldes im Speisehornstrahler 6 starr miteinander verbunden bleiben.

2. Es können nach den gleichungen (11) die Phasen der Kompensationssignale UP + Q) ^bzw· (~JP ⁺.^q) ^^nt" sprechend dem einfachen Zusammenhang mit dem Elevationswuinkel (^'") verändert werden, was durch Einfügen des vom Elevationswinkel gesteuerten, aber frequenzunabhängigen Phasenschiebers 31 bzw. in das Kompensationsnetzwerk erreicht werden kann.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Einrichtung zur automatischen Eigennachführung einer einen gekrümmten Umlenkreflektor und einen diesen seitlich anstrahlenden Hornstrahler aufweisenden Mikrowellen-Antenne, in deren an den Hornstrahl angeschlossenen Hohlleiter ein Modenkoppler angeordnet ist, aus dem im Empfangsfall eine zusätzlich zur Hohlleiter-Grundwelle nur bei einer Winkelablage vorhandene Hohlleiterwelle von einem Wellentyp höherer Ordnung zur Bildung des Nachführsignals in einem sogenannten Peilkanal ausgekoppelt ist und an den sich im sogenannten Nachrichtenkanal ein bei exakter Zielausrichtung der Antenne an sich nur noch die Grundwelle führender Hohlleiterbereich anschließt, aus dem ein Signalanteil ausgekoppelt ist welcher dem Peilkanal versetzt wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Modenkoppler (9) mit zwei Ausgängen (13a, 136/ die der Auskopplung zweier elektromagnetischer Wellen mit zueinander orthogonalen Polarisationen dienen, an die beiden Eingänge eines ersten 90°-3dB-Hybrids (18) im somit zwei Differenzkanäle (16, 17) aufweisenden Peilkanal angeschlossen ist, daß die beiden Ausgänge (19, 20) dieses Hybrids (18) mit einem Zirkularpolarisationsumschalter (21) zur Umschaltung des Drehsinns der Zirkularpolarisation verbunden sind, daß der Ausgang dieses Umschalters (21) mit dem einen Eingang (37) eines 3 dB-Richtungskopplers (36) verbunden ist, daß nach einer im Nachrichtenkanai dem Modenkoppler (9) folgenden Polarisationsweiche (10), die zwei Ausgänge für elektromagnetische Wellen mit zueinander orthogonalen Polarisationen und somit zwei Summenkanäle (14,15) aufweist, in jedem dieser beiden Summenkanäle (14, 15) e^;n Richtungskoppler (24, 25) zur Auskopplung eines Signalanteils des jeweiligen Summenkanalsignals vorgesehen ist, daß die beiden ausgekoppelten Signalanteile den beiden Eingängen eines zweiten 90°-3 dB-Hybrids (26) zugeführt sind, dessen beide Ausgänge (27, 28) über jeweils einen eine amplituden- und phasenmäßige Beeinflussung ausübenden Vierpol (29, 30) an einen zweiten, ebenfalls den Drehsinn umschaltenden Zirkularpolarisationsumschalter(33) angeschlossen sind, welcher gemeinsam und gleich mit dem ersten Zirkularpolarisationsumschalter (21) umgeschaltet wird, und dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang (35) des 3 dB-Richtungskopplers (36) verbunden ist, und daß am Ausgang (38) des ein Kompensationsglied bildenden 3 dB-Richtungskopplers (36) das Nachführsignal ansteht.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Zirkularpolarisationsumschalter (21, 23) von einer Polarisations-Diversity-Einrichtung gesteuert sind, die in einem Empfänger (22) vorgesehen ist, welchem die über die beiden Richtungskoppler (24, 25) laufenden Summensignale (2) im Nachrichtenkanal, jedoch ohne die für die Störkompensation im Peilkanal ausgekoppelten Signalanteile zugeführt werden.

3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zu jedem der beiden Vierpole (29, 30) ein steuerbares Phascnkorrekturglicd (31, 32) in Reihe geschaltet ist.

4. Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in die

beiden Differenzkanäle (16,17) zwischen den beiden Teilausgängen (13a, 13i»jdes Modenkopplers (9) und den beiden Eingängen des ersten 90°-3 dB-Hybrids (18) jeweils eine Richtungsieitung (40, 41) eingeschaltet ist